CN100362777C - 自适应信号加权系统 - Google Patents

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CN100362777C CNB971953422A CN97195342A CN100362777C CN 100362777 C CN100362777 C CN 100362777C CN B971953422 A CNB971953422 A CN B971953422A CN 97195342 A CN97195342 A CN 97195342A CN 100362777 C CN100362777 C CN 100362777C
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Abstract

BTSC编码器(200)包括有：一左数字高通滤波器(212)，接收数字左通道音频信号(L)并生成数字左滤波信号；一右数字高通滤波器(214)，接收数字右频通音频信号(R)并生成数字右滤波信号；一矩阵，包括一用于求取数字左和右滤波信号之和并生成一数字总和信号(L+R)的加法器(216)，和一用于从数字左和右滤波信号之一减去数字左和右滤波信号中的另一个并生成数字差分信号(L-R)的减法器(218)；一差分通道处理器(230)，对数字差分信号(L-R)作数字处理；和总和通道处理器(220)，对数字总和信号(L+R)作数字处理。

Description

自适应信号加权系统
技术领域
本发明总的说是关于用于电视广播的立体声音频编码器。较具体说，本发明涉及用于生成在美国和其他国家立体声电视信号广播中使用的音频信号的数字编码器。
背景技术
80年代，美国联邦通信委员会(FCC)采用针对电视信号的音频部分的新规定，使得电视节目能以双通道音频、例如立体声广播和接收。在这些规定中，FCC认识到广播附加音频通道的方法并对其给予特别的保护，此方法得到电子工业协会和全国广播员协会以及所谓的广播电视系统委员会(BTSC)机构的认同。这一公知的标准有时被称为多通道电视音响(MTS)，在FCC文件“BTSC系统的多通道电视声音发射和音频处理要求”(OET Bulletin NO.60，版本A，1986年2月)以及电子业协会出版的文件“多通道电视声音BTSC系统推荐的实践”(EIA TelevisionSystems Bulletin NO.5，1985年5月)中有介绍。按照BTSC标准生成的电视信号后面将称之为“BTSC信号”。
原始单声电视信号仅载有单通道的音频。由于单声电视信号的配置和为保持与现有电视机相兼容的需要，立体声信息必须被分配在BTSC信号的较高频区内，使得立体声通道较之单声音频通道大得多的噪声。这就导致了对立体声信号较之对单声信号固有地更高的基础噪声。BTSC标准通过规定一对立体声音频信号提供附加的信号处理的编码系统来克服这一问题。在由一电视台播送BTSC信号之前，电视节目的音频部分以BTSC标准所说明的方式被加以编码，和在接收到一BTSC信号之后接收机(例如一电视机)即对此音频部分以互补的方式进行译码。这种互补的编码和译码确保整个立体声信号的这一噪比保持在可接受的水平。
图1为一现有技术BTSC编码系统的，更简单点说，一按BTSC标准规定的BTSC编码器100的方框图。编码器100接收左、右通道音频输入信号(在图1中各自被指明为“L”和“R”)并由它们生成经调整的总和信号和编码差分信号。应当理解，虽然所说明的现有技术和本发明的系统可用于编码随后作为电视信号发送的立体声信号的左、右音频信号，但BTSC系统也提供对独立的音频信号，例如由终端接收机分离和选择的不同语言的音频信息的编码装置。而且BTSC编码系统的噪声减小部件也能被用于除电视广播外的其他目的，例如用于改善音频记录。
系统100包括一输入部分110，总和通道处理部分120，和差分通道处理部分130。输入部分110接收左、右通道音频输入信号并由它们生成一总和信号(在图1中以“L+R”表示)和一差分信号(图1中标为“L一R”)。众所周知的是，对于立体声信号，总和信号L+R可为其自身用来取得单声道音频重现，而且正是这一信号被现有单声道音频电视机译码来重现声音。在立体声装置中，此总和和差分信号可相加或相减来恢复原先的二立体声信号(L)和(R)。输入部分110包括有二信号加法器112、114。加法器112求取左、右通道音频输入信号之和以生成总和信号，加法器114从左通道音频输入信号中减去右通道音频输入信号以生成差分信号。如上述，总和信号L+R通过传送媒体以与先前的单声道信号所达到的同样的信-噪比发送。但是，差分信号L-R是通过噪声非常大的通道发送，特别在相应频谱的较高频率部分，以致于使得被译码的差分信号因噪声媒体和媒体的减少的动态范围而恶化其信-噪比。此动态范围被定义为基础噪声电平与发生信号饱和时的最大电平间的信号范围。在差分信号通道中此动态范在较高频率时降低。因而，使差分信号比总和信号经受附加的处理以便能基本上维持此动态范围。
更具体说，总和通道处理部分120接收总和信号并由其生成经调节的总和信号。部分120包括有一75μs的预矫滤波器122和一带宽限制器124。总和信号被加到滤波器122的输入，由它生成被加给带宽限制器124的输入端的输出信号。由后者所生成的输出信号就是经调节的总和信号。
差分通道处理部分130接收差分信号并由其生成编码的差分信号。部分130包括有：一固定预矫滤波器132(图示实现为级联的二滤波器132a和132b)；可变增益放大器134，最好为压控放大器形式；可变的预矫/去矫滤波器(下面称作为“可变矫正滤波器”)136，过调制保护器和带宽限制器138，固定增益放大器140，带通滤波器142，RMS电平检测器144，固定增益放大器146，带通滤波器148，RMS电平检测器150，和倒数发生器152。
差分信号被加到固定预矫滤波器132的输入端，滤波器132由其生成通过线路132d加给放大器134一输入端的输出信号。由倒数发生器152产生的一输出信号经由线路152a被加给放大器134的增益控制端。放大器134通过利用与线路152a上的信号值成比例的增益放大线路132d上的信号生成一输出信号。由放大器134生成的输出信号被通过线路134a加到可变矫正滤波器136的输入端，而由RMS检测器144所生成的输出信号被通过线路144a加到滤波器136的控制端。可变矫正滤波器136在线路144a上的信号的控制下对线路134a上的信号的高频部分进行预矫正或去矫正生成一输出信号。滤波器136所产生的输出信号被加给过调制保护器和带宽限制器138的输入端，由其生成被编码的差分信号。
经编码的差分信号通过反馈通路138a被加到固定增益放大器140、146的输入端，后者分别以增益A和增益B对编码差分信号进行放大。放大器140所生成的放大信号被加给带通滤波器142的输入，由其生成一被加到RMS电平检测器144的输入端的输出信号。后者生成一作为从滤波器142接收的输入信号电平的RMS值的函数的输出信号。由放大器146生成的放大信号被加给带通滤波器148的输入端，由其生成一被供给RMS电平检测器150的输入端的输出信号。后者生成一作为从滤波器148接收的输入信号电平的RMS值的函数的输出信号。检测器150的输出信号通过线路150a加到倒数发生器152，在线路152a上生成一表示线路150a上信号值的倒数的信号。如上所述，由RMS电平检测器144和倒数发生器152产生的输出信号被分别加给滤波器136和放大器134。
如图1中所示，差分通道处理部分130比总和处理部分120要复杂得多。由差分通道处理部分130提供的附加处理与由接收BTSC信号的一译码器(未图示)所提供的互补处理相结合，即使在存在有与差分通道的发送和接收相关的较高噪声基础的情况下亦可将差分通道的信-噪比保持为可能接受的水平。差分通道处理部分130主要是以动态地压缩、即减少差分信号的动态范围来产生编码的差分信号以便使编码信号能通过与一BTSC信号相关连的有限动态范围的传输通路传送，并使得接收此编码信号的译码器能以互补方式扩展此经压缩的差分信号来恢复原始差分信号中的全部动态范围。此差分通道处理部分130是US专利NO.4539526中描述的自适应信号加权系统的一特定形式，此系统公知为有利于通过具有相对窄小的、依赖频率的动态范围的传输通路传送一具有相对很大的动态范围的信号。
大体上，该差分通道处理部分可被认为包括有一宽带压缩单元180和一频谱压缩单元190。此宽带压缩单元180包括最好为一压控放大器形式的可变增益放大器134和用于生成对放大器134的控制信号的反馈通路的部件，它们包括放大器146、带通滤波器148、RMS电平检测器150和倒数发生器152。带通滤波器148具有相对宽的通带，被向着较低的声频加权，因而在运行中由滤波器148生成并被加给RMS电平检测器150的输出信号基本上表示编码差分信号。因此RMS电平检测器150在线路150a上生成表示编码差分信号的能级加权平均的输出信号，而倒数发生器152在线路152a上生成表示这一加权平均的倒数的信号。线路152a上的信号控制放大器134的增益，而由于这一增益反比于编码差分信号的能级的加权平均(亦即向较低声频加权)，所以宽带压缩单元180即通过放大具有相对低振幅的信号而衰减具有相对大振幅的信号来“压缩”、即减少线路132d上信号的动态范围。
频谱压缩单元190包括可变矫正滤波器136和生成对滤波器136的控制信号的反馈通路的部件，它们包括放大器140、带通滤波器142和RMS电平检测器144。与滤波器148不同，带通滤波器142具有被向着较高声频加权的相对窄的通带。如所周知，与BTSC传输系统的差分部分相关的传输媒体具有依赖于频率的动态范围，滤波器142的通带被选择成相应于该传输通路具有最窄动态范围的频谱部分(即较高频率部分)。运行中，由滤波器142生成的并被加给RMS电平检测器144的输出信号主要包含编码差分信号的高频部分。因此RMS电平检测器144在线路144a上产生表示编码差分信号的高频部分中的能级的输出信号。然后这一信号控制由可变矫正滤波器136施加的预矫正/去矫正从而频谱压缩单元190实际上以由滤波器142所确定的编码差分信号的高频部分的能级所确定的数量动态地压缩线路134a上信号的高频部分。这样，频谱压缩单元190的应用提供向着此差分信号的较高频率部分的额外信号压缩，这与由可变增益放大器134提供的宽带压缩相结合以有效地促成相对于在较低频率的压缩能在高频率发生更全面的压缩。这样作是因为差分信号倾向于在频谱的较高频率部分有更多的噪声。当编码差分信号分别利用一译码器(未作图示)中的宽带扩展电路和频谱扩展电路以对编码器的宽带压缩单元180和频谱压缩单元190的互补状态进行译码时，被加到差分通道处理部分130的L-R信号的信-噪比将被基本上维持。
BTSC标准从理想化模拟滤波器的观点严格定义75μs预矫正滤波器122、固定预矫正滤波器132、可变矫正滤波器136和带通滤波器142、148的所要求操作。具体说，BTSC标准为这些部件的每一个给出一传输函数，这些传输函数被按照理想化模拟滤波器的数学表达式来说明。BTSC标准还分别定义放大器140和146的增益设定，增益A和增益B，而且，还定义放大器134、RMS电平检测器144、150和倒数发生器152的操作。BTSC标准还提供对过调制保护器和带宽限制器138和带宽限制器124的操作的推荐指南。具体说，带宽限制器124和过调制保护器及带宽限制器138的带宽限制器部分被作为截止频率为15KHz的低通滤波器加以说明，过调制保护器及带宽限制器138的过调制保护部分被作为将编码差分信号的振幅限定到100％完全调制的阈值装置加以说明，其中，完全调制是用于调制电视信号中的音频副载波的最大容许偏移电平。
由于编码器100是按照理想化滤波器的数学描述定义的，它可被看作为一理想化的、即理论上的编码器，而熟知本技术的人们将会理解，结构上具体实现一精确符合理论编码器100的运行性能的BTSC编码器实际上是不可能的。因此预期所有BTSC编码器的性能均将会与理论上的设想有所偏离，而BTSC标准则对可接受的偏移量规定最大极限。例如，BTSC标准表明一BTSC编码器必须提供100Hz到8000Hz的至少30db的分离，这里的分离是一仅被加到左或右通道的输入端之一的信号多大程度错误地出现在左或右通道中另一通道的输出上的量度。
BTSC标准还定义一复合立体声基带信号(下面称之为“复合信号”)，被用于生成BTSC信号的音频部分。此复合信号利用调整的总和信号、编码差分信号、和一通常称为“导频音”或简称为“导频”的音调信号生成，它是频率为fH的正弦波，其中fH等于15734Hz。一被接收的电视信号中存在此导频向接收机指出此电视信号为一BTSC信号而不是单声道的或其他非BTSC信号。此复合信号的生成是通过将编码差分信号乘以一以导频频率的2倍按照余弦函数COS(4πfHt)振荡的波形(其中t为时间)，产生一调幅的、双边带的、压缩载波信号，然后将此信号加上调整的总和信号和导频音。
图2为此复合信号的频谱图。图2中，含有经调整的总和信号(即“总和通道信号”)的内容的有意义的频带被标明为“L+R”，含有频移编码差分信号(即“差分通道信号”)的内容的二频谱边带各自被标明为“L-R”，导频音被以频率fH处的箭头标明。如图2中所示，此复合信号中编码差分信号被用于100％的完全调制，调整的总和信号被用于50％的完全调制，和导频音被用于10％的完全调制。
立体声电视已获得广泛的成功，现有的译码器性能也极好，不过现在应用的每一个BTSC编码器实际上都是采用模拟电路技术建成的。这些模拟BTSC编码器，而特别是模拟差分通道处理部分，由于它们增加的复杂性，制造起来相当困难和昂贵。因为模拟部件的易变性，为制造满意的模拟差分通道处理部分要求繁杂的部件选择和大量的校准。而且，模拟部件的随时间的漂移离开它们的经校准的工作点的倾向也使得难以制造能始终如一地和重复地在给定容差范围内运行的模拟差分通道处理部分。一数字差分通道处理部分，如果能建造的话，就不会存在这些部件选择、校准和性能漂移方面的问题，并且还有可能改善运行性能。
另外，现有的BTSC编码器的模拟性质已使得它们不适应用于新近开发的、日趋普及的数字设备。例如，电视节目现在可利用数字存贮媒体如硬盘或数字磁带而不是传统的模拟存贮媒体加以存贮，而在未来越来越多地将采用数字存贮媒体。现今从数字存贮的节目产生BTSC信号需要将此数字音频信号变换到模拟信号而后再将此模拟信号加到模拟BTSC编码器。一数字BTSC编码器，如果能被建造的话，就能直接接收此数字音频信号，因此而能更容易地与其它数字设备相结合。
虽然数字BTSC编码器有可能提供数种优点，但是没有简便方法构成功能上相当于由BTSC标准所定义的理想化编码器100的利用数字技术的编码器。一个问题在于，BTSC标准从模拟滤波器传输函数的观点定义理想化编码器100的所有关键部件。众所周知，虽然总体上说有可能设计一数字滤波器使得此数字滤波器的振幅或相位响应与一模拟滤波器的相符合，但极难做到无需大量为处理以很高采样速率采样的数据的处理能力或者不必显著地增加数字滤波器的复杂性来与振幅和相位响应两者相符。不增加采样频率或滤波器阶次，数字滤波器的振幅响应通常仅能以增加二滤波器的相位响应间的差异作为代价来达到较严格地与模拟滤波器的振幅响应相符，反之亦然。但由于振幅或相位中很小的误差将降低BTSC编码器所提供的分离数量，一数字BTSC编码器严格地与图1中100所示类型的理想化编码器的振幅和相位响应二者相符是至关重要的。
一数字BTSC编码器要提供满意的运行性能，关键在于维持理想化编码器100的模拟滤波器的特性。为设计符合一模拟滤波器的性能的数字滤波器存在有各种技术，但总的说这些技术中没有一个产生具有精确地与模拟滤波器的振幅和相位响应相符的对应响应的数字滤波器(与此模拟滤波器相同阶次)。理想编码器100被按频域中、即S-平面中所指定的模拟传输函数定义，而为设计一数字BTSC编码器、这些传输函数必须被变换到Z-平面。这样的一种变换可作为从S-平面到期望保持时域特性的Z-平面的“多到一”的映射来进行。但在这样一变换中，频域响应受到混淆而可能显著改变。另一方面，此变换可作为将整个S-平面压缩成Z-平面的单位圆的从S-平面到Z-平面的“一到一”的映射来进行。但这样的压缩具有常见的模拟与数字频率之间的“频率卷绕”的缺点。预卷绕可被用来补偿这种频率卷绕效果，但预卷绕不能完全消除偏离所希望的频率响应。为制造能正常运行的不过度复杂和昂贵的数字BTSC编码器必须解决这些问题。
因此有必要克服这些困难和开发数字BTSC编码器。
本发明的目的主要是为减轻或克服上面指出的现有技术的问题。
本发明的另一目的是提供一自适应数字加权系统。
本发明的再一目的是提供一自适应数字加权系统，用于对一预定带宽的电信息信号进行编码以使此信息信号能被记录在一在此预定带宽的一第一频谱区域比至少一个其他频谱区域具有较窄的动态限制部分的动态受限的、依赖于频率的通道上或通过其传输。
本发明的又一目的是提供一数字BTSC编码器。
本发明的再一目的是提供能防止可因基本为零的输入信号电平引起的滴答(ticking)问题的数字BTSC编码器。
本发明的又一个目的是提供一采用导频音信号频率15734的倍数的采样频率以便防止编码信号与导频音信号信息之间的干扰的数字BTSC编码器。
本发明的再一目的是提供用于生成基本不包括导频音频率15724Hz的信号能量的调整总和信号和编码差分信号的数字BTSC编码器。
本发明的又另一目的是提供一数字BTSC编码器，包括一用于产生调整总和信号的总和通道处理部分和一用于产生编码差分信号的差分处理部分，此总和通道处理部分包括用于将补偿相位误差引入调整总和信号来补偿由差分通道处理部分引入编码差分信号的任何相位误差的装置。
本发明还有一目的是提供一包括数字可变矫正单元的数字BTSC编码器，此单元包含有其特点在于可变系数传输函数的数字可变矫正滤波器，此单元还包含作为编码差分信号的信号能量的函数选择可变系数传输函数的系数的装置。
本发明的又一目的是提供包括用于从调整总和信号和编码差分信号产生复合调制信号的复合调制器的数字BTSC编码器。
本发明的再一目的是提供可以单一的集成电路实现的数字BTSC编码器。
发明内容
这些和其他目的是依靠一改善的BTSC编码器来达到的，此编码器包括有全都采用数字技术实现的一输入部分，一总和通道处理部分，和一差分通道处理部分。一个方面，此输入部分包括有高通滤波器以防止BTSC编码器出现“滴答”。另一个方面，此BTSC编码器采用等于导频频率的整数倍的采样频率。
再一个方面，总和通道处理部分生成调整总和信号，差分通道处理部分生成编码差分信号，而总和通道处理部分包括有用于将一相位误差引导进调整总和信号来补偿由差分通道处理部分导入编码差分信号的任一相位误差的部件。
按照又一个方面，本发明提供一种自适应信号加权系统，包括用于传送一预定带宽的音频信号通过所述系统的信号通路，该系统还包括：(A)被配置在所述信号通路中的滤波器装置，用于以一第一可变增益因子改变施加到所述预定带宽内一第一选择频谱区中的所述音频信号部分上的增益，所述第一可变增益因子响应一第一控制信号并作为其函数而改变；(B)用于仅响应并根据一包括至少所述第一选择频谱区的一部分的第二选择频谱区中的所述音频信号的信号能量生成所述第一控制信号的装置；(C)增益控制装置，被配置在所述信号通路中并连接到所述滤波器装置，用于以一第二可变增益因子改变施加到在整个所述预定带宽的所述音频信号上的信号增益，所述第二可变增益因子响应一第二控制信号并作为其函数而改变；和(D)响应在所述预定带宽之内的一第三选择频谱区中的所述音频信号的信号能量并作为其函数来生成所述第二控制信号的装置；其中该系统的特征在于：
该音频信号是一数字式音频信号；
被配置在所述信号通路中的滤波器装置是一数字滤波器，用于以一第一可变增益因子改变施加到所述预定带宽内一第一选择频谱区中的所述音频信号部分上的增益；
增益控制装置，被配置在所述信号通路中并连接到所述数字滤波器装置，用于改变施加到整个所述预定带宽的所述音频信号上的信号增益；
所述第二控制信号生成装置，响应在所述预定带宽之内的一第三选择频谱区中的所述音频信号的信号能量并作为其函数来生成所述第二控制信号；
其中，该数字滤波器装置、第一控制信号生成装置、数字增益控制装置和第二控制信号生成装置中每一个以实时运行以便保留音频信号的信号内容。
由下面以展示和描述数个实施例作为本发明的最佳方式的介绍所作的详细说明本技术领域的熟悉人士将会容易地理解本发明的还有其他目的和优点。如将认识到的，本发明可以有其他不同的实施方案，其数个细节能在不同方面加以修正而全部不背离本发明。因而，附图和说明均应被看作是说明性的而没有约束或限制的意义，本申请的范围在权利要求中指定。
附图说明
为更全面了解本发明的本质和目的，必须参照下面结合所列附图所作的详细说明，图中相同的标号用于指明相同或类似部分：
图1为现有技术理想化BTSC编码器的方框图；
图2为按照BTSC标准产生的复合信号的频谱图；
图3为按照本发明构成的数字BTSC编码器一实施例的方框图；
图4A-C为用于图3所示数字BTSC编码器中的低通滤波器的方框图；
图5为用于图3所示数字BTSC编码器中的宽带压缩单元的详细方框图；
图6为用于图3所示数字BTSC编码器中的频谱压缩单元的方框图。
图7为用于计算图6所示频谱压缩单元中所用的可变矫正滤波器的滤波系数的流程图；
图8A-D为说明按照本发明构成的数字BTSC编码器的定点实现中可被用来维持分辨率和减少饱和机率的信号定标的方框图；
图9为图8B-C所示复合调制器的详细方框图；和
图10为可用于按照本发明构成的数字BTSC编码器的总和及差分通道处理部分一优选实施例的方框图。
具体实施方式
图3为按照本发明构成的数字BTSC编码器200一实施例的方框图。数字编码器200被构制来提供相当于理想化编码器100(图1中所示)的运行性能。如应用理想化编码器100那样，数字编码器200接收左、右通道音频输入信号并由其生成调整总和信号及编码差分信号，但在数字编码器200中这些输入、输出信号为数字采样的信号而不是连续的模拟信号。
为左、右通道音频输入信号选择采样频率fs对数字编码器200的设计有很大影响。在优选实施例中，此采样频率fs被选择为导频频率fH的整数倍，故fs＝NfH，其中N为一整数，而在最理想的实施例中N被选择为大于或等于3。编码器200要保证调整总和信号和编码差分信号不含有与复合信号中所包括的导频音相干扰的导频频率fH的足够能量是很重要的。如下面将更详细讨论的，因此希望数字编码器200中至少某些滤波器在异频频率fH处能提供特别大程度的衰减，而这样的选择采样频率fs将简化这种滤波器的设计。
数字编码器200包含有输入部分210，总和通道处理部分220和差分通道处理部分230。不仅仅利用数字技术实现差分通道处理部分230，而是所有三个部分210、220、230全都利用数字技术来实现。数字编码器200中许多个别部件分别对应于理想化编码器100中的各个别部件。一般，数字编码器200的部件均被选择得使它们的振幅响应紧密地符合编码器100中它们的对应部件的各自的振幅响应。这常常导致对应部件的相位响应之间相当大的差异。按照本发明的一个方面，数字编码器200中设置有补偿或消除这些相位差、即相位误差的装置。熟悉本技术的人员将会理解，差分通道处理部分230中相对小的相位误差可通过在总和通道处理部分220中引入类似的相位误差加以补偿，而利用数字技术实现此总和通道处理部分将使得这种所希望的补偿相位误差的引入简化。
编码器200的输入部分210包括有二个高通滤波器212、214，和二信号加法器216、218。左通道数字音频输入信号L被加到高通滤波器212的输入端，后者由其产生被加到加法器216、218的正输入端的输出信号。右通道音频输入信号R被加到高滤波器214的输入端，它由其生成被加到加法器216的正输入端和加法器218的负输入端的输出信号。加法器216求取滤波器212与214所产生的输出信号之和来得到一总和信号(图3中被标为“L+R”)。加法器218从滤波器212产生的输出信号减去滤波器214所产生的输出信号来生成一差分信号(图3中标明为“L-R”)。因此输入部分210类似于输入部分110(图1所示)，但部分210另外还包括二个高通滤波器212、214并生成数字总和及差分信号。
高通滤波器212、214最好具有基本上同样的响应并最好从左、右通道音频输入信号中去除DC成份。如下面将详细讨论的，这种DC的去除防止编码器200出现所谓的“滴答”效应。由于有关的左、右通道音频输入信号的音频信息内容被认为在50Hz与15000Hz之间的频带之内，所以去除DC成份并不防碍音频信号的信息内容的传送。滤波器212、214因而最好具有低于50Hz的截止频率，而更好的是具有10Hz以下的频率以使它们将不会去掉音频输入信号中所含有的任何音频信息。滤波器212、214也最好在它们的通带中具有平坦的振幅响应。在一优选实施例中，滤波器212、214被实现为一阶无限脉冲响应(11)滤波器，各自具有下列方程(1)中所示等式给定的传输函数：
H ( z ) = 1 - z - 1 1 + a 1 z - 1 - - - ( 1 )
再次参看图3，总和通道处理部分220接收总和信号并由其生成调整总和信号。详细说，总和信号被加给一75μs预矫正滤波器222。此滤波器222再产生被加到一静态相位均衡滤波器228的输出信号。滤波器228生成一输出信号，被加到部分220的低通滤波器224，后者再生成调整总和信号。
75μs预矫正滤波器222提供部分地相似于理想编码器100的滤波器122(图1中所示)的信号处理。滤波器222的振幅响应最好被选择成与滤波器122的密切相符。如下面将进一步讨论的，差分通道处理部分230中最好设置有用于补偿滤波器222与122的相位响应中任何差异的装置。在一优选实施例中，滤波器222被实现为一具有由下列方程(2)中所示等式所描述的传输函数H(z)的一阶IIR滤波器：
H ( z ) = b 0 + b 1 z - 1 1 + a 1 z - 1 - - - ( 2 )
静态相位均衡滤波器228进行并不完全类同于理想化编码器100(图1所示)中任一部件的处理。如下面将更详细地讨论的，静态相位均衡滤波器228被用来导入补偿由差分处理部分230所引入的相位误差的相位误差。大体上，静态相位均衡滤波器228最好为一具有相对平坦的振幅响应和一被选择的相位响应的“全通”滤波器。在一优选实施例中，滤波器228被实现为一具有下列方程(3)中所示等式描述的传输函数H(z)的一阶IIR滤波器：
H ( z ) = a 0 + z - 1 1 + a 0 z - 1 - - - ( 3 )
低通滤波器224提供部分地类同于编码器100的带宽限制器124(图1中所示)的处理。低通滤波器224最好提供在0至15KHz的通带内的平坦的振幅响应和在15KHz以上的相对锐截止。滤波器224还最好提供导频音频率fH(即15734Hz)处的极大程度的衰减。通过提供这一极大程度的衰减，滤波器224保证调整总和信号不包括会干扰复合信号中所用的导频音的导频频率fH时的足够能量。如上面讨论的，选择采样频率fs等于导频频率fH的整数倍将简化提供导频频率时极大程度衰减的滤波器的设计，因而简化滤波器224的设计。滤波器224最好在导频频率fH处为空并对从导频频率fH直到1/2采样速率的所有频率最好提供至少70dB的衰减。
图4A为说明低通滤波器224一优选实施例的方框图。如图4A中所示，滤波器224可由级联5个滤波器部分310、312、314、316、318来实现。在一优选实施例中，所有5个滤波器部分310、312、314、316、318中的每一个均被实现为一具有下列方程(4)中所示等式描述的传输函数H(z)的二阶IIR滤波器：
H ( z ) = b 0 + b 1 z - 1 + b 2 z - 2 1 + a 1 z - 1 + a 2 z - 2 - - - ( 4 )
所以在图4A所示实施例中，滤波器224为十阶IIR滤波器。
再参看图3，差分通道处理部分230接收差分信号并由其产生编码差分信号。此差分信号被加给低通滤波器238a，它由其产生一输出信号加给一固定预矫正滤波器232a。后者生成被经由线路239送到一宽带压缩单元280的输入端，而编码差分信号则经由反馈线路240被加给宽带压缩单元280的检测器端。宽带压缩单元生成通过线路281被加给频谱压缩单元290的输入端的输出信号，编码差分信号也通过反馈线路240加给单元290的检测器端。单元290生成被加到固定预矫正滤波器232b的输出信号，此滤波器232b再生成一加到削波器254的输出信号。削波器254产生一输出信号被加给低通滤波器，后者再生成编码差分信号。
低通滤波器238a、238b共同形成一低通滤波器238，进行部分地类似于理想化编码器100的过调制保护器和带宽限制器138(图1所示)的带宽限制器部分的处理。理想的是，滤波器238被实现成基本上相同于总和通道处理部分220中所用的低通滤波器224。因而由滤波器238导入编码差分信号的任何相位误差都通过均衡由滤波器224导入调整总和信号的相位误差所补偿。滤波器238最好如所示分成为二部分238a、238b，其原因将在下面更详细地讨论，而滤波器238a在导频频率fH时最好为零。
图4B-C为说明各个滤波器238a和238b一优选实施例的方框图。如图4B中所示，滤波器238a可通过级联与滤波器224(图4A中所示)中所用的三个滤波器部分相同的三个滤波器部分310、314、318来实现，如图4C中所示，滤波器238b可通过级联与滤波器224中所用的二个余下的部分相同的二个滤波器部分312、316实现。
固定预矫正滤波器232a、232b(图3中所示)共同形成一固定预矫正滤波器232，执行部分地类似于理想化编码器100的滤波器132(图1所示)的处理。滤波器232的振幅响应最好被选择成与滤波器132的振幅响应紧密相符。在一实施例中，滤波器232与132的相位响应是很不相同的，如下面将详细讨论的，所形成的相位误差被总和通道处理部分220中的滤波器222和228所补偿。滤波器232最好如所示被分成为二个部分232a、232b，其理由将在后面讨论。在一优选实施例中，滤波器232a、232b各自被实现为具有由方程(2)中所示等式所描述的传输函数H(Z)的一阶IIR滤波器。所以在此实施例中滤波器232为一二阶IIR滤波器。
在一优选实施例中，滤波器232b与132a的相位响应之间的差与滤波器222与122的相位响应之间的差密切相符。因此，由固定预矫正滤波器232b导入编码差分信号的相位误差被由75μs预矫正滤波器222导入调整总和信号的相位误差所均衡。另外，在此实施例中，静态相位均衡滤波器228的相位响应被选择成与固定预矫正滤波器232a与滤波器132b的相位响应间的差密切相符，从而由滤波器232a异入编码差分信号的任何相位误差均为由静态相位均衡滤波器228所导入的调整总和信号中的补偿相位误差所均衡。
削波器254执行部分地类似于理想化编码器100中所用的过调制保护器和带宽限制器138(图1中所示)的过调制保护部分的处理。大致上，削波器254被实现为一阈值装置，不过此削波器254的运行将在下面作更详细讨论。
宽带压缩单元280和频谱压缩单元290执行分别部分地类似于理想编码器100(图1中所示)的单元180和190的处理功能。大体上，带宽压缩单元280作为编码差分信号中的整个能级的函数动态压缩线路239上的信号，而频谱压缩单元290则作为编码差分信号中高频能量的函数进一步压缩线路281上信号的高频部分。
图5表示一数字宽带压缩单元280的优选实施例的方框图。单元280包括有数字信号倍增器434，数字信号倍增器446，带宽数字带通滤波器448，数字RMS电平检测器450和数字倒数发生器458。这些部件执行部分地类似于那些分别由理想化编码器100(图1中所示)的放大器134，放大器146，带通滤波器148，RMS电平检测器150，和倒数发生器152所执行的处理功能。编码差分信号通过反馈通路240被加给宽带数字带通滤波器448的输入，由其生成一被加到RMS电平检测器450的输出信号。后者生成一表征滤波器448所产生的输出信号的RMS值的输出信号，并将这一输出信号通过线路450a加给倒数发生器458。然后倒数发生器458生成一表示线路450a上的信号的倒数的输出信号并将这一输出信号经由线路458a加到倍增器446。数字信号倍增器446将线路458a上的信号乘以增益设定值，增益D，而由此产生一表示RMS值的倒数的D倍并被经由线路446a加到倍增器434的输入端的输出信号。由固定预矫正滤波器232a产生的输出信号通过线路239被加给倍增器434的另一输入端。倍增器434将线路239上的信号乘以线路446a上的信号，由此产生被通过线路281加到频谱压缩单元290的输入端的宽带压缩单元280的输出。
宽带数字带通滤波器448被设计成具有与带通滤波器148(图1中所示)的振幅响应密切相符的振幅响应。一理想的选择是将滤波器448选择得使其振幅响应与滤波器148的振幅响应之间的均方差最小。在一实施例中，滤波器448与148的相位响应是相当不同的，但由于RMS电平检测器450的输出信号对其输入信号的相位基本上不敏感，所以这些相位差异可以忽略。在一优选实施例中，宽带带通滤波器448被实现为一具有被方程(4)中的等式所描述的传输函数H(Z)的二阶IIR滤波器。
RMS电平检测器450被设计得接近理想化编码器100(图1中所示)中所用的检测器150的性能。检测器450包括有信号平方装置452，信号平均装置454，和平方根装置456。平方装置452对带通滤波器448生成的信号进行平方，将此平方信号通过线路452a送到平均装置454。后者计算线路452a上信号的时间加权平均将此平均值经由线路454a送至平方根装置456。平方根装置456计算线路454a上信号的平方根并由此在线路450a上产生表示由宽带数字带通滤波器448所产生的输出信号的RMS值的信号。
平均装置454包括有数字信号倍增器460，数字信号加法器462，数字信号倍增器464，和延迟寄存器465。由平方装置452产生的输出信号被通过线路452a加到倍增器460的一输入，后者通过以一常数α对线路452a上的信号进行定标来产生一输出信号。倍增器460所产生的定标输出信号被加给加法器462的一个输入而延迟寄存器465所产生的输出信号被加给法器462的另一个输入。加法器462对出现在其二个输入上的信号求和以生成一输出信号，而这一求和信号即为平均装置454的输出信号而被通过线路454a加给平方根装置456。这一求和信号还被供给倍增器464的一个输入，由常数(1-α)定标此求和信号来产生一输出信号。由倍增器464生成的该输出信号被送到延迟寄存器465的一输入。本技术领域的熟悉人士将会理解，平均装置454是一递归滤波器，实现由下列方程(5)中所示的递归等式描述的数字平均功能：
y(n)＝αx(n)+(1-α)y(n-1)    (5)
其中y(n)表示线路454a上被平均装置454输出的信号的当前数字采样，y(n-1)表示线路454a上被平均装置454输出的信号的先前数字采样，而x(n)表示线路452a上被平方装置452输出的信号的当前数字采样。熟悉本技术的人们将会理解，平均装置454提供BTSC标准中所定义和被理想化编码器100的RMS电平检测器150(图1中所示)所实现的模拟平均功能的数字近似。常数α最好被选择得使RMS电平检测器450的时间常数精密地近似BTSC标准中为RMS电平检测器150所指定的对应时间常数。
数字平方根装置456和数字倒数发生器458在图5中被表明为二个分开的部件，但本技术领域的熟知人员将会理解，此二部件可以利用产生表示其输入信号的平方根的倒数的输出信号的单一装置来实现。这样一装置可被实现为例如一存贮器查找表(LUT)，或者也可以采用计算方根倒数函数的泰勒级数多项式近似的处理部件来实现。
图6所示为频谱压缩单元290一优选实施例的方框图。单元290包括可变预矫正/去矫正单元(下面称为“可变矫正单元”)536，信号倍增器540，频谱带通滤波器542，和RMS电平检测器544，而这些部件提供各自部分地类似于理想化编码器100(图1所示)的可变矫正滤波器136，放大器140，带通滤波器142，和RMS电平检测器144的处理。编码差分信号被通过反馈线路240加到信号倍增器540的输入，它将此编码差分信号乘以固定增益设定值增益C来生成一输出信号。由信号倍增器540所产生的被放大的输出信号被加给频谱带通滤波器542，它产生被加给RMS电平检测器544的输出信号。后者生成通过线路544a加到可变矫正单元536的控制端的输出信号，而由宽带压缩单元280产生的输出信号通过线路281被加到单元536的输入端。后者按照线路544a上信号的一函数改变加到线路281上信号的频率响应，线路544a上的信号是在被频谱带通滤波器542通过的频带之内的该编码差分信号的信号能量的函数。这样，由单元536产生的并被加到固定预矫正滤波器232b的输入的单元290的输出信号，在信号的高频部分比在有关频谱的其余部分被动态压缩更大的数量。
频谱带通滤波器542被设计成具有与理想化编码器100的带通滤波器142(图1中所示)的振幅响应密切地相符的振幅响应。在应用滤波器448(图5中所示)时，一理想的选择是将滤波器542选取得能使其RMS振幅响应与滤波器142的RMS振幅响应间的差最小。在一实施例中，滤波器542与142的相位响应相当地不一致，但由于RMS电平检测器544的RMS输出基本上对输入检测器的相位不敏感，所以这些相位差异可加忽略。在一优选实施例中，频谱带通滤波器542被实现为级联的三个各自具有按方程(4)中所示等式描述的传输函数H(Z)的二阶IIR滤波器部分542a、542b、542c(如图6中所示)。
RMS电平检测器544被设计来近似理想化编码器100(图1中所示)中所用的检测器144的性能。检测器544包括信号平方装置552，信号平均装置554，和平方根装置556。平方装置552对频谱带通滤波器542所产生信号加以平方并将此平方后的信号通过线路552a加给平均装置554。后者功能作用类似于宽带压缩单元280中所用的平均装置454(图5中所示)，虽然装置554最好采用不用于常数α的常数β。平均装置554的特性自然也以β代替α由方程(5)描述。对装置554选择常数β最好能使得RMS电平检测器544的时间常数紧密近似由BTSC标准为RMS电平检测器144(图1所示)所指定的对应时间常数。平均装置554计算线路552a上信号的时间加权平均并将此平均通过线路554a加到平方根装置556。平方根装置556计算线路554a上信号的平方根，由此在线路544a上生成一作为频谱带通滤波器542所产生的输出信号RMS值的函数的信号。
线路544a上的信号被供给可变矫正单元536的控制端。可变矫正单元536执行部分类似于理想编码器100的滤波器136(图1中所示)的处理。如BTSC标准定义的，滤波器136具有作为RMS电平检测器144所产生输出信号的函数变化的振幅和相位响应。一种为实现单元536使之具有相同可变响应的理想方法是采用一具有确定其传输函数的可变系数的数字滤波器和根据线路544a上的信号值来选择任一给定采样周期或采样周期组期间的系数值。
图6表示包括有一对数发生器558、一可变矫正滤波器560和一查找表LUT562的可变矫正单元536的一实施例。RMS电平检测器544所产生的输出信号通过线路544a被加到对数发生器558。后者在线路558a上产生一表示线路544a上信号的对数的信号，并将此信号加到LUT562。LUT562生成一从LUT中选择并表示要被可变矫正滤波器560应用的滤波系数的输出信号。由LUT562这样生成的系数被通过线路562a加到可变矫正滤波器560的系数选择端。由宽带压缩单元280产生的输出信号经由线路281加到可变矫正滤波器560的输入端。可变矫正滤波器560产生被加给固定预矫正滤波器232b的输入的频谱压缩单元290的输出信号。
可变矫正滤波器560被设计成具有与理想化编码器100的滤波器136(图1所示)的可变振幅响应密切相符的可变振幅响应。可变矫正滤波器560通过利用可变系数传输函数(即滤波器560的传输函数H(Z)的系数是可变的)和使LUT562能根据采样周期选择间隔期间的系数的值来提供相似的可变响应。如下面将更详细说明的，LUT562存放滤波器560所用的滤波系数的值，而在每一采样期间或在任一所选择采样周期组期间，LUT562以作为对数发生器558在线路558a上产生的输出信号的函数选择一组滤波器系数。在一优选实施例中，可变矫正滤波器560被实现为具有被下列方程(6)中所示等式所描述的传输函数H(Z)的一阶IIR滤波器：
H ( z ) = b 0 + b 1 z - 1 1 + a 1 z - 1 - - - ( 6 )
其中滤波系数b0、b1和a1为由LUT562选择的变量。下面讨论选择为滤波器560以及编码器200的其他滤波器所用的滤波参数的值的方法。
图6中，为方便起见对数发生器558和平方根装置556被表示为二个分开的部件。但本技术领域的熟练人士将会理解过二部件可利用一单个装置例如一LUT来实现，或者利用计算线路554a上信号的对数的泰勒级数多项式近似的处理部件且然后将此值除以2。同样，在替代的实现中，由对数发生器558、平方根装置556、和LUT562进行的功能可结合成一单个装置。
如上所述，高通滤波器212、214(图3中所示)对于阻断DC成份以便防止编码器200出现所谓的“滴答”现象有用。在立体声编码器的意义上，滴答是指在左和右通道音频输入不存在任何信号时所引起的编码器的相当低频率的震荡现象。在音频输入不存在信号时立体声系统的所需性能为保持无声，但是通过译码器连接到扬声器并出现滴答的编码器会使得扬声器以部分取决于宽带压缩器中的RMS电平检测器的时间常数的有一定规律的周期发出称之为“滴答声(tick)”的可闻的声音。较具体说，在编码器200中，当音频输入仅存在非常低电平的信号时，和当线路239上信号中存在有DC成分、或偏置时，宽带压缩单元280趋向于以会引起滴答的不稳定方式动作。
现在考虑线路239上仅出现低电平音频信号时的情况。在这样的情况下，RMS电平检测器450在线路450a上的输出变得非常小，这进而使得倍增器434的增益成为很大。如果线路239上这样的低电平音频信号其振幅恒定，宽带压缩单元280即在一段时间(由被加到倍增器460的时间常数α确定)后达到稳态条件，因为编码差分信号在线路240上反馈回到宽带压缩单元280。因为此反馈被配置为负值，当线路239上的音频信号其振幅增加时，线路450a上的信号增加，这进而使倍增器434的增益降低。当线路239上的音频信号其振幅减小时，线路450a上的信号减小，这进而使倍增器434的增益增加。
但是，如在线路239上除低电平音频信号外还存在有显著的dc信号，dc信号被宽带带通滤波器448的操作从反馈过程阻断，此滤波器448对dc信号具有零响应。具体说，线路240上编码差分信号中存在任何dc均被滤波器448阻断，而不被RMS电平检测器450检测到。任何出现在线路239上的dc信号连同线路239上存在的任何音频信号一起将被倍增器434放大，但放大系数即增益将仅由RMS电平检测器450在由滤波器448滤波后检测到的音频信号振幅确定。
如上面指出的，每当线路239上的音频信号的振幅改变，倍增器434的增益作相反变化。在增益中的这种变化期间，线路239上存在的任何dc还将受到可变的放大，实际上是调制此dc信号，由此产生一ac信号。以这种方式，这样的dc信号可被调制以便生成将不会被滤波器448排斥的有效音频频段信号，并因此被检测器450检测。当线路239上的音频信号与线路239上的dc相比较很小时，引起放大器434的增益的变化的音频信号电平的改变，通过这一调制过程可引起线路281中dc电平的很大的改变(相当于一ac信号)。所生成的此ac信号趋向于增加通过滤波器448的全部信号，而不管导致ac信号的音频信号变化在信号电平上是增加还是降低。具体说，如果在线路239上音频信号的电平减小，负反馈过程通常会增加倍增器434的增益。但如果在线路239中存在有足够的dc信号，线路239上音频信号的减少可能使得被检测器450检测的信号增加，迫使倍增器434增益降低。在这种方式，负反馈过程倒转，和反馈成为正反馈。
这样的正反馈将持续，只要线路281上的被调制的dc信号与线路281上存在的任何音频信号相比足够大，当被线路281与滤波器448的输出之间的所有滤波器和信号调节器的响应所加权时。一旦倍增器434的增益降至足够低使得线路281中的受调制dc信号不再提供有效输入到检测器450，反馈即反回到其正常的负方向。按照检测器450的时间常数，系统将根据线路239中音频信号的电平再要求一适当的增益水平。但如果线路239的信号中余留足够的dc，一旦倍增器434的增益足够地增大此周期将自行重复。在每一这种正反馈期间，都产生线路281中的dc电平的急剧变化。这一变化是听得到的，而声音有些类似于时钟的“滴答声”。由于这样的dc变化的发生根据检测器450的时间常数将具有某种规律性，此现象常常被称做“滴答”。
防止滴答的一种方法是去除输入到编码器200的信号中存在的任何dc成份。这由高通滤波器212和214完成。而且高通滤波器212和214还有助于依靠消除否则可能会消耗宝贵的动态范围的dc成份来使得编码器200的动态范围最大。如上述和图3中所示，低通滤波器238最好实现成为二个滤波器238a和238b。以这种方式分割滤波器238有数个优点。如果滤波器238a被省略，而整个滤波器238被置于削波器254之后(即在滤波器238b的地点)则音频输入信号的15KHz以上的任何成分均可能在宽带压缩单元280中引起类似于上述的滴答现象的不稳定性。这种情况的发生是因为线路239上任何高于15KHz的信号成份均将被倍增器434(图3中所示)放大，和因为这样的成份由于被随削波器254(图5中所示)之后的低通滤波器滤除而不会被RMS电平检测器450检测到。由于检测器450在其检测到不存在信号时会增加倍增器434的增益，所以倍增器434的增益在当线路239上的信号由微小的音频信号(15KHz以下)信息、但相当大的高频(超过15KHz)信息构成时可能变得相对大。这样倍增器434将放大此高频信息，而可能生成很可能会被处理部分230中的部件削波的很大信号。这种削波可能产生会混进将被RMS电平检测器450检测的低频中的谐波，而造成系统发生如前述那样的滴答声。另一方面，如果滤波器238b被省略而整个滤波器238被置于固定预矫正滤波器232a之前(即滤波器238a的地点)则由削波器254产生的高频假象将被包含在编码差分信号中而可能干扰复合信号中的导频音。因此，如所示的分割滤波器238提供一理想的配置，由此滤波器238a防止压缩单元280中的滴答，而滤波器238b滤除削波器254可能会产生的高频假象。
固定预矫正滤波器232最好也被分割成二个滤波器232a，232b，如图3中所示。滤波器232一般需要在高频有相对大的增益，如BTSC标准中指明的，而仅用单一的部分来实现滤波器232增加滤波器232造成削波的或然率。将滤波器232的某些增益施加在宽带压缩单元280的输入侧(以滤波器232a)和将滤波器232的某些增益施加在宽带压缩单元280的输出侧(以滤波器232b)是有利的。由于单元280正常压缩其输入信号，在由单元280所提供的压缩周围分配滤波器232的增益降低滤波器232的增益将造成溢出情况的可能性。
为最大限度减小体积、功耗和成本，编码器200最好利用单一的数字信号处理芯片实现。编码器200已成功地利用公知的Motorola DSP56002数字信号处理芯片实现(这种实现下面将称之为“DSP实施”)。Motorola DSP 56002为一定点24位的芯片，但其他类型的处理芯片，例如浮点芯片，或者其他字长的定点芯片，当然也可以采用。编码器200的DSP实施采用等于导频频率fH的三倍的采样频率fs(即fs＝47202Hz)。下表1列举编码器200的DSP实施中所用的全部滤波系数，除去那些被用于可变矫正滤波器560的。
表1
 低通滤波器(部分#1)310(方程4)  低通滤波器(部分#2)312(方程4)
 B<sub>0</sub>＝0.18783270  B<sub>0</sub>＝0.44892888
 B<sub>1</sub>＝0.36310206  B<sub>1</sub>＝0.70268024
 B<sub>2</sub>＝0.18783270  B<sub>2</sub>＝0.44892888
 A<sub>1</sub>＝-0.388832539  A<sub>1</sub>＝0.12638618
 A<sub>2</sub>＝0.12709286  A<sub>2</sub>＝0.47415181
 低通滤波器(部分#3)314(方程4)  低通滤波器(部分#4)316(方程4)
 B<sub>0</sub>＝0.70674027  B<sub>0</sub>＝0.85733126
 B<sub>1</sub>＝0.87637648  B<sub>1</sub>＝0.91505047
 B<sub>2</sub>＝0.70674027  B<sub>2</sub>＝0.85733126
 A<sub>1</sub>＝0.53702472  A<sub>1</sub>＝0.74320197
 A<sub>2</sub>＝0.7598490  A<sub>2</sub>＝0.89832289
 低通滤波器(部分#5)318(方程4)  宽带带通滤波器448(方程4)
 B<sub>0</sub>＝0.92737972  B<sub>0</sub>＝-0.02854672
 B<sub>1</sub>＝0.92729649  B<sub>1</sub>＝-0.18789051
 B<sub>2</sub>＝0.92737972  B<sub>2</sub>＝0.21643723
 A<sub>1</sub>＝0.82951974  A<sub>1</sub>＝-1.75073141
 A<sub>2</sub>＝0.97259237  A<sub>2</sub>＝0.75188028
 固定预矫滤波器238a(方程2)  固定预矫滤波器238b(方程2)
 B<sub>0</sub>＝9.50682180  B<sub>0</sub>＝4.357528
 B<sub>1</sub>＝-9.00385663  B<sub>1</sub>＝-3.24843271
 A<sub>1</sub>＝-0.497064357  A<sub>1</sub>＝0.10881833
 频谱带通滤波器(部分#1)542a(方程4)  频谱带通滤波器(部分#2)542b(方程4)
 B<sub>0</sub>＝0.646517841  B<sub>0</sub>＝0.850281278
 B<sub>1</sub>＝0.649137616  B<sub>1</sub>＝-0.850247036
 B<sub>2</sub>＝0.0  B<sub>2</sub>＝0.0
 A<sub>1</sub>＝0.557821757  A<sub>1</sub>＝-0.602159890
 A<sub>2</sub>＝0.0  A<sub>2</sub>＝0.0
 频谱带通滤波器(部分#3)542c(方程4)  静态相位均衡滤波器224(方程3)
 B<sub>0</sub>＝0.597678418  A<sub>0</sub>＝0.9029
 B<sub>1</sub>＝-1.195357770
 B<sub>2</sub>＝0.597679348
 A<sub>1</sub>＝-0.776566094
 A<sub>2</sub>＝0.3 52824276
 75μs预矫滤波器222(方程2)  高通滤波器212、214(方程1)
 B<sub>0</sub>＝4.57030583  A<sub>1</sub>＝-0.999
 B<sub>1</sub>＝-3.43823487
 A<sub>1</sub>＝0.131778883
在此编码器200的DSP实施中，宽带压缩单元280中平均装置454(图5所示)所用的常数α的值被设定等于0.0006093973517，而频谱压缩单元290中平均装置554(图6所示)所用的常数β的值被设定等于0.001825967。而且频谱和宽带压缩单元中分别由放大器540和446所用的增益C和增益D的值各自被设定等于0.5011872和0.08984625，以保证编码器200的DSP实施与编码器100类同地运行。
图7表示说明对编码器200的DSP实施中可变矫正滤波器560(图6中所示)所用的所有组滤波系数作预计算的一优选方法的流程图700。在编码器200运行之前，滤波器560所用的所有组滤波系数均被作预计算(例如利用一通用数字计算机)，并被装载进LUT562。在此编码器200的DSP实施中，滤波器560具有由方程(6)描述的传输函数H(z)，流程图700说明系数b0、b1和a1的计算。如BTSC标准中指明的，滤波器560部分地对应的模拟滤波器136(图1中所示)的传输函数S(f，b)由下列方程(7)中所示等式描述：
S ( f , b ) = 1 + ( jf F ) ( b + 51 ) ( b + 1 ) 1 + ( jf F ) ( 1 + 51 b ) ( b + 1 ) - - - ( 7 )
其中F等于20.1KHz。
流程图700中的第一步为对数个变量进行初始化的初始化步骤710。具体说，采样频率fs被设置为等于47202Hz，周期T被设定等于1/fs。变量W为方程(7)中所用的变量F的数字形式，被设置为等于π(20.1KHz)/fs。变量dBRANGE表示频谱压缩单元中RMS检测器的所需信号范围，对DSP实施，dBRANGE被设置为等于72.25dB。变量dBRES是关于滤波器560对编码差分信号的能级的变化的灵敏度。在编码器200的DSP实施中，dBRES被设置等于0.094dB从而滤波器560将利用基于线路555a上被量化到最接近0.094dB的信号值的系数。变量N等于滤波器560中所用的总共的滤波系数组数，通过将灵敏度(dBRES)划分范围(dBRANGE)并作舍入取最接近的整数来计算N。在DSP实施中N等于768，但熟悉本技术领域的人员将可理解，此数可能改变而变更灵敏度或范围。DSP实施中，LUT562为滤波器560存放769组系数，当然，如N增大将采用更大的LUT来存放额外组的滤波系数。另外，本技术领域的熟练人士也会理解，对数发生器558对线路558a上信号值的给定最小量化定标线路558a上的信号，以此来降低由LUT562所存放的滤波系数组数。但在其他实施例中，对数发生器558可被省略，LUT562则可存放相应较大数量的滤波系数组。最后，变量Scale和Address被分别设置等于32和0。变量Scale仅用于定点实现，被选择来使得所有的滤波系数均具有大于或等于负1和小于1的值(这里滤波系数以2的补码表示)。
随初始化步骤710后执行系数生成步骤720。在第一次执行步骤720期间，计算对应于系数b0、b1和a1值的变量b0(0)、b1(0)和a1(0)，它们将被存放在LUT562的地址单元0。在执行步骤720后，执行增量步骤730将变量Address的值增量。步骤730后执行比较步骤将变量Address与N的值加以比较。如Address≤N，则递归地再次执行步骤720、730和740，以便对LUT562的769个地址的每一个计算系数b0、b1和a1的值。当步骤740检测到Address的值大于N时，则所有749组系数均已计算，流程700的执行前进到结束步骤750。
在系数生成步骤720，变量dBFS对应于对数发生器558的输出。因为变量Address的值的范围为由0到749，dBFS值的范围由约-72.25到0dB，对应于由编码器200的DSP实施所提供的约72.25dB的信号范围(其中0dB对应于完全调制)。变量RMSd对应于模拟RMS电平检测器144(图1中所示)的输出，而因为变量Address的范围为由0到769，RMSd值的范围为约-36到36dB，对应于典型的现有技术模拟BTSC编码器所提供的72dB的信号范围。变量RMSb是变量RMSd的线性形式，而RMSb对应于方程(7)中所描述的传输函数S(f，b)中的变量b。K1和K2分别对应于方程(7)中的(b+51)/(b+1)和(51b+1)/(b+1)项。系数b0、b1和a1利用变量K1、K2、W和Scale如步骤720中所示计算。
图8A为说明在模拟系统中利用DSP实施的一种方法的方框图，在图8A中全部被实现在56002集成电路中的部件均被标明为200a。此模拟系统提供模拟左和右通道音频输入信号(图8A中分别表示为“L”和“R”)，这些信号被分别加给16位的模/数变换器810和812的输入。变换器810、812利用等于47202Hz(即3fH)的采样频率fs对它们的模拟输入信号进行采样，由此生成分别表示左和右通道音频输入信号的16位数字采样序列。变换器810和812所产生的信号被加到编码器200a，在此它们分别被模块292和294接收。模块292、294为“以16划分”的模块(将它们的输入的振幅以因子16除)，因此产生等于其输入信号被除以16的输出信号。由于在数字系统中利用移位寄存器很容易完成以任何2的幂的除法，模块292、294即被实现为将它们的输入作4个二进数位置位移的移位寄存器。
如以上所述，此56002芯片为一定点24位的处理器，而由变换器810、812加到此芯片的采样值为2的补码表述。模块292、294以16除变换器810、812所生成的采样值，并由此将每一采样值置于一24位字的中央。所以在模块292、294所产生的每一采样值中，4个最高位为符号位而4个最低位为0，而在字的中央的16位即对应于由变换器810、812之一所产生的一个采样值。按此方式在高位端以符号位和在低位端以0填充各24位字维持准确性并使由编码器200a所产生的中间信号能超过16位而不致引起差错情况，如溢出。
在编码器200a中，此24位字的每一位大致对应于信号范围的6dB，因而模块292、294对应于一24dB(即-6×4)衰减器。如将加到变换器810、812的模拟输入信号为作基准认为是0dB信号，则由模块292、294所产生的信号被衰减24dB。
输入部分210接收模块292、294所生成的24位字，由其生成被加到总和通道处理部分220的总和信号。总和通道处理部分220产生的输出信号被加给一“乘16模块”(它可被看作为一个24dB放大器)296。模块296由此补偿24dB衰减器292、294并将总和通道处理部分220的输出恢复到100％调制(即回到“完全标度”)。模块296产生的输出信号被加到一16位数/模变换器814，由其产生模拟调整总和信号。
输入部分210还生成被加给差分通道处理部分230的差分信号。如上述，作为模块292、294的结果，差分信号可被认为被衰减24dB。在此编码器200a的DSP实施中，差分处理部分230的削波器254(图3中示出)包括有一18dB放大器(被实现为8的倍乘)。即就是说，削波器254将固定预矫滤波器232b所产生的信号放大18dB，然后对此被放大的信号加以削波以使削波器254所生成的输出信号将不超过从完全调制下降6dB的数量。因此从削波器254加给低通滤波器238b的信号具有1位(或6dB)的“净空”，所以滤波器238b可产生一比其输入信号大6dB的输出信号而不会发生饱和。保留这1位的净空是所需的，因为滤波器238b的过滤响应包括有某种振扰，这可能使其临时地产生一大于其瞬时输入信号的瞬时输出信号，而此净空因此就能防止滤波器238b中的任何振扰造成饱和状态。再来看图8A，滤波器238b产生的输出信号被供给到一16位数/模变换器816，它进而产生一被加给6dB模拟放大器820的输出信号。D/A变换器814和816两者均期望是完全的变换器，包括公知的模拟反镜象滤波器作为其功能性的部分。反镜象滤波器为被加到在数/模变换后的模拟信号的模拟滤波器，用于衰减所需信号的对采样频率及其倍率被反射的任何图象。变换器814和816被采取为基本上相同、以同一采样速率运行和包含基本上同样的反镜象滤波。这样的变换器通常可由市场上获取，例如Crystal Semiconductor CS4328。放大器820放大其输入信号6dB，由此将编码差分信号恢复到完全标度。虽然图8表示连接到模/数变换器810、812的编码器200a用于接收模拟音频信号，但在数字系统中自然可省略变换器810、812使编码器200a能直接接收数字音频信号。
图8B表示按照本发明构成并被组构作为一模拟系统的部分的BTSC编码器200b一优选实施例的方框图。编码器200b类似于编码器200a，但在编码器200b中模块296放大其输入信号18dB(乘以8)而不是如编码器200a中的放大24dB。模块296产生的输出信号为调整总和信号的被定标型式，在图8B表示为S。编码器200b还包括有一将差分通道处理部分230所产生的输出信号放大6dB(乘以2)的模块298。模块298产生的输出信号是编码差分信号的被定标形式，在图8B中表明为D。另外，编码器200b还有一用于接收信号S和D并由它们产生复合信号的数字型式的复合调制器822。由调制器822产生的数字复合信号被加到数/模变换器818，其输出为复合信号的模拟型式。D/A变换器818期望是一包括有前面提到的作为其功能性的部分的模拟反镜象滤波器的完全变换器。这样的变换器通常可由市场上供应，例如Burr-Brown PCM1710。在此优选实施例中，模块292、294，输入部分210，总和通道处理部分220，差分通道处理部分230，模块296、298，和复合调制器822全部被实现在单一的数字信号处理芯片中。
由于复合信号被产生作为编码器200b中一数字信号，所以包括有模块298来将差分通道处理部分230所生成的输出信号提高到全标度而不是如图8A所示要等待到数/模变换之后和应用如放大器820那样的模拟放大器。另外，由于复合信号中调整总和信号被用在50％调制，模块296仅放大其输入信号18dB因而使模块296产生的输出信号为模块298产生的输出信号的振幅的一半。
图9表示复合调制器822一实施例的方框图。后者接收信号S和D，由它们生成复合信号的数字形式。调制器822包括有二插补器910、912，二数字低通滤波器914、916，一数字信号倍增器918，和二数字信号加法器920、922。信号S和D被加给插补器910和912各自的输入。插补器910、912另外也可被叫做“向上采样器”，在被加到其输入的每二个连续采样之间插入一新的采样，由此来产生具有输入信号S和D的二倍的采样频率的输出信号。由插补器910和912生成的输出信号被加给低通滤波器914和916的各自的输入。后者去除由插补器910、912引入信号S和D的图象。滤波器916所产生的滤波输出信号被加给信号倍增器918的一个输入，而一作为Cos[4n(fH/fs)n]函数的数字振荡信号被加到倍增器918的另一输入。倍增器918由此生成被用于复合信号中的差分信号的作振幅调制的、双边带的、被压缩的载波型式。倍增器918所产生的输出信号被加到信号加法器920的一个输入，而由滤波器914产生的滤波输出信号则被加到信号加法器920的另一输入。后者通过求取出现在其输入上的此二信号之和来生成一输出信号，并将此信号送往信号加法器922。一作为ACos[2π(fH/fs)n]函数(其中“A”为一表示全标度调制的10％的常数)振荡的导频音信号被加到加法器922的另一输入，此加法器922通过求取此二出现在其输入上的信号之和来生成数字复合信号。
复合调制器822包括有插补器910、912，因为复合信号中的最高频率成份稍许低于3fH(如图2中所示)，因此被加到信号倍增器918和信号加法器920的输入的信号应具有至少6fH的采样速率以满足奈奎斯特标准。因为复合调制器822输出处的采样速率一般高于信号S或D的采样速率，所以D/A变换器818必须能以这样较高的采样速度运转。如果加给复合调制器822的输入信号S和D具有3fH的采样速率，就应当提供某种形式的插补(如插补器910、912所提供的)来加倍采样速率。当然，如果整个编码器200b采用足够高的采样速率，则调制器822中可省除插补器910、912和低通滤波器914、916。
图8C为按照本发明构成的BTSC编码器200C的又一实施例的方框图。编码器200c类似于编码器200b(图8B中所示)，但编码器200c中省略掉模块298从而由差分通道处理部分230所生成的信号是信号D并被直接加到复合调制器822。另外在编码器200c中，模块296将其输入信号放大12dB(乘以4)而不是如编码器200b中那样放大18dB。所以在编码器200c中信号S和D从编码器200b中那些信号的电平下降6dB。因此复合调制器822由这些信号产生被衰减6dB的复合信号型式。这种复合信号的衰减型式由数/模变换器818变换到模拟信号，而后再由6dB模拟放大器820提高到满标度。如编码器200b那样，编码器200c最好利用单一数字信号处理芯片来实现。
编码器200b与200c之间的差异表明设计上的折衷措施。如熟悉本技术的人士会理解的，在用一数/模变换器将一数字信号变换到模拟信号时，保证数字信号为满标度会最大限度减少可能因变换带来的任何信-噪比损失。编码器200b依靠采用模块296、298保证被加到变换器818的复合信号(调制器822所产生的)的数字型式为满标度来使作为变换器818的操作结果的信-噪比损失最小。但是虽然编码器200b使得可能由变换器818引起的任何信-噪比损失最小，编码器200b也增加了复合信号中可能发生削波的或然率。由于差分通道处理部分230采用由固定预矫滤波器232(图3中所示)提供的相当大的增益，编码差分信号的通路中就有可能发生某种削波现象。编码器200b利用模块298将D信号提高到满标度，而这从信号D的信号通路中基本上去除了任何净空，由此而增加了发生某种削波作用的机会。所以编码器200b使可能由变换器818引起的任何信-噪比上的损失最小是以编码差分信号通路中发生削波的可能性增加作为代价的。相反，编码器200c保留编码差分信号通路中的净空而由此降低发生削波的可能性则是以增加因变换器818的运行所引起的信-噪比的损失作为代价的。
图8D所示为按照本发构成的BTSC编码器200d又一实施例的方框图。编码器200d类同于编码器200a(图8A中所示)，但编码器200d另外还包括有复合调制器的一部分822a。部分822a包括有二插补器910、912，二低通滤波器914、916，数字信号倍增器918和数字信号加法器930。模块296所产生的S信号被加到插补器910，它对S信号作“向上采样”并将经向上采样的信号送到低通滤波器914。后者对此信号滤波并将经滤波信号加到加法器930的一输入端。一具有二倍正常振幅(即2Acos2π(fH/fs)n)的数字导频音被加到加法器930的另一输入端，加法器930通过求取此二出现在其输入端的信号之和来生成一输出信号。由差分通道处理部分230产生的信号D被加到插补器912，由其生成一被加到低通滤波器916的向上采样信号。滤波器916滤波此信号并将经滤波的信号加到倍增器918的一端。一按照cos4π(fH/fs)n振荡的信号被加到倍增器918的另一端，以将出现在其输入端的此二信号相乘来产生一输出信号。如编码器200a～c那样，编码器200d最好采用一单个的数字信号处理芯片来实现。
编码器200d最好结合二数/模变换器932、934，一模拟一6dB衰减器936，一模拟6dB放大器938，和一模拟加法器940使用。加法器930产生的输出信号被加到变换器932，它产生被加到衰减器936的模拟信号。由倍增器918产生的输出信号被加给变换器934，它生成被加给放大器938的模拟信号。由衰减器936和放大器938生成的信号被加到信号加法器940的输入端，它求取这些信号之和以生成模拟复合信号。D/A变换器932和934为完全变换器，它们包括作为其部分功能的前面提到的模拟反图象滤波器。变换器932和934被作成为基本相同的、以同样采样速率运行并含有基本上相同的反镜象滤波。这样的变换器通常可由市场取得，例如Burr Brown PCM1710.
也有可能从图8D中删除插补器910和低通滤波器914，和以等于总和通道处理部分220的采样速率运行D/A变换器932。但这样做一般是不实用的因为并不昂贵的普通的D/A变换器是通常可被成对地设置在一单个集成电路中。这样成对的D/A变换器自然以同样的采样速率运行。虽然有可能从图8D中删除插补器910和低通滤波器914来降低DSP的复杂程度，但这样做也多半要增加整个设计的成本和复杂性，因为简单立体声D/A变换器将不再能被用于D/A变换器932和934两者。
编码器200d表示编码器200b和200c的特征的一种组合。编码器200d利用模块296使S信号提高到满标度以便使得可能由于变换器932的运行发生的任何信-噪比损失最小。编码器200d也保留信号D的信号通路中6dB的净空，而因此降低任何因削波造成的准确性损失的可能性。虽然编码器200d包括有较之编码器200b和200c中任一个都多的部件，但编码器200d使得信-噪比的损失和削波的可能性两者均能最小。
图10表明用于编码器200中的总和通道处理部分220a和差分通道处理部分230a的优选实施例的方框图(这些部分220a、230a自然也能被用于编码器200a-d中)。处理部分220a、230a相似于上述的部分220、230，但部分220a另外还包括有动态相位均衡滤波器1010，部分230a另外还包括有动态相位均衡滤波器1012。在所述实施例中，由静态相位均衡滤波器228和固定预矫滤波器232a产生的输出信号被分别加到动态相位均衡滤波器1010和1012的输入端，而对数发生器558在线路558a上产生的输出信号被加到滤波器1010、1012的控制端。滤波器1010和1012所产生的输出信号被分别被加给低通滤波器224和宽带压缩单元280。
动态相位均衡滤波器1010、1012被用来补偿由频谱压缩单元290中所用的可变矫正滤波器560引起的相位误差。可变矫正滤波器560的相位响应最好尽可能紧密地与可变矫正滤波器136(图1中所示)的相符。但是由于可变矫正滤波器136的可变的随信号而定的性质，极难将可变矫正滤波器560设计成能使其相位响应对所有的预矫正/去矫正特性均能与可变矫正滤波器136的相符，它还随信号电平而变化。因此，在典型的编码器200实施例中，可变矫正滤波器560和136的相位响应作为信号电平的函数相互分歧。动态相位均衡滤波器1010、1012最好将补偿相位误差导入总和及差分通道处理部分来补偿可变矫正滤波器560与136之间的分歧。
因此动态相位均衡滤波器1010、1012执行类似于静态相位均衡滤波器228所执行的功能。但尽管滤波器228补偿与编码差分信号的电平无关的相位误差，而滤波器1010、1012则补偿取决于这一信号电平的相位误差。滤波器1010、1012最好被实现为具有相对平坦的振幅响应和被选择的相位响应的“全通”滤波器。动态相位均衡滤波器被包括在总和及差分处理部分两者中，因为为了补偿由可变矫正滤波器560所引起的相位误差，总和或差分通道中可能需要一相位延迟。在优选实施例中，滤波器1010、1012以与可变矫正单元536相似方式实现，并包括一具有可变系数传输函数的滤波器和一用于在任一特定间隔期间选择滤波系数值的LUT。由对数发生器558在线路558a上生成的信号最好被加到滤波器1010、1012的控制端并选择由这些滤波所用的滤波系数。
已结合某些特定实施例讨论了数字编码器200，但熟悉本技术领域的人士将会理解，这些实施例的变型也包括在本发明之内。例如，已按照利用可变矫正滤波器560和LUT562来实现讨论了可变矫正单元536(图6中所示)。但是，不预先为滤波器560计算所有可能的系数并将它们存入LUT562中，省略LUT562而代之以包括用于实时计算滤波系数的部件的可变矫正单元536的其它实现方案可能是理想的。熟悉本技术领域的人们会理解，这样的考虑代表存储器资源(例如为LUT用来存放滤波系数)与计算资源(例如被部件用于实时计算滤波系数)之间的折衷措施，并可在编码器200的任一具体实现中以不同方式解决。类似的考虑适用于平方根装置456和556，倒数发生器458，和对数发生器558(图5和6中所示)，它们可替代地利用存储器资源(如用于存放全部值的LUT)或处理资源(如用于计算泰勒级数多顶式近似)。在另一些实施例中，编码器200中的任一个或所有部件均可采用各个别的硬件部件或专作为运行在一通用或专用计算机上的软件模块来实现。
包含在本发明内的编码器200的另一变型涉及到定标模块292、294(图8B中所示)。这些模块特别与编码器200的定点实现相关。在浮点实现中无需以零和符号位填充各采样来防止溢出，因此这些模块可被从浮点实现中删除。作为又一示例，已就补偿由滤波器232a所引起的相位误差讨论了静态相位均衡滤波器228(图10中所示)，但滤波器228也可另外被用来补偿由差分通道处理部分230a中的其他部件引起的其他相位误差。再有，滤波器228和1010可被实现为单一的滤波器。
因此，由于上述设备中可作出一定的改变而不背离这里所涉及的本发明的范畴，所以上述说明中所含的或所列附图所表示的所有内容仅仅只是企图用作说明性的解释而无限定的意图。

Claims (9)

1.用于处理BTSC差分信号的自适应信号加权系统，包括用于传送一预定带宽的音频信号通过所述系统的信号通路，该系统还包括：(A)被配置在所述信号通路中的滤波器装置，用于以一第一可变增益因子改变施加到所述预定带宽内一第一选择频谱区中的所述音频信号部分上的增益，所述第一可变增益因子响应一第一控制信号并作为其函数而改变；(B)用于仅响应并根据一包括至少所述第一选择频谱区的一部分的第二选择频谱区中的所述音频信号的信号能量生成所述第一控制信号的第一控制信号生成装置；(C)增益控制装置，被配置在所述信号通路中并连接到所述滤波器装置，用于以一第二可变增益因子改变施加到在整个所述预定带宽的所述音频信号上的信号增益，所述第二可变增益因子响应一第二控制信号并作为其函数而改变；和(D)响应在所述预定带宽之内的一第三选择频谱区中的所述音频信号的信号能量并作为其函数来生成所述第二控制信号的第二控制信号生成装置；其中该系统的特征在于：
该音频信号是一数字式音频信号；
该滤波器装置是被配置在所述信号通路中的一数字滤波器，用于以一第一可变增益因子改变施加到所述预定带宽内一第一选择频谱区中的所述数字式音频信号部分上的增益；
该增益控制装置是被配置在所述信号通路中并连接到所述数字滤波器装置的数字增益控制装置，用于改变施加到整个所述预定带宽的所述数字式音频信号上的信号增益；
所述第二控制信号生成装置，响应在所述预定带宽之内的一第三选择频谱区中的所述音频信号的信号能量并作为其函数来数字地生成所述第二控制信号；
其中，该数字滤波器装置、第一控制信号生成装置、数字增益控制装置和第二控制信号生成装置中每一个以实时运行以便保留音频信号的信号内容。
2.按照权利要求1的自适应信号加权系统，其特征是该系统编码该音频信号，并且还包括：(A)用于接收该音频信号的输入装置；和(B)通过所述信号通路连接到该输入装置的输出装置，用于提供经该系统编码的音频信号；该系统的特征还在于：
该滤波器装置包括用于借助于可变系数转换函数过滤该音频信号的可变系数数字滤波器装置，该可变系数转换函数的可变系数响应该第一控制信号并作为其函数而改变。
3.按照权利要求1的自适应信号加权系统，其特征还在于
该系统实时对包含数字左和右通道音频信号的音频信号进行编码以便经编码的左、右通道音频信号可被随后解码来再现该数字左、右通道音频信号，同时该数字左、右通道音频信号的信号内容不失真。
4.按照权利要求3的自适应信号加权系统，其特征是
该数字左和右通道音频信号是以一采样频率等于N倍15,734Hz进行采样的数字采样信号，N是大于或等于3的整数。
5.按照权利要求4的自适应信号加权系统，其特征是
该导频频率是15,734Hz。
6.按照权利要求4的自适应信号加权系统，其特征是
该音频信号的信号内容中缺少DC信号能量以防止滴答。
7.数字BTSC编码器，包括：
(A)左高通滤波器装置，用于接收一数字左通道音频信号并用于对所述数字左通道音频信号进行数字式高通滤波，由此生成一数字左滤波信号；
(B)右高通滤波器装置，用于接收一数字右通道音频信号并用于对所述数字右通道音频信号进行数字式高通滤波，由此生成一数字右滤波信号；
(C)矩阵装置，用于接收所述数字左和右滤波信号，并包括用于求取所述数字左和右滤波信号之和并由此生成一数字总和信号的装置，以及包括用于从所述数字左和右滤波信号之一减去所述数字左和右滤波信号中的另一个由此生成一数字差分信号的装置；
(D)差分通道处理装置，用于数字式处理所述数字差分信号；和
(E)总和通道处理装置，用于数字式处理所述数字总和信号；
其中该差分通道处理装置包括权利要求3所述的自适应信号加权系统；及
该左和右高通滤波器、矩阵装置和差分通道处理装置和总和通道处理装置中每一个是实时运行以便保留该数字左和右通道音频信号的信号内容，且所述滤波器装置和所述增益控制装置处理该数字差分信号。
8.按照权利要求7的数字BTSC编码器，其特征是所述左和右高通滤波器装置具有小于或等于50Hz的截止频率。
9.按照权利要求8的数字BTSC编码器，其特征是所述左和右高通滤波器装置具有一通带和所述通带中平坦的幅度响应。
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