CN100450115C - 估计通信信道之间相位偏移的方法及装置 - Google Patents

Abstract

描述了在通信系统中估计两个信道之间相位偏移的方法及装置，以便能够利用它们确定复信道估计。相位偏移的出现是由于在发射分集模式中两个信令信道中只有一个在两个天线之一上发射前出现了系统的旋转。相位偏移在诸如移动站之类的接收机中计算。例如，在3GPP系统中，旋转了的DPCH和没有旋转的CPICH可以用于信道估计。

Description

估计通信信道之间相位偏移的方法及装置

技术领域

本发明涉及接收机中的信道估计，更具体地涉及基于至少两个信道中信号的信道估计，其中一个信道可以是导频信号信道，进一步具体地涉及信道之间的相位偏移估计。

背景技术

在数字通信系统中，代表信息的数字符号在不同节点(例如，基站、移动电话)之间传送以便交换信息。

通常称为OSI(开放系统互连)模型的层状模型一般用于描述通信系统。该模型的最底层通常称为物理信道，由比特组成的信息流在这里发送。物理信道根据设计提供预定质量的业务。在简化的描述中，物理信道包括以预定格式格式化比特、编码、交织、载波调制、在介质上传输、下变频、解调、解交织以及前向纠错。此外，为了工作正确还需要很多其它的功能，例如时间和频率同步以及信道估计。通常在物理信道上的信息符号之间发送导频符号。这些导频符号则在接收机中用于获得同步以及信道估计。信道估计描述了传送的符号如何受到信道(包括调制、TX前端、介质、RX前端以及解调器)的影响以及如何在接收机中用于信号的重构。

物理信道可有两种类型，专用物理信道和广播信道。专用物理信道发送到一个接收机，而广播物理信道则面向多个接收机。

介质在不同节点的天线之间传输电磁或光信号。在无线通信系统中，介质由“自由空间”(它并不是自由的)组成，信号是在这种介质上传播的电磁波。由于建筑物和其它障碍物的反射造成衰落和散射。散射可能会引起多径现象，根据物理信道上的符号率以及散射的严重程度而定。

基站大多通常发射多个物理信道。在TDMA系统中，来自同一基站的物理信道用时间分开(如果使用了多个载波，则用频率分开)。在FDMA系统中只用频率分隔不同的物理信道。在扩频CDMA系统中，使用编码分开不同用户(如果使用了多个载波，则用频率分开)。

在WCDMA系统中，根据3GPP规范，从同一基站发射的公共导频信道(CPICH)和专用物理信道(DPCH)上发射的导频可以使用基站的同一前端和同一天线发射。然后，这两个信道经历了相同的介质响应，因此基于CPICH和DPCH的信道估计都对提供良好的信道参数估计很有用处。当CPICH和DPCH用两个不同天线发射时则不是这样。

不管所用的信道是什么，由于经过传输介质带来的影响，接收信号在很多方面都与发射信号不同。介质对射频信号的影响主要包括多径衰落、来自经过介质其它信号的干扰、以及热噪声。衰落是信号与其本身的反射或回波的交互作用引起的，而且可能导致较大且高度局部化的信号幅度变化和相移，称作瑞利衰落。在无线电环境中，干扰通常是由不需要出现的其它无线电信号引起的。这些其它的信号可能与所要的信号使用同一信道(有时称为共道干扰)或使用相邻的信道(有时称为邻道干扰)。热噪声出现在所有通信信道中，引起发射信号的附加失真。因此可以认为接收机接收的信号是由所需成分和有害成分组成的复合信号。有害成分代表经过介质受到的影响，例如干扰和噪声。

在接收机端，处理接收信号得到数字抽样序列或流，这里称为“接收抽样”或“接收抽样流”，这些抽样可以用复数表示。例如，接收信号可以被滤波、放大、使用同相和正交本振下混频到基带，然后在模数(A/D)转换和同步处理之后，就得到了复接收抽样流r(n)。复抽样流r(n)中的每个抽样可以表示为实分量和虚分量之和，也就是r(n)＝I(n)+jQ(n)，其中I(n)代表抽样的同相分量，Q(n)代表抽样的正交分量，n是抽样时间序号。

每个复接收抽样也可以表示为所需分量和有害分量之和，也就是，r(n)＝s(n)+z(n)，其中s(n)是所需信号分量流，z(n)是有害分量流或噪声。正如上面注意到的，有害分量抽样z(n)可能包括来自其它信号的干扰，例如共道和邻道干扰、多径传播带来的自干扰，以及热噪声或环境噪声。通常会存在几种干扰信号，其中有一个的功率相对于其它信号是最强的。

接收机通常对接收的抽样流r(n)应用某种形式的基带信号处理以便恢复(或“检测”)信息符号。这样的基带信号处理可以基于传输介质模型。例如，传输介质可以建模为具有K个复信道抽头系数的滤波器；滤波器的输入是发射的数字信号，滤波器的输出是所需的信号分量。如果b(n)代表发射的数字信号，那么所需的信号分量抽样s(n)为：

s(n)＝h(0)b(n)+h(1)b(n-1)+...+h(K-1)b(n-K+1)

其中h(k)是具有实部和虚部的复数值信道抽头系数。信道抽头系数可以用极坐标表示为：

h(k)＝a(k)^jθ(k)

其中h(k)的幅度是a(k)，它是h(k)的绝对值。h(k)的相位表示为θ(k)。

信道抽头系数的估计可以用各种信道抽头估计技术来确定。信道抽头估计、或信道跟踪是本领域众所周知的并在例如McGraw-HillBook Co.出版的J.Proakis的Digital Communications(数字通信)第二版(1989)第624-627页中讨论。最初的信道抽头估计可以使用各种已知技术从同步信号相关值或最小二乘估计得到。

信道抽头系数估计hes t(k)用于计算检测的数字符号序列bdet(n)。例如，只要hest(0)是非零的(即，如果介质被建模为只有一个抽头的滤波器)而且b(n)是二进制的，那么bdet(n)如下给出：

b_det(n)＝sgn[h_est(0)*r(n)]

其中s gn[x]表示取x的符号，上标“*”表示复共轭。在这个例子中，b(n)是二进制的，所以bdet(n)的允许值是二进制的，例如+1和-1。因此，可以看出发射数字信号b(n)的精确检测依赖于信道抽头系数的精确估计。

参考图1可以更好地理解这一点，该图说明了一个典型的数字通信系统，包括发射机12和接收机14。发射机12包括数字符号发生器102和数字发射机103。符号发生器102接收携带信息的信号101并产生相应的数字符号序列b(n)。数字符号序列b(n)被传送到数字发射机103，对序列进行数模(D/A)转换、调制、脉冲成形以及放大，然后将所得的模拟信号Y发射。接收机14包括一个或多个接收机无线电单元18a-18n，每个可以有相应的天线16a-16n，无线电处理器105a-105n，以及A/D转换器106a-106n。每个天线16a-16n接收对应于发射信号Y的一个模拟接收信号，并将接收信号传递给无线电处理器105a-105n。天线16a-16n可以彼此空间分开，因此每个无线电单元18a-18n从不同的接收信道(空间分集)收到接收信号。在图1的例子中，信道是无线电传输信道，但是本领域技术人员将会理解这些信道可以是电话传输信道、局域网传输信道等。这些信道也可以是与相控阵天线单元或来自波束成形器的波束关联的无线信道。

无线电处理器105a-105n典型地将接收信号滤波、放大并下变频到基带。基带接收信号则通过A/D转换器106a-106n转换成复数字接收抽样流rx(n)，其中下标x表示对应于该抽样流的接收信道。例如，无线电单元18a可以从天线16a接收模拟信号并产生相应的数字接收抽样流ra(n)。所得到的数字信号rx(n)是具有同相(I)和正交(Q)分量的复抽样序列。但是本领域技术人员会理解这些抽样不必是复数的。将复抽样rx(n)提供给基带处理器20，其使用估计的信道抽头系数hes t(k)操作复抽样以便检测信息符号，从接收抽样流rx(n)产生bdet(n)。

多径传播一般是不利因素，因为自干扰信号在时间上扩散了，因此能够彼此干扰并产生衰落。但是多径传播也有好处。反射信号与主信号传输同样的信息。当衰落引起主信号本身明显地衰减时，可以通过时间扩散波束的建设性叠加“重构”或放大主信号，也就是信号被分集放大了。

基带处理器20包括RAKE接收机。RAKE接收机是一种有效地利用时间扩散信号的这种特性的无线电接收机。RAKE接收机包括多个独立的接收机单元，所谓RAKE分支，每个分支接收并跟踪或定位单个的波束。RAKE接收机也包括将接收信号合并的装置，以及在合并信号之前延迟这些信号使它们达到一定相位的装置。

如果一个以上的抽头系数非零，那么使用信道抽头系数估计可以进行某种形式的均衡。一种形式的均衡是最大似然序列估计(MLSE)均衡，在上面提到的J.Proakis书的第六章中有描述。因此，基带处理器20可以包括用多天线MLSE均衡器实现的相干检测器，该均衡器例如为在Backstrom等人的U.S.Patent No.5,191,598中公开的那种，本申请在这里明确地结合该专利作为参考。可以理解的是所检测的符号还可以进一步被接收机处理。例如，在检测出来的符号上可以进行前向纠错解码。这些符号也可以合并成为软信息值。

由于通过一个信道(多个信道)传输带来的影响，到达天线16的信号中包括有害信号，其中包括上面描述的热噪声和可能的干扰信号。干扰信号的一个例子如图1所示由干扰器106产生的信号X。有害信号使接收机从接收抽样流中完美地恢复信息符号变得困难。

如果有害分量包括干扰，那么各种抗干扰技术可以用于改善接收信号的信噪比(SNR)，并因此改善信道抽头系数估计的精确度。使用阵列处理技术的抗干扰可以在数字传输系统中产生很大的性能增益，但是为了使这种抗干扰运行良好，需要对每个单独信道的信道抽头系数进行合理的估计。抗干扰技术的例子包括IEEE Trans.Veh.Technol.第42卷377-384页(1993年11月)J.H.Winters在“Signal Acquisition and Tracking with Adaptive Arrays in theDigital Mobile Radio System IS-54 with Flat Fading(在平坦衰落的数字移动无线电系统IS-54中用自适应阵列的信号捕获与跟踪)”中描述的那些。这类技术在出现较大干扰时可以得到较好的检测性能。

在传统通信系统中，每个物理信道独立跟踪，也就是说，使用每个物理信道接收的抽样流独立估计每个物理信道的信道抽头系数，而不参考其它物理信道接收的抽样流。很多已知的估计信道抽头系数的方法认为信道抽头系数只是通过所考虑物理信道接收的信号的函数。由于干扰，精确地估计每个单独物理信道的信道抽头系数可能很难，会导致出现潜在的错误，因为检测器要用估计的信道抽头系数检测发射信号。

WCDMA系统中的每个基站在几个物理信道上发射。由于多种原因，这些物理信道中很多都包含了可以用于估计信道特性的导频符号。导频信号通常是一个或多个预定的符号，可以在它自己的信道上发射，也可以嵌入另一个信道中，而且可以用于监督、控制、均衡、保持信号连续、同步或参照的目的。

正如上面注意到的，发射分集可以用两个天线独立发送来实现，这两个天线可以关联于例如两个基站(BS)，一旦由于信道噪声或传播路径特性的其它变化造成一个或两个传播路径上出现信号衰落，这种分集可以降低通信中断的可能性。这两个天线可以发射不同的导频信号或导频符号，这样诸如移动站这样的用户设备(UE)中的远端接收机可以从两个BS天线发射信号中得到各自的信道估计。

再参考图1，发射机12中产生的数据可以包括例如信道编码数据、发射功率控制(TPC)命令、可选的传输格式合并指示(TFCIs)等等。这类的通信系统是正在被第三代伙伴项目(3GPP)标准化的第三代蜂窝电话系统。对于3GPP通信系统的下行链路(基站到远端站)传输来说，数据可以是时空分组编码的，而且可以是速率匹配、交织的等等。编码数据中可以复接一个或多个导频信号，而且复接流可以与信道化码、扰码等复接。信道化、扰频后的信号则通过一个或多个天线发射到接收机14。

图2描绘了图1通信系统中一个传输信道所传输的示范信息格式。正如很多数字系统那样，信道所传输的信息按照组成连续帧220的多个时隙210组织，每个帧包括多个时隙210。如图2所示，帧220也可以组成连续的超帧230。除了其它信息，每个时隙210可以包含TFCI 211、第一组数据(有效负荷)212、TPC命令213、第二组数据214以及导频信号215。在一个示范的通信系统中，时隙可以持续0.625毫秒(ms)并依据时隙的类型包括不同的比特数，帧可以包括16个时隙，超帧可以包括72个帧。每个基站也以256为扩频因子发射包括导频符号的CPICH。这个CPICH以较高的功率发射，以便能够到达蜂窝的边界。

各种信道估计方法已经有所描述。例如，G.Bottomley的U.S.Patent No.5,822,380“Apparatus and Method for Joint ChannelEstimation(联合信道估计的装置和方法)”中特别描述了一种估计信道抽头系数的装置，这些系数作为来自估计信道抽头系数信道的接收抽样流的函数以及来自另一个信道的至少一个其它接收抽样流的函数。该专利在这里明确地结合入本申请中作为参考。J.Nilsson于2000年5月19日提交的U.S Patent Application No.09/573,157“Method and Apparatus for Channel Estimation with TransmitDiversity(带有发射分集的信道估计的方法和装置)”中描述了在发射分集环境中使用导频信号进行信道估计。该专利申请在这里明确地结合入本申请中作为参考。

欧洲公开的S.Abeta等人的专利申请No.EP 0 955 741“ChannelEstimating Apparatus，and CDMA Receiver and CDMA TransceiverEach Having the Apparatus(信道估计装置、以及各自具有该装置的CDMA接收机和CDMA收发机)”中描述了基于与数据符号序列并行的导频符号序列获得数据符号的信道估计。K.Rohani等人的U.S.Patent No.5,583,886“Method for Determining a Plurality ofChannel Responses and Modifying a Received Signal Therewith(确定多个信道响应并修改有关的接收信号的方法)”描述了了一种跳频扩频通信系统，基于从多个发射机中的每个发射的已知信号确定多个信道估计。

欧洲公开的专利申请No.EP 1 133 072描述了一种通信终端和信道估计方法，基于来自三个信道的信息确定相位旋转量。所公开的方法要求两个公共导频信道和至少一个单个信道的信道估计值以便确定信道之间的相位旋转量。

利用发射分集编码导频的信道估计方法依赖于例如对来自分集导频的交替导频符号分组，产生两组信道估计。这类方法通常假定传输导频符号的信道特性在三个或更多符号持续期间是不变的。当信道特性随时间变化很快时(典型情况是扩频系统受到大的多普勒频移影响并使用高扩频因子)，这样的假设会带来不准确。可以理解的是在直接序列码分多址(DS-CDMA)通信系统中的扩频因子是指码片中的符号长度，例如每个信息比特或符号的扩频序列中发射比特或符号的个数。高扩频因子因此会导致持续时间较长的信息符号。

当多个接收信号的特性相差很大时，使用多个接收信号估计信道抽头系数还会更复杂。在3GPP系统中，DPCH和CPICH同时可以被远端终端接收，例如被RAKE接收机的不同支路接收，这样具有促进信道估计的有用特性。CPICH可以用比其它物理信道例如DPCH高的功率电平发射，这样做除了其它原因以外特别有利于检测和控制干扰的传输功率控制方案。可以弥补DPCH和CPICH之间的这种“增益偏差”，以便根据2001年11月28日提交的申请人共同未决的U.S.PatentApplication No._________“Methods and Apparatus for ChannelEstimation Using Plural Channels(使用多信道的信道估计的方法和装置)”实现精确的信息符号检测，该申请在这里明确地结合入本申请中作为参考。除了这种增益偏差以外，当接收信号是从具有可变相对相位差的物理信道中得到时也会出现错误，这在包括3GPP系统在内的很多现代通信系统中是常见的。特别是，当接收信号已经被多个天线发射时，例如工作于发射分集模式的基站的两个天线，会出现相位偏移而且应该纠正。在3GPP通信系统中的这种工作模式是闭环模式发射分集，这在下面结合图3，3G TS 25.214第3.3.0版第7部分(2000年6月)中的“Physical Layer Procedures(物理层过程)(FDD)”有所描述，图3表示了发射CPICH和DPCH的发射机300。

在图3中，信道编码以及DPCH信号交织的处理可以以非分集模式进行，而且由DPCH发生器302表示。DPCH信号由发生器302产生，通常是复数值的，由合并器304扩频并可选地进行扰码，合并器304将发生器的输出信号与Walsh-Hadamard序列之类的扩频信号以及伪随机噪声扰码序列合并。经过扩频/扰码的信号馈入两个包含各自的乘法器306-1、306-2的发射(Tx)天线分支，这些乘法器也接收各自的权重因子w1和w2。权重因子通常也是复数值的，根据3GPP标准所提供的，它们对应于闭环模式1中的相位调整和闭环模式2中的相位/幅度调整。这些调整由接收机(UE)确定并且通过上行链路信道中的消息通知发射机(BS)300，该消息在诸如专用物理控制信道(DPCCH)之类的上行链路信道的反馈信息(FBI)域的特定比特中发送。权重因子由模块308、310从一个或两个天线312-1、312-2提供的接收信号(Rx)中恢复。图3中也表示了合并DPCH和CPICH以供天线312发送的合并器314-1、314-2。对于闭环模式1，从两个不同的天线发送不同(正交)的导频符号。对于闭环模式2，两个天线发送相同的专用导频符号。两种模式的使用受更高层消息控制。

根据3GPP1999年12月3G TS 25.214第3.1.1版中提供的，接收机单独使用CPICH估计从每个天线看到的信道。以每个时隙一次的频率，接收机计算相位调整φ(对于模式2还有幅度调整)，这个调整应该由发射机进行以便最大化接收机接收的功率。计算相位调整的一种方法是确定使下式最大化的权重因子w：

P＝w ^HH^HHw    (1)

其中给定|w|＝1，

H＝[h ₁，h ₂]

而且

w＝[w₁，w₂]^T

其中列矢量h1和h2代表天线312-1、312-2所估计的信道脉冲响应，长度等于信道脉冲响应的长度。w的元素对应于接收机(UE)所计算的调整，典型地是量化的并在上行链路信道上反馈给发射机(BS)。权重矢量w1可以设置为一个常数例如w1＝1，于是w2可以通过对接收相位在两个连续时隙上做滑动窗口平均来计算。在算法上，w2可以如下计算：

$w_2=\frac{\underset{i=n-1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left({\mathrm{\φ}}_i\right)}{\sqrt{2}}+j\frac{\underset{i=n-1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\sin \left({\mathrm{\φ}}_i\right)}{\sqrt{2}}$

如3GPP中3G TS 25.214第3.1.1版所示。

因此，在闭环模式1中，接收机(UE)必须将反馈信息通知发射机(BS)，这样发射机才能计算提供哪个相位偏移值φ实现天线之间的相位校准。发射机使用的实际φ值通常是接收机未知的。但是，只有DPCH根据(w1，w2)旋转。CPICH保持不受反馈信息的影响。

在信道估计中使用CPICH通常是有好处的，因为它以较高的功率电平发射，因此经受较少的噪声干扰。为了在信道估计中有效地使用CPICH，接收机必须确定φ值。

因此，在接收机中有必要计算多个接收信道的相位偏移估计，并以最佳方式将来自具有可变相位偏移的多个接收信道的信道估计合并。

发明内容

申请人的发明可以满足这些以及其它的需求，它提供了一种确定相位偏移值φ的方法，以允许偏移为φ的信道例如CPICH有效地用于信道估计。

一方面，一种确定通信系统中信令信道之间相位偏移的方法，包括从通过第一信道接收的符号中获得第一组信道估计和从通过第二信道接收的符号中获得第二组信道估计。在接收机端根据第一和第二组信道估计确定相位偏移。

申请人发明的第二方面，一种为通信系统中的传输信道确定一组复值信道估计的方法，包括分别从通过第一和第二信令信道接收的符号中获得第一和第二组信道估计。根据第一和第二组信道估计确定第一和第二信令信道之间的相位偏移。根据该相位偏移确定一组复值信道估计。

申请人发明的又一方面，一种适于在通信系统中与接收机一起工作为通信系统的传输信道确定一组复值信道估计的信道估计器，包括从通过第一信令信道接收的符号中获得第一组信道估计的装置。该信道估计器也包括从通过第二信令信道接收的符号中获得第二组信道估计的装置、根据第一和第二组信道估计确定通信系统中信令信道之间相位偏移的装置、以及根据该相位偏移和第一组信道估计确定一组复值信道估计的装置。

申请人发明的又一方面，一种通信系统的用户设备，适于按照上面的描述为通信系统的传输信道确定一组复值信道估计。

接收机可以是例如用户设备的一部分，用户设备是例如通信系统中的移动电话或其它便携式无线电设备。发射机可以是通信系统中的基站。

应该强调的是，在本说明中用到的术语“包括/纳入”表示所述特性、整体、步骤或组成部分的存在，但是不排除一个或更多的其它特性、整体、步骤、组成部分及其组合的出现或添加。

附图说明

附图说明结合附图阅读本说明可以理解本发明的目的、特征以及优点，其中：

图1是典型数字通信系统的框图；

图2描述了WCDMA系统中下行链路物理信道的时隙格式；

图3是发射机框图；

图4是根据申请人发明的方法流程图；

图5是根据本发明的RAKE接收机及处理单元的框图；以及

图6是根据本发明一个实施例的图5的处理器单元的功能框图。

具体实施方式

一些现代数字通信系统，例如上面提到的专利和文献中描述的那些系统，使用RAKE接收机处理经过不同路径并且在不同时刻到达接收天线的发射信号的反射或回波。RAKE接收机可以看作具有多个“分支”，每个分支可以认为是各个信号路径的独立接收机。为了改善性能，RAKE分支的输出通常通过最大比值合并过程合并，越精确的信道估计越能改善这种最大比值RAKE合并的精度以及最终检测符号的精度。

典型地，信道估计是从发射信号中包含的导频符号中得到的，但是数据符号和其它已知符号也可以使用。在3GPP标准中，就像3G TS25.211第3.3.0版(2000年6月)中“Physical Channels and Mappingof Transport Channels onto Physical Channels(FDD)(物理信道及传输信道到物理信道的映射(FDD))”中描述的那样，有两个信道当接收专用信道时具有适合信道估计的导频符号，即DPCH和CPICH。

再参考图3，只有DPCH旋转了w1、w2。CPICH不受从UE发向BS的FBI影响。UE必须知道相位偏移φ才能在信道估计中使用CPICH进行最大比值合并。由于只有通过天线Ant2 312-2发射的信号旋转了，来自Ant2 312-2的信道估计可以用于得到相位偏移φ。因此，本申请描述了一种合并来自几个分支的信息以便得到相位估计的最佳方式。下面是在两个信道之间估计相位偏移的申请人方法的数学推导。一旦估计了相位偏移，CPICH就可以有利地用于信道估计。

令CPICH和DPCH的第二天线信道由下标2c和2d表示，以下表达式给出：

$h_{2c}^i=a_i{e}^{\mathrm{j\αi}}---\left(3\right)$

$h_{2d}^i=b_i{e}^{\mathrm{j\βi}}---\left(4\right)$

分别地，其中i∈[1，n]是RAKE分支数，a和b是各个信道的增益，α和β是各自的天线相位。

令分支i∈[1，n]的第二天线相位估计由下面的表达式给出(步骤402、404)：

${\widehat{\mathrm{\α}}}_i={\mathrm{\α}}_i+e_i---\left(5\right)$

${\widehat{\mathrm{\β}}}_i={\mathrm{\β}}_i+v_i---\left(6\right)$

分别对应于CPICH和DPCH，其中ei和vi代表噪声。而且，令噪声是非相关、零均值的、复高斯分布噪声，方差分别是σ_ei ²和σ_vi ²。

因为DPCH相对于CPICH乘了一个相位偏移φ＝{π/4，3π/4，5π/4，7π/4}，信道之间的相位关系变为：

${\widehat{\mathrm{\β}}}_i={\widehat{\mathrm{\α}}}_i+\mathrm{\φ}---\left(7\right)$

最大似然解是集合θ＝{α₁，…，α_n，φ}满足：

$\stackrel{\max }{\mathrm{\θ}}p\left(Y\right|\mathrm{\θ})---\left(8\right)$

其中观察集合是Y＝{α₁，…，α_n，β₁，…，β_n}。

条件概率函数p＝(Y|θ)由如下表达式给出：

$p\left(Y\right|\mathrm{\θ})=\left(\frac{1}{{2\mathrm{\π}}^n{\mathrm{\Π}}_{i=1}^n{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{vi}}}\right)\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{e}^{-\frac{{({\widehat{\mathrm{\α}}}_i-{\widehat{\mathrm{\α}}}_i)}^2}{2{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}^2}}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{e}^{-\frac{{({\widehat{\mathrm{\β}}}_i-{\widehat{\mathrm{\α}}}_i-\mathrm{\φ})}^2}{2{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{vi}}^2}}---\left(9\right)$

给出相应的对数概率函数logp＝(Y|θ)：

$\log p\left(Y\right|\mathrm{\θ})=\log \left(\frac{1}{{\left(2\mathrm{\π}\right)}^n{\mathrm{\Π}}_{i=1}^n{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{vi}}}\right)-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{({\widehat{\mathrm{\α}}}_i-{\widehat{\mathrm{\α}}}_i)}^2}{2{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}^2}-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{({\widehat{\mathrm{\β}}}_i-{\widehat{\mathrm{\α}}}_i-\mathrm{\φ})}^2}{2{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{vi}}^2}---\left(10\right)$

为了求条件概率函数的最大值，有效的做法是设函数的导数等于零。求对数概率函数相对于天线相位估计αi的偏导数得到如下表达式：

$\frac{\∂\log p\left(Y\right|\mathrm{\θ})}{\∂{\mathrm{\α}}_i}=\frac{{\widehat{\mathrm{\α}}}_i-{\widehat{\mathrm{\α}}}_i}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}^2}+\frac{{\widehat{\mathrm{\β}}}_i-{\widehat{\mathrm{\α}}}_i-\mathrm{\φ}}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{vi}}^2}=0---\left(11\right)$

设(10)式的导数以及(11)式等于零得到如下关于αi的表达式：

${\mathrm{\α}}_i=\frac{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{vi}}^2{\mathrm{\α}}_i+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}^2(\mathrm{\β}-\mathrm{\φ})}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{vi}}^2+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}^2}---\left(12\right)$

其中φ＝{π/4，3π/4，5π/4，7π/4}。为了找到最大似然相位偏移φ，针对等式(9)中的φ＝{π/4，3π/4，5π/4，7π/4}测试等式(12)的解。因此，在(9)式中使用(12)式得到：

$p\left(Y\right|\mathrm{\θ})=\left(\frac{1}{{\left(2\mathrm{\π}\right)}^n{\mathrm{\Π}}_{i=1}^n{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{vi}}}\right)\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Π}}}{e}^{-\frac{{({\widehat{\mathrm{\α}}}_i-{\widehat{\mathrm{\β}}}_i+\mathrm{\φ})}^2}{2({\mathrm{\σ}}_{\mathrm{vi}}^2+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}^2)}}---\left(13\right)$

为了解出使(13)式最小化的相位偏移φ，就是找到解如下最优化问题的相位偏移φ的最佳值：

$\mathrm{\φ}\∈\stackrel{\min }{\{\mathrm{\π}/\mathrm{4,3}\mathrm{\π}/\mathrm{4,5}\mathrm{\π}/\mathrm{4,7}\mathrm{\π}/4\}}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{({\widehat{\mathrm{\α}}}_i-{\widehat{\mathrm{\β}}}_i+\mathrm{\φ})}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{vi}}^2+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}^2}---\left(14\right)$

申请人已经认识到可以简化该通式，而且(13)式的通解可以很容易地得到，用于具有很多分支的RAKE接收机情况或者它的等效情况。

一种简化(13)式求解的假设是认为CPICH和DPCCH上看到的噪声(干扰)实际上是相同的，也就是说：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{vi}}^2=\mathrm{\γ}{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}^2---\left(15\right)$

其中γ是比例因子。在使用扩频技术的通信系统中，所观察的噪声功率σ²与不同信道上使用的扩频量(处理增益)有关，而且在3GPP通信系统中，扩频量在不同信道上可以是不同的，如3G TS 25.213第3.0.0版(1999年10月)“Spreading and Modulation(FDD)(扩频和调制(FDD))”中描述的那样。因此，比例因子γ＝(sf/256)(n_d/n_c )，其中sf是用于DPCH符号的扩频因子，256是CPICH符号所用的扩频因子，nd和nc分别是相干求和以便得到DPCH信道估计

和CPICH信道估计

的符号数。噪声方差σ_ei ²是接收机很容易测量的一个参数，特别是3GPP通信中要求接收机周期性地报告该参数或与之有关的参数，扩频因子也是接收机通过不同信道上发送的消息而已知的。

可以理解的是(13)式的似然函数假设两个信道是独立的，对于很多通信系统来说这是个有效假设，特别是3GPP系统，它的DPCH和CPICH使用不同的(正交的)扩频序列。有了这个假设，(14)式可以重写为如下形式：

$\mathrm{\φ}\∈\stackrel{\min }{\{\mathrm{\π}/\mathrm{4,3}\mathrm{\π}/\mathrm{4,5}\mathrm{\π}/\mathrm{4,7}\mathrm{\π}/4\}}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{({\widehat{\mathrm{\α}}}_i-{\widehat{\mathrm{\β}}}_i+\mathrm{\φ})}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}^2}---\left(16\right)$

从(16)式可以看出，当选择φ接近β时分子会减小，分支i上的干扰减小时分母会减小。因此，该信道估计直观上看是可靠的。此外，最小化受噪声小的分支的影响较大。

因此，两个信道之间的相位偏移，通常是接收机未知的，可以由接收机从所得到的信道估计中估计，步骤406。一旦估计了相位偏移，就可以确定复信道估计，步骤408。

也可以更进一步，将信道估计增益关联于(16)式确定的信道估计相位，从而产生完全的信道估计。

可以理解的是图4所示的方法步骤可以很容易地通过接收机或基带处理器中合适的处理器所执行的软件来实现，或者通过接收机或基带处理器中提供的诸如专用集成电路(ASIC)之类的硬件来实现。接收机或基带处理器可以用于例如移动电话或通信系统内的其它便携式无线电设备中。

本发明的范围不限于任何特定的数字通信系统或标准。为了更好地理解本发明的一些优点，下面参考图5和图6描述本发明可以如何用于3GPP WCDMA数字通信系统的例子。

由于CPICH和DPCH是通过相同的物理介质发送的，它们受到同样的多径影响，而且相位偏移不同。因此，参考图5，RAKE接收机的每个分支1到n即501、502、...50n接收CPICH和DPCH，它们之间存在相同的相位差。本发明使用从所有分支501、502、...50n得到的信息精确地估计该相位偏移。这个功能由处理单元510执行，它从每个分支获取信息并指示合并器520如何最佳地合并通过分支接收的信号。这样，相比只用一个分支估计这个信息，相位偏移估计得到了改进。

在RAKE接收机500中，CPICH和DPCH对每个使用RAKE的不同分支501、502、...50n的多径分量都是解扩的。来自DPCH的解扩后的信息符号，在使用相应的已知导频符号得到信道估计的处理单元510的控制下，在合并器520内使用信道估计515解旋。可以对几个解扩解旋的符号求平均以便降低这些信道估计的方差。

处理单元510可以用可编程的数字信号处理器(DSP)或任何其它处理器、或ASIC来实现。参考图6说明与合并器520联合工作的处理单元510的功能。处理单元510首先从所有分支601、602、...60n的专用信道和公共信道接收解扩的导频符号。导频符号被解旋610、滤波620、并转换成极坐标表示630。然后使用(16)式中的算法计算相位估计640。通过用估计的相位补偿CPICH的信道估计，计算650用于合并的信道估计。

本发明的方法将来自一个以上分支的信息合并以便建立相位估计，使用该估计得到第二组更精确的信道估计，藉此改善系统性能。

已经描述了申请人发明的各种实施例，但是本领域一般技术人员将会理解这些实施例只是说明性的，还可能存在很多其它的实施例。本发明所预期的范围由如下权利要求所限定，而不是前面的说明，落入权利要求范围内的所有修改都认为是包括在本发明之中的。

Claims (13)

1.一种确定通信系统中信令信道(DPCH；CPICH)之间相位偏移(φ)的方法，包括如下步骤：

从通过第一信令信道(CPICH)接收的符号中获得(402)第一组信道估计

从通过第二信令信道(DPCH)接收的符号中获得(404)第二组信道估计

以及

根据第一和第二组信道估计确定(406)相位偏移(φ)的估计，

其特征在于，确定(406)估计的步骤还基于

所述第一和所述第二信令信道独立的假设，以及

分别从第一和第二组信道估计得到的一组第一

和第二天线相位估计，

所述方法进一步包括：

对通过第一和第二信令信道接收的符号解旋；

对解旋后的符号滤波；

将滤波解旋后的符号转换成极坐标表示；以及

根据极坐标表示计算相位估计。

2.权利要求1的方法，其中第一和第二信令信道分别是CPICH和DPCH。

3.根据权利要求1或2的方法，其特征在于该方法还包括如下步骤：

基于该相位偏移(φ)和所述第一组信道估计

确定(408)一组复值信道估计(515)。

4.权利要求3的方法，其中复值信道估计是通过进行第一和第二组信道估计的线性合并而确定的。

5.权利要求1或2的方法，其中相位偏移值φ是通过在φ的一组预定的可能选项中选择能够最小化如下表达式的φ而确定的：

$\mathrm{\φ}\∈\left\{\stackrel{\min }{\mathrm{\π}/\mathrm{4,3}\mathrm{\π}/\mathrm{4,5}\mathrm{\π}/\mathrm{4,7}\mathrm{\π}/4}\right\}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{({\widehat{\mathrm{\α}}}_i-{\widehat{\mathrm{\β}}}_i+\mathrm{\φ})}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}^2}$

其中：

i∈[1，n]是接收机的RAKE分支数，和

和

是从第一和第二组信道估计中得到的分支i的所述第一和第二天线相位估计，以及

σ_ei是有关干扰的功率。

6.一种适于在通信系统中与接收机一起工作，确定该通信系统的信令信道(DPCH；CPICH)之间相位偏移(φ)的信道估计器，该信道估计器包括：

从通过第一信令信道(CPICH)接收的符号中获得第一组信道估计的装置(510)；

从通过第二信令信道(DPCH)接收的符号中获得第二组信道估计

的装置(510)；以及

根据第一和第二组信道估计确定该通信系统的信令信道之间相位偏移(φ)的装置(510)；

其特征在于，确定相位偏移(φ)的所述装置(510)还适于确定所述相位偏移(φ)是基于

所述第一和所述第二信令信道独立的假设，以及

分别从第一和第二组信道估计得到的一组第一

和第二

天线相位估计，

其中确定相位偏移的装置包括：

对通过第一和第二信令信道接收的符号(601，...，60n)解旋(610)的装置；

对解旋后的符号滤波(620)的装置；

将滤波解旋后的符号转换(630)成极坐标表示的装置；以及

根据极坐标表示计算(640)相位估计的装置。

7.根据权利要求6的信道估计器，其中信道估计器还包括：

基于该相位偏移和第一组信道估计确定一组复值信道估计(515)的装置(510)。

8.权利要求7的信道估计器，其中该组复值信道估计是通过进行第一和第二组信道估计的线性合并而确定的。

9.权利要求6的信道估计器，其中相位偏移值φ是通过在φ的一组预定的可能选项中选择能够最小化如下表述式的φ而计算的：

$\mathrm{\φ}\∈\left\{\stackrel{\min }{\mathrm{\π}/\mathrm{4,3}\mathrm{\π}/\mathrm{4,5}\mathrm{\π}/\mathrm{4,7}\mathrm{\π}/4}\right\}\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{({\widehat{\mathrm{\α}}}_i-{\widehat{\mathrm{\β}}}_i+\mathrm{\φ})}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ei}}^2}$

其中：

i∈[1，n]是接收机的RAKE分支数，和

和

是从第一和第二组信道估计中得到的所述第一和第二各自的天线相位估计，以及

σ_ei是有关干扰的功率。

10.权利要求6的信道估计器，其中接收机是RAKE接收机(500)。

11.权利要求6的信道估计器，其中接收机工作于蜂窝通信系统。

12.权利要求6的信道估计器，其中第一和第二信令信道在使用发射分集发射后由接收机接收。

13.一种通信系统的用户设备，该用户设备适于为通信系统的传输信道确定一组复值信道估计，该用户设备包括：

根据权利要求6-12中任何一个的信道估计器。

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