CN100521486C - 控制装置、直流-交流变换装置及其控制器集成电路 - Google Patents

控制装置、直流-交流变换装置及其控制器集成电路 Download PDF

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Abstract

本发明涉及直流—交流变换装置及其控制器集成电路，在次级线圈与负载连接的变压器的初级线圈中，设置半导体开关电路，对该半导体开关电路的各开关进行利用PWM的恒电流控制。而且，一并使用由间歇动作进行的控制，在将能向负载供给的交流电力的范围向下限方向扩大的同时，还进行深入细致的控制。间歇动作的控制，在间歇动作OFF期间，使PWM控制的误差信号为零。另外，在间歇动作OFF时及ON时，使反馈电路的电容器电荷释放，从而使PWM控制的误差信号缓慢减少或增加。这样，在间歇动作OFF时及ON时，都能对缓慢起动、缓慢停止进行利用PWM的恒电流控制。

Description

控制装置、直流—交流变换装置及其控制器集成电路
技术领域
本发明涉及一种将电气产品附属的电源转换器及电池等的直流电源变成驱动负载的交流电压的直流一交流变换装置(以下称作“逆变器”)及其控制器集成电路(控制器IC)。
背景技术
作为笔记本电脑的液晶监视器及液晶电视机等的液晶显示器的背光源，逐渐广泛采用冷阴极荧光灯(以下称作“CCFL”)。这种CCFL，与普通的热阴极荧光灯具有大致相同的高效率和长寿命，而且节省热阴极荧光灯具有的灯丝。
为了使这种CCFL起动及动作，需要很高的交流电压。例如，起动电压约1000V，动作电压约600V。使用逆变器，由笔记本电脑的液晶监视器及液晶电视机等的直流电源，产生这种很高的交流电压。
作为CCFL用的逆变器，历来通常使用罗耶(Royer)电路。该罗耶电路，由可饱和磁芯变压器、控制晶体管等构成，而且在可饱和磁芯变压器的非线性透磁率、控制晶体管的非线性电流增益特性的作用下，进行自我振荡。罗耶电路本身不需要外部时钟脉冲及驱动电路。
可是，罗耶电路总的来说是恒电压逆变器，在输入电压及负载电流变化时，不能维持一定的输出电压。所以，需要旨在向罗耶电路供给电力的调整器(regulator)。因此，使用罗耶电路的逆变器，难以小型化，而且电力变换效率也低。
有人提出了提高电力变换效率的CCFL用逆变器的方案(参阅特开平10—50489号公报)。该逆变器将第1半导体开关与变压器的初级线圈串联，将被串联的第2半导体开关和电容器与变压器的初级线圈并联，而且将耦合电容器和负载与变压器的次级线圈串联。根据来自控制电路的控制信号，对第1及第2半导体开关进行ON·OFF控制，向负载供给交流电力。
另外，还有人提出使用4个半导体开关，全桥(又称“H桥”)型的CCFL用逆变器的方案(参阅美国专利第6259615号说明书)。该逆变器，通过将共振用电容器与变压器的初级线圈串联，与全桥的输出端连接，将负载与变压器的次级线圈连接。构成全桥的4个半导体开关中，由第1组的2个半导体开关，在变压器的初级线圈上形成第1方向的电流通路；由第2组的2个半导体开关，在变压器的初级线圈上形成第2方向的电流通路。而且，由控制电路以固定的同一脉冲宽度，将其脉冲的相对位置受到控制的控制信号，供给全桥的半导体开关，调整向负载供给的电力。还检测变压器次级线圈的电压，进行过电压保护。
另外，检测流入CCFL的电流，为了使该电流成为所定值而进行逆变器电源装置的间歇动作中的灯亮/灯灭，以便调整脉冲宽度调制(PWM)的占空系数后，调整灯亮/灯灭的时间比的技术也广为人知(参阅特开2002—221701号公报)。
在现有技术的逆变器中，为了使流入负载的电流成为所定值，控制半导体开关的ON期间，控制向负载供给的电力。为了减小向负载供给的电力，就要将旨在使半导体开关ON的控制脉冲的宽度变窄。但将控制脉冲的宽度变窄后，稳定地向负载供给较小的电力的范围就受到限制。所以难以向下限方向扩大负载——CCFL的调光范围。
另外，在现有技术的控制间歇动作中的灯亮(ON)/灯灭(OFF)的时间比的逆变器中，仅仅是间歇动作的控制，所以难以进行深入细微的调光。
另外，现有技术的产品，在逆变器起动时，由于恒电流控制的回路延迟，从而致使过大的电流流入负载——CCFL；或者由于过电压保护的动作延迟，而被外加过大的电压。另外，在间歇动作中ON的上升时及下降时，控制状态急剧变动，尤其是在上升时，输出电流产生过冲。在这些过大的电流及过大的电压或过冲的作用下，负载——CCFL就要承受压力，导致其寿命下降。另外，变压器及半导体开关、电池电源等主电路机器，也必须是能够承受过大的电流等的产品。
发明内容
因此，本发明的目的在于，提供在次级线圈与负载连接的变压器的初级线圈中，设置半导体开关电路，在对该半导体开关电路的各开关进行脉冲宽度调制(PWM)从而进行恒电流控制的同时，还并用间歇动作的控制，从而在扩大向负载供给电力的范围的同时，还能够进行高精度控制的逆变器及其控制器IC。
另外，本发明的另一个目的是要提供能够在脉冲宽度调制(PWM)后进行恒电流控制的同时，还利用间歇动作进行控制的装置中，用与起动时的缓慢起动不同的简易的结构，抑制间歇动作中的控制状态的急剧变动的逆变器及其控制器IC。
本发明的逆变器，其特征在于，包括：直流电源；具有初级线圈和至少一个次级线圈的变压器；旨在使电流由所述直流电源交替延第1方向及第2方向流入所述初级线圈的半导体开关电路；与所述次级线圈连接的负载；检测流入所述负载的电流，产生电流检测信号的电流检测电路；产生PWM用三角波信号的PWM用三角波信号发生电路；接收所述PWM用三角波信号及所述电流检测信号，比较根据所述电流检测信号的误差信号和所述PWM用三角波信号后产生PWM控制信号的PWM控制信号发生电路；根据间歇动作信号，在间歇动作OFF时，将所述误差信号实质上设定为零的间歇动作控制电路；按照所述PWM控制信号，使所述半导体开关电路动作。
本发明的逆变器，其特征在于，包括：直流电源；具有初级线圈和至少一个次级线圈的变压器；旨在使电流由所述直流电源交替延第1方向及第2方向流入所述初级线圈的半导体开关电路；与所述次级线圈连接的负载；检测流入所述负载的电流，产生电流检测信号的电流检测电路；检测外加给所述负载的电压，产生电压检测信号的电压检测电路；产生PWM用三角波信号的PWM用三角波信号发生电路；接收所述PWM用三角波信号、所述电流检测信号及所述电压检测信号，比较根据所述电流检测信号和所述电压检测信号的误差信号和所述PWM用三角波信号后产生PWM控制信号的PWM控制信号发生电路；根据间歇动作信号，在间歇动作OFF时，将所述误差信号实质上设定为零的间歇动作控制电路；按照所述PWM控制信号，使所述半导体开关电路动作。
本发明的控制器IC，其特征在于，是旨在驱动半导体开关电路、控制向负载供给交流电力的控制器IC，具有：将外置的振荡用电容器和振荡用电阻连接起来，产生PWM用三角波信号的PWM用三角波信号发生模块；接收所述PWM用三角波信号、检测流入所述负载的电流的电流检测信号及检测外加给所述负载的电压的电压检测信号，比较根据所述电流检测信号和所述电压检测信号的误差信号和所述PWM用三角波信号，产生PWM控制信号的PWM控制信号发生电路；
根据间歇动作信号，在间歇动作OFF时，将所述误差信号实质上设定为零的间歇动作控制电路；按照所述PWM控制信号，使所述半导体开关电路动作。
另外，所述PWM控制信号发生电路，具有：按照根据所述电流检测信号和电流基准信号之差的电流误差信号的大小和按照根据所述电压检测信号和电压基准信号之差的电压误差信号的大小，自动选择所述电流误差信号和所述电压误差信号中的某一个，作为所述误差信号输出的误差信号发生电路；比较所述PWM用三角波信号和所述误差信号，输出所述PWM控制信号的PWM信号比较器。所述间歇动作控制电路，具有：与所述误差信号发生电路耦合，在所述间歇动作信号的作用下，被控制成ON或OFF的间歇动作用控制元件；在间歇动作OFF时，使所述间歇动作用控制元件动作，从而使所述误差信号实质上成为零。
另外，所述误差信号发生电路，具有：比较所述电流检测信号和所述电流基准信号后，产生第1误差输出的第1误差放大器；比较所述电压检测信号和所述电压基准信号后，产生第2误差输出的第2误差放大器；受所述第1误差输出控制的第1控制元件；受所述第2误差输出控制的第2控制元件；所述第1控制元件的输出端和所述第2控制元件的输出端相互连接，从其相互连接点输出所述误差信号；所述间歇动作控制电路，将供给所述第1误差放大器的所述电流检测信号或供给所述第2误差放大器的所述电压检测信号中的某个设定为所定值，从而使所述误差信号实质上为零。
另外，在所述相互连接点和所述第1误差放大器的电流检测信号输入端之间，连接第1反馈电容器；而且在所述相互连接点和所述第2误差放大器的电压检测信号输入端之间，连接第2反馈电容器；在从间歇动作ON向间歇动作OFF转变以及从间歇动作OFF向间歇动作ON转变时，使所述误差信号缓慢变化。
另外，还具有：产生间歇动作用三角波信号的歇动作用三角波信号发生电路；比较所述间歇动作用三角波信号和占空信号，按照比较结果输出的所述间歇动作用三角波信号的比较器。
另外，所述负载，是冷阴极荧光灯。
采用本发明后，在将供给负载的电流PWM控制成恒定电流的逆变器及为此而使用的控制器1C中，在对半导体开关电路的各开关进行PWM恒电流控制的同时，还并用由间歇动作进行的控制，从而可以扩大向负载供给电力的范围，进行深入细微的电力控制。另外，由于在间歇动作OFF时，将旨在PWM的误差信号实质上设定为零，从而控制间歇动作，所以能采用简易的结构。
另外，间歇动作的控制，在向间歇动作OFF移动时，使反馈电路中包含的电容器充电，PWM控制的误差信号向成为零的方向变化；在向间歇动作OFF移动时，使该电容器的电荷放电，该误差信号从零向增大方向变化。这样，在间歇动作的ON时及OFF时，PWM控制的误差信号缓慢减少，或者缓慢增加。这样，间歇动作的ON时及OFF时，由PWM进行的恒定电流控制，都能缓慢起动、缓慢停止，所以控制状态的急剧变动受到抑制，可以减少输出电流的过冲及变压器的鸣叫。
另外，由于间歇动作的缓慢起动、缓慢停止，是利用反馈电路的电容器的充、放电实现的，所以与逆变器起动时的缓慢起动不同，可以设定为任意短的时间。这样，就能进行适应间歇动作的缓慢起动、缓慢停止。
附图说明
图1是本发明的第1实施方式涉及的逆变器的整体构成的图形。图2是用于图1的控制器IC的内部结构的图形。图3是与缓慢起动、缓慢停止相关的说明用的电路图。图4是为了说明图3的动作的时间图。图5是为了说明图3的动作的其它的时间图。
具体实施方式
下面，参阅附图，讲述本发明的由直流电源产生驱动负载的交流电压的逆变器及其控制器IC的实施方式。
图1是表示使用绝缘变压器、全桥的开关电路进行PWM控制的本发明的第1实施方式涉及的逆变器的整体构成的图形，图2是表示与其配套的控制器IC(即逆变器控制用IC)的内部结构的图形。
在图1中，用第1开关——P型MOSFET(以下记作“PMOS”)101和第2开关——N型MOSFET(以下记作“NMOS”)102形成去变压器TR的初级线圈105的第1方向的电流通路。另外，用第3开关——PMOS103和第2开关——NMOS104形成去变压器TR的初级线圈105的第2方向的电流通路。这些PMOS101、103、NMOS102、104，分别具有体二极管(bodydiode(即反向栅二极管)。在该体二极管的作用下，可以使电流朝着与本来的电流通路相反的方向流动。此外，也可以另外设置与体二极管具有相同功能的二极管。
电流电源BAT的电源电压VCC，通过PMOS101、103、NMOS102、104，供给变压器TR的初级线圈105，使其次级线圈106感应与匝数比对应的高电压。该感应的高电压供给冷阴极荧光灯FL，使其发光。
电容器111、电容器112，与电阻117、电阻118一起，检测外加给冷阴极荧光灯FL的电压，并且将其反馈给控制器IC200。电阻114、电阻115，检测流入冷阴极荧光灯FL的电流，并且将其反馈给控制器IC200。另外，电容器111，以其电容和变压器TR的阻抗成分共振，冷阴极荧光灯FL的寄生电容也参与该共振。113、116、119、120，是二极管。另外，151、152是电源电压稳定用的电容器。
控制器IC200，具有多个输出入管脚。第1管脚1P，是PWM方式和间歇动作(以下称作“突发(burst)”)方式的切换端子。从外部向该第1管脚1P输入这些方式的切换及决定突发方式时的占空比的占空信号DUTY。第2管脚2P，是连接突发方式振荡器(BOSC)的振荡频率设定用的电容器的电容连接端子。该第2管脚2P，与设定用电容器131连接，在那里产生突发用三角波信号BCT。
第3管脚3P，是连接PWM方式振荡器(OSC)的振荡频率设定用的电容器的电容连接端子。该第3管脚3P，与设定用电容器132连接，在那里产生PWM用三角波信号CT。第4管脚4P，是设定第3管脚3P的充电电流的设定电阻连接端子。该第4管脚4P，与设定用电阻133连接，流过与其电位RT和电阻值对应的电流。第5管脚5P，是接地端子，成为接地电位GND。
第6管脚6P，是设定第3管脚3P的充电电流的设定电阻连接端子。该第6管脚6P，与设定用电阻134连接，在控制器IC200的内部电路的控制下，该电阻134与设定电阻133并联连接或分离。该第6管脚6P的电位SRT，要么成为接地地位GND，要么成为第4管脚4P的地位RT。第7管脚7P，是旨在设定时间锁定的设定电容连接端子。该第7管脚7P，与旨在决定内部保护动作用的动作时限的电容器135连接，产生与电容器135的电荷对应的电位SCP。
第9管脚9P，是第1误差放大器用输入端子。该第9管脚9P，通过电阻140，被输入与流入冷阴极荧光灯FL的电流对应的电流检测信号(以下称作“检测电流”)IS。该检测电流IS，被输入第1误差放大器。第8管脚8P，是第1误差放大器用输出端子。在该第8管脚8P和第9管脚9P之间，连接电容器136。第8管脚8P的电位成为反馈电压FB，成为为了进行PWM控制的控制电压。下面，只要不特别指出，各电压均以接地电位为基准。
第10管脚10P，是第2误差放大器用输入端子。该第10管脚10P，通过电阻139，被输入与外加给冷阴极荧光灯FL的电压对应的电压检测信号(以下称作“检测电压”)VS。而且，该检测电压VS，被输入第2误差放大器。第10管脚10P，被连接在电容器137和第8管脚8P之间。
第11管脚11P，是起动及起动时间设置端子。该第11管脚11P上，通过电阻143和电容器142使起动信号ST被延迟，被外加噪声受到抑制的信号STB。第12管脚12P，是与设定缓慢起动时间的电容器连接的电容连接端子。该第12管脚12P，被在电容器141和接地之间连接，产生起动时缓缓上升的缓慢起动用电压SS。
第13管脚13P，是同步用端子，在与其它控制器IC一起工作时，与其连接。第14管脚14P，是内部时钟脉冲输出入端子，在与其它控制器IC一起工作时，与其连接。
第15管脚15P，是外置FET驱动电路的接地端子。第16管脚16P，是输出NMOS102的栅极驱动信号N1的端子。第17管脚17P，是输出NMOS104的栅极驱动信号N2的端子。第18管脚18P，是输出NMOS103的栅极驱动信号P2的端子。第19管脚19P，是输出NMOS101的栅极驱动信号P1的端子。第20管脚20P，是输入电源电压VCC的电源端子。
在表示控制器IC200的内部结构的图2中，OSC模块201，产生周期取决于与第3管脚3P连接的电容器132和与第4管脚4P连接的电阻133、134的PWM三角波信号CT，供给PWM比较器214。OSC模块201，还产生内部时钟脉冲，供给逻辑模块203。
BOSC模块202，是突发用三角波信号振荡电路，产生取决于与第2管脚2P连接的电容器131的突发用三角波信号BCT。突发用三角波信号BCT的频率，设定得大大低于PWM三角波信号CT的频率(BCT频率<CT频率)。用比较器221比较供给第1管脚1P的模拟(直流电压)的占空信号DUTY和突发用三角波信号BCT。通过“或”电路239，用该比较器211的比较输出驱动NPN晶体管(以下称作“NPN”)234。此外，向第1管脚1P供给数字(PWM形式)的占空信号DUTY时，使第2管脚2P产生由连接电阻BOSC模块202的突发用所定电压。
逻辑模块203，被输入PWM控制信号等，按照所定的逻辑，生成开关驱动信号。输出模块204，按照来自逻辑模块203的开关驱动信号，生成栅极驱动信号P1、P2、N1、N2，外加给PMOS101、102、NMOS102、104的栅极。
缓慢起动模块205，被输入起动信号ST，通过电容器142、电阻器143缓慢上升的电压STB——向比较器217的输入，超过其基准电压Vref6后，就在比较器217的输出的作用下起动。比较器217的输出，可以驱动逻辑模块203。此外，249是反转电路。另外，在比较器217的输出的作用下，通过“或”电路243，将触发器(FF)电路复位。起动模块205起动后，缓慢起动电压SS缓缓上升，作为比较输入输入给PWM比较器214。所以，在起动时，PWM控制按照缓慢起动电压SS进行。
此外，在起动时，比较器216在输入超过基准电压Vref5的时刻，通过“或”电路247，使NMOS246成为OFF状态。这样，切断电阻器134，变更PWM用三角波信号CT的频率。另外，在“或”电路247中，也被输入比较器213的输出。
第1误差放大器211，比较与冷阴极荧光灯FL的电流成正比的检测电流IS和基准电压Vref2(例如1.25V)，在与其误差对应的输出的作用下，控制与恒电流源I1连接的NPN235。该NPN235的集电极与第8管脚8P连接，该连接点(即第8管脚8P)的电位，成为反馈电位FB，作为比较输入输入给PWM比较器214。
在PWM比较器214中，比较三角波信号CT和反馈电压FB或缓慢起动电压SS二者中较低的那个电压，产生PWM控制信号，通过“或”电路248，供给逻辑模块203。在起动终束后的常规状态中，比较三角波信号CT和反馈电压FB，自动控制成使设定的电流流入冷阴极荧光灯FL。
此外，由于在第8管脚8P和第9管脚9P之间，连接电容器136，所以可以使反馈电压FB圆滑地增加或减少。这样，PWM控制就能够不受干扰地圆滑地进行。
第2误差放大器212，比较与冷阴极荧光灯FL的电流成正比的检测电压VS和基准电压Vref3(例如1.25V)，在与其误差对应的输出的作用下，控制双集电极中的一个与恒电流源I1连接的双集电极结构的NPN238。该NPN238的集电极也与第8管脚8P连接，所以也可以利用检测电压VS，控制反馈电压FB。这样，比较器212及NPN238，构成控制反馈信号FB的反馈信号控制电路。
此外，反馈电压FB超过基准电压Vref1(例如3V)后，PNP晶体管(以下称作“PNP”)231成为ON状态，限制反馈电压FB的过度上升。
比较器215比较用电阻240、241将电源电压VCC分压后的电压和基准电压Vref7(例如2.2V)，在电源电压VCC达到所定值的时刻，将其输出反转，通过“或”电路243，使FF电路242复位。
比较器218比较缓慢起动电压SS和基准电压Vref8(例如2.2V)，电压SS增大后，通过“与”电路244及“或”电路239，使NPN234成为ON状态。NPN234成为ON状态后，二极管232在电流源I2的作用下，被反向偏置，其结果可以使第1误差放大器211正常动作。这样，NPN234、二极管232及电流源I2，构成切换突发控制和脉冲宽度控制的控制方式切换电路。
在双集电极中的另一个与恒电流源I3连接的NPN238在第2误差放大器212的作用下成为ON状态后，比较器219在其集电极电压低于基准电压Vref9(例如3.0V)时，反转比较输出。比较器220比较反馈电压FB和基准电压Vref10(例如3.0V)，反馈电压FB增高后，反转比较输出。比较器219、220的输出及比较器218的输出的反转信号，通过“或”电路245，外加给计时模块206，计测所定时间后输出。在该计时模块206的作用下，FF242被固定，在该FF电路242的Q输出的作用下，逻辑模块203的动作停止。
下面，参阅图3、图4及图5，讲述采用上述结构的逆变器的动作，尤其是起动时的动作及突发方式时的动作。图3是从图1及图2中抽出与起动时的缓慢起动及突发方式相关部分的说明用的电路图。图4、图5是说明其动作的时间图。
控制器IC200被供给电源电压VCC。从由三角波信号振荡用的OSC模块201和电容器132、电阻器133构成的三角波信号发生电路，产生频率取决于电容器132的电容和电阻器133的电阻值的三角波信号CT。该三角波信号CT输入PWM比较器214的(+)输入端子。
输入给PWM比较器214的2个(—)输入端子中一个的反馈电压FB，被供给电源电压VCC，在由恒电流源I1、NPN235、NPN238构成的共同化电路的作用下，成为高值(上限值)。此外，该反馈电压FB的值，在PNP231和基准电压Vref1的作用下，被限制为一定值。
可是，被输入给PWM比较器214的另一个(—)输入端子的缓慢起动电压SS，因为不接收起动信号ST，所以是零电压。由于PWM比较器214，由于对反馈电压FB和缓慢起动电压SS中较低的输入信号优先，所以PWM控制信号还不能被PWM比较器214输出。
起动信号ST从外部供给缓慢起动电路——起动模块205后，起动模块205内部的恒电流源被驱动，其恒电流开始流入电容器141。在该恒电流的作用下，电容器141被充电，所以缓慢起动SS以所定的斜率开始直线上升。即开始起动时的缓慢起动。
PWM比较器214输出比较缓慢上升的缓慢起动电压SS和三角波信号CT，由PWM比较器214输出输出与缓慢起动电压SS的值对应的PWM控制信号。该PWM控制信号，通过逻辑模块203、输出模块204供给MOSFET101～104，进行逆变器动作。
逆变器的负载——冷阴极荧光灯FL，在外加电压未达到所定值前不亮，所以在缓慢起动的最初阶段，输出电压Vo随着缓慢起动电压SS的上升而上升。这样，就不会象现有技术那样，随着处于上限值的反馈电压FB，使过大的输出电压Vo(例如2000～2500V)外加给冷阴极荧光灯FL。另外，也不会伴随外加过大的输出电压Vo而产生冲击电流，所以能够大大降低对冷阴极荧光灯FL及逆变器的主电路部件(MOSFET101～104、变压器TR、电池BAT等)造成的的损伤及应力。
输出电流Io被检测，其检测电流IS被输入第1误差放大器211。用该第1误差放大器211比较检测电流IS与基准电压Vref2，用其比较输出控制NPN235。另外，输出电压Vo被检测，其检测电压VS被输入第2误差放大器212。用该第2误差放大器212比较检测电压VS与基准电压Vref3，用其比较输出控制NPN238。NPN235或NPN238受到控制后，反馈电压FB由上限值下降。
输出电压Vo上升，达到起动电压(约1000V)后，输出电流Io开始流动，冷阴极荧光灯FL发光，输出电压Vo同时降低到动作电压(约600V)。即使在这时，也不会产生过大的冲击电流。而且，一方面输出电流Io缓缓上升，另一方面输出电压Vo基本维持一定的动作电压。输出电压Vo或输出电流Io上升，NPN235、NPN238受到控制后，反馈电压FB在通过反馈用的电容器136、137的反馈作用下，从上限值起缓缓下降。
在缓缓起动电压SS上升的同时，输出电流Io增加，反馈电压FB下降。在反馈电压FB和缓缓起动电压SS相等的时刻，在PWM比较器214中的与三角波信号CT进行比较的对象，由迄今为止的缓慢起动SS变成反馈电压FB。这样，缓慢起动即告结束。由于冷阴极荧光灯FL是从停止状态起动的，所以该缓慢起动所需的时间，比较长。
输出电流Io被恒流控制成由基准电压Vref2决定的所定值。冷阴极荧光灯FL的明亮度，取决于流入其中的电流，为了维持该电流，而外加基本恒定的电压。这样，电压Vo，在起动时，为了使冷阴极荧光灯FL亮，需要外加很高的电压；一旦亮起来后，就可以使用较低的动作电压。因此，在正常状态下，反馈电压FB根据输出电流Io决定。
此外，在逆变器停止动作时，为了准备再度起动，在缓慢起动模块205的内部，设置释放电容器141积蓄的电荷的放电电路。该放电，例如，可以根据起动信号ST进行。
这样，在对供给冷阴极荧光灯FL的输出电压Vo及输出电流Io分别进行PWM控制之际，对输出电压Vo及输出电流Io共同进行缓慢起动，从而可以防止出现异常的过电压及过大的冲击电流。
此外，也可以不通过NPN235、NPN238等共同化电路，而将第1误差放大器211、第2误差放大器212的输出，直接输入PWM比较器214。这时，将PWM比较器214的(—)输入作为3输入型。在将第1误差放大器211、第2误差放大器212的反转输入端子(—)及非反转输入端子(+)分别正负相反的同时，还分别设置去电容器136、电容器137的反馈通路。而且，只要将三角波信号CT输入PWM比较器214的(+)输入，将将第1误差放大器211、第2误差放大器212的输出和缓慢起动信号SS输入3个(—)输入即可。
下面，讲述突发方式。在向控制器IC供给电源VCC的状态下，从由突发用三角波信号振荡用的BOSC模块202、电容器131构成的突发用三角波信号发生电路，产生频率取决于电容器131的电容及BOSC模块202的内部电阻的电阻值的突发用三角波信号BCT。突发方式控制，通过变更占空信号DUTY的电平的方式进行。就是说，可以通过是否使突发用三角波信号BCT交叉以及调整交叉的时间来进行占空信号DUTY的变更。
由图4可知：在占空信号DUTY超过突发用三角波信号BCT的导通占空期间(ON DUTY)，进行PWM控制。另一方面，在占空信号DUTY低于突发用三角波信号BCT的断开占空期间(OFF DUTY)，停止PWM控制，停止对冷阴极荧光灯FL的电力供给。
PWM用三角波信号CT的频率，例如是120KHz。由于将该PWM用三角波信号CT用频率例如是150KHz的三角波信号BCT突发控制，所以在视觉上没什么问题。而且，通过控制占空信号DUTY的大小，可以通过PWM控制，超过能够向冷阴极荧光灯FL的供给范围，进而在更广的范围内供给电力，即进行光量控制。
现在，参阅图4、图5，更具体地讲述电路动作。在断开占空期间，比较器221的输出——间歇动作信号(突发信号)BRT为低(L)电平，NPN234成为OFF状态。
这样，二极管232在恒电流源I2的作用下，被正向偏置。反馈电路的电容器136，通过二极管232，被恒电流源I2充电。这样，检测电流IS成为较高的值，第1误差放大器211的误差输出为高电平，NPN235成为ON状态，所以反馈电压FB基本上是零电压。
PWM比较器214，比较2个负(—)输入中的电压较低者的输入信号和(+)输入的三角波信号CT。这样，在断开占空期间，如图4的左端侧所示，不能输出PWM控制信号。
在时刻t1，在从断开占空期间向导通占空期间转变时，突发信号BRT由低电平变成高电平，NPN234成为ON状态。这样，二极管232在恒电流源I2的作用下正向偏置的状态被解除。
被充到电容器136上的电荷，经过恒电流源I1、电容器136、电阻器140、电阻器115的路线放电。伴随着该电容器136的电荷的放电，检测电流IS缓慢下降，而反馈电压FB则同样缓慢地上升。而且，检测电流IS达到设定的所定值的状态，进行正常的PWM控制。
这样，在从断开占空期间向导通占空期间转变时，反馈电压FB，从基本上为零电压的状态，在由电容器136的放电动作所确定的时间(在图5中用“α”表示)内缓慢上升。这样，由于PWM控制信号的脉冲宽度也从狭窄的状态缓慢扩大，所以输出电流Io缓慢起动后慢慢增加。因此，输出电流Io不会伴随着向导通占空期间转变而过冲。
在导通占空期间，突发信号BRT成为高(H)电平，NPN234为ON状态，二极管234被反向偏置，成为OFF状态。这时，第1误差放大器211产生与输入的检测电流IS对应的输出，控制NPN235的导通度。这样，PWM控制信号由PWM比较器214供给逻辑模块203，栅极驱动信号P1～N2被输出，PMOS101、103、NMOS102、104受到PWM控制。此外，图4的TOFF是为了防止穿透电流而设定的同时OFF期间。
在时刻t2，在从导通占空期间向断开占空期间转变时，突发信号BRT由高电平变成低电平，NPN232成为OFF状态。这样，二极管232在恒电流源I2的作用下被正向偏置。
电容器136，经过恒电流源I2、电容器136、NPN235的路线被充电。伴随着电荷向该电容器136的充电，检测电流IS缓慢上升，而反馈电压FB则同样缓慢地下降(在图5中用“β”表示)。检测电流IS成为上限值(恒电流源I2的电源电压；3V)，反馈电压FB几乎成为零电压。这时，停止PWM控制。
这样，在从导通占空期间向断开占空期间转变时，反馈电压FB，在由电容器136的充电动作所确定的时间内从基本上为PWM控制时的值缓慢下降。即缓慢停止。这样，PWM控制信号的脉冲宽度也从通常的控制状态缓慢变窄。因此，输出电流Io伴随着向断开占空期间转变而缓慢减少。
在突发方式中，和起动时不同，由于冷阴极荧光灯FL已经处于发光状态，所以缓慢起动及缓慢停止花费的时间，比起动时的缓慢起动所需的时间短。
假如在突发方式的缓慢起动及缓慢停止中，使用起动时的软起动用的电路，上升需要的时间α、下降需要的时间β就要变长，难以进行正确的负载控制。反之，假如在起动时的软起动中，使用突发方式的缓慢起动及缓慢停止的电路，就不能有效地抑制起动时的冲击电流。
本发明利用在反馈电路中设置的电容器136，进行突发方式中的缓慢起动及缓慢停止，决定其时间。所以，不需要特别设置其它电路单元，利用为了进行PWM控制而设置的电路元件，就能进行适当的缓慢起动及缓慢停止。
综上所述，本发明涉及的直流——交流变换装置及其控制器IC，适用于需要从低的直流电压变成高的交流电压的、作为液晶显示装置的背光源使用的产品。

Claims (17)

1、一种控制器IC，旨在驱动半导体开关电路、控制向负载供给交流电力，其特征在于，具有：
电流检测信号输入端子，该电流检测信号输入端子输入基于流入所述负载的电流的电流检测信号；
PWM控制信号发生电路，该PWM控制信号发生电路根据由所述电流检测信号输入端子输入的电流检测信号来产生误差信号，并根据所述误差信号产生用于使所述半导体开关电路进行开关动作的PWM控制信号；
间歇动作信号发生电路，该间歇动作信号发生电路产生在低电平与高电平之间进行间歇性变化的间歇动作信号；以及
间歇动作控制电路，该间歇动作控制电路由所述控制器IC内部与所述间歇动作信号发生电路连接，在所述间歇动作信号为所述低电平时，使所述PWM控制信号发生电路作用下的所述半导体开关电路的开关动作停止。
2、如权利要求1所述的控制器IC，其特征在于，所述间歇动作信号输入所述PWM控制信号发生电路。
3、如权利要求1所述的控制器IC，其特征在于，所述间歇动作控制电路，与所述电流检测信号输入端子连接，并且
所述间歇动作控制电路具有：
电流源，该电流源输出恒定的电流；
开关，该开关与所述电流源的一端连接，并根据所述间歇动作信号进行开关动作；以及
二极管，该二极管在所述间歇动作信号为所述低电平时，将所述电流源的电流供给所述电流检测信号输入端子。
4、如权利要求1或2所述的控制器IC，其特征在于，所述PWM控制信号发生电路，具有根据所述电流检测信号和基准信号来产生所述误差信号的误差放大器，
根据所述误差信号使所述半导体开关电路进行开关动作。
5、如权利要求4所述的控制器IC，其特征在于，具有误差信号输出端子，该误差信号输出端子将所述误差信号输出到控制器IC外部。
6、如权利要求4所述的控制器IC，其特征在于，所述间歇动作信号，输入所述误差放大器，并设定为在所述间歇动作信号为所述低电平时使所述误差信号为零。
7、如权利要求1或6所述的控制器IC，其特征在于，具有误差信号输出端子，该误差信号输出端子将所述误差信号输出到控制器IC外部。
8、如权利要求1所述的控制器IC，其特征在于，具有输出恒定的电流的电流源；
所述间歇动作控制电路，在所述间歇动作信号为所述低电平时，使所述电流源的电流由所述电流检测信号输入端子流向所述控制器IC的外部，从而使所述误差信号为零。
9、如权利要求1所述的控制器IC，其特征在于，具有：
四个PWM控制信号输出端子，其输出使所述半导体开关电路进行开关动作的PWM控制信号；
振荡频率设定电容器连接端子，其用于连接决定所述间歇动作信号发生电路在所述低电平与所述高电平之间进行变化的频率；和
占空比决定端子，该占空比决定端子被输入用于由所述控制器IC外部对所述间歇动作信号发生电路决定间歇动作时的占空比的占空比信号。
10、一种控制装置，其特征在于，具有：
权利要求7所述的控制器IC；和
电容器，该电容器连接在所述控制器IC的电流检测信号输入端子与误差信号输出端子之间。
11、一种控制装置，其特征在于，具有：
权利要求8所述的控制器IC，该控制器IC还具有将所述误差信号输出到控制器IC外部的误差信号输出端子；和
电容器，该电容器连接在所述控制器IC的电流检测信号输入端子上，
通过来自所述电流检测信号输入端子的电流对所述电容器的充电，所述电流检测信号输入端子的电位上升，从而设定所述误差信号为零。
12、一种直流—交流变换装置，其特征在于，具有：
权利要求1所述的控制器IC；
半导体开关电路，该半导体开关电路在所述控制器IC输出的所述PWM控制信号的作用下进行开关动作；
变压器，该变压器具有与所述半导体开关电路连接的初级绕组和至少一个次级绕组；和
负载，该负载与所述变压器的所述次级绕组连接。
13、如权利要求12所述的直流—交流变换装置，其特征在于，具有电流检测电路，该电流检测电路输出基于流过所述负载的电流的电流检测信号，
所述电流检测信号由所述控制器IC的电流检测信号输入端子输入所述控制器IC。
14、如权利要求12或13所述的直流—交流变换装置，其特征在于，所述负载是冷阴极荧光灯。
15、一种控制器IC，旨在驱动半导体开关电路、控制向负载供给交流电力，其特征在于，具有：
电流检测信号输入端子，该电流检测信号输入端子输入基于流入所述负载的电流的电流检测信号；
PWM控制信号发生电路，该PWM控制信号发生电路根据所述电流检测信号来产生用于使所述半导体开关电路进行开关动作的PWM控制信号；
四个PWM控制信号输出端子，用于输出所述PWM控制信号；
间歇动作用电容器连接端子，用于连接设定间歇动作的频率的电容器；
占空比决定端子，该占空比决定端子被输入用于决定所述间歇动作的占空比的占空比信号；和
内部连接线，该内部连接线将根据所述间歇动作用电容器连接端子的信号及所述占空比决定端子的信号所决定的间歇动作信号内部连接到所述PWM控制信号发生电路，并以所述占空比间歇性地使所述半导体开关电路输出端子输出的开关信号停止。
16、如权利要求15所述的控制器IC，其特征在于，还具有慢启动用电容器连接端子，该慢启动用电容器连接端子用于连接决定所述PWM控制信号发生电路的开关动作中的慢启动期间的电容器。
17、一种控制装置，旨在驱动半导体开关电路、控制向负载供给交流电力，其特征在于，具有：
PWM用三角波信号发生模块，用于产生PWM用三角波信号；
电流检测信号输入端子，该电流检测信号输入端子输入基于流入所述负载的电流的电流检测信号；
PWM控制信号发生电路，该PWM控制信号发生电路取得所述PWM用三角波信号及由所述电流检测信号输入端子输入的电流检测信号，对基于所述电流检测信号的误差信号与所述PWM用三角波信号进行比较，产生用于使所述半导体开关电路进行开关动作的PWM控制信号；
间歇动作信号发生电路，该间歇动作信号发生电路产生在低电平与高电平之间进行间歇性变化的间歇动作信号；以及
间歇动作控制电路，该间歇动作控制电路包含：产生恒定的电流的电流源、根据所述间歇动作信号进行开关动作的开关、以及在所述间歇动作信号为所述低电平时将所述电流源的电流供给所述电流检测信号输入端子的二极管。
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