CN100542158C - 在通信系统中估计干扰和噪声的装置和方法 - Google Patents

Abstract

公开了用于在正交频分复用/正交频分多址/离散多音(OFDM/OFDMA/DMT)系统中估计干扰和噪声功率的方法和装置。相关器在逐元素的基础上，对多个副载波和预置的参考序列进行相关，并输出相关的结果。信号噪声产生器，计算与从相关器输出的多个副载波中的每一个相关联的相关值和从至少一个相邻副载波中产生的相关值之间的差值，并输出计算的结果。干扰和噪声功率产生器，根据由信号噪声产生器计算的所述相关值之间的差值，来产生干扰和噪声功率。

Description

在通信系统中估计干扰和噪声的装置和方法

技术领域

本发明一般涉及一种用于估计干扰和噪声的装置和方法，特别涉及一种估计载波-干扰和噪声比(CINR，carrier to interference and noise ratio)的装置和方法，其能够对CINR进行估计，作为对无线通信系统中接收性能的一个度量。

背景技术

近来，作为使用多个副载波传输数据的方法，正交频分复用(OFDM)或正交频分多址(OFDMA)已经被用作有线/无线信道中进行高速数据传输的方法。根据OFDM/OFDMA，对输入数据执行串行-数字变换操作，并行数据被调制为多个具有互相正交性的副载波，即具有互相正交性的子信道，然后发送调制的并行数据。

OFDM通常应用在数字传输技术，诸如数字/音频广播、数字电视(TV)、无线局域网(WLAN)、无线异步传输模式(WATM)、固定或移动宽带无线接入(BWA)，等等。

以前，由于硬件复杂导致OFDM没有被广泛地使用，但是近来随着包括快速傅里叶变换(FFT)和快速傅里叶逆变换(IFFT)的各种数字信号处理技术的发展，OFDM变得可以实现。OFDM类似于传统频分复用(FDM)，并且能够通过在保持副载波之间的正交性的同时发送副载波，来获得在高速数据传输期间的最佳传输效率。OFDM具有更好的频率效率，并且具有固有的对抗多径衰减的鲁棒性。OFDM具有使用重叠的频谱来对抗频率选择性衰减的鲁棒性，并使用保护间隔来减少码间干扰的影响。从而，OFDM使得能够进行硬件均衡器的简单设计，并具有对抗脉冲噪声的鲁棒性。

OFDM系统可能需要测量载波-干扰和噪声比(CINR)，作为功率控制或自适应调制/和编码所需的参数。

在有关OFDM系统的现有技术中，有美国专利No.6,456,653，“FASTAND ACCURATE SIGNAL-TO-NOISE RATIO ESTIMATION TECHNIQUEFOR OFDM SYSTEMS”(OFDM系统的快速和准确的信噪比估计技术)。美国专利No.6,456,653公开了一种从未使用的副载波中估计噪声电平的方法。OFDM系统对将要从发送器发送的数据执行IFFT操作，并发送IFFT操作的结果。当IFFT尺寸基于N个FFT点时，使用N个副载波并且用零填充N个未使用的副载波。在接收器的经历FFT变换的信号中，混合的数据和噪声被从N个使用的副载波中输出，而只从N个未使用的副载波中输出噪声。在美国专利No.6,456,653中，从N个未使用的副载波中测量噪声电平。假设测量的噪声电平的值和与数据混合的噪声的电平相同。在从N个使用的副载波接收的功率电平中减去该噪声电平，于是就估计出真实信号电平。结果，获得真实信号电平和噪声电平之比，作为期望的SNR估计值。

然而，在与使用的副载波的数量相比较，未使用的副载波的数量很小时，传统的SNR估计方法的估计性能会遭受严重的降低。而且，传统的SNR估计方法不能估计干扰信号，因为干扰信号不是从使用相同频带的其他用户中引入到未使用的副载波中的。

发明内容

因此，考虑到上述及其他问题设计了本发明，并且本发明的一个目的是提供一种干扰和噪声估计装置及其方法，用于估计正交频分复用/正交频分多址/离散多音(OFDM/OFDMA/DMT)系统中载波-干扰和噪声比(CINR)，以及一种CINR估计装置及其方法。

依照本发明实施例的一个方面，通过一种用于在通信系统中估计噪声功率的装置，可以实现上述和其他目的。该装置包括：相关器，用于在逐元素(element-by-element)的基础上，对预置的参考序列和多个副载波执行相关，并且输出相关结果；噪声计算器，用于计算与多个副载波中的每一个相关联的相关值与从至少一个相邻的副载波中产生的相关值之间的差值；以及噪声功率计算器，用于根据由噪声计算器计算出的相关值之间的差值，来计算噪声功率。

依照本发明的另一个方面，通过一种方法可以实现上述和其他目的，该方法用于：在逐元素的基础上，对参考序列和多个副载波执行相关；计算与多个副载波中的每一个相关联的相关值与从至少一个相邻的副载波中产生的相关值之间的差值；以及根据与副载波相关联的相关值之间的差值，来计算噪声功率。

本发明的实施例基于在频率上彼此相邻的接收信号副载波之间的相似性，利用信道特性来估计干扰和噪声功率。在本发明实施例的相邻副载波之间的差值中，信号分量被抵消，因而只剩下干扰和噪声分量。

其中，如果存在噪声，则上述差值可以是估计的噪声值。如果存在干扰和噪声，则上述差值别可以是估计的干扰和噪声值。

附图说明

从下面结合附图进行的具体描述，将更加清楚地理解本发明的上述和其他目的、特征和优点，其中：

图1是说明传统的正交频分复用(OFDM)发送器的框图；

图2是说明根据本发明的包括载波-干扰和噪声比(CINR)估计器的OFDM接收器的框图；

图3是说明根据本发明的CINR估计器的框图；

图4A到4C是说明根据本发明实施例的CINR估计方法的说明图；

图5是说明根据本发明的干扰和噪声功率估计器430的框图；

图6是说明根据本发明的用于估计干扰和噪声功率的过程的流程图；

图7是说明根据本发明的CINR估计器的示意图；

图8是说明在加性高斯白噪声(AWGN)环境中应用本发明的CINR估计器的性能的图；和

图9是说明在国际电信联盟无线电通信部(ITU-R)的信道模型环境中应用本发明的CINR估计器的平均性能的图。

具体实施方式

在下面参考附图对本发明的优选实施例进行具体的描述。在下面的描述中，当对已知功能和配置的详细描述可能使本发明的主题不清时，将忽略对它们的详细描述。

图1是说明传统正交频分复用(OFDM)发送器的框图。参考图1，OFDM发送器100包括：导频/前同步码插入器121、快速傅里叶逆变换(IFFT)处理器123、并行串行(P/S)转换器125、保护间隔(GI)插入器127、射频(RF)处理器131和天线133。导频/前同步码插入器121产生在OFDM通信系统中设置的多个子信道以及导频码元和前同步码。导频/前同步码插入器121将产生的导频码元插入到多个子信道中，即数据码元。导频副载波被插入到运送数据码元的子信道中，以便执行信道估计。将要被发送的导频副载波的位置是在OFDM系统中预先设置的。而且，产生的前同步码通常位于具有一个OFDMA码元形式的帧头部。

根据本发明的优选实施例，导频和前同步码根据基站使用不同的序列。

IFFT处理器123对多个输入子信道执行IFFT操作，然后输出IFFT操作的结果到P/S转换器125。P/S转换器125将输入并行信号转换为串行信号，并输出串行信号到GI插入器127。GI插入器127在从IFFT处理器123输出的子信道之间插入GI，用于减少码间干扰(ISI)等的影响，并输出插入结果到RF处理器131。RF处理器131通过天线133发送从GI插入器127接收的信道数据。

图2是说明根据本发明的包括载波-干扰和噪声比(CINR)估计器的OFDM接收器的框图。参考图2，OFDM接收器200包括天线211、RF处理器213、保护间隔(GI)去除器215、串行并行(S/P)转换器217、FFT处理器219、均衡器221、信道估计器223和信道质量信息(CQI)估计器225。

RF处理器213输出通过天线211从无线信道接收的信道数据到GI去除器215。GI去除器215从接收的信道数据中去除GI。S/P转换器217将去除了GI的串行数据和冗余数据转换为多段并行数据，并输出这些段的并行数据到FFT处理器219。FFT处理器219对这些段的并行数据和冗余数据执行FFT操作，并输出FFT操作的结果到均衡器221。均衡器221基于FFT操作的结果，来去除与串行数据和冗余数据相关联的信道信号失真，并输出去除了信号失真的数据。信道估计器223估计信道状态，即，由于在传输和接收时间产生的信道降级而导致的频域上相位和幅值的失真，并对该失真进行补偿。CQI估计器225测量信道质量，也就是载波-干扰和噪声比(CINR)。

当根据本发明的OFDM发送器基于参考信号(例如导频信号)发送数字信号时，OFDM接收器接收该数字信号，并根据由此接收到的数字信号来测量CINR。更具体地说，本发明使用经过FFT操作之后的导频信号，这样，CINR能够被测量。为了方便说明，假设导频信号具有预置序列并使用二进制移相键控(BPSK)调制。这里，导频序列由1和0组成。不失一般性地假设由“1”表示的信号作为复数信号“1”发送，而由“0”表示的信号作为复数信号“-1”发送。

虽然参考信号在本发明的优选实施例中被认为是导频信号，如果存在位于帧的前部的前同步码、位于其中部的中同步码(mid-amble)和位于其尾部的后同步码(post-amble)，也能够使用这些项中的每一个或它们的组合。

图3是说明根据本发明的CINR估计器的配置的框图。

参考图3，CINR估计器400接收从FFT处理器219输出的导频信号，并输出所接收的信号到信号功率估计器420和干扰和噪声功率估计器430。信号功率估计器420估计所接收的信号的功率。更具体地说，信号功率估计器420产生包括在从FFT处理器219接收的信号中的每一个副载波的功率。然后，信号功率估计器420通过对所有的副载波功率值求和来产生总的信号功率，然后输出所产生的信号功率到减法器440。

此外，干扰和噪声功率估计器430估计所接收的信号的干扰和噪声功率。本发明的实施例基于所接收的在频率上相邻的信号副载波之间的相似性，使用信道特性来估计干扰和噪声功率。即，本发明使用在相邻的副载波信号之间的差值。为了方便，在本发明的实施例中，上述方法被称为基于相邻副载波信号的差值(DASS)的方法。

更具体地说，干扰和噪声功率估计器430在逐元素的基础上，对预置的导频序列和所接收信号的多个副载波进行相关，并产生与多个副载波相关联的相关值。然后，干扰和噪声功率估计器430计算每一个副载波的相关值和从至少一个相邻副载波中产生的相关值之间的差值。具有相似信号特性的相邻副载波的数量能够被随机地指定。典型地，每个副载波的相邻副载波可以是与每个副载波最接近的副载波。即，根据应用本发明的通信系统的特性，副载波的数量可以不同。例如，为了简单地实现该系统，只能够使用最接近每个副载波的一个副载波。或者，相关于每个副载波，可以使用不同数量的相邻副载波。

因为相邻的副载波具有几乎相同的信道特性，信号分量被抵消，因此只有干扰和噪声分量留在相关值之间的差值中。干扰和噪声功率估计器430从干扰和噪声分量中产生干扰和噪声功率，并输出产生的干扰和噪声功率到减法器440。减法器440从由信号功率估计器420产生的信号功率中减去由干扰和噪声功率估计器430产生的干扰和噪声功率，从而产生去除了干扰和噪声分量的纯接收信号的功率。

然后，倒数产生器450产生由干扰和噪声功率估计器430产生的干扰和噪声功率值的倒数，并提供产生的干扰和噪声功率值的倒数到乘法器460。乘法器460将(总接收功率-总干扰和噪声功率)的值除以总干扰和噪声功率，以便产生CINR估计值。即，CINR估计值是真实信号功率的估计值和干扰和噪声功率的估计值之间的比。

本发明包括三种不同的导频序列位置模式，用于根据在所接收的导频信号中的副载波信号估计CINR。以下将参考图4A到4C来说明这三种方法。

图4A到4C是说明根据本发明实施例的CINR估计方法的说明图。首先，在图4A中，使用由一个OFDM码元周期的N个副载波信号组成的导频和/或前同步码信号。多个副载波出现在该OFDM码元周期的相同时域中。在图4A中说明的实施例具有以下优点，即在相同时域上的副载波的信道特性与相邻副载波的信道特性类似。因此，在从FFT处理器219输出的导频和/或前同步码的副载波中，CINR估计器400使用具有相同时域和不同频域的多个副载波。

在图4B中，使用由多个OFDM码元周期的N个副载波信号组成的导频或前同步码信号。如图4B中所说明的，多个副载波出现在该多个OFDM码元周期的相同频域上。在相同频域上的副载波的信道特性与相邻副载波的信道特性类似。因此，在由FFT处理器219输出的导频和/或前同步码信号的副载波中，CINR估计器400使用具有相同频域和不同时域的多个副载波。

在图4C中，使用由在预定数据域中的N个副载波组成的导频或前同步码信号，包括来自所接收的导频信号的具有不同频域和不同时域的副载波。即，随机选择多个副载波，以用于估计预定数据域的CINR。在这种情况下，通过适当地选择导频副载波，使每个副载波和它的相邻副载波之间的相关系数尽可能地接近“1”。在图4C中，彼此接近的副载波的信道特性与它们的相邻副载波的信道特性类似。从而，CINR估计器400使用从预定数据域中随机选择的副载波，包括从FFT处理器219输出的导频和/或前同步码信号的副载波。

图5是说明根据本发明的干扰和噪声功率估计器430的框图。参考图5，干扰和噪声功率估计器430包括参考信号选择器510、相关器520、信号噪声产生器530以及干扰和噪声功率产生器540。参考信号选择器510选择多个副载波，用来根据本发明估计CINR。

以下，导频或前同步码将被示例地描述为用来估计CINR的多个副载波。然而，应当注意本发明并不局限于所述实施例。任何预置信号都可以作为在发送器和接收器之间定义的参考信号。

根据图4A中说明的实施例，导频信号选择器510从所接收的导频或前同步码信号的副载波中，选择具有相同时域和不同频域的多个副载波。根据图4B中说明的实施例，导频信号选择器510从所接收的导频信号的副载波中，选择具有相同频域和不同时域的多个副载波。根据图4C中说明的实施例，导频信号选择器510从所接收的导频信号中，随机地选择具有不同时域和不同频域的多个副载波。如上所述，根据本发明的优选实施例，在每个副载波和它的相邻副载波之间的相关系数被决定为接近“1”。然而，本发明并不局限于所述实施例。

如上所述，导频信号选择器510选择多个副载波信号用来估计CINR，并输出所选择的副载波信号到相关器520。相关器520在逐元素的基础上，对预置的导频序列和来自导频信号选择器510的多个副载波进行相关，产生与多个副载波相关联的相关值，并输出所产生的相关值到信号噪声产生器530。然后，信号噪声产生器530计算从相关器520输出的每个副载波的相关值和从至少一个相邻副载波产生的相关值之间的差值。信号噪声产生器530根据与每个副载波相关联的相邻副载波的数量执行适当的操作。结果，信号分量被抵消，而只剩下干扰和噪声分量。与副载波相关联的噪声分量被输出到干扰和噪声功率产生器540。干扰和噪声功率产生器540对每个副载波的噪声分量的值进行平方(square)，然后产生噪声功率。

图6是说明根据本发明的用于估计干扰和噪声功率的过程的流程图。参考图6，在步骤610，干扰和噪声功率估计器430选择多个副载波用来估计CINR。在步骤620，干扰和噪声功率估计器430在逐元素的基础上，对多个副载波和预置的导频和/或前同步码序列进行相关。在步骤630，干扰和噪声功率估计器430计算与每个副载波相关联的相关值和从至少一个相邻副载波产生的相关值之间的差值，然后产生信号噪声。然后，在步骤640，干扰和噪声功率估计器430根据各个副载波的干扰和噪声分量，来产生干扰和噪声功率。

图7是说明根据本发明的CINR估计器的示意图。根据本发明的CINR估计器使用由一个OFDM码元周期的N个副载波信号组成的导频信号，并使用与每个副载波相关联的两个相邻副载波。本领域的技术人员将理解本发明并不局限于上述实施例。

如图7所示，CINR估计器400包括信号功率估计器420和干扰和噪声功率估计器430。干扰和噪声功率估计器430接收来自FFT处理器219的N个输出的N个导频信号。根据本发明的这个实施例，因为干扰和噪声功率估计器430使用来自FFT处理器219输出的N个信号，所以不需要如图5所示的导频信号选择器510。然而，CINR估计器400能够包括导频信号选择器，用于根据应用了本发明的通信系统的特性，来选择导频信号。

假设从发送的信号中输入的IFFT的第k个信号是x_k，而从接收的信号中输出的FFT的第k个信号是y_k。这里，假设导频信号经历二进制移相键控(BPSK)调制，为了方便而使用x_k＝1或-1(k＝1，2，...，N)。假设在x_k和y_k之间的信道特性是H_k，而噪声是n_k，所接收的信号能够被表示为下面等式(1)。

y_k＝H_kx_k+n_k，k＝1，2，...，N    ...(1)

在等式(1)中，因为x_k表示预置的导频序列，接收器识别x_k值的值。这里，y_k表示通过测量获得的值。注意来自其他发送器的干扰被建模为噪声，并且假设被并入噪声项。如果来自其他发送器的导频序列与感兴趣的发送器正交，则这种假设成立。以下，“噪声”与“干扰和噪声”可以互换。

要测量的CINR由下面等式(2)定义。在等式2中，分子是排除噪声的真实信号功率值的和，而分母是噪声功率值的和。

$\mathrm{CINR}=\frac{\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_k{x}_k\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_k\right|}^2}...\left(2\right)$

在这个实施例中，为了从接收的信号中分离出噪声分量，如等式(3)所述定义F_k值。F_k值是用于估计噪声分量的中间值。

$F_1=x_1^{*}{y}_1-x_2^{*}{y}_2$

$F_k=2x_k^{*}{y}_k-x_{k-1}^{*}{y}_{k-1}-x_{k+1}^{*}{y}_{k+1},k=\mathrm{2,3},...,N-1...\left(3\right)$

$F_N=x_N^{*}{y}_N-x_{N-1}^{*}{y}_{N-1}$

更具体地说，如图7所示，N个乘法器310-1到310-N将来自FFT处理器219的N个输出乘以发送的信号，即预置的序列。从而，当“1”和“-1”在发送端被发送时，可以使用相同的要求。N个乘法器310-1到310-N对应于图5所示的相关器520。

来自N个乘法器310-1到310-N的输出被输入到N个加法器320-1到320-N的正端。而且，来自N个乘法器310-1到310-N的输出被输入到N个加法器320-1到320-N的负端。

从而，N个加法器320-1到320-N的输出的每一个都是从每个副载波产生的值和从至少一个相邻副载波产生的值之间的差值，使得信号分量被抵消，而只剩下噪声分量。N个加法器320-1到320-N对应于图5所示的信号噪声产生器530。

参考图7，与N个信号的第一个信号y₁相邻的信号只有一个信号y₂，而与最后一个信号y_N相邻的信号只有一个信号y_N-1。与除了第一个和最后一个信号以外的其他信号相邻的信号的数量是2。例如，信号y_k具有两个相邻的信号y_k-1和y_k+1。从而，将N个信号的第一个或最后一个信号y₁或y_N分别和与之相关联的发送信号x₁或x_N相乘的值，减去相邻副载波信号乘以与之相关联的发送信号的值。进而，将剩余信号y_k乘以2以及与之相关联的发送信号x_k的值，减去一个相邻副载波信号y_k-1和与之相关联的发送信号x_k-1相乘的值以及另一个相邻副载波信号y_k+1和与之相关联的发送信号x_k+1相乘的值。

因此，产生的结果值F₁到F_N是抵消了信号分量的噪声分量。

当上面等式(3)的结果值F₁到F_N中的y_k值由上面等式(1)代替时，根据信号和噪声分量能够写出下面等式(4)。

$F_1=H_1{\left|x_1\right|}^2-H_2{\left|x_2\right|}^2+(x_1^{*}{n}_1-x_2^{*}{n}_2)$

$F_k=2H_k{\left|x_k\right|}^2-H_{k-1}{\left|x_{k-1}\right|}^2-H_{k+1}{\left|x_{k+1}\right|}^2+(2x_k^{*}{n}_k-x_{k-1}^{*}{n}_{k-1}-x_{k+1}^{*}{n}_{k+1}),k=\mathrm{2,3},...,N-1$

$F_N=H_N{\left|x_N\right|}^2-H_{N-1}{\left|x_{N-1}\right|}^2+(x_N^{*}{n}_N-x_{N-1}^{*}{n}_{N-1})...\left(4\right)$

在等式(4)中，括号前面的项为信号分量，括号内的值为噪声分量。假设相邻副载波信道具有几乎相同的信道特性，可以写出下面等式(5)。

H_k≈H_k-1≈H_k+1...(5)

根据等式(5)，上面等式(4)中括号前面的值为零，所以信号分量被抵消而剩下噪声分量。要代入公式(2)中的噪声分量的值被平方，并且噪声功率被估计。即，当指示噪声分量的括号中的值被平方时，F_k功率与下面等式(6)中的相同。

${\left|F_1\right|}^2={\left|n_1\right|}^2+{\left|n_2\right|}^2-2x_1{x}_2\mathrm{Re}\left\{n_1^{*}{n}_2\right\}$

${\left|F_k\right|}^2=4{\left|n_k\right|}^2+{\left|n_{k-1}\right|}^2+{\left|n_{k+1}\right|}^2-4x_k{x}_{k+1}\mathrm{Re}\left\{n_k^{*}{n}_{k+1}\right\}-4x_k{x}_{k-1}\mathrm{Re}\left\{n_k^{*}{n}_{k-1}\right\}$

$+2x_{k+1}{x}_{k-1}\mathrm{Re}\left\{n_{k+1}^{*}{n}_{k-1}\right\},k=\mathrm{2,3},...,N-1$

${\left|F_N\right|}^2={\left|n_N\right|}^2+{\left|n_{N-1}\right|}^2-2x_N{x}_{N-1}\mathrm{Re}\left\{n_N^{*}{n}_{N-1}\right\}...\left(6\right)$

对于要在等式(6)中计算的|F_k|²值的和，为了方便而定义K_k为等式(7)。

$K_k=-4x_k{x}_{k+1}\mathrm{Re}\left\{n_k^{*}{n}_{k+1}\right\}-4x_k{x}_{k-1}\mathrm{Re}\left\{n_k^{*}{n}_{k-1}\right\}+2x_{k+1}{x}_{k-1}\mathrm{Re}\left\{n_{k+1}^{*}{n}_{k-1}\right\}...\left(7\right)$

如果将上面等式(7)代入上面等式(6)的|F_k|²，则得到等式(8)。

$\underset{k=2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|F_k\right|}^2=\underset{k=2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(4{\left|n_k\right|}^2+{\left|n_{k-1}\right|}^2+{\left|n_{k+1}\right|}^2)+\underset{k=2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{K}_k...\left(8\right)$

在等式(8)中，第二项，即K_k值的和近似为零，因为由于导频序列通常为PN序列，1的数量与-1的数量近似，还因为由于噪声分量的平均值为零，并且噪声分量互相独立，能够产生下面等式(9)。

$\underset{k=2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{k+a}{x}_{k+b}\mathrm{Re}\left\{n_{k+a}^{*}{n}_{k+b}\right\}\≈0,$ 对于(a，b)＝(0，1)，(0，-1)，(1，-1)...(9)

上面公式(9)还能写为下面公式(10)。

$\underset{k=2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{K}_k\≈0...\left(10\right)$

因为与第一个信号y₁相关联的F₁或与最后一个信号y_N相关联的F_N具有两个噪声分量，F₁或F_N的值被平方，而平方后的F₁或F_N的值被除以2。因为，与其它信号相关联的噪声分量F_k具有四个|n_k|²分量、一个|n_k-1|²分量和一个|n_k+1|²分量，F_k的值被平方，而平方后F_k的值被除以6。如图7所示，这些操作由N个运算器330-1到330-N来执行。而且，所有的噪声功率分量由加法器340相加。相加的结果由下面等式(11)表示。

$\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_k\right|}^2=\frac{{\left|F_1\right|}^2}{2}+\frac{{\left|F_N\right|}^2}{2}+\underset{k=2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|F_k\right|}^2}{6}+\frac{1}{3}({\left|n_1\right|}^2+{\left|n_N\right|}^2-{\left|n_2\right|}^2-{\left|n_{N-1}\right|}^2)$

$+x_1{x}_2\mathrm{Re}\left\{n_1^{*}{n}_2\right\}+x_N{x}_{N-1}\mathrm{Re}\left\{n_N^{*}{n}_{N-1}\right\}-\frac{1}{6}\underset{k=2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{K}_k$

在等式(11)中，因为在括号内的值和其后的项的值与总值相比非常小，因而可以被忽略，使用下面等式(12)可以估计总噪声功率。

$\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_k\right|}^2=\frac{{\left|F_1\right|}^2}{2}+\frac{{\left|F_N\right|}^2}{2}+\underset{K=2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|F_k\right|}^2}{6}...\left(12\right)$

在这种情况下，如果N足够大，则在等式(12)中的第一和第二项可以被忽略。最后，信号功率可以写为下面等式(13)。

$\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{|y_k-n_k|}^2=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_k\right|}^2+{\left|n_k\right|}^2-2\mathrm{Re}\left\{n_k^{*}(H_k{x}_k+n_k)\right\}$

$=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_k\right|}^2-\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_k\right|}^2-\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}2\mathrm{Re}\left\{n_k^{*}{H}_k{x}_k\right\}$

当从总信号功率|y₁|²到|y_N|²中减去总噪声功率时，可以获得去除干扰和噪声的信号功率。从而，N个运算器330-1到330-N和加法器340对应如图5所示的噪声功率产生器540。

而且，通过如图7所示的平方运算器360-1到360-N计算来自FFT处理器219的输出信号的功率。当平方运算器360-1到360-N的输出被加法器370相加时，产生总接收信号功率。从而，平方运算器360-1到360-N和加法器370对应如图3所示的信号功率估计器420。

如上面等式(13)，减法器440从总接收信号功率中减去总干扰和噪声功率。因为在上面等式13中最后一项可以被忽略，上面等式(13)可以被近似为从总接收功率中减去噪声功率。最后，能够产生如下面等式(14)的CINR的估计值。

${\mathrm{CINR}}_{\mathrm{est}}=\frac{\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_k\right|}^2-\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_k\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_k\right|}^2}...\left(14\right)$

从总接收功率中减去总噪声功率的结果值由乘法器460除以总噪声功率，而计算出CINR的估计值。

如上所述，根据本发明的CINR估计器的一个实施例使用与每一个副载波相关的两个相邻副载波。一般来讲，可以使用任意数量的相邻副载波。上面等式(3)能够被写为下面的等式(15)，其中F_k是作为信号的干扰和噪声的差值，非负的W₁是左侧相邻副载波的数量，非负的W_r是右侧相邻副载波的数量，x_k是第K个参考信号，而y_k是第K个接收的信号。

$F_k=(W_l+W_r)x_k^{*}{y}_k-\underset{m=1}{\overset{W_l}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{k-m}^{*}{y}_{k-m}-\underset{m=1}{\overset{W_r}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{k+m}^{*}{y}_{k+m}...\left(15\right)$

上面等式(12)可以被写为下面等式(16)，而获得噪声功率。

$\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_k\right|}^2\≅\underset{k=1+w_l}{\overset{N-W_r}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|F_k\right|}^2}{{(W_l+W_r)}^2+(W_l+W_r)}...\left(16\right)$

如上所述，应用了本发明的CINR估计器的性能在图8和9中示出。图8是说明在加性高斯白噪声(AWGN)环境中应用本发明的CINR估计器的性能的图；而图9是说明在国际电信联盟无线电通信部(ITU-R)的信道模型环境中应用本发明的CINR估计器的平均性能的图。这里，由于大量的随机参数，即从其他发送器引入的干扰分量的和，由于中心极限定理而具有高斯分布，所以从其他发送器引入的干扰通过AWGN建模。

仿真环境使用10MHz带宽的2048FFT，并且导频序列的长度为776。根据1000次估计，该图示出了平均、最大、最小和标准偏差。从图8和9可清楚地看出，CINR估计值几乎等于实际的CINR值。

根据本发明，OFDM接收器能够正确地估计功率控制或自适应调制/解调等所需的参数，即CINR。

虽然为了说明目的公开了本发明的优选实施例，但是本领域的技术人员应当理解在不脱离发明的范围的情况下，可以进行各种修改、补充和替换。例如，本发明已经被应用于OFDM系统，但是本发明也能够被应用到正交频分多址(OFDMA)系统和离散多音(DMT)技术。

因此，本发明并不局限于上述实施例，本发明由下面的权利要求书及其等效方案的全部范围所定义。

Claims (29)

1.一种用于在通信系统中估计干扰和噪声的装置，包括：

相关器，用于在逐元素的基础上，对多个副载波和参考序列执行相关，并输出相关的结果；

信号噪声计算器，用于计算与多个副载波中的每一个相关联的相关值和从由所述相关器输出的至少一个相邻副载波中产生的相关值之间的差值；以及

噪声功率计算器，用于计算所述差值的功率。

2.权利要求1的装置，还包括：

参考序列信号选择器，用于选择要用于参考序列的多个副载波，并输出所选择的副载波到所述相关器。

3.权利要求2的装置，其中，所述参考序列信号选择器从接收的导频、前同步码、中同步码和后同步码中的至少一个的副载波中，选择具有相同时域索引和不同频域索引的多个副载波。

4.权利要求2的装置，其中，所述参考序列信号选择器从导频、前同步码、中同步码和后同步码中的所接收的至少一个的副载波中，选择具有相同频域索引和不同时域索引的多个副载波。

5.权利要求2的装置，其中，所述参考序列信号选择器从所接收的导频、前同步码、中同步码和后同步码中的至少一个中，随机地选择预定数据域中的多个副载波，包含具有不同时域索引和不同频域索引的副载波。

6.权利要求5的装置，其中，所述多个副载波是正交频分多址(OFDMA)信号。

7.权利要求5的装置，其中，所述多个副载波是正交频分复用(OFDM)信号。

8.权利要求5的装置，其中，所述多个副载波是离散多音(DMT)信号。

9.权利要求5的装置，其中，所述信号噪声计算器的差值是估计的干扰和噪声值中的至少一个。

10.一种用于在通信系统中估计干扰和噪声功率的方法，包括：

在逐元素的基础上，对多个副载波和预置的参考序列执行相关；

计算与多个副载波中的每一个相关联的相关值和从至少一个相邻副载波中产生的相关值之间的差值；以及

根据所述差值的功率来计算噪声功率。

11.权利要求10的方法，还包括：

从导频、前同步码、中同步码和后同步码中的至少一个的副载波中，选择具有相同时域索引和不同频域索引的参考序列。

12.权利要求10的方法，还包括：

从接收的导频和前同步码中的至少一个的副载波中，选择具有相同频域索引和不同时域索引的参考序列。

13.权利要求10的方法，还包括：

从所接收的导频、前同步码、中同步码和后同步码中的至少一个中，随机地选择预定数据域中的参考序列，包括具有不同时域索引和不同频域索引的副载波。

14.权利要求10的方法，其中，所述差值是估计的噪声和干扰中的至少一个。

15.一种用于估计载波-干扰和噪声比(CINR)的装置，包括：

信号功率估计器，用于从接收信号中测量总信号功率；

干扰和噪声功率估计器，用于通过在逐元素的基础上，对所接收的信号和参考序列执行相关，来产生与多个副载波相关联的相关值，计算与每个副载波相关联的相关值和从至少一个相邻副载波中产生的相关值之间的差值；并根据所述差值来估计干扰和噪声功率；和

CINR估计器，用于使用从信号功率估计器输出的总信号功率值和从干扰和噪声功率估计器输出的干扰和噪声功率值，来估计在估计的真实信号功率值和估计的干扰和噪声功率值之间的比率。

16.权利要求15的装置，其中，所述接收信号是通过快速傅立叶变换(FFT)操作处理的信号。

17.权利要求15的装置，其中，所述干扰和噪声功率估计器包括：

相关器，用于在逐元素的基础上、对接收信号和参考序列执行相关；

干扰和噪声计算器，用于计算与多个副载波中的每一个相关联的相关值和与至少一个相邻副载波相关联的相关值之间的差值；和

干扰和噪声功率计算器，用于根据所述相关值之间的差值来计算功率。

18.权利要求17的装置，其中，所述相关器是乘法器。

19.权利要求17的装置，其中，所述干扰和噪声计算器使用下面等式执行计算：

$F_k=(W_l+W_r)x_k^{*}{y}_k-\underset{m=1}{\overset{W_l}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{k-m}^{*}{y}_{k-m}-\underset{m=1}{\overset{W_r}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{k+m}^{*}{y}_{k+m},$

其中，F_k是作为信号的干扰和噪声的差值，非负的W_l是左侧相邻副载波的数量，非负的W_r是右侧相邻副载波的数量，x_k是第K个参考信号，y_k是第K个接收信号，而x_k ^*是第K个参考信号的复共轭。

20.权利要求19的装置，其中，所述干扰和噪声计算器使用下面等式执行计算：

$\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_k\right|}^2\≅\underset{k=1+W_l}{\overset{N-W_r}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|F_k\right|}^2}{{(W_l+W_r)}^2+(W_l+W_r)},$

其中，

是所述干扰和噪声的功率和，而N是副载波的总数。

21.权利要求20的装置，其中，所述CINR估计器使用下面等式：

${\mathrm{CINR}}_{\mathrm{est}}=\frac{\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_k\right|}^2-\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_k\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_k\right|}^2},$

其中，

是所述接收信号的功率和。

22.权利要求15的装置，还包括，

选择器，用于根据所接收的导频、前同步码、中同步码和后同步码中的至少一个来选择参考序列。

23.一种用于估计载波-干扰和噪声比(CINR)的方法，包括：

从接收信号中测量总信号功率；

通过在逐元素的基础上，对接收信号和参考序列执行相关，来产生与多个副载波相关联的相关值；

计算与每个副载波相关联的相关值和与至少一个相邻副载波相关联的相关值之间的差值，其中所述差值是相应副载波的干扰和噪声值中的至少一个；

使用所述差值，来估计干扰和噪声中的至少一个的功率；以及

使用总信号功率以及使用干扰和噪声功率中的至少一个，来估计在估计的真实信号功率值和估计的干扰和噪声功率值之间的载波-干扰和噪声比(CINR)。

24.权利要求23的方法，其中，所述接收信号是通过快速傅立叶变换(FFT)操作处理的信号。

25.权利要求23的方法，其中，所述通过在逐元素的基础上对接收信号和参考序列执行相关来产生与多个副载波关联的相关值的步骤通过将接收信号与参考信号相乘来进行计算。

26.权利要求23的方法，其中，所述计算与每个副载波相关联的相关值和与至少一个相邻副载波相关联的相关值之间的差值的步骤使用下面等式执行：

$F_k=(W_l+W_r)x_k^{*}{y}_k-\underset{m=1}{\overset{W_l}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{k-m}^{*}{y}_{k-m}-\underset{m=1}{\overset{W_r}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{k+m}^{*}{y}_{k+m},$

其中，F_k是作为信号的干扰和噪声的差值，非负的W_l是左侧相邻副载波的数量，非负的W_r是右侧相邻副载波的数量，x_k是第K个参考信号，y_k是第K个接收信号，而x_k ^*是第K个参考信号的复共轭。

27.权利要求26的方法，其中，所述使用所述差值来估计干扰和噪声中的至少一个的功率的步骤使用下面等式来执行：

$\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_k\right|}^2\≅\underset{k=1+W_l}{\overset{N-W_r}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|F_k\right|}^2}{{(W_l+W_r)}^2+(W_l+W_r)},$

其中，

是所述干扰和噪声的功率和，而N是副载波的总数。

28.权利要求27的方法，其中，所述使用总信号功率以及使用干扰和噪声功率中的至少一个来估计在估计的真实信号功率值和估计的干扰和噪声功率值之间的CINR的步骤使用下面等式来执行：

${\mathrm{CINR}}_{\mathrm{est}}=\frac{\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_k\right|}^2-\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_k\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n_k\right|}^2},$

其中，

是所述接收信号的功率和。

29.权利要求23的方法，还包括根据所接收的导频、前同步码、中同步码和后同步码中的至少一个，来选择所述参考序列的步骤。

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