CN100566314C - 用于无线通信的设备 - Google Patents

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Abstract

一种用于无线通信的混合波形配置301包括：第一部分2101，它根据单载波调制方案被调制；和第二部分2103，它根据多载波调制方案被调制。该波形是专用的，以便从第一部分获得的信道冲激响应(CIR)估算可以再使用于第二部分的捕获。第一部分包括前置码303和报头305，而第二部分307通常包括有效载荷。

Description

用于无线通信的设备
技术领域
本发明涉及无线通信，尤其涉及无线通信中所用的单载波-多载波混合信号配置。
背景技术
电气和电子工程师学会(IEEE)的802.11标准是一系列用于未经许可的2.4和5吉赫(GHz)频带的无线局域网(WLAN)的标准。目前的802.11b标准规定了2.4GHz频带的各种数据速率，包括1、2、5.5和11兆比特每秒(Mbps)的数据速率。802.11b标准采用码片速率为11兆赫(MHz)的直序扩频(DSSS)，直序扩频是一种串行调制技术。802.11a标准规定了5GHz频带的不同的更高的数据速率6、12、18、24、36和54Mbps。值得注意的是，根据802.11a和802,11b标准实现的系统是不兼容的，并且无法协同工作。
目前正在提出一种新的标准，称为802.11g(“802.11g建议”)，该建议是2.4GHz的802.11b标准的一种高数据速率扩展。应当注意，目前，802.11g建议仅仅是一种建议，还不是一种完全确定的标准。新的802.11g建议还将面临多项很大的技术挑战。这就是：要求802.11g设备在2.4GHz频带能以比标准802.11b的速率更高的数据速率进行通信。在某些配置中，无论802.11b和802.11g设备是否相互通信，都要求802.11b和802.11g设备在同一WLAN环境或区域中能彼此没有明显的干扰或中断地共存。此外，可能还要求802.11g和802.11b设备能够例如以标准802.11b的任一速率相互通信。
先前，在2000年6月2日申请的美国专利申请序列号09/586,571(名称为“A Dual Packet Configuration for WirelessCommunications”)中已经公开了一种用于无线通信的双分组配置，该专利申请在此全部作为参考。这种先前系统允许单载波部分和正交频分复用(OFDM)部分松散耦接。松散耦接意味着，通过允许现有的单载波调制解调器和OFDM调制解调器利用两者之间少量的信息(例如，数据速率和分组长度)传送，在两者之间实现简单的切换，从而不进行严格的变换(transition)控制使实现方式简化。特别地，在变换点不必保持严格的相位、频率、定时、频谱(频率响应)和功率连续性(尽管应合理地限定功率步长)。因此，OFDM系统需要执行它自己的捕获(与单载波捕获不同)，包括：相位、频率、定时、频谱(含多径)和功率(自动增益控制[AGC])的重新捕获。在一种实施方式中，利用单载波之后的短OFDM前置码(preamble)来提供重新捕获。
无线通信(包括WLAN)的一种损害是多径失真，即信号的多个回波(反射)到达接收机。单载波系统和OFDM系统都必须包含用于削弱失真的均衡器。单载波系统在其前置码和报头中设计了均衡器。在双分组配置中，OFDM接收机不重新使用这一均衡器信息。因此，OFDM部分使用前置码或报头，以便OFDM接收机能重新捕获该信号。特别地，OFDM接收机必须重新捕获该信号的功率(AGC)、载频、载波相位、均衡器和定时参数。
对WLAN的干扰是一个严重的问题。许多不同的信号类型开始扩散。根据蓝牙标准实现的系统对基于802.11的系统而言是一种主要的干扰源。蓝牙标准规定了廉价、短程和跳频的WLAN。前置码对良好的接收机捕获而言是很重要的。因此，在有干扰的情况下，当从单载波变换到多载波时，不希望丢失所有的信息。
利用信号转接，尤其是利用传统设备，存在多个潜在的问题。发射机可能经历模拟瞬变(如功率、相位、滤波增量)、功率放大器补偿(如功率增量)和功率放大器功率反馈变化。接收机可能经历因功率变化引起的AGC扰动、因频谱变化引起的AGC扰动、因多径效应引起的AGC扰动、信道冲激响应(CIR)(多径)估算的丢失、载波相位的丢失、载频的丢失和定时校准的丢失。
发明内容
根据本发明的实施方式的一种用于无线通信的混合波形配置包括：第一部分，它根据单载波调制方案被调制；和第二部分，它根据多载波调制方案被调制。规定该波形，以便可从第一部分获得的信道冲激响应(CIR)估算可以再使用于第二部分的捕获。第一部分包括前置码和报头，而第二部分通常包括有效载荷。
在一种配置中，单载波调制方案使用第一抽样率，而多载波调制方案使用比第一抽样率高的第二抽样率。在一种具体实施方式中，例如，第一抽样率约为11兆赫(MHz)，而第二抽样率约为20MHz。这种波形的第一和第二部分的线性失真可以假定是共同的。
在波形的第一部分和第二部分之间，实际上可以保持功率、载波相位、载频、定时和多径频谱。实现该目标的一种方法是：在单载波调制方案中使用一种与多载波调制方案的多载波频谱相似的单载波频谱。例如，单载波频谱在其冲激响应中具有扩展量相对较小的主峰。在一些特殊配置中，单载波频谱具有几乎平坦的频谱而其边沿具有很陡的滚降，或者，单载波频谱使用一种在连续时间中规定的时间整形脉冲。时间整形脉冲可以具有相对较短的持续时间。时间整形脉冲可以通过利用一种“砖墙式”逼近的无限冲激响应得出，“砖墙式”逼近是利用连续时间窗截得的。要求连续时间窗足够长以得到所需的频谱特性和足够短以便尽可能减小复杂性。在一种具体实施方式中，连续时间窗是Hanning窗的一种连续时间型式。时间整形脉冲可以根据奈奎斯特判据来抽样。在一种配置中，使用第一和第二多相数字滤波器对时间整形脉冲进行抽样和分解，以达到22MHz抽样率。在另一种实施方式中，使用20个多相数字滤波器并取这20个多相数字滤波器的11个输出之一对时间整形脉冲进行抽样和分解，以达到20MHz抽样率。
第一部分可以采用单载波调制方案内核来调制，而第二部分可以采用多载波调制方案内核来调制。在这种情况下，单载波调制方案内核的平均输出信号功率与多载波调制方案内核的平均输出信号功率实际上保持相等。在一种具体配置中，单载波调制方案遵照802.11b的Barker，而多载波调制方案遵照采用正交频分复用(OFDM)的802.11a标准。
单载波调制方案可以使用第一抽样率时钟，而多载波调制方案使用第二抽样率时钟。在这种情况下，第一和第二抽样率时钟按预定定时间隔来校准(align)。在一种实施方式中，多载波调制方案的第一个全抽样在单载波调制方案的最后一个抽样开始后一个定时间隔后开始。在一种具体实施方式中，单载波调制方案以11MHz抽样率使用11个码片Barker字，而多载波调制方案以20MHz抽样率使用OFDM。对于这些Barker字，每一预定的定时间隔约为1微秒，而这些Barker码片集中在这些定时间隔上。这样，第一个全OFDM抽样在波形的第一部分的最后一个Barker字的第一码片的零相位峰值后约1微秒才出现。
在一种配置中，单载波信号根据在802.11a标准中为OFDM信号整形所规定的窗口函数来终止。第一部分单载波信号可以在特定时间(例如标称地为100纳秒)内被终止。在第一部分单载波信号与第二部分多载波信号之间，载频可以相干。在第一部分单载波信号与第二部分多载波信号之间，载波相位可以相干。多载波信号的载波相位可以由单载波信号的最后一部分的载波相位来确定。多载波信号的载波相位可以被旋转多个旋转倍数中的一个相应的旋转倍数，其中，每个旋转倍数相应于单载波信号的最后一部分的多个预定相位之一。在一种具体实施方式中，例如，单载波调制方案遵照802.11b的Barker，其中每个Barker字是第一、第二、第三和第四可能相位之一，而多载波调制方案遵照如802.11a标准的附录G中所规定的OFDM。在这种情况下，如果最后一个Barker字具有第一相位，则OFDM抽样被旋转0度；如果最后一个Barker字具有第二相位，则OFDM抽样被旋转90度；如果最后一个Barker字具有第三相位，则OFDM抽样被旋转180度；而如果最后一个Barker字具有第四相位，则OFDM抽样被旋转-90度。
整个波形的必要保真度可以由为多载波调制方案规定的必要保真度来确定。必要保真度可以是多载波部分的数据速率的函数。必要保真度可以由在802.11a标准中针对OFDM所规定的信号功率所归一化的均方误差来确定。
波形的符号率时钟和载频可以从同一基准时钟得出。在一种配置中，符号率的时钟基频的百万分之一(PPM)误差与载频的时钟基频的PPM误差实际上是相等的。
附图说明
结合附图考虑优选实施方式的如下详述，可以更好地理解本发明，其中：
图1是一种在同一场所或区域内工作的含有四个设备的WLAN系统的框图，其中，有两个设备是按照802.11b标准实现的，而另两个设备是按照802.11g建议实现的。
图2是根据本发明的实施方式实现的混合信号接收机的框图，该接收机可以用于图1的两个高速率设备任一中或者用于这两个高速率设备中。
图3是根据本发明的实施方式实现的混合信号分组的示意图。
图4A和4B分别是802.11b的Barker码片和802.11a的OFDM的频谱曲线图。
图5A和5B分别是表明波形根本不同的802.11b的QPSK Barker码片和802.11a的OFDM的时域曲线图。
图6A是出自802.11a标准所规定的可能的64个可能的子载波中的单个子载波的功率谱密度(PSD)的曲线图。
图6B是802.11a中所用的52个非零子载波的合成PSD的曲线图。
图7A是一例以0MHz为中心的“砖墙式”双边带频谱的曲线图。
图7B是相应于图7A的“砖墙式”频谱的相关无限持续时间响应的一部分的曲线图。
图8是一例连续时间窗的曲线图，这是Hanning窗的一种连续时间型式。
图9是图8的Hanning窗与相应于图7A的“砖墙式”频谱的无限持续时间响应的一部分相重叠的曲线图。
图10是从图9中的重叠图所得到的截得约0.8μs的举例脉冲p(t)的曲线图。
图11是表示与OFDM频谱接近相符的脉冲p(t)的频谱特性的曲线图。
图12是利用连续时间脉冲p(t)形成数字22MHz输出抽样率的一例数字滤波器的框图。
图13是表示利用图12的抽样方案对连续时间脉冲p(t)进行抽样和多相分解的曲线图。
图14是利用脉冲p(t)形成数字20MHz输出抽样率的另一例数字滤波器的框图。
图15是表示利用图14的抽样方案对连续时间脉冲p(t)进行抽样和多相分解的曲线图。
图16是根据本发明的实施方式实现的发射机的框图。
图17是11MHz的Barker码片时钟与20MHz的OFDM抽样时钟相比较的框图。
图18是表示用单载波部分的报头的最后一个Barker字来校准OFDM信号部分的示意图。
图19是表示正常OFDM符号重叠的图解。
图20是表示举例说明的802.11a的OFDM符号开始和终止的图解。
图21是表示举例说明的按802.11a整形的单载波终止和按802.11a整形的OFDM开始的图解。
图22A是表示BPSK在两个象限中(2个相位之一)含有实数和虚数部分的BPSK图的简化图。
图22B是表示QPSK在所有四个象限中(4个相位之一)都含有实数和虚数部分的QPSK图的简化图。
图23是表示802.11g报头中的最后一个Barker字的相位和根据802.11a标准的附录G中所述的OFDM符号的相对相位的图解。
具体实施方式
根据本发明的配置再使用在捕获信号的单载波部分期间所获得的均衡器信息。这样，就不必需要OFDM前置码，尽管这种前置码可实现便利性和精细的调谐。本公开描述了一种技术，用于为单载波与OFDM(多载波)段之间提供完全连续性。可通过完整地为单载波和OFDM段都规定发送波形并规定其变换来提供这一连续性。这样就可以实现这两种信号段(包括AGC(功率)、载波相位、载频、定时和频谱(多径))之间的完全连续性。这样，接收机的多径部分就不必重新捕获该信号，这是因为，单载波部分(前置码/报头)期间产生的信息有效并可以用来启动多载波部分的捕获。保持和积累信息可使信号在面临经受无线通信中的普通干扰时更加强健。
图1是一种在特定场所或区域101内工作的无线局域网(WLAN)系统100的框图，该系统含有四个位于区域101内的WLAN设备103、105、107和109(103-109)。设备103和105是根据考虑到了802.11g建议的本发明的多种实施方式至少之一实现的，而设备107和109是根据802.11b标准实现的。所有这些设备103-109都在2.4GHz频带工作。设备103-109可以是：任意类型的无线通信设备(比如，任意类型的计算机(台式、便携式、膝上型等))；任意类型的兼容电信设备；任意类型的个人数字助理(PDA)；或任意类型的网络设备(比如，打印机、传真机、扫描仪、网络集线器、交换机、路由器等)。注意，本发明并不局限于802.11g建议、802.11b标准、802.11a标准或2.4GHz频带，尽管在某些实施方式中可能使用了这些标准和频率。
设备107和109以任一标准802.11b速率(包括1、2、5.5和11Mbps)相互通信。设备103和105是混合信号模式设备，这些设备利用根据多种实施方式任意之一的混合信号配置，以不同的或更高的数据速率(比如，标准802.11a的6、9、12、18、24、36、48或54Mbps的数据速率)相互通信。这里考虑了可供选择的数据速率组。第二组更好，因为它包括了两种802.11b标准的数据速率，即5.5和11Mbps。
在一种或多种第一实施方式中，混合信号设备103-109在同一区域101中可以彼此没有明显干扰地进行工作或共存，其中，设备103、105以不同的或比标准802.11b设备107、109的速率更高的数据速率相互通信。在第一实施方式中，设备103、105可以相互通信，而设备107、109可以相互通信，但设备103、105不与设备107、109通信。在一种或多种第二实施方式中，混合信号设备103、105至少之一配置有标准模式，以便能以任意一种或多种标准802.11b的数据速率与任一设备107、109通信。在至少一种第三实施方式中，混合信号设备103、105以不同的或更高的数据速率与设备107和109通信但与设备107和109不兼容，因此，设备103-109不可能在同一区域101中共存。混合信号设备103、105可以实现成在2.4GHz频带工作，尽管还可以使用其他频带。
在第一或第二实施方式中，要求设备103和105能相互通信，而不受任一设备107和109的干扰或中断。这将面临很大的技术挑战，这是因为，设备103、105在相互通信时以不同的数据速率工作。本发明通过下列方式解决了这一问题：使设备103和105当位于与802.11b设备107、109同一区域101中时，被实现成能以不同或更高的数据速率相互通信。此外，在第二实施方式中，设备103、105还可以以802.11b的数据速率与任一设备107、109通信。
图2是根据本发明的实施方式实现的混合信号接收机201的框图，该接收机可以用于任一设备103、105中或用于这两个设备中。输入信号被自动增益控制(AGC)203所接收，AGC校准接收功率并将相应的信号提供给切换205。切换205最初将接收信号提供给单载波接收机207。单载波接收机207包括均衡器和其他电路，这些均衡器和电路对照已知数据来分析接收信号的预定前置码，并“得知”与信号传播所经过的多径媒介有关的参数。单载波接收机207还检查报头，以判断该分组是否预定给混合信号接收机201的以及该分组是否是混合分组，如果是，则使切换205将输入信号的剩余部分提供给多载波接收机209。注意，报头含有用于将该分组标识为混合模式分组的混合模式标识符(未示出)(比如模式比特等)。因此，在一种实施方式中，单载波接收机207根据目标地址等判断该分组是否是预定给混合信号接收机201的，并根据模式标识符判断该分组是否是混合模式分组。如果该分组是预定给混合信号接收机201的但并不是混合模式分组(比如是标准802.11b分组)，那么，单载波接收机207继续处理该分组。在报头中还提供了长度字段，它含有用于标识混合模式分组的总长度的长度值。因此，任何含有混合模式的设备或传统设备(例如802.11b设备)都可以判断该分组是否是预定给它的，并用与该长度值相应的时间量来补偿。
多载波接收机209用来接收按照OFDM等所发射的信号。多载波接收机209与单载波接收机207连接，这样，单载波接收机207所判定的多径信息可以被再使用，以实现输入信号的分组部分之间的平滑变换。特别地，来自单载波接收机207的AGC(功率)、载频、载波相位、均衡器和定时参数可以被多载波接收机209所使用，以接收输入信号。OFDM多载波接收机209不必重新捕获该信号，这是因为单载波接收机207所用的信息已被获得和使用。
图3是根据本发明的实施方式实现的混合信号分组301的示意图。分组301包括：以1兆比特每秒(Mbps)发送的Barker前置码303；随后是以1或2Mbps发送的Barker报头305；再随后是以任选数据速率(以所选的20兆赫(MHz)的抽样率从典型数据速率6、9、12、18、24、36、48或54Mbps中选取)发送的含有有效载荷数据的一个或多个OFDM符号307。前置码303和报头305以11MHz的四相移键控(QPSK)符号率(还可以用二相移键控(BPSK))与单载波一起发送。还可以使用不同的OFDM抽样率，比如18.333兆赫(MHz)、22MHz等，其中所运用的原理相同。还可以为补码键控OFDM即CCK-OFDM(802.11b前置码和报头使用Barker[单载波]，随后是OFDM[多载波])规定发送信号。波形的OFDM部分可选地可以是多种有效抽样率中任意一种(比如，22、20或18.333MHz)。图中所示的分组301使用了802.11a的20MHz抽样率。目的是为了规定该信号，使得在在前置码和报头中得到的信道冲激响应(CIR)估算可以再使用于OFDM。因此，无需自由变量就完全规定了这种变换，这使得在变换时可以保持重要的均衡信息。此外，还要求消除因信号变换所带来的接收机功率变化。功率步长可能使传统设备进入未定义的状态，因为这些设备既不了解OFDM也没有能力接收它。
图4A和4B分别是802.11b的Barker码片和802.11a的OFDM的频谱曲线图(以分贝(dB)-归一化频率(freq)来表示)。频谱涉及中心频率、功率谱密度和频率响应。802.11b的Barker码片的频谱具有一个圆形“顶”，而802.11a的OFDM的频谱具有一个平顶。3dB带宽也不同。图5A和5B分别是表明波形根本不同的802.11b的QPSKBarker码片和802.11a的OFDM的时域曲线图。尽管波形不同，但要求前置码/报头单载波部分303、305与OFDM符号部分307之间形成平滑变换。一种方案是，以近似相同的发送频谱和近似相同的功率，使802.11b的Barker前置码和报头看上去象OFDM。
图6A是出自802.11a标准所规定的可能的64个可能的子载波中的单个子载波的功率谱密度(PSD)的曲线图(以dB-频率来表示)。图6B是802.11a中所用的52个非零子载波的合成PSD的曲线图。这些曲线分别是相对于归一化频率(nfreq)和MHz为单位的频率所绘制的。要求设计一种频谱/时间整形脉冲，以使信号的单载波部分的频谱类似OFDM。要知道这种脉冲，使得接收机能够补偿分组的OFDM部分的CIR。按连续时间规定该脉冲，这样，它就可以与实现过程无关。对于数字实现过程，可以按任意所需的适当的实现速率对该脉冲进行抽样。该信号在通带内应提供几乎平坦的频谱而频带边沿具有很陡的滚降。要求这种发送脉冲容易被802.11b的传统接收机所处理。因此，在冲激响应中，它应具有主峰而扩展量较小。这样使802.11b的接收机可以锁定在这一冲激响应成分中。还要求该信号持续时间较短以便尽可能减小复杂性。
图7A是一例以0MHz为中心的“砖墙式”双边带频谱的曲线图，其幅度在约2(8.5)＝17MHz的所选带宽内为1，否则为0。“砖墙式”频谱实质上是一个理想化的低通滤波器。在所示实施方式中，举例说明的频段选为(2)(27)(20MHz/64)＝16.875MHz。图7B是相应于该“砖墙式”频谱的相关无限持续时间响应的一部分的曲线图。通常，为单载波系统选择目标频谱。这可以通过为所需频谱指定一种“砖墙式”逼近来实现。“砖墙式”频谱在时域中具有无限的冲激响应(即跨越+/-)。然后，利用连续时间窗截得脉冲。选取足够宽的窗口可以给出所需的频谱特性，而选取足够窄的窗口可以尽可能减小复杂性，每种情况通常都要使用工程判断。
图8是一例连续时间窗的曲线图，这是Hanning窗的一种连续时间型式。应当理解，这只是许多可以成功地用来达到所需目的的不同窗结构中的一种。图9是该Hanning窗与相应于“砖墙式”频谱的无限持续时间响应的一部分相重叠的曲线图。图10是截得约0.8μs(从而+/-0.4μs之外为0)所得到的该例脉冲p(t)的曲线图。图11是表示与OFDM频谱接近相符的脉冲p(t)的频谱特性的曲线图。脉冲p(t)的频谱特性在OFDM是平坦的地方具有几乎平坦的频谱，而在OFDM滚降的地方具有快速滚降。连续时间脉冲可以用于明确地构造任何数字滤波器，并且与具体实现过程无关。按照目标保真度的等级，应满足奈奎斯特判据(连续时间脉冲的抽样)。脉冲p(t)应根据奈奎斯特判据进行“数字化”或抽样。在某些实施方式中，再按如下所述将这些抽样分解。
图12是利用连续时间脉冲p(t)形成数字22MHz输出抽样率的一例数字滤波器1201的框图。在这种情况下，举例说明的QPSK符号发生器1203为一对多相数字滤波器1205和1207中每一个的各自输入都提供11MHz信号。QPSK符号发生器1203(作为举例说明的发射机)将每个符号(复数)都以11MHz的速率传送给数字滤波器1205和1207。每个数字滤波器1205和1207都对输入波形进行抽样并以11MHz产生输出。数字滤波器分支1205由偶数抽样组成，而数字滤波器分支1207由脉冲p(t)的奇数抽样组成。选择逻辑1209(比如复用器(MUX)电路等)选择多相数字滤波器分支1205和1207的每一个的输出，以得到一个2(11)＝22MHz抽样率的信号。图13是表示连续时间脉冲p(t)的抽样和多相分解相对于以微秒“μs”为单位的时间的曲线图。由于使用了每个滤波器的每一输出，因此，有效抽样率为22MHz。
图14是利用脉冲P(t)形成数字20MHz输出抽样率的另一例数字滤波器1401的框图。在这种情况下，举例说明的QPSK符号发生器1403与发生器1203类似，为20个多相数字滤波器1405，1407，1409，...，1411的各自输入都提供11MHz信号。每个数字滤波器1405-1411都以11MHz产生输出，这样，抽样率从11MHz提高到220MHz。每个滤波器都包括每隔20个抽样的那些抽样。选择逻辑1413(比如复用器(MUX)电路等)选择多相数字滤波器1405-1411的每11个输出中的一个输出，以得到一个20MHz抽样信号。例如，对于第一个QPSK符号，使用滤波器1和11的各自输出，而对于第二个QPSK符号，使用滤波器19和10的各自输出，等等。此外，每11个输入符号中的一个符号将产生1个输出抽样，而其余输入抽样每个都将产生两个输出抽样。图15是表示连续时间脉冲p(t)的抽样和多相分解对时间的曲线图。由于在滤波器1405-1411的220MHz合成输出中，使用了每11个输出中的一个输出，因此，有效抽样率为20MHz。
图16是根据本发明的实施方式实现的发射机1601的框图。发射机1601包括OFDM内核块1603，该内核块将信号的OFDM部分提供给软切换块1607，软切换块还接收来自802.11b前置码/报头内核块1605的802.11b前置码/报头部分。软切换块1607将802.11g信号提供给数/模转换器(DAC)1609，该转换器将得到的模拟信号提供给低通滤波器(LPF)1611。滤波后的信号被提供给SAW滤波器1613，它说明了在两种信号段中都引起了线性失真。SAW滤波器1613的输出被提供给混频器1615的一个输入端，该混频器还具有另一个输入端，该输入端接收来自本地振荡器1617的本地振荡器(LO)信号。混频器1615在其输出端发出混合或合成信号。
失真可能在发射机、多径信道和接收机中引起。发射机中明显的线性失真是SAW滤波器(比如SAW滤波器1613)。在一些通信系统中，常常假定线性失真是共同的并且跨越波形符号(实质上)是非时变的。例如，无论是802.11a还是802.11b的通信，都假定在前置码/报头与有效载荷之间线性失真是共同的。在一种类似方式中，假定发送无线电的线性失真是单载波段和多载波段所共有的。这样，将强加频谱捆绑要求，使得均衡器信息和AGC可以从单载波延至多载波。
发射机1601还说明了一种抽样功率匹配方案，使AGC信息可以从信号的单载波部分延至多载波部分。特别地，要求OFDM内核块1603输出的平均信号功率(如1620处所示)几乎与802.11b前置码/报头内核块1605输出的平均信号功率(如1622处所示)相同。
图17是1701所示的11MHz的Barker码片时钟与1703所示的20MHz的OFDM抽样时钟相比较的框图，两者都是以μs为单位的时间的曲线。802.11b的通信方案使用11MHz的码片速率。802.11b前置码/报头使用11个码片Barker字，因此，每微秒11个码片。802.11a的OFDM使用20MHz抽样率。在所示实施方式中，为了实现变换时间校准，802.11b(11MHz)和802.11a(20MHz)信号段按1MHz界限(即每1μs间隔，如每1μs间隔的校准点1705所示)来校准。图18是表示用单载波部分的报头的最后一个Barker字来校准OFDM信号部分的示意图。如1803所示的每个Barker字的第一码片集中在1μs校准上。如1801所示的OFDM信号的第一个全20MHz抽样在报头中的最后一个Barker字的第一码片的零相位峰值后1μs才出现。在全值抽样之前，有效地出现了如1805所示的半值OFDM抽样(用于平滑)。这种变换时间校准使得均衡器信息和定时信息可以在信号的单相位和多相位部分之间延续。
图19是表示正常OFDM符号重叠的图解。图20是表示举例说明的802.11a的OFDM符号开始和终止的图解。图21是表示举例说明的如2101所示的按802.11a整形的单载波终止和如2103所示的按802.11a整形的OFDM开始的图解。如这些图解中所示，当从单载波变换到多载波时，单载波以受控方式终止。这一单载波终止使AGC保持在变换点，使信号功率差距尽可能小，这样又可以尽可能减小由一个信号使另一个信号恶化。802.11b段的单载波终止与用于802.11a的OFDM整形的情况类似。802.11a为OFDM符号规定了一种窗口函数，可用来界定单载波段的终止。单载波信号在预定的时间窗(比如，标称地为100纳秒(ns))终止。不必完全使单载波脉冲整形滤波器齐平(flush)。针对报头中的最后一个Barker字所产生的失真与11个码片的处理增益、热噪声和多径失真相比是微不足道的。终止可以明确地在数字信号处理过程中完成，或者可以通过模拟滤波过程来完成。
还要求，载频在两个波形段之间是相干的，这可以通过本地振荡器1617利用单个LO信号来实现。这样就可以使均衡器信息可以延续。载频锁定可以利用锁相环(PLL)电路等来保持。
还要求，校准载波相位，从而使均衡器信息可以延续。图22A是表示BPSK在两个象限中(2个相位之一)含有实数和虚数部分的BPSK图的简化图。图22B是表示QPSK在所有四个象限中(4个相位之一)都含有实数和虚数部分的QPSK图的简化图。使用直序扩频(DSSS)的单载波信号与OFDM信号格式和调制方案相比根本不同。对于802.11g的CCK-OFDM，这两种格式任一种都可以再使用于报头。
图23是表示802.11g报头中的最后一个Barker字(而不是最后一个码片)与后续OFDM符号抽样之间的相位关系。802.11a标准的附录G描述了如何发送含有实数和虚数成分的OFDM符号。如2301、2303、2305和2307所示的箭头表示最后一个Barker字的四种可能的相位。OFDM符号的相位由最后一个Barker字的相位所确定，因为每个OFDM抽样要么不被旋转要么被旋转相同的基于最后一个Barker字的相位旋转的预定量。如2302、2304、2306和2308所示的箭头表示相应的四个相对相移，这些相对相移分别应用于与箭头2301、2303、2305和2307所示的Barker相位相应的OFDM符号。例如，如果最后一个Barker字的相位在第一象限中，那么，OFDM符号的相位相对于802.11a标准的附录G所描述的OFDM相位将被旋转0度(不旋转，即乘以1)。此外，如果最后一个Barker字的相位在第二象限中(135度相位旋转)，那么，OFDM符号的相位相对于802.11a的附录G中的抽样的相位将被旋转90度(即乘以“j”)；如果最后一个Barker字的相位在第三象限中(-135度相位旋转)，那么，OFDM符号的相位相对于802.11a的附录G中的抽样的相位将被旋转180度(即乘以“-1”)；而如果最后一个Barker字的相位在第四象限中(-45度相位旋转)，那么，OFDM符号的相位相对于802.11a的附录G中的抽样的相位将被旋转-90度(即乘以“-j”)。
在许多设计实现方式中，经常需要知道相对精度和保真度要求，以保持在不同收发信机当中的信号完整性和兼容性。这样，设计者在保持技术规范中的参数和特性的同时可以降低成本并最大限度地提高效率。精度特性约束了发送设计者可能采取的简化设计，否则可能大大损害接收机性能。在一种实施方式中，利用基于802.11a标准的OFDM信号的保真度要求的度量标准来建立整个波形特性的必要保真度。因此，即使单载波部分一般处于降低的数据速率，该单载波部分的必要保真度也与多载波部分的情况相同。如802.11a规范中所述，通过误差矢量幅度(EVM)规范来设置OFDM的必要保真度，如下列数据速率-EVM表1中所示。
表1：数据速率-EVM规范
  数据速率Mbps   EVM规范
  6   -5
  9   -8
  12   -10
  18   -13
  24   -16
  36   -19
  48   -22
  54   -25
其中，数据速率用Mbps来表示，而EVM用dB来表示。如表1中所示，OFDM精度是数据速率的函数。数据速率越高，发送波形越复杂和精细，而精度必要性越大。这一必要保真性应用于整个波形。EVM与按信号功率所归一化的均方误差(MSE)是同样的东西。MSE可以在最优时间校准、最优增益校准和最优相位校准后进行测量。此外，需要的话，可以避开OFDM和单载波Barker码片所共有的线性失真。如果并且当802.11b精度规范变得更严格时，那么它可以用于单载波部分。
部分802.11b规范和所有802.11a规范都使用一种锁定振荡器要求。锁定振荡器特性使得可以从载波频率和相位中得到定时跟踪信息。发送波形有两种基本时钟：符号率时钟和载频。在发射机的至少一种实施方式中，所有802.11g信号都具有从同一基准时钟得出的符号率时钟和载频。此外，还要求这两种时钟信号的百万分之一(PPM)误差相等。允许接收机从载频误差跟踪符号率定时。
混合信号接收机201的多载波接收机209部分从如这里所述的波形的单载波接收机207中获得变换的特性，以接收信号的OFDM部分。载波频率和相位是相干的。此外，时间校准、信号电平(AGC)和信道冲激响应(CIR)也都是相干的。单载波接收机207在单载波部分期间确定CIR估算。多载波接收机209利用单载波段所用的已知的脉冲形状修改OFDM的CIR估算。特别地，利用发射机在单载波前置码和报头期间所用的已知的脉冲形状修改多载波接收机209的均衡器分支。这样，多载波接收机209不必重新捕获信号的OFDM部分，而是利用单载波接收机207所获得的信息以及用于单载波到多载波信号的平滑变换的预定或已知信息。此外，不必需要单独的OFMD前置码/报头，尽管需要时这种前置码/报头可实现便利性和精细的调谐。
尽管以上结合优选实施方式描述了根据本发明的系统和方法，然而，本发明的系统和方法并不能局限于这里所述的具体形式，而应覆盖本发明的思想和范围内适当涉及的一些可选情况、修改情况和等效情况。

Claims (32)

1.一种用于无线通信的设备，包括：
单载波接收机，被配置为接收混合信号分组的第一部分，所述第一部分含有根据单载波调制方案被调制的前置码和报头，其中所述单载波接收机被进一步配置为根据混合信号分组的第一部分确定信道冲激响应；
多载波接收机，被配置为接收所述混合信号分组的第二部分，所述第二部分根据多载波调制方案被调制，其中所述多载波接收机被进一步配置为根据由单载波接收机确定的信道冲激响应处理混合信号分组的第二部分。
2.权利要求1的设备，其中，在对应于混合信号分组的第一部分和第二部分的波形的第一部分和第二部分之间实际上保持功率、载波相位、载频、定时和多径频谱。
3.权利要求2的设备，其中，单载波调制方案使用第一抽样率，而多载波调制方案使用比第一抽样率高的第二抽样率。
4.权利要求3的设备，其中，第一抽样率实质上为11兆赫(MHz)，而第二抽样率实质上为18、20、22兆赫(MHz)之一。
5.权利要求2的设备，其中，单载波调制方案使用一种与多载波调制方案的多载波频谱相似的单载波频谱。
6.权利要求5的设备，其中，单载波频谱在其冲激响应中具有扩展量相对较小的主峰。
7.权利要求5的设备，其中，单载波频谱具有几乎平坦的频谱而其边沿具有很陡的滚降。
8.权利要求5的设备，其中，单载波频谱使用一种在连续时间中规定的时间整形脉冲。
9.权利要求8的设备，其中，时间整形脉冲具有相对较短的持续时间。
10.权利要求8的设备，其中，时间整形脉冲通过使用一种利用连续时间窗截得的“砖墙式”逼近的无限冲激响应而获得。
11.权利要求10的设备，其中，连续时间窗足够长以得到所需的频谱特性和足够短以便尽可能减小复杂性。
12.权利要求10的设备，其中，连续时间窗包括Hanning窗的一种连续时间型式。
13.权利要求10的设备，其中，时间整形脉冲根据奈奎斯特判据来抽样。
14.权利要求13的设备，其中，使用第一和第二多相数字滤波器对时间整形脉冲进行抽样和分解，以达到22MHz抽样率。
15.权利要求13的设备，其中，使用20个多相数字滤波器并取这20个多相数字滤波器的11个输出之一对时间整形脉冲进行抽样和分解，以达到20MHz抽样率。
16.权利要求2的设备，其中，第一部分采用单载波调制方案内核来调制，而第二部分采用多载波调制方案内核来调制，并且其中保持单载波调制方案内核的平均输出信号功率与多载波调制方案内核的平均输出信号功率实际上相等。
17.权利要求16的设备，其中，单载波调制方案遵照802.11b的Barker，而多载波调制方案遵照采用正交频分复用(OFDM)的802.11a标准。
18.权利要求2的设备，其中，单载波调制方案使用第一抽样率时钟，而多载波调制方案使用第二抽样率时钟，并且其中第一和第二抽样率时钟按预定定时间隔来校准。
19.权利要求18的设备，其中，多载波调制方案的第一个全抽样在单载波调制方案的最后一个抽样开始后的一个时间隔后开始。
20.权利要求19的设备，其中，单载波调制方案以11MHz抽样率使用11个码片Barker字，每一预定的定时间隔实质上为1微秒，这些Barker码片集中在这些定时间隔上，而多载波调制方案以20MHz抽样率使用OFDM，并且其中第一个全OFDM抽样在波形的第一部分的最后一个Barker字的第一码片的零相位峰值后实质上1微秒后出现。
21.权利要求2的设备，其中，单载波信号根据802.11a标准中所定义的为OFDM信号整形规定的窗口函数来终止。
22.权利要求21的设备，其中，第一部分单载波信号实质上在100纳秒内被终止。
23.权利要求2的设备，其中，在第一部分单载波信号与第二部分多载波信号之间载频是相干的。
24.权利要求2的设备，其中，在第一部分单载波信号与第二部分多载波信号之间载波相位是相干的。
25.权利要求24的设备，其中，多载波信号的载波相位由单载波信号的最后一部分的载波相位来确定。
26.权利要求25的设备，其中，多载波信号的载波相位被旋转多个旋转倍数中的一个相应的旋转倍数，每个旋转倍数相应于单载波信号的最后一部分的多个预定相位之一。
27.权利要求26的设备，其中，单载波调制方案遵照802.11b的Barker，其中每个Barker字是第一、第二、第三和第四可能相位之一，而多载波调制方案遵照如802.11a标准的附录G中所规定的OFDM，并且其中如果最后一个Barker字具有第一相位，则OFDM抽样被旋转0度，如果最后一个Barker字具有第二相位，则OFDM抽样被旋转90度，如果最后一个Barker字具有第三相位，则OFDM抽样被旋转180度，和如果最后一个Barker字具有第四相位，则OFDM抽样被旋转-90度。
28.权利要求2的设备，其中，对应于混合信号分组的整个波形的必要保真度由为多载波调制方案规定的必要保真度来确定。
29.权利要求28的设备，其中，必要保真度是多载波部分的数据速率的函数。
30.权利要求29的设备，其中，必要保真度由在802.11a标准中针对OFDM所规定的信号功率所归一化的均方误差来确定。
31.权利要求2的设备，其中，对应于混合信号分组的波形的符号率时钟和载频从同一基准时钟得出。
32.权利要求31的设备，其中，符号率的时钟基频的百万分之一(PPM)误差与载频的时钟基频的PPM误差实际上是相等的。
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