CN101006698A - 用于连续相位调制的信号质量估计 - Google Patents

Abstract

将一接收到的连续相位调制(CPM)信号(其由一组脉冲成形函数形成)近似为一移相键控(PSK)调制的信号(其仅由具有最大能量的主脉冲成形函数形成)。根据CPM到PSK近似来执行信道估计和数据检测。获得所述接收到的CPM信号的一信号功率估计值和一噪声功率估计值，且所述两个估计值由于所述CPM到PSK近似的缘故而具有误差。确定所述主脉冲成形函数的能量与剩余脉冲成形函数的能量之间的差Δ。基于所述信号功率估计值和所述差Δ来估计一近似误差。基于所述信号功率估计值、所述噪声功率估计值和所述近似误差估计值来计算所述接收到的CPM信号的一C/I估计值。

Description

用于连续相位调制的信号质量估计

技术领域

本发明大体上涉及通信，且更具体地说涉及无线通信系统中的信号质量估计。

背景技术

在无线通信系统中，发射器首先以数字方式处理通信量/包数据以获得经编码的数据。发射器接着用经编码的数据来调制载波信号以获得更适合于经由无线信道传输的经调制的信号。可基于各种调制方案来执行调制。全世界广泛使用的一种调制方案是连续相位调制(CPM)。对于CPM来说，以连续而不是不连续的方式由经编码的数据来调制载波信号的相位。因此，CPM具有几个合乎需要的特征，例如(1)经调制的信号的恒定包封，其允许使用有效功率放大器来传输信号，和(2)经调制的信号的紧凑频谱，其使得能够有效利用可用频谱。

利用CPM产生的经调制的信号(或简称为CPM信号)具有相当复杂的波形，其可使用于处理CPM信号的接收器的设计变得复杂。如下文所述，为了简化接收器设计，CPM信号可近似为移相键控(PSK)调制的信号。CPM信号的此近似对于很多应用来说十分精确，且常用于CPM接收器。

CPM接收器常需要导出接收到的信号质量的估计值。一般来说，信号质量(其在本文中表示为“C/I”)可由载波干扰比、信噪比、信噪与干扰比(signal-to-noise-and-interference ratio)等等来量化。C/I估计值可用于各种目的，例如为数据传输选择适当的数据速率。将CPM信号近似为PSK调制的信号，虽然简化了接收器设计，但导致了对某些操作条件的不精确的C/I估计值。不精确的C/I估计值可使系统性能降级。

因此，此项技术中需要用于导出对CPM信号的更精确的C/I估计值的技术。

发明内容

本文提供方法和设备以解决上文所陈述的需要。如下文所述，CPM信号可表示为一组脉冲成形函数(且由一组脉冲成形函数形成)。为了简化接收器设计，CPM信号可近似为仅由“主”脉冲成形函数形成的PSK调制的信号，所述“主”脉冲成形函数是在CPM信号的所有脉冲成形函数中具有最大能量的脉冲成形函数。可基于此CPM到PSK近似来更简单地执行信道估计和数据检测。然而，如果基于此近似来执行接收器处理，那么接收到的CPM信号中的信号功率的估计值将主要含有由于主脉冲成形函数而导致的功率，且由于剩余的脉冲成形函数而导致的功率将被视为噪声而不是信号。这因而导致对高C/I条件的不精确的C/I估计值。

可通过证明CPM到PSK近似来获得对接收到的CPM信号的更精确的C/I估计值。可获得接收到的CPM信号的信号功率估计值和噪声功率估计值。这些功率估计值具有由于CPM到PSK近似而导致的误差。可(例如)通过理论推导、计算机模拟或经验测量来确定主脉冲成形函数的能量与剩余的脉冲成形函数的能量之间的差Δ。可基于信号功率估计值和差Δ来估计近似误差。接着可基于信号功率估计值、噪声功率估计值和近似误差估计值来计算C/I估计值。下文进一步详细描述C/I估计值的各种计算步骤。此C/I估计值即使在具有CPM到PSK近似的情况下也相对较精确，且可用于各种目的，例如选择适当的数据速率，在解码之前按比例缩放数据的突发，等等。

在一个实施例中，提供一种用于利用连续脉冲调制(CPM)来估计通信系统中的信号质量(C/I)的方法，所述方法包含：估计接收到的CPM信号中的信号功率；估计接收到的CPM信号中的噪声功率；估计由于利用不同于CPM的另一调制格式来近似接收到的CPM信号而导致的误差；和基于估计出的信号功率、估计出的噪声功率和估计出的近似误差来导出接收到的CPM信号的C/I估计值。

在另一实施例中，提供一种用于估计全球移动通信系统(GSM)系统中的信号质量(C/I)的方法，其包含：估计接收到的高斯最小移位键控(GMSK)调制的信号中的信号功率；估计接收到的GMSK调制的信号中的噪声功率；估计由于将接收到的GMSK调制的信号近似为移相键控(PSK)调制的信号而导致的误差；和基于估计出的信号功率、估计出的噪声功率和估计出的近似误差来导出接收到的GMSK调制的信号的C/I估计值。

在另一实施例中，提供可操作以利用连续相位调制(CPM)来估计无线通信系统中的信号质量(C/I)的设备，所述设备包含：信号估计器，其操作以估计接收到的CPM信号中的信号功率；噪声估计器，其操作以估计接收到的CPM信号中的噪声功率；和C/I估计器，其操作以估计由于利用不同于CPM的另一调制格式来近似接收到的CPM信号而导致的误差，并基于估计出的信号功率、估计出的噪声功率和估计出的近似误差来导出接收到的CPM信号的C/I估计值。

附图说明

当结合附图考虑时，本发明的特征和性质将从下文所陈述的详细描述中变得更明显，在附图中，类似参考符号始终对应地标识，且附图中：

图1展示全球移动通信系统(GSM)系统中的发射实体和接收实体；

图2展示发射实体处的高斯最小移位键控(GMSK)调制器；

图3展示接收实体处的GMSK解调器；

图4展示导出CPM信号的C/I估计值的过程；

图5展示GSM中所使用的突发格式；和

图6A和6B分别展示基于与被截和完整训练序列的相关来估计信道脉冲响应。

具体实施方式

词“示范性”在本文中用来表示“用作实例、例子或说明”。本文描述为“示范性”的任何实施例或设计都不一定被解释为与其它实施例或设计相比为优选或有利的。

本文所述的C/I估计技术可用于各种类型的CPM信号且用于各种无线通信系统。为了清楚起见，特别针对GSM中所使用的GMSK调制的信号来描述这些技术。

图1展示GSM系统中的发射实体110和接收实体150的方框图。发射实体110可为基站或无线装置，且接收实体150也可为无线装置或基站。在发射实体110处，发射(TX)数据处理器112基于一个或一个以上编码和交错方案来接收、格式化、编码并交错数据，且为GMSK调制器120提供输入位流。调制器120对输入位执行GMSK调制(如由GSM指定且在下文描述)，并提供GMSK调制的信号(或简称为GMSK信号)。发射器单元(TMTR)122调节(例如，滤波和放大)GMSK信号以产生经由天线124发射到接收实体150的射频(RF)调制的信号。

在接收实体150处，由发射实体110发射的RF调制的信号由天线152接收并提供到接收器单元(RCVR)154。接收器单元154调节并数字化所接收到的GMSK信号并提供样本流。接着，GMSK解调器160处理样本，估计接收到的GMSK信号的C/I，并提供经解调的数据。接收(RX)数据处理器162解交错并解码经解调的数据以恢复由发射实体110发送的数据。GMSK解调器160和RX数据处理器162的处理是分别与发射实体110处的GMSK调制器120和TX数据处理器112所执行的处理互补的。

控制器130和170分别指导发射实体110和接收实体150处的操作。存储器单元132和172分别为由控制器130和170使用的程序代码和数据提供存储。

图2展示用于在发射实体110处产生GMSK信号的GMSK调制器120的方框图。在GMSK调制器120内，差分编码器212接收输入位{b(n)}并对其执行差分编码，并提供代码符号{a(n)}。每个代码符号a(n)对应于一个输入位b(n)，且基于所述输入位b(n)和前一输入位b(n-1)而产生。为了简单起见，每个输入位b(n)和每个代码符号a(n)具有+1或-1的值，即b(n)∈{-1，+1}且a(n)∈{-1，+1}。高斯低通滤波器214接收代码符号并对其进行滤波。滤波器214具有BT乘积0.3，其中B表示滤波器的-3 dB带宽，且T表示一个符号周期。对于BT＝0.3来说，滤波器214针对每个代码符号a(n)提供具有近似四个符号周期(4T)的持续时间的频率脉冲g(t)。积分器216求滤波器214的输出的积分并提供调制信号m(t)，所述调制信号m(t)针对每个频率脉冲g(t)且因此针对每个代码符号a(n)均含有相位脉冲(t)。由于频率脉冲具有近似4T的持续时间，所以每个代码符号a(n)被发送超过四个符号周期。由于由GSM界定的滤波和积分，调制信号m(t)在每个符号周期T中转变最多90°或π/2。相位转变的方向在信号群集(signal constellation)上是顺时针或逆时针的且由代码符号的值来确定。相位调制器218从积分器216接收调制信号m(t)且从本机振荡(LO)产生器220接收载波信号，用调制信号来调制载波信号，并提供GMSK信号。

GMSK信号s(t)可以连续时间t表达如下：

其中nT＜t＜(n+1)T，    等式(1)

其中(t)是由滤波器214和积分器216确定的相位脉冲/函数；

θ₀是任意相位值；且

exp(jx)＝cos(x)+j sin(x)。

为了简单起见，等式(1)展示GMSK信号的基带表示，使得从等式(1)省略载波信号的角频率的“ωt”项。等式(1)指示代码符号{a(n)}嵌入GMSK信号的相位中。等式(1)还指示通过使每个代码符号a(n)与相位函数的延迟型式(t-nT)相乘，且对所有代码符号的按比例缩放的和延迟的相位函数进行求和，来获得GMSK信号的相位。为了简单起见，在以下描述中省略{b(n)}和{a(n)}的括弧“{ }”。

等式(1)中所示的经相位调制的GMSK信号可以离散时间n表示为经振幅调制的信号的叠加/总和，如下：

$s\left(n\right)=a_0\left(n\right)\⊗c_0\left(n\right)+a_1\left(n\right)\⊗c_1\left(n\right)+...=\underset{i=0}{\mathrm{\Σ}}{a}_i\left(n\right)\⊗c_i\left(n\right),$ 等式(2)

其中表示卷积运算。

c_i(n)表示第i个脉冲成形函数；且

a_i(n)表示脉冲成形函数c_i(n)的输入符号。

等式(2)指示复杂的GMSK信号s(n)可表达为经振幅调制的信号的总和。每个经振幅调制的信号是通过对脉冲成形函数c_i(n)与其对应的输入符号a_i(n)进行卷积而产生的。对于GMSK来说，存在八个脉冲成形函数，其表示为c_i(n)，其中i＝0，1，…7。在这八个函数中，c₀(n)是主脉冲成形函数且比剩余的脉冲成形函数大得多。每个脉冲成形函数的输入符号a_i(n)可基于与所述函数关联的已知变换而从代码符号a(n)中导出。在每个脉冲成形函数的a_i(n)与a(n)之间存在一对一映射。对于GMSK来说，对输入位b(n)执行差分编码以获得代码符号a(n)，且主脉冲成形函数c₀(n)的输入符号a₀(n)可表达为：

a₀(n)＝jⁿ·b(n)，  等式(3)

其中 $j=\sqrt{-1}.$ P.A.Laurent在题为“Exact and Approximate Construction of DigitalPhase Modulations by Superposition of Amplitude Modulated Pulses(AMP)”的论文(IEEETransactions on Communications，第COM-34卷，第2号，1986年2月)中描述CPM信号到经振幅调制的脉冲(AMP)表示的分解、脉冲成形函数和这些脉冲成形函数的输入符号的产生。

图3展示用于处理在接收实体150处接收到的GMSK信号的GMSK解调器160的实施例。GMSK信号s(n)经由信道模型310传输，信道模型310包括传播信道312和用于加性噪声的加法器314。传播信道312具有脉冲响应p(n)，其包括无线信道的效应以及在发射实体110处执行的任何发射脉冲成形和在接收实体150处执行的任何预滤波。“信道”噪声w(n)是接收到的GMSK信号中的总噪声，且包括来自无线信道的噪声以及接收器噪声。在GMSK解调器160的输入处接收到的GSM信号r(n)可表达为：

等式(4)

其中

是由接收到的GMSK信号r(n)观察到的第i个脉冲成形函数。通过对原始脉冲成形函数c_i(n)与传播信道的脉冲响应p(n)进行卷积来获得函数

在GMSK解调器160内，旋转器330对接收到的GSM信号r(n)执行相位旋转，以取消GMSK调制器120的差分编码的效应。旋转器330使接收到的GMSK信号中的每个连续样本旋转-90°(例如，使第一样本旋转-90°，第二样本旋转-180°，第三样本旋转-270°，第四样本旋转0°，第五样本旋转-90°等等)。经旋转的GMSK信号

可表达为：

$\tilde{r}\left(n\right)=\mathrm{\Σ}{b}_i\left(n\right)\⊗{\tilde{c}}_i\left(n\right)+\tilde{w}\left(n\right),$ 等式(5)

其中

是旋转的GMSK信号 的第i个“有效”脉冲成形函数。

b_i(n)＝j^-n·a_i(n)表示函数

的输入符号；且

是信道噪声w(n)的旋转型式。

通过旋转第i个原始脉冲成形函数c_i(n)的输入符号a_i(n)来产生第i个有效脉冲成形函数

的输入符号b_i(n)。旋转导致

的输入符号等于进入GMSK调制器中的输入位，或b₀(n)＝j^-n·a₀(n)＝b(n)，其通过使用等式(3)中的a₀(n)＝jⁿ·b(n)而获得。

为了简化接收器处理，旋转的GMSK信号可近似为二进制移相键控(BPSK)信号，如下：

$\hat{r}\left(n\right)=b_0\left(n\right)\⊗{\tilde{c}}_0\left(n\right)+\tilde{w}\left(n\right),$ 等式(6)

其中

为估计出的GMSK信号。等式(6)中所示的GMSK到BPSK近似依靠主脉冲成形函数c₀(n)比剩余的脉冲成形函数大得多的事实。在此情况下，等式(5)中的旋转的GMSK信号

的求和中

的单项用于等式(6)中估计出的GMSK信号

当c₀(n)比所有其它的脉冲成形函数都大得多时，估计出的GMSK信号

是旋转的GMSK信号

的良好近似。由于估计出的GMSK信号

仅含有一个脉冲成形函数，所以信道估计和数据检测被简化。

信道估计器340接收旋转的GMSK信号

并导出由旋转的GMSK信号观察到的信道脉冲响应的估计值

如下文所述，根据等式(6)中所示的GMSK到BPSK近似来执行信道估计，使得已知训练序列的输入符号b₀(n)用于导出信道脉冲响应估计值。由于此GMSK到BPSK近似，信道脉冲响应估计值近似且类似主有效脉冲成形函数，或

$\hat{h}\left(n\right)\≈{\tilde{c}}_0\left(n\right).$

数据检测器350接收旋转的GMSK信号

和信道脉冲响应估计值 并执行数据检测以恢复主脉冲成形函数的输入符号b₀(n)。数据检测器350可实施最大相似性序列估计器(maximum likelihood sequence estimator，MLSE)，其在给定旋转GMSK信号

和信道脉冲响应估计值

的情况下确定最有可能已经被传输的符号序列。GSM的数据检测是此项技术中已知的且本文不作描述。数据检测器350提供硬决策/位估计值

其为输入符号b₀(n)的估计值。位估计值 由RX数据处理器162解交错和解码以获得经解码的数据(图3中未图示)。

为了获得C/I估计值，信号估计器360接收并卷积信道脉冲响应估计值

与位估计值

以产生重构的信号。此重构的信号是由于主脉冲成形函数的缘故而导致的旋转的GMSK信号中的信号分量的估计值。加法器362接收重构的信号，并从旋转的GMSK信号中减去重构的信号以获得噪声估计值

如下：

$\hat{w}\left(n\right)=\tilde{r}\left(n\right)={\hat{b}}_0\left(n\right)\⊗\hat{h}\left(n\right),$ 等式(7)

其中

是旋转的GMSK信号中的噪声

的估计值。尽管图3中为了简单起见未展示，但旋转的GMSK信号通常在加法器362之前被延迟以与重构的信号时间上对准。

信号功率估计器344计算信号功率的估计值P_signal，如下：

$P_{\mathrm{signal}}=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\hat{h}\left(n\right)\right|}^2,$ 等式(8)

其中M是针对信道脉冲响应估计值

的抽头的数目。M也是信道脉冲响应估计值的长度。也可基于来自信号估计器360的输出来导出信号功率估计值，或 $P_{\mathrm{signal}}=E\left[{|{\hat{b}}_0\left(n\right)\⊗\hat{h}\left(n\right)|}^2\right],$ 其中E[x]为x的预期值。噪声功率估计器364计算噪声功率的估计值P_noise，如下：

$P_{\mathrm{noise}}=\frac{1}{N}\·\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\hat{w}\left(n\right)\right|}^2=E\left[{\left|\hat{w}\left(n\right)\right|}^2\right].$ 等式(9)

在GSM中，数据以突发的形式传输，其中每个突发运载N个输入位的序列，或b(0)...b(N-1)。可针对每个突发来计算噪声功率估计值。

接着，C/I估计器370可计算接收到的GMSK信号的C/I估计值(或突发SNR估计值)，如下：

${C/I}_{\mathrm{bpsk}}=\frac{P_{\mathrm{signal}}}{P_{\mathrm{noise}}}=\frac{\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\hat{h}\left(n\right)\right|}^2}{E\left[{\left|\hat{w}/\left(n\right)\right|}^2\right]}.$ 等式(10)

等式(10)指示，假定由于GMSK到BPSK近似而导致的误差是可忽略的，那么C/I估计值的精确度视信道脉冲响应估计值 的精确度而定。这是因为信号和噪声功率估计值两者都是基于

而导出的。

如等式(10)中所示而获得的C/I估计值对于低C/I条件来说(例如，对于12dB或更低的接收到C/I来说)相对较精确。然而，此C/I估计值对于高C/I条件来说(例如，对于16 dB或更大的接收到C/I来说)饱和。C/I估计值饱和的值视估计信道脉冲响应的方式而定。

等式(10)中的C/I估计值的饱和是由于仅以主脉冲成形函数

来近似接收到的GMSK信号的缘故，如等式(6)中所示。对于高C/I条件来说，信道估计器340为估计出的GMSK信号提供精确的信道脉冲响应估计值，使得

。同样对于高C/I条件来说，数据检测器350基于旋转的GMSK信号来提供精确的位估计值，使得

。噪声估计值

因而包括信道噪声，以及除主脉冲成形函数之外的所有脉冲成形函数的信号分量。因此，噪声估计值

可表达为：

$\hat{w}\left(n\right)\≈b_1\left(n\right)\⊗{\tilde{c}}_1\left(n\right)+b_2\left(n\right)\⊗{\tilde{c}}_2\left(n\right)+...+\hat{w}\left(n\right).$ 等式(11)

如果

且

那么可用“＝”符号来代替等式(11)中的“≈”符号。因而具有近似误差的噪声功率估计值可表达为：

$P_{\mathrm{noise}}=E\left[{\left|\hat{w}\left(n\right)\right|}^2\right]=\underset{i\≥1}{\mathrm{\Σ}}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\tilde{c}}_i\left(n\right)\right|}^2+E\left[{\left|\tilde{w}\left(n\right)\right|}^2\right].$ 等式(12)

那么等式(10)中的C/I估计值可表达为：

${C/I}_{\mathrm{bpsk}}=\frac{\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\hat{h}\left(n\right)\right|}^2}{E\left[{|\hat{w}/\left(n\right)|}^2\right]}\≈\frac{\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\tilde{c}}_0\left(n\right)\right|}^2}{\underset{i\≥1}{\mathrm{\Σ}}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\tilde{c}}_i\left(n\right)\right|}^2+E\left[{\left|\tilde{w}\left(n\right)\right|}^2\right]},$ 等式(13)

其中L是主有效脉冲成形函数

的长度。

等式(13)指示仅以主脉冲成形函数

来近似接收到的GMSK信号导致剩余的脉冲成形函数

等等被视为噪声而不是视为信号。因此，即使不具有信道噪声，或 $E\left[{\left|\tilde{w}\left(n\right)\right|}^2\right]=0,$ C/I估计值也在C/I_sat处饱和，其为：

${C/I}_{\mathrm{sat}}=\frac{\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\tilde{c}}_0\left(n\right)\right|}^2}{\underset{i\≥1}{\mathrm{\Σ}}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\tilde{c}}_i\left(n\right)\right|}^2}=\frac{P_{\mathrm{dom}}}{P_{\mathrm{rem}}},$ 等式(14)

其中P_dom是主有效脉冲成形函数的功率；且

P_rem是剩余的有效脉冲成形函数的功率。

计算机模拟指示对于GMSK来说，C/I_sat近似为20dB。可将功率P_rem视为由于GMSK到BPSK近似而导致的误差。在低C/I条件下，近似误差小于信道噪声且对C/I估计值的精确度具有可忽略的影响。然而，在高C/I条件下，近似误差大于信道噪声且导致C/I估计值在C/I_sat处饱和。

接收到的GMSK信号的真实C/I可表达为：

等式(15)

等式(15)中的第二相等是从旋转器330的旋转操作不改变信号功率或噪声功率的事实得出的。信号分量的功率在接收到的GMSK信号r(n)和旋转的GMSK信号

中是相同的。此外，信道噪声功率与旋转的噪声功率相同，或 $E\left[{\left|w\left(n\right)\right|}^2\right]=E\left[{\left|\tilde{w}\left(n\right)\right|}^2\right].$ 对于具有平坦的频率响应的加性白高斯噪声(AWGN)信道来说，等式(15)可表达为：

等式(16)

如等式(13)和(16)中所示，C/I估计值的饱和是由于将剩余的脉冲成形函数中的信号功率视为等式(13 )中的噪声分量而不是视为等式(16)中的信号分量而导致。

可通过证明GMSK到BPSK近似误差来获得接收到的GMSK信号的更精确的C/I估计值C/I_est，如下：

${C/I}_{\mathrm{est}}=\frac{\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\hat{h}\left(n\right)\right|}^2+P_{\mathrm{error}}}{E\left[{\left|\tilde{w}\left(n\right)\right|}^2\right]-P_{\mathrm{error}}}\≈\frac{\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\tilde{c}}_0\left(n\right)\right|}^2+\underset{i\≥1}{\mathrm{\Σ}}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\tilde{c}}_i\left(n\right)\right|}^2}{E\left[{\left|\tilde{w}\left(n\right)\right|}^2\right]},$ 等式(17)

其中P_error是P_rem的估计值。使用等式(13)和(16)来获得等式(17)。如上文所说明，P_rem约比P_dom小20dB。同样，可假定P_dom等于信号功率，或

$P_{\mathrm{dom}}=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\tilde{c}}_0\left(n\right)\right|}^2\≈\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\hat{h}\left(n\right)\right|}^2=P_{\mathrm{signal}}.$ 等式(18)

在此情况下，可基于信号功率来估计P_error，如下：

$P_{\mathrm{error}}={10}^{-\mathrm{\Δ}/10}\×\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\hat{h}\left(n\right)\right|}^2\≈0.01\×\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\hat{h}\left(n\right)\right|}^2,$ 等式(19)

其中Δ是P_dom与P_rem之间的差(以dB计)，且对于GMSK来说，Δ在等式(19)中被估计为Δ≈20dB。

等式(18)中所示的假定通常对于高C/I条件比对于低C/I条件来说更精确，因为对于高C/I来说，信道脉冲响应估计值更精确。因此，等式(18)中所示的估计值的精确度视接收到的GMSK信号的C/I而定。然而，可选择参数Δ的适当的值，使得可获得较宽范围的接收到的C/I的精确的C/I估计值。

如等式(17)中所示，在C/I_est的计算中，从噪声功率估计值 中减去近似误差估计值P_error。由于各种原因(例如使用有限数目的样本来估计信号功率和噪声功率)，此减法的结果可为零或负值。如果这种情况发生，那么可将C/I_est设定为预定最大C/I值，或C/I_est＝C/I_max。

图4展示导出CPM信号(例如GMSK信号)的C/I估计值的过程400的流程图。起初，为参数Δ确定适当的值，Δ指示主有效脉冲成形函数的能量与剩余的有效脉冲成形函数的能量之间的差(方框412)。对于可被选择以供使用的任何CPM方案/格式来说，可基于所述CPM方案/格式的可用参数值(例如，高斯低通滤波器的BT值)且如Laurent所描述来确定用于所述CPM方案/格式的一组脉冲成形函数{c_i(n)}。可基于传播信道的脉冲响应p(n)来为每个脉冲成形函数c_i(n)导出有效脉冲成形函数

或 ${\tilde{c}}_i\left(n\right)=j^{-n}\·c_i\left(n\right)\⊗p\left(n\right).$ 接着，可将参数Δ设定为主有效脉冲成形函数

的能量与剩余的有效脉冲成形函数

的能量的比率，其中i＝1，2，...，如下：

$\mathrm{\Δ}={10\log }_{10}\left(\frac{\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\tilde{c}}_0\left(n\right)\right|}^2}{\underset{i\≥1}{\mathrm{\Σ}}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\tilde{c}}_i\left(n\right)\right|}^2}\right)\≈{10\log }_{10}\left(\frac{\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\hat{h}\left(n\right)\right|}^2}{\underset{i\≥1}{\mathrm{\Σ}}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\tilde{c}}_i\left(n\right)\right|}^2}\right).$ 等式(20)

对于AWGN信道来说，脉冲响应p(n)含有单位量值的单个抽头，且 ${\tilde{c}}_i\left(n\right)=j^{-n}\·c_i\left(n\right).$ 对于多路径信道来说，脉冲响应p(n)含有多个抽头。可经由计算机模拟、经验测量等等，和(为了简单起见)通过假定使用与AWGN信道的Δ值相同的Δ值，来确定Δ的值。

接着，基于将接收到的CPM信号近似为PSK信号来估计接收到的CPM信号的信号功率(方框414)。可基于信道脉冲响应估计值(如等式(8)中所示)或基于重构的信号来计算信号功率估计值P_signal。计算接收到的CPM信号中的噪声且基于CPM到PSK近似来估计噪声功率(方框416)。举例来说，可如等式(7)中所示来计算噪声估计值，且可如等式(9)中所示来计算噪声功率估计值P_noise。接着，基于信号功率估计值P_signal和参数Δ，例如，如P_error＝10^-Δ×10×P_signal，来估计CPM到PSK近似误差(方框418)。接着，基于信号功率估计值P_signal、噪声功率估计值P_noise和近似误差估计值P_error来导出接收到的CPM信号的C/I估计值(方框420)，如下：

${C/I}_{\mathrm{est}}=\frac{P_{\mathrm{signal}}+P_{\mathrm{error}}}{P_{\mathrm{nosie}}-P_{\mathrm{error}}}.$ 等式(21)

可进一步对C/I估计值进行后处理(例如，在多个突发上进行滤波)以获得接收到的C/I的更可靠的估计值。

过程400可用于导出近似为PSK信号的任何CPM信号的精确的C/I估计值。一般来说，可以一个或多个脉冲成形函数来近似接收到的CPM信号。参数Δ接着将指示用于适合PSK信号使用的所有的脉冲成形函数的能量与所有的剩余脉冲成形函数的能量之间的差。

如上文所说明，信道脉冲响应估计值影响信号功率估计值和噪声功率估计值两者，其两者进而影响C/I估计值。可以各种方式来估计信道脉冲响应。下文针对GSM具体描述几种信道估计方案。

图5展示GSM中所使用的用于传输通信量数据的突发格式500。每个突发包括两个尾位(TB)字段、两个数据字段、一训练序列字段和一保护周期(GP)。在括弧内展示每个字段的位的数目。每个突发在一个时隙中传输，所述一个时隙在GSM中为0.577msec。

GSM界定可在训练序列字段中发送的八个不同训练序列(或中间码(midamble))。每个训练序列含有26个位且被界定使得前五个位(标记为‘A’)重复，且其次的五个位(标记为‘B’)也重复，如图5中所示。每个训练序列u(n)还被界定使得所述序列与所述序列的16位被截型式v(n)的相关等于(1)对于零时间移位来说为16(如图5中所示)，(2)对于时间移位±1、±2、±3、±4和±5来说为零，和(3)对于任何其它时间移位来说为零或非零值。对于理想的训练序列来说，自相关在无时间移位的情况下为最大值且对于所有其它时间移位来说为零。

图6A展示基于与16位被截训练序列v(n)的相关来估计信道脉冲响应。训练序列部分的估计出的GSM信号

可表达为：

$\hat{r}\left(n\right)\≈h\left(n\right)\⊗u_0\left(n\right)+\tilde{w}\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(i\right)\·u_0(n-i)+\tilde{w}\left(n\right),$ 等式(22)

其中u₀(n)表示主脉冲成形函数c₀(n)的输入符号，其是基于训练序列位u(n)且通过使用与用于b₀(n)的变换相同的变换而导出。由于GMSK到BPSK近似，可将训练序列的估计出的GSM信号

视为仅含有主脉冲成形函数c₀(n)的输入符号u₀(n)。

旋转的GMSK信号

与被截训练序列v(n)中的样本之间的相关可表达为：

$z\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{r}(n+i)\·v_0^{*}\left(i\right)\≈\underset{j=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(j\right)\·[\underset{i=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_0(n+i-j)\·v_0^{*}\left(i\right)]+w^{\′}\left(n\right)\≈K\·h\left(n\right),$ 等式(23)

其中v₀(i)为26位序列u₀(n)的16位被截部分，“*”表示复共扼，K＝16，且w′(n)为通过用v₀ ^*(i)来处理

中的

而获得的经后处理的噪声。等式(23)指示每个时间移位n的相关结果z(n)近似等于所述时间移位处的信道抽头的按比例缩放的型式。因此，相关结果z(n)可用作所述时间移位的信道抽头估计值。可在以相关中的预期峰值处为中心的小窗(例如，具有10个位周期)中为不同的时间移位执行相关，所述小窗是第一个‘B’部分的开始。因为对于+5到-5位周期的时间移位来说，被截训练序列的自相关为零，所以对于这些时间移位来说，信道抽头估计不含有相关误差。

图6B展示基于与26位完整训练序列u(n)的相关来估计信道脉冲响应。主脉冲成形函数的旋转的GMSK信号

与训练序列输入符号u₀(n)中的样本在以相关中的预期峰值为中心的小窗(例如，具有10个位周期)中为不同时间移位而相关，所述小窗在此情况下为第一个‘A’部分的开始。每个时间移位n的相关结果z(n)近似等于所述时间移位处的信道抽头的按比例缩放的型式。为相关使用较长的序列允许收集信道抽头估计值的更多的能量。然而，因为完整训练序列u(n)的自相关仅对于某些特定时间移位来说为零，所以信道抽头估计值在具有非零自相关的时间移位处含有相关误差。

图6A或6B中所示的相关为不同的时间移位提供相关结果z(n)。这些相关结果可直接用作信道脉冲响应估计值的信道抽头。或者，可(例如)使用最小均方(LMS)程序、Weiner Hopf程序或可证明GSM中所使用的训练序列u(n)的非理想自相关特性的某一其它程序来对相关结果进行后处理。也可(例如)通过丢弃具有小于预定阈值的功率的信道抽头来处理信道抽头估计值。

如本文所述而导出的C/I估计值可有利地用于各种目的。下文描述一些示范性用途。

C/I估计值可用于为数据传输选择适当的数据速率(或简称为速率)。举例来说，在GSM中，自适应多速率(AMR)声码器用于编码语音数据。AMR声码器支持多个编码器/解码器(编解码器)模式，且每个编解码器模式与特定的速率关联。举例来说，AMR全速率支持8个速率12.2、10.2、7.95、7.4、6.7、5.9、5.15和4.75kbps的8种编解码器模式。12.2kbps的编解码器模式具有最高速率和最低压缩比，且AMR声码器针对语音数据的每个20msec块产生12.2kbps×20msec＝244位。数据的每个20msec块经编码以获得456个代码位，所述代码位可在GSM中所使用的固定帧结构中传输。AMR声码器为不同的编解码器模式提供不同量的冗余。具有最高速率的编解码器模式提供最少量的冗余，其因而导致最小误差校正能力。对于具有最低速率的编解码器模式来说相反情况成立。因此较高速率的编解码器模式通常用于良好信道条件，且较低速率的编解码器模式通常用于不良信道条件。数据编码与信道条件之间的此适应用于在话音质量与通信误差速率之间实现良好的折衷。

接收实体(其可为无线装置或基站)可导出每个突发的C/I估计值(如上文所述)且将此C/I估计值用作信道质量指示符。可(例如)基于运行平均数(running average)来对多个突发的C/I估计值进行滤波。可(例如)以逐个突发为基础将(经滤波的或未经滤波的)C/I估计值与一组C/I阈值进行比较。基于比较的结果，接收实体可确定是否请求发射实体使用可在话音质量与可靠传输的概率之间实现较好折衷的不同编解码器模式。举例来说，如果C/I估计值超过预定C/I阈值，那么可将信道条件视为得到充分改进，且接收实体可请求执行较少比较且因此提供较高话音质量的编解码器模式。此益处是以较少误差保护为代价而获得的，较少误差保护可能因改进的信道条件而为可接受的。对于某些情况来说，可使用高达28dB的C/I阈值。本文所述的技术允许接收实体估计并报告较高的接收到的C/I，这允许为良好信道条件选择具有较高速率的编解码器模式。

C/I估计值也可用于在解码之前按比例缩放经由无线信道接收到的多个突发。对于GSM来说，发射实体可将数据的每个块分成多个子块且可在一个时隙中将每个子块作为突发来发射。无线信道可用不同的信道响应来使每个经发射的突发失真，且可进一步用不同量的噪声来使每个经发射的突发降级。接收实体接收经发射的突发并处理每个接收到的突发以获得突发的软决策量度(或简称为“软量度”)。软量度是接收实体获得的由发射实体发送的单位(或“硬”)值的多位值。接收实体可使用基于突发的C/I估计值而确定的缩放因数来按比例缩放给定数据块的每个接收到的突发的软量度。基于每个突发的C/I估计值对每个突发进行按比例缩放允许基于其C/I估计值在解码过程中给予不同突发适当的权数。

C/I估计值也可用作不良帧指示符(BFI)以确定接收到的突发是“良好”还是“不良”。举例来说，可导出每个突发的C/I估计值，并将其与C/I阈值进行比较。如果C/I估计值高于C/I阈值，且满足其它标准(如果有的话)，那么可断言突发为“良好”，否则就断言其为“不良”。如果被认为是“良好”，那么可进一步解码突发，否则就丢弃所述突发。不良帧指示符也可用于其它目的。举例来说，如果突发被认为是“良好”，那么可收集有关信息并将其用于自动频率控制(AFC)、时间跟踪等等。不同的C/I阈值可用于不同的目的。

上文已经描述了C/I估计值的一些示范性用途。C/I估计值还可用于其它目的，且这在本发明的范围内。

本文所述的C/I估计技术可由各种装置来实施。举例来说，这些技术可在硬件、软件或其组合中实施。对于硬件实施方案来说，用于执行C/I估计的处理单元(例如图3中所示的处理单元)可在一个或一个以上专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理装置(DSPD)、可编程逻辑装置(PLD)、场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、经设计以执行本文所述的功能的其它电子单元，或其组合内实施。

对于软件实施方案来说，可用执行本文所述的功能的模块(例如，程序、函数等等)来实施C/I估计技术。软件代码可存储在存储器单元(例如，图1中的存储器单元172)中并由处理器(例如控制器170)来执行。存储器单元可建构在处理器内或处理器外，在后者情况下，存储器单元可经由此项技术中已知的各种装置来通信地耦合到处理器。

提供对所揭示的实施例的先前描述以使所属领域的技术人员能够制造或使用本发明。对这些实施例的各种修改对于所属领域的技术人员来说将是容易明了的，且本文所界定的一般原理可在不脱离本发明的精神或范围的情况下应用于其它实施例。因此，本发明不希望被限于本文所示的实施例，而是应符合与本文所揭示的原理和新颖特征一致的最广范围。

Claims (29)

1.一种利用连续相位调制(CPM)来估计一通信系统中的信号质量(C/I)的方法，其包含：

估计一接收到的CPM信号中的信号功率；

估计所述接收到的CPM信号中的噪声功率；

估计由于利用不同于CPM的另一调制格式来近似所述接收到的CPM信号而导致的误差；和

基于所述估计出的信号功率、所述估计出的噪声功率和所述估计出的近似误差来导出所述接收到的CPM信号的一C/I估计值。

2.根据权利要求1所述的方法，其中将所述接收到的CPM信号近似为一移相键控(PSK)调制的信号，且其中基于将所述接收到的CPM信号近似为一PSK调制的信号来估计所述信号功率和所述噪声功率。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述接收到的CPM信号为一高斯最小移位键控(GMSK)调制的信号且被近似为一二进制移相键控(BPSK)调制的信号。

4.根据权利要求1所述的方法，其中基于复数个脉冲成形函数来形成所述接收到的CPM信号，且其中以所述复数个脉冲成形函数中一具有最大能量的主脉冲成形函数来近似所述接收到的CPM信号。

5.根据权利要求4所述的方法，其中基于一指示所述主脉冲成形函数的能量与所述复数个脉冲成形函数中的剩余者的能量的一比率的参数来估计所述近似误差。

6.根据权利要求5所述的方法，其中将所述参数设定为约20分贝(dB)。

7.根据权利要求5所述的方法，其中基于所述估计出的信号功率来进一步估计所述近似误差。

8.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含：

基于所述接收到的CPM信号来导出一信道脉冲响应估计值，且其中基于所述信道脉冲响应估计值来估计所述信号功率和所述噪声功率。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述估计出的信号功率等于所述信道脉冲响应估计值的能量。

10.根据权利要求8所述的方法，其中所述估计所述噪声功率的步骤包含：

检测所述接收到的CPM信号中的位；

基于所述检测到的位和所述信道脉冲响应估计值来产生一重构的信号；

基于所述接收到的CPM信号和所述重构的信号来导出一噪声估计值；和

计算所述噪声估计值的功率以获得所述估计出的噪声功率。

11.根据权利要求8所述的方法，其中基于利用另一调制格式近似所述接收到的CPM信号来导出所述信道脉冲响应估计值。

12.根据权利要求1所述的方法，其中通过使所述接收到的CPM信号与一已知训练序列相关来导出所述信道脉冲响应估计值。

13.根据权利要求12所述的方法，其中基于复数个脉冲成形函数来形成所述接收到的CPM信号，且其中所述已知训练序列是用于所述复数个脉冲成形函数中一具有最大能量的主脉冲成形函数。

14.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含：

将所述C/I估计值与一个或一个以上C/I阈值进行比较；和

基于所述比较的一结果来选择一数据速率。

15.根据权利要求14所述的方法，其中所述一个或一个以上C/I阈值中的至少一者为20分贝(dB)或更高。

16.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含：

从所述接收到的CPM信号获得复数个数据突发；

为所述复数个突发中的每一者导出一C/I估计值；和

基于为所述突发导出的所述C/I估计值来按比例缩放数据的每个突发。

17.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含：

将所述C/I估计值与一C/I阈值进行比较；和

基于所述比较的一结果来宣布从所述接收到的CPM信号获得的一数据块是良好的还是不良的。

18.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含：

对所导出的C/I估计值进行持续复数个时间间隔的滤波，以获得具有较大可靠性的经滤波的C/I估计值。

19.根据权利要求1所述的方法，其中所述通信系统为一全球移动通信系统(GSM)系统。

20.一种估计一全球移动通信系统(GSM)系统中的信号质量(C/I)的方法，其包含：

估计一接收到的高斯最小移位键控(GMSK)调制的信号中的信号功率；

估计所述接收到的GMSK调制的信号中的噪声功率；

估计由于将所述接收到的GMSK调制的信号近似为一移相键控(PSK)调制的信号而导致的误差；和

基于所述估计出的信号功率、所述估计出的噪声功率和所述估计出的近似误差来导出所述接收到的GMSK调制的信号的一C/I估计值。

21.一种可操作以利用连续相位调制(CPM)来估计一无线通信系统中的信号质量(C/I)的设备，其包含：

一信号估计器，其操作以估计一接收到的CPM信号中的信号功率；

一噪声估计器，其操作以估计所述接收到的CPM信号中的噪声功率；和

一C/I估计器，其操作以估计由于利用不同于CPM的另一调制格式来近似所述接收到的CPM信号而导致的误差，且基于所述估计出的信号功率、所述估计出的噪声功率和所述估计出的近似误差来导出所述接收到的CPM信号的一C/I估计值。

22.根据权利要求21所述的设备，其中所述接收到的CPM信号被近似为一移相键控(PSK)调制的信号，且其中基于将所述接收到的CPM信号近似为一PSK调制的信号来估计所述信号功率和所述噪声功率。

23.根据权利要求21所述的设备，其中基于复数个脉冲成形函数来形成所述接收到CPM信号，其中以所述复数个脉冲成形函数中一具有最大能量的主脉冲成形函数来近似所述接收到的CPM信号，且其中基于一指示所述主脉冲成形函数的能量与所述复数个脉冲成形函数的剩余者的能量的一比率的参数来估计所述近似误差。

24.根据权利要求21所述的设备，其进一步包含：

一信道估计器，其操作以基于所述接收到的CPM信号来导出一信道脉冲响应估计值，且其中基于所述信道脉冲响应估计值来估计所述信号功率和所述噪声功率。

25.一种可操作以利用连续相位调制(CPM)来估计一无线通信系统中的信号质量(C/I)的设备，其包含：

用于估计一接收到的CPM信号中的信号功率的装置；

用于估计所述接收到的CPM信号中的噪声功率的装置；

用于估计由于利用不同于CPM的另一调制格式来近似所述接收到的CPM信号而导致的误差的装置；和

用于基于所述估计出的信号功率、所述估计出的噪声功率和所述估计出的近似误差来导出所述接收到的CPM信号的一C/I估计值的装置。

26.根据权利要求25所述的设备，其中所述接收到的CPM信号被近似为一移相键控(PSK)调制的信号，且其中基于将所述接收到的CPM信号近似为一PSK调制的信号来估计所述信号功率和所述噪声功率。

27.根据权利要求25所述的设备，其中基于复数个脉冲成形函数来形成所述接收到CPM信号，其中以所述复数个脉冲成形函数中一具有最大能量的主脉冲成形函数来近似所述接收到的CPM信号，且其中基于一指示所述主脉冲成形函数的能量与所述复数个脉冲成形函数的剩余者的能量的一比率的参数来估计所述近似误差。

28.根据权利要求25所述的设备，其进一步包含：

用于基于所述接收到的CPM信号来导出一信道脉冲响应估计值的装置，且其中基于所述信道脉冲响应估计值来估计所述信号功率和所述噪声功率。

29.一种用于存储指令的处理器可读媒体，所述指令可在一无线装置中操作以：

估计一接收到的连续相位调制(CPM)信号中的信号功率；

估计所述接收到的CPM信号中的噪声功率；

估计由于利用不同于CPM的另一调制格式来近似所述接收到的CPM信号而导致的误差；和

基于所述估计出的信号功率、所述估计出的噪声功率和所述估计出的近似误差来导出所述接收到的CPM信号的一信号质量(C/I)估计值。

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