CN101025904B - 在显示面板驱动器内的放大器偏移抵消 - Google Patents

Abstract

一种用于驱动显示面板的数据驱动器具有生成多个灰阶电压的灰阶电压生成器电路；以及驱动电路，响应输入显示数据，从多个灰阶电压选择被选灰阶电压，并将具有对应于被选灰阶电压的电压电平的数据信号输出到显示面板。灰阶电压生成器电路包括生成偏压的放大器以及由偏压生成多个灰阶电压的电压生成器电路。放大器被设计成能够反转放大器的偏移电压的极性。控制放大器的偏移电压的极性使得在某一帧周期中用于驱动显示面板的特定像素的放大器的偏移电压的极性与在另一帧周期中用于驱动特定像素的放大器的偏移电压的极性相反。

Description

在显示面板驱动器内的放大器偏移抵消

技术领域

本发明涉及显示设备、数据驱动器和显示驱动方法，以及更具体地说，涉及由对应于各个灰阶电平的灰阶电压，生成被馈送到各个像素的数据信号。

背景技术

在具有大的显示面板的显示设备内，通常由多个数据驱动器驱动显示面板。在这种显示设备中，将显示面板划分成多个区域，区域的数量与数据驱动器的数量相同，并且由相关数据驱动器分别驱动各个区域。

图1是示例说明这种设计的液晶显示设备的典型结构的框图。图1的液晶显示设备具有液晶显示面板101、多个数据驱动器1021至102N、多个栅极驱动器103、灰阶生成电源电路104和定时控制器105。液晶显示面板101划分成多个区域1061至106N，以及每个区域106i与相关数据驱动器102i相连。

每一数据驱动器102i生成具有对应于从定时控制器105接收的显示数据的电压电平的数据信号，由此，驱动液晶显示面板101的相关区域106i内的信号线(或数据线)。由显示定时控制信号(包括极性信号、移位脉冲和锁存信号等等)，控制数据驱动器102的操作定时。

栅极驱动器103响应栅极驱动器定时控制信号(包括垂直同步信号等等)，驱动液晶显示面板104内的扫描线(或栅极线)。

定时控制器105为数据驱动器102提供显示数据。另外，定时控制器105为数据驱动器102提供显示定时控制信号，以及为栅极驱动器103提供栅极驱动器定时控制信号，由此实现液晶显示设备的定时控制。

灰阶生成电源104将一组灰阶电压生成偏压V0至V8馈送到各个数据驱动器102。灰阶电压生成偏压V0至V8具有各自不同的电压电平，用来在各自的数据驱动器102内生成灰阶电压。每一数据驱动器由灰阶电压生成偏压V0至V8，生成与各自允许的灰阶电平有关的灰阶电压集，并响应该显示数据，通过选择所生成的灰阶电压，生成数据信号。通过该灰阶电压生成偏压V0至V8，控制数据驱动器102的伽马特性(即，馈送到数据驱动器102的显示数据的值与由数据驱动器102生成的数据信号的信号电平间的关系)。

然而，图1所示的液晶显示设备的结构从成本观点看并不有利。一个原因是为提供灰阶生成电压电路104和数据驱动器102间的电连接，需要增加有线线路的数量，而另一原因是由于与数据驱动器102分开地设置灰阶生成电源104，不希望地增加液晶显示设备内的部件的数量。

为降低成本，如图2所示，提供在每一数据驱动器102A内单个集成灰阶生成电源电路的结构(见日本公开专利申请No.2004-279482)。当使用这种结构时，通过每一数据驱动器102A内的灰阶生成电源电路104A，生成一组灰阶电压生成偏压，并根据该灰阶电压生成偏压，生成与所使用的相应允许的灰阶电平相对应的一组灰阶电压。

然而，图2A所示的液晶显示设备100A存在所谓“块间不均匀”的缺陷。所谓“块间不均匀”是这样一种现象：液晶显示面板101的各区域106上的显示图像的色差(color shading)随着相应数据驱动器102A的特性而不同。

根据本发明人的研究，“块间不均匀”的一个原因是在各自的数据驱动器102A中的灰阶生成电压电路104A内集成的放大器的偏移电压变化。在灰阶生成电源电路104A集成的放大器的偏移电压在数据驱动器间必然不同。偏移电压的变化不希望地导致数据驱动器的伽马特性的变化。

例如假定这样一种情形：当每一数据驱动器102A内的灰阶生成电源电路104A由恒压电源201、202以及一对放大器203和204组成，并通过在放大器203和204的输出间连接的串联连接的电阻器205，生成灰阶电压V0至V63。在这种情况下，响应该显示数据，从灰阶电压V0至V63选择馈送到特定像素的数据信号的电压电平。

使灰阶电压电源电路104A内的放大器203和204的偏移电压进入四个状态“状态1”至“状态4”的被选一个，分别如图4A至4D所示。在图4A至4D中，符号“V_H ^*”，“V_L ^*”分别表示放大器203和204的所需输出电压。“状态1”是放大器203的实际输出电压比所需值V_H ^*高偏移量A，以及放大器204的实际输出电压比所需值V_L ^*低偏移量B的状态。“状态2”是放大器203的实际输出电压比所需值V_H ^*低偏移量A，以及放大器204的实际输出电压比所需值V_L ^*低偏移量B的状态。“状态3”是放大器203的实际输出电压比所需值V_H ^*高偏移量A，以及放大器204的实际输出电压比所需值V_L ^*高偏移量B的状态。最后，“状态4”放大器203的实际输出电压比所需值V_H ^*低偏移量A，以及放大器204的实际输出电压比所需值V_L ^*高偏移量B的状态。

各个数据驱动器102A的伽马特性取决于各个数据驱动器102A被设置在何种状态。各个数据驱动器102A的状态是由制造变化来随机确定的，这导致各个数据驱动器102A的伽马特性的变化。这样一种情形也适合于当增加在灰阶生成电源电路104A内集成的放大器的数量时的情形。

灰阶生成电源电路104A内的放大器的偏移电压的变化导致各个数据驱动器102A的伽马特性的变化。这导致对于相同的显示数据，由数据驱动器生成的数据信号的电压电平在数据驱动器间是不同的。人眼将伽马特性内的这种变化识别为“块间不均匀”。例如，当相邻数据驱动器102A的伽马特性彼此远远不同时，人眼不希望地识别到由相邻数据驱动器102A驱动的区域间的边界。

由此所述，图2A所示的液晶显示设备100A遇到“块间不均匀”，导致灰阶生成电源电路内的放大器的偏移电压的变化。

发明内容

在本发明的方面中，一种显示设备具有显示面板，包括在其上按行和列排列像素；以及与显示面板相连的多个数据驱动器，多个数据驱动器的每一个具有：灰阶电压生成器电路，生成多个灰阶电压；以及驱动电路，响应输入显示数据，从多个灰阶电压选择被选灰阶电压，以及将具有对应于被选灰阶电压的电压电平的数据信号输出到显示面板。灰阶电压生成器电路包括放大器，生成偏压；以及电压生成器电路，由偏压生成多个灰阶电压。放大器设计成能够反转放大器的偏移电压的极性。控制放大器的偏移电压的极性以便使在某一帧周期中，用于驱动显示面板的特定像素的放大器的偏移电压的极性与在另一帧周期中，用于驱动特定像素的放大器的偏移电压的极性相反。

在由此设计的显示设备中，在第一和第二帧周期间反转放大器的偏移电压的极性，以便根据时间平均值，实际上抵消馈送到像素的数据信号的电压电平与所需值的误差。这有效地减少由生成偏压的放大器的偏移电压的变化引起的“块间不均匀”。

附图说明

从结合附图所做出的下述描述，本发明的上述和其他优点和特征将是显而易见的，其中：

图1是示例说明传统的液晶显示设备的典型结构的框图；

图2是示例说明传统的液晶显示设备的另一典型结构的框图；

图3是示例说明灰阶电压生成器电路的结构的例子的电路图；

图4A至4D示例说明解释在传统的灰阶电压生成器电路内的放大器的偏移电压的影响的图；

图5是示例说明在本发明的第一实施例中的显示设备的结构的框图；

图6是示例说明第一实施例中的显示设备的数据驱动器的结构的框图；

图7是示例说明在图6所示的数据驱动器内集成的灰阶电压生成器电路的结构的电路图；

图8A和8B是示例说明生成灰阶电压生成偏压的放大器的结构的电路图；

图9A是示例说明放大器的偏移电压的极性和数据信号的极性的优选控制方法的时序图；

图9B是示例说明放大器的偏移电压的极性和数据信号的极性的另一优选控制方法的时序图；

图10A是示例说明从某一数据驱动器输出的数据信号的电压电平的图；

图10B是示例说明从另一数据驱动器输出的数据信号的电压电平的图；

图11是示例说明在图6所示的数据驱动器6内的灰阶电压生成器电路的另一容许结构的电路图；

图12是示例说明帧速率控制的例子的原理图；

图13是示例说明生成适合于帧速率控制的减色数据的方法的原理图；

图14是示例说明本发明的第二实施例中的显示设备的结构的框图；

图15A和15B是示例说明数据驱动器的不期望操作的时序图，其中，不适当地实现帧速率控制和放大器的偏移电压的极性的切换控制；

图16是示例说明FRC误差和放大器的偏移电压的极性的切换的优选控制方法的时序图；

图17A是示例说明在当实现图16所示的控制时的情况下，某一数据驱动器的操作的时序图；

图17B是示例说明在当实现图16所示的控制时的情况下，另一数据驱动器的操作的时序图；

图18是示例说明数据信号的极性、放大器的偏移电压的极性和FRC误差的另一优选控制方法的时序图；

图19是示例说明第二实施例中的显示设备的另一结构的框图；以及

图20是示例说明在本发明的第二实施例中的数据驱动器的另一结构的框图。

具体实施方式

现在，将参考示例说明实施例，描述本发明。本领域的技术人员将意识到使用本发明的教导，能实现许多另外的实施例，以及本发明不限于为说明目的而示例说明的实施例。应注意到用相同或类似的参考数字表示相同或相应的元件。下标用来区分用相同参考数字表示的元件，以及当用相同参考数字表示的元件不必区分时，可以省略下标。

第一实施例

图5是示例说明本发明的第一实施例中的显示设备的结构的框图。图5所示的显示设备具有液晶显示面板1、多个数据驱动器2₁至2_N、多个栅极驱动器3、定时控制器5。液晶显示面板1划分成多个区域6₁至6_N，以及每一区域6_i与相应的数据驱动器2_i相连。

液晶显示面板1具有在水平方向中延伸的一组扫描线，在垂直方向中延伸的一组信号线，以及排列在扫描线和信号线的各个交叉点的像素。应注意到，在图5中未示出扫描线、信号线和像素。在下文中，在水平方向中排列的像素行可以称为线。同一线中的像素与相同扫描线相连，并在相同水平周期中驱动。

数据驱动器2i生成具有对应于从定时控制器5接收的显示数据的电压电平的数据信号以便驱动液晶显示面板1的相关区域6i内的信号线(数据线)。在该实施例中，显示数据为6位数据。由显示定时控制信号(包括极性信号、锁存信号和移位脉冲)，控制数据驱动器2的操作定时。

栅极驱动器3响应栅极驱动器定时控制信号(包括垂直同步信号)，驱动液晶显示面板1的扫描线(栅极线)。将由数据驱动器2生成的数据信号馈送到与由栅极驱动器3选择的扫描线相连的像素，以便驱动液晶显示面板1内的各自的像素。

定时控制器5为数据驱动器2提供显示数据。另外，定时控制器5包含显示定时生成器电路7，以及通过使用显示定时生成器电路7，实现液晶显示设备的定时控制。显示定时生成器电路7将显示定时控制信号馈送到数据驱动器2，以及还将栅极驱动器定时控制信号馈送到栅极驱动器3。

另外，设计显示定时生成器电路7来生成偏移抵消控制信号，以及将偏移抵消控制信号馈送到数据驱动器2。使用偏移抵消控制信号来控制在每一数据驱动器2内集成的灰阶生成电源电路中的放大器的偏移电压。在下文中，将描述偏移抵消控制信号的细节。

图6是示例说明数据驱动器2的结构的框图。数据驱动器2分别具有移位寄存器21、数据寄存器22、锁存电路23、电平转换电路24、D/A转换器25、一组输出放大器26、灰阶电压生成器电路27和定时生成器电路28。

移位寄存器21用来生成一组控制信号，用于控制数据寄存器电路22内的各个寄存器锁存相关显示数据的定时。移位寄存器21具有串行输入和并行输出结构，以及响应从显示定时生成器电路7接收的移位脉冲，执行数据移位操作。数据移位操作导致顺序地激活馈送到数据寄存器电路22的控制信号，以便顺序地操作数据寄存器电路22内的各自的寄存器。

数据寄存器电路22设计成从定时控制器5顺序地接收显示数据。数据寄存器电路22包含一组寄存器(未示出)，其数量与由数据驱动器2驱动的数据线的数量相同，每一寄存器被配置成存储用于一个像素的显示数据。这种结构允许数据寄存器电路22存储属于一线的像素的显示数据。数据寄存器电路22内的各自的寄存器从移位寄存器接收控制信号，以及响应相关控制信号，锁存显示数据。

锁存电路23响应从显示定时生成器电路7接收的锁存电路，用于锁存属于来自数据寄存器电路22的一线的像素的显示数据。所锁存的显示数据通过电平转换电路24，传送到D/A转换器25。

电平移位电路24提供在锁存电路23的输出和D/A转换器25的输入间匹配的信号电平。

D/A转换器25提供用于从锁存电路23接收的显示数据的D/A转换。从灰阶电压生成器电路27接收的一组灰阶电压V₀ ⁺至V₆₃ ⁺和V₀ ^-至V₆₃ ^-用于由D/A转换器25D/A转换。灰阶电压V₀ ⁺至V₆₃ ⁺相对于公共电平(即，液晶显示面板1的背面电极上的电压电平)，具有“正”极性，以及灰阶电压V₀ ^-至V₆₃ ^-相对于公共电平，具有“负”极性，同时下述公式成立：

$V_{63}^{-}<V_{62}^{-}<...<V_0^{-}<V_{\mathrm{com}}<V_0^{+}<V_1^{+}<...V_{63}^{+}$

其中，V_com是公共电平。在本说明书中，相对于该公共电平(即，液晶显示面板1的背面电极上的电压电平)，来定义灰阶电压和数据信号的极性。

当通过“正”数据信号来驱动特定像素时，D/A转换器25选择对应于特定像素的显示数据的灰阶电压，并将被选灰阶电压输出到相关输出放大器26。来讲，当特定像素的显示数据为“k”，其是从0至63的整数，以及通过正数据信号，驱动特定像素时，选择灰阶电压V_k ⁺并输出到相关输出放大器26。因此，当特定像素的显示数据为“k”以及通过负数据信号，驱动特定像素时，选择灰阶电压V_k ^-并输出到相关输出放大器26。

根据从显示定时生成器电路7接收的极性信号，控制从与各个像素相关的D/A转换器25输出的灰阶电压的极性，以便实现逆驱动。响应极性信号，每帧周期(即，以两个帧周期的周期)，反转馈送到各个像素的数据信号的极性。

输出放大器26响应从D/A转换器25接收的灰阶电压，生成数据信号，以便驱动液晶显示面板1内的相关信号线。输出放大器26分别由电路跟随器组成，以及数据信号的电压电平基本上等于从D/A转换器25接收的灰阶电压。

灰阶电压生成器电路27将灰阶电压V₀ ⁺至V₆₃ ⁺和V₀ ^-至V₆₃ ^-馈送到D/A转换器。灰阶电压生成器电路27从显示定时显示电路27接收偏移抵消控制信号。偏移抵消控制信号用来控制在灰阶电压生成器电路27内集成的放大器的偏移电压。如下文详细所述，其在本实施例的显示设备中很重要，因为在灰阶电压生成器电路27内集成的放大器的偏移电压可控制。

图7是示例说明灰阶电压生成器电路27的结构的电路图。灰阶电压生成器电路27具有灰阶生成电源电路31、串联连接的电阻器32，34、放大器33₀-33₆₃以及35₀-35₆₃。灰阶生成电源电路31生成用偏压，用来生成灰阶电压V₀ ⁺至V₆₃ ⁺和V₀ ^-至V₆₃ ^-。在该实施例中，灰阶生成电源电路31生成四个偏压V_H ⁺、V_L ⁺、V_L ^-和V_H ^-。偏压V_H ⁺和V_L ⁺的极性为正，而V_L ^-和V_H ^-的极性为负。偏压V_H ⁺、V_L ⁺、V_L ^-和V_H ^-的电压电平满足下述关系：

$V_H^{+}>V_L^{+}>V_{\mathrm{com}}>V_L^{-}{>V}_H^{-}$

其中，V_com是公共电平。将偏压V_H ⁺馈送到串联连接的电阻器32的一端，以及将偏压V_L ⁺馈送到串联连接的电阻器32的另一端。另一方面，将偏压V_L ^-馈送到串联连接的电阻器34的一端以及将偏压V_H ^-馈送到串联连接的电阻器34的另一端。串联连接的电阻器32和放大器33₀-33₆₃充当由偏压V_H ⁺和V_L ⁺，生成灰阶电压V₀ ⁺至V₆₃ ⁺的电路。放大器33₀-33₆₃通过串联连接的电阻器32两端生成的电压，生成灰阶电压V₀ ⁺至V₆₃ ⁺。具体地，放大器33₀-33₆₃的输入与在串联连接的电阻器32上制备的抽头连接，以及将放大器33₀-33₆₃分别设计成操作为电压跟随器。因此，分别从放大器33₀-33₆₃的输出，输出灰阶电压V₀ ⁺至V₆₃ ⁺。灰阶电压V₀ ⁺至V₆₃ ⁺分别具有对应于在放大器33₀-33₆₃与串联连接的电阻器32相连的抽头上的电压电平的电压电平。

因此，串联连接的电阻器34和放大器35₀-35₆₃充当由偏压V_H ^-和V_L ^-，生成灰阶电压V₀ ^-至V₆₃ ^-的电路。放大器33₀-33₆₃分别操作为电压跟随器，以及由在串联连接的电阻器34两端生成的电压，生成灰阶电压V₀ ^-至V₆₃ ^-。灰阶电压V₀ ^-至V₆₃ ^-分别具有对应于在放大器35₀-35₆₃与串联连接的电阻器34相连的抽头上的电压电平的电压电平。

灰阶生成电源电路31具有放大器36₁，36₂，37₁，37₂和恒压电源38a，38b，39a和39b。恒压电源38a，38b，39a和39b分别生成与偏压V_H ⁺、V_L ⁺、V_L ^-和V_H ^-相同电平的电压。放大器36₁，36₂，37₁，37₂操作为电压跟随器，以及分别由从恒压电源38a，38b，39a和39b接收的电压，生成偏压V_H ⁺、V_L ⁺、V_L ^-和V_H ^-。

放大器36和37分别配置成使得能够反转其偏移电压的极性。通常，由两个输入放大器组成的电压跟随器由于例如成对差动晶体管的特性差异，不可避免地发生某一极性的偏移。详细地，当将某一输入电压输入到具有与另一输入相连的输出的双输入放大器的一个输出时，双输入放大器的输出电压理想地等于输入电压，然而，由于双输入放大器的特性，输出电压可能与输入电压相差正或负偏移量。在该实施例中，响应偏移抵消控制信号，切换放大器36和37的偏移电压的极性。

图8A是示例说明放大器36和37的示例性结构的电路图。放大器36和37均由PMOS晶体管MP1，MP2、NMOS晶体管MN1至MN3、开关元件S1至S8、恒流源I1，I2以及电容器C组成。

PMOS晶体管MP1和MP2操作为放大器36和37的输入级内的晶体管对。PMOS晶体管MP1和MP2的源极与恒流源I1的输出相连。恒流源I1的输入与具有电压电平VDD(即电源电平)的电力线相连。PMOS晶体管MP1和MP2的漏极分别与NMOS晶体管MN1和MN2的漏极相连。

NMOS晶体管MN1和MN2的栅极被共同连接起来，因此，NMOS晶体管MN1和MN2以电流镜的方式来工作。NMOS晶体管MN1和MN2的源极与具有电压电平VSS(即接地电平)的电力线共同相连。

由NMOS晶体管MN1和MN2组成的电流镜的输入和输出可由开关元件S1至S4切换。NMOS晶体管MN1和MN2的漏极分别通过开关元件S1和S2，与NMOS晶体管MN1和MN2的共同连接栅极相连。NMOS晶体管MN1和MN2的漏极进一步分别通过开关元件S3和S4，与NMOS晶体管MN3的栅极相连。当通过接通开关元件S1和S4以及断开开关元件S2和S3时，NMOS晶体管MN1的漏极用作电流镜的输入，NMOS晶体管MN2的漏极用作电流镜的输出。当开关元件S2和S3接通以及开关元件S1和S4断开时，另一方面，NMOS晶体管MN2的漏极用作电流镜的输入，NMOS晶体管MN1的漏极用作电流镜的输出。

NMOS晶体管MN3具有与带电压电平V_SS的电力线相连的源极，以及漏极与输出端V_OUT和恒流源I2的输出相连。恒流源I₂的输入与带电压电平V_DD的电力线相连。输出端V_OUT通过电容器C，与NMOS晶体管MN3的栅极相连。

使用开关元件S5至S8来在输入端Vin、输出端Vout和PMOS晶体管MP1和MP2的栅极间切换连接。开关元件S5连接在输出端和PMOS晶体管MP2的栅极间，开关元件S6连接在输出端Vout和PMOS晶体管MP1的栅极间。另一方面，开关元件S7连接在输入端Vin和PMOS晶体管MP1的栅极间，开关元件S8连接在输入端Vin和PMOS晶体管MP2的栅极间。

当如图8A所示，构造放大器36和37时，放大器36和37的偏移电压的极性和大小取决于PMOS晶体管MP1和MP2的特性的差异以及NMOS晶体管MN1和MN2的差异。可通过开关元件S5至S8的接通和断开来反转放大器36和37的偏移电压的极性。

当需要将放大器36或37的偏移电压设置到某一极性时，如图8A所示，接通开关元件S6和S8，断开开关元件S5和S7。因此，输入端Vin与PMOS晶体管MP2电连接，输出端Vout与PMOS晶体管MP1电连接。另外，接通开关元件S1和S4，断开开关元件S2和S3。这导致NMOS晶体管MN1的漏极充当电流镜的输入，而NMOS晶体管MN2的漏极充当电流镜的输出。

另一方面，当期望放大器36或37的偏移电压设置到相反极性时，接通开关元件S5和S7，断开开关元件S6和S8，如图8B所示。因此，输入端Vin与PMOS晶体管MP1电连接，输出端Vout与PMOS晶体管MP2电连接。另外，接通开关元件S2和S3，断开开关元件S1和S4。这导致NMOS晶体管MN2的漏极充当电流镜的输入，而NMOS晶体管MN1的漏极充当电流镜的输出。

上述操作允许放大器36和37切换偏移电压的极性。作为强调，应注意到，放大器36和37的结构不限于图8A所示，而且允许反转偏移电压的极性的其他结构可以应用于放大器36和37。

本实施例的显示设备的一个特征在于：在显示驱动器2中，按照某一周期来开关在灰阶生成电源电路31内的放大器36和37的偏移电压的极性。在该实施例中，如图9A所示，每两帧为周期(即，以四帧周期为周期)来切换放大器36和37的偏移电压的极性。换句话说，分别操作放大器36和37以便其偏移电压在某两个帧周期中具有特定极性，而偏移电压在接下来的两个帧周期中具有相反极性。

这种操作使得能够抵消在液晶显示面板1各像素的灰阶生成电源电路31内的放大器36和37的偏移电压的影响，由此消减时间平均方面，数据驱动器2中的伽马特性的差异。这有利地降低了由于放大器36和37的偏移电压内的变化而引起的“块间不均匀”。

应注意到，切换数据信号的极性的周期为两帧周期，比切换放大器36和37的偏移电压的极性的周期短。这有助于降低施加到每一像素的驱动电压的直流分量，以及显示出数据信号的极性和放大器36和37的偏移电压的任何可能组合。对于一个特定像素，存在用于数据信号的两个容许状态，以及用于放大器36和37的偏移电压的两个容许状态。这意味着对于每一数据驱动器2，存在四个容许状态。为抵消放大器36和37的偏移电压的影响，有利的是每一数据驱动器4周期性地显示出这四个状态。同时，理想的是降低施加到每一像素的驱动电压的直流分量，以最短周期反转数据信号的极性。因此，按照两帧周期为周期，来反转数据信号的极性，而按照四帧周期为周期，来反转放大器36和37的偏移电压的极性。

例如，在放大器的偏移电压36₁，36₂，37₁，37₂分别设置成“+A”、“+B”、“+C”和“+D”的情况下，在第一帧周期中，通过正数据信号驱动特定像素。在图9中，“V_H ⁺*”、“V_L ⁺*”、“V_L ^-*”和“V_H ^-*”是由放大器36₁，36₂，37₁，37₂生成的偏压的所需值。应注意到与偏压“A”、“B”、“C”和“D”附加的正号仅表示将偏移电压的极性设置成两个可能极性的一个，放大器36₁，36₂，37₁，37₂的偏移电压可以为负。图9表示放大器36₁，36₂和37₁的偏移电压为正，以及放大器37₂的偏移电压为负的情形。

在第一帧周期后的第二帧周期，在放大器36₁，36₂，37₁，37₂的偏移电压的极性与第一帧周期中相同的情况下，通过负数据信号，驱动特定像素。在第二帧周期后的第三帧周期，在放大器36₁，36₂，37₁，37₂的偏移电压的极性与第一帧周期相反的情况下，通过正数据信号驱动特定像素，换句话说，将放大器36₁，36₂，37₁，37₂的偏移电压设置成“-A”、“-B”、“-C”和“-D”。在第三帧周期后的第四帧周期中，在放大器36₁，36₂，37₁，37₂的偏移电压的极性与第三帧周期中相同的情况下，通过负数据信号，驱动特定像素。在下述帧中，重复第一至第四帧周期中的操作。

在下文中，将通过其中显示图像以使得在相当长的时间周期中、将所有像素设置成相同灰阶电平的例子，描述以下事实：所述操作有效地降低了“块间不均匀”。应注意到当将所有像素设置成相同灰阶电平时，图像最严重地遭受“块间不均匀”。

图10A示例说明由数据驱动器2₁顺序地产生的数据信号的电压电平，以及图10B示例说明由数据驱动器2₂顺序地产生的数据信号的电压电平。应注意到在图10A和10B所示的操作中，将相关显示数据的值设置成“2”。在下文中，将对应于显示数据“2”的灰阶电压V₂ ⁺的期望值称为“V₂ ⁺*”，以及将灰阶电压V₂ ^-的期望值称为“V₂ ^-*”。在图10A和10B所示的操作中，期望数据驱动器2₁和2₂分别输出具有与灰阶电压V₂ ⁺和V₂ ^-相同的电压电平的数据信号，然而，由于其偏移电压，数据驱动器2₁和2₂实际上并没有产生这种数据信号。

假定这样一种情形：数据驱动器2₁内的放大器36₁和36₂的偏移电压分别设置成“+A”和“+B”，以及数据驱动器2₂内放大器36₁和36₂的偏移电压分别设置成“+A”和“+B”，而串联连接的电阻器32由具有相同电阻R的63个电阻器组成；应注意到，仅仅为了简单起见，才做出这种假定，尽管串联连接的电阻器32内的各个电阻器的电阻实际上是根据所需伽马特性来确定的。在这种情况下，实际上在数据驱动器2₁内的串联连接的电阻器32上生成的灰阶电压V₂ ⁺表示如下：

$V_2^{+}=\frac{2(V_H^{+}+A)}{63}+\frac{61(V_L^{+}+B)}{63}$

$={V_2^{+}}^{*}+\frac{2A}{63}+\frac{61B}{63}$

而实际上在数据驱动器2₂内的串联连接的电阻器32上生成的灰阶电压V₂ ⁺’表示如下：

${V_2^{+}}^{\&prime;}=\frac{2(V_H^{+}+A^{\&prime;})}{63}+\frac{61(V_L^{+}+B^{\&prime;})}{63}$

$={V_2^{+}}^{*}+\frac{{2A}^{\&prime;}}{63}+\frac{{61B}^{\&prime;}}{63}$

所附加的撇号表示该数量与数据驱动器2₂有关。如从这些公式所理解到的，放大器36₁和36₂的偏移电压导致真正生成的灰阶电压V₂ ⁺和V₂ ⁺’不同于所需灰阶电压V₂ ⁺*。由于偏移电压A和A’彼此不同，以及偏移电压B和B’彼此不同，因而响应于显示数据“2”，由数据驱动器2₁和2₂生成的正灰阶电压V₂ ⁺不同。

这些同样适用于负灰阶电压V₂ ^-。当将数据驱动器2₁内放大器37₁和37₂的偏移电压分别设置成“+C”和“+D”，以及数据驱动器2₂内放大器371和372的偏移电压分别设置成“+C”和“+D”，如下表示在数据驱动器2₁内的串联连接的电阻器34上实际生成的灰阶电压V₂ ^-：

$V_2^{-}=\frac{2(V_L^{-}+C)}{63}+\frac{61(V_H^{-}+D)}{63}$

$={V_2^{-}}^{*}+\frac{2C}{63}+\frac{61D}{63}$

而实际上在数据驱动器2₂内的串联连接的电阻器34上生成的灰阶电压V₂ ^-’表示如下：

$V_2^{-}=\frac{2(V_L^{-}+C^{\&prime;})}{63}+\frac{61(V_H^{-}+D^{\&prime;})}{63}$

$={V_2^{-}}^{*}+\frac{{2C}^{\&prime;}}{63}+\frac{{61D}^{\&prime;}}{63}$

如从这些公式理解到，放大器37₁和37₂的偏移电压导致实际生成的灰阶电压V₂ ^-和V₂ ^-’不同于所需的灰阶电压V₂ ^-*。由于偏移电压C和C’彼此不同，以及偏移电压D和D’彼此不同，因此响应于显示数据“2”，由数据驱动器2₁和2₂生成的负灰阶电压V₂ ^-不同。

如此所述，由于放大器36的偏移电压，实际灰阶电压V₂ ⁺和V₂ ^-不同于所需值V₂ ⁺*和V₂ ^-*，而且与所需值V₂ ⁺*和V₂ ^-*的误差在数据驱动器2₁和2₂之间不同。具体地，数据驱动器2₁输出具有电压电平V₂ ⁺*+a的数据信号，而数据驱动器2₂输出具有电压电平V₂ ⁺*+a’的数据信号，其中，a和a’是与所需值V₂ ⁺*的误差，由放大器36₁和36₂的偏移电压“+A”和“+B”而定。通常，误差a和a’彼此不同，因为放大器36₁和36₂的特性不同。

在第二帧周期中，数据驱动器2₁输出具有电压电平V₂ ^-*+d的数据信号，而数据驱动器2₂输出具有电压电平V₂ ^-*+d’的数据信号，其中，d和d’是与所需值V₂ ^-*的误差，由放大器36₁和36₂的偏移电压“+C”和“+D”而定。通常，误差d和d’彼此不同，因为放大器37¹和37₂的特性不同。

如果使放大器36和37的偏移电压的极性保持不变，在下述帧周期中，重复与第一和第二帧周期中相同的操作，将a和a’间和d和d’间的差值观察为像素的灰阶电平；这导致由数据驱动器2₁驱动的像素的灰阶电平稍微不同于由数据驱动器2₂驱动的像素的灰阶电平其结果是，在整个液晶显示面板1上观察到“块间不均匀”。

在该实施例中，通过反转放大器36和37的偏移电压的极性，在每一数据驱动器2内抵消由放大器36和37的偏移电压引起的、数据信号的电压电平与所需值的误差。具体地，在第三帧周期中，将放大器36₁和36₂的偏移电压设置成“-A”和“-B”，以便具有与在第一帧周期中相反的极性。因此，数据驱动器2₁输出具有电压电平V₂ ⁺*-a的数据信号，而数据驱动器2₂输出具有电压电平V₂ ⁺*-a’的数据信号。在第四帧周期中，将放大器371和372的偏移电压设置成“-C”和“-D”，以便具有与在第二帧周期中相反的极性。因此，数据驱动器2₁输出具有电压电平V₂ ^-*-d的数据信号，而数据驱动器2₂输出具有电压电平V₂ ^-*-d’的数据信号。在下述帧周期中，重复第一至第四帧周期中的操作。

根据时间平均，这种操作使得由数据驱动器2₁驱动的像素的灰阶电平能够事实上等于由数据驱动器2₂驱动的像素的灰阶电平，由此降低“块间不均匀”。详细地，在(4j+1)和(4j+3)帧周期间，相对于显示数据“2”的、由数据驱动器2₁和2₂生成的正数据信号的电平电压的误差被抵消。因此，根据时间平均，对于显示数据“2”，由数据驱动器2₁和2₂生成的正数据信号的电压电平事实上等于所需值V₂ ⁺*。相应地，根据时间平均，对于显示数据“2”，由数据驱动器2₁和2₂生成的负数据信号的电压电平事实上等于所需值V₂ ^-*。因此，对于相同显示数据，由数据驱动器2₁驱动的像素的灰阶电平理想地等于由数据驱动器2₂驱动的像素的灰阶电平，这有效地避免了“块间不平均”。

事实上，放大器36和37的偏移电压的大小可以取决于偏移电压的极性，这可能导致未完全地避免“块间不均匀”，然而，本领域的技术人员易于理解到，即使当放大器36和37的偏移电压的大小随着其极性而有所不同时，也能有效地降低“块间不均匀”。

在按照每两个帧周期来切换放大器36和37的偏移电压的图9A中，图9A所示的操作中的一个问题在于：当偏移电压大时，可能在每两个帧周期中，大大地改变了各个像素的灰阶电平。这可能在液晶显示面板1上观察为闪烁。

为减小闪烁，优选的是驱动液晶显示面板1内的像素以便放大器的偏移电压的极性在相邻线间相反。图9B示例说明当在相邻线间反转放大器的偏移电压的极性时的情形中，驱动器2的操作。尽管图9B示例说明当液晶显示面板1支持SXGA(超级扩展图形阵列)时的情形的操作(其中，线数为1024)，然而，本领域的技术人员将意识到线数不限于1024。

在第一和第二帧周期中，在驱动奇数线中的像素中，将放大器36₁，36₂，37₁，37₂的偏移电压分别设置成“+A”、“+B”、“+C”和“+D”，在驱动偶数线中的像素中，将放大器36₁，36₂，37₁，37₂的偏移电压分别设置成“-A”、“-B”、“-C”和“-D”。在第三和第四帧周期中，在驱动奇数线中的像素中，将放大器36₁，36₂，37₁，37₂的偏移电压分别设置成“-A”、“-B”、“-C”和“-D”，在驱动偶数线中的像素中，将放大器36₁，36₂，37₁，37₂的偏移电压分别设置成“+A”、“+B”、“+C”和“+D”。在下述帧周期中，重复第一至第四帧周期中的操作。根据该操作，在相邻线间，反转放大器36和37的偏移电压的极性，同时为每一线，以每两帧为周期来反转放大器36和37的偏移电压的极性。

如上所述，在该实施例中的显示设备通过反转灰阶生成电源电路内的放大器的偏移电压的极性，有效地降低“块间不均匀”。另外，该实施例中的显示设备通过反转相邻线间的放大器的偏移电压的极性，有效地减少闪烁。

应注意到，可以以不同方式来修改灰阶生成电源电路的结构。应特别注意到，对于当灰阶生成电源电路内的放大器的数量不是2时的情形，同样能够通过反转放大器的偏移电压的极性，来减少“块间不均匀”。如图11所示，例如，每一数据驱动器2内的灰阶生成电源电路1可以具有恒流源41、42、44、45，串联连接的电阻器43、44，放大器36₁至36_M以及放大器37₁至37_M，其中，M是等于或大于3的整数。按照某一周期进行的各个放大器36和37的偏移电压的反转，同样适合于这种减少“块间不均匀”的情形。

第二实施例

在第二实施例中，通过帧速率控制(FRC)控制，实现伪多重灰阶显示。帧速率控制是这样一种技术：通过以预定多个帧周期为周期来改变像素的灰阶电平，事实上获得具有许多灰阶电平的灰阶显示，如图12所示。图12示例说明了以四帧周期为周期的帧速率控制技术的例子。在图12所示的帧速度控制中，在帧1、2和4中，将显示数据设置成值“2”，而在帧3中，将显示数据设置成值“1”。这实现用于显示数据“1.75”的伪灰阶显示。

帧速率控制技术通常伴有减色。假定这样一种情形：为定时控制器5外部提供的显示数据为8位数据，而数据驱动器2仅适用于6位显示数据，如图13所示。在这种情况下，通过从8位显示数据中减少2位的颜色，生成6位显示数据，并响应所生成的6位显示数据，驱动信号线。在下文中，为区分的必要，将定时控制器5外部提供的显示数据称为“输入显示数据”，以及将通过减色生成的显示数据称为“减色数据”。

根据帧速率控制，生成减色数据，以便使用6位减色数据，事实上生成8位灰阶显示。可以通过使用抖动矩阵，生成减色数据的有序抖动，或使用输入显示数据和相邻像素的减色数据间的误差，生成目标像素的减色数据的误差扩散，实现减色。

图13示例说明用于特定像素的减色的例子，更具体地说，用于具有值“7”的8位输入显示数据的2位减色。在用于特定像素的减色中，通过计算8位输入显示数据和2位FRC误差(或噪声)的和，并四舍五入所获得的和的最后两位，来生成减色数据。在图13所示的过程中，从“00”、“01”、“10”和“11”选择FRC误差，以及在这四个值中，周期性地切换FRC误差。当将有序抖动用于减色时，通过改变所使用的抖动矩阵，实现FRC误差的切换。当使用误差扩散时，另一方面，通过周期性地改变为每一线的左端像素限定的初始值，实现FRC误差的切换。

为实现帧速率控制，该实施例中的显示设备的定时控制器5包括FRC计算电路8。FRC计算电路8根据8位输入显示数据，来生成6位减色数据，并向数据驱动器2提供所生成的6位减色数据。每一数据驱动器2内的数据寄存器电路22从FRC计算电路8接收6位减色数据。通过锁存电路23和电平移位电路24，将减色数据转发到D/A转换器25，并通过D/A转换器25和输出放大器26，来生成具有对应于减色数据的电压电平的数据信号。除该改进外，与第一实施例相同地构造第二实施例中的显示设备。如上所述，重要之处在于，将灰阶生成电源电路31内的放大器36和37设计成响应于偏移抵消控制信号，偏移电压的极性能够反转。

一个问题在于当不适当方式进行放大器36和37的偏移电压的极性的控制以及帧速率控制时，可能不期望地出现“块间不均匀”。图15A和15B是示例说明由于不适当控制而发生块间不均匀的原因的时序图。

在下文的论述中，假定在每一个帧周期，使被馈送到特定像素的数据信号的极性发生反转，并以8(＝2²×2)帧周期为周期，周期性地切换FRC误差，并且每两个帧周期(即，以四帧周期为周期)，切换放大器36和37的偏移电压的极性。帧速率控制中的八帧周期的周期是基于这样的事实：在每个控制周期中，应当包含数据信号极性和FRC误差容许值的所有可能组合。

然而，图15A和15B中所示的操作不期望地导致在不同数据驱动器2间，用于相同显示数据的像素的实际灰阶电平稍微不同。在实际灰阶电平中的微小差异事实上被观察为“块间不均匀”。

假定例如，数据驱动器2₁和2₂响应一系列显示数据“2”、“2”、“2”、“1”、“2”、“2”、“1”和“2”，分别在第一至第八帧周期中驱动像素的情形。

在该情形中，如图15A所示，数据驱动器2₁在第一至第八帧周期中，分别输出具有电压电平

和的一系列数据信号，其中，“+a”、“+b”、“+c”和“+d”是由数据驱动器2₁内的放大器36₁、36₂、37₁、37₂的分别设置成“+A”、“+B”、“+C”和“+D”的偏移电压所引起的数据信号的电压电平的误差，而“-a”、“-b”、“-c”和“-d”是由数据驱动器2₁内的放大器36₁、36₂、37₁、37₂的分别设置成“-A”、“-B”、“-C”和“-D”的偏移电压引起的数据信号的电压电平的误差。

因此，如图15B所示，数据驱动器2₂在第一至第八帧周期中，分别输出具有电压电平

的一系列数据信号，其中，“+a’”、“+b’”、“+c’”和“+d’”是由数据驱动器2₂内的放大器36₁、36₂、37₁、37₂的分别设置成“+A’”、“+B’”、“+C’”和“+D’”的偏移电压引起的数据信号的电压电平的误差，而“-a’”、“-b’”、“-c’”和“-d’”是由数据驱动器2₂内的放大器36₁、36₂、37₁、37₂的分别设置成“-A’”、“-B’”、“-C’”和“-D’”的偏移电压引起的数据信号的电压电平的误差。

在该操作中，在数据驱动器2₁和2₂间，从数据驱动器2₁和2₂输出的正数据信号的电压电平的平均值不同。具体地，从数据驱动器2₁输出的正数据信号的电压电平的平均值为

而从数据驱动器2₂输出的正数据信号的电压电平的平均值为由于误差a和a’通常不同，且误差b和’b通常不同，因此在数据驱动器2₁和2₂间，正数据信号的电压电平的平均值不同。从类似计算易于理解到，负数据信号的电压电平的平均值在数据驱动器2₁和2₂间也不同。

数据信号的电压电平的平均值的差异导致像素的灰阶电平的差异，并且可能被事实上观察为“块间不均匀”。因此，图15A和15B的操作可能遭受到“块间不均匀”。

通过控制数据信号的极性、FRC误差的值、以及放大器36和37的偏移电压的极性，能解决这一问题，使得在每一控制周期中包含所有可能组合。图16是示例说明满足这一要求的控制的图。当实现2位减色时，存在数据信号的极性、FRC误差值以及放大器36和37的偏移电压的极性的16(＝2²×2×2)种可能组合，存在用于FRC误差的四种(＝2²)容许值，用于数据信号的2种容许值，以及用于放大器36和37的偏移电压的两种容许极性。在这一实施例中，以16帧周期为周期，周期性地控制数据信号的极性、FRC误差的值以及放大器36和37的偏移电压的极性，从而允许在每一控制周期中包含其所有可能组合。

更具体地说，在图16所示的控制中，数据信号的极性是按照每帧周期来切换的，而FRC误差是以8(＝2²×2)帧周期为周期来周期性地改变的。以16帧周期为周期，周期性地控制放大器36和37的偏移电压的极性。详细地，在控制周期的前一半中，即在第一至第八(＝2²×2)帧周期中，每两帧周期来反转放大器36和37的偏移电压的极性。在控制周期的后一半中，即在第九(＝2²×2+1)至第16(＝2²×2×2)帧周期中，将放大器36和37的偏移电压的极性设置成分别与第一至第八(＝2²×2)帧周期相反。这种控制导致在每一控制周期中包含了数据信号的极性、FRC误差的值以及放大器36和37的偏移电压的极性的所有可能组合。

这种操作有效地降低“块间不均匀”，这将从下述论述中理解到。在下述论述中，假定在足够长的持续时间中，将所有像素设置成相同灰阶电平的图像。应注意到当将所有像素设置成相同灰阶电平时，显示设备严重地遭受到“块间不均匀”。

图17A是示例说明当实施图16所示的控制时从数据驱动器2₁输出的数据信号的电压电平的图，而图17B是示例说明从数据驱动器2₂输出的数据信号的电压电平的图。在图17A和17B中，

和

分别表示与具有值“2”的减色数据相对应的正和负灰阶电压的期望值，以及

和

分别表示与具有值“1”的减色数据相对应的正和负灰阶电压的期望值。

如从图17A和17B理解到，对于数据信号的极性和减色数据的值的所有可能组合来说，图16所示的操作有效地抵消由放大器36和37的偏移电压引起的数据信号的电压信号的误差。

对于与具有值“2”的减色数据相对应的正数据信号的电压电平来讲，数据驱动器2₁输出具有电压电平

的电压电平的正数据信号三次，还输出具有电压电平

的正数据信号三次，数据驱动器2₁输出具有电压电平

的正数据信号的次数与数据驱动器2₁输出具有电压电平

的正数据信号的次数相同。因此，与具有值“2”的减色的数据信号的电压电平的误差“+a”和“-a”被抵消。另一方面，对于与具有值“1”的减色数据相对应的正数据信号的电压电平来讲，数据驱动器2₁输出具有电压电平

的电压电平的正数据信号一次，还输出具有电压电平

的正数据信号一次，数据驱动器2₁输出具有电压电平

的正数据信号的次数与数据驱动器2₁输出具有电压电平

的正数据信号的次数相同。因此，与具有值“1”的减色的数据信号相对应的电压电平的误差“+b”和“-b”被抵消。因此，从数据驱动器2₁输出的正数据信号的电压电平的平均值为

这些同样适用于负数据信号。数据信号的电压电平的误差“+c”和“-c”被抵消，而且数据信号的电压电平的误差“+d”和“-d”被抵消。因此，从数据驱动器2₁输出的负数据信号的电压电平的平均值为

这同样适用于数据驱动器2₂，其在所产生的数据信号中显示出不同的误差“±a”、“±b”、“±c”和“±d”。从数据驱动器2₂输出的负数据信号的电压电平的平均值也为

因此，对相同显示数据，由数据驱动器2₁驱动的像素的灰阶电平理论上等于由数据驱动器2₂驱动的像素的灰阶电平，有效地避免“块间不均匀”。

由此所述，通过控制数据信号的极性、FRC误差以及放大器36和37的偏移电压的极性，有效地解决了帧速率控制的“块间不均匀”问题，使得在每一控制周期中包含了其所有可能组合。通常，当实现n位减色来生成减色数据时，以(2ⁿ×2×2)帧周期为周期，控制数据信号的极性、FRC误差以及放大器36和37的偏移电压的极性，这是因为对于用于n位减色的FRC误差来讲，存在2ⁿ个容许值。

图18是示例说明用于控制数据信号的极性、FRC误差以及放大器36和37的偏移电压的极性以便在每一控制周期中包含所有可能组合的另一示例性操作的图。在图18所示的控制中，按照每帧周期来反转数据信号的极性，而且按照每两帧周期来反转放大器36和37的偏移电压。以16(＝2²×4)帧周期为周期，周期性地改变FRC误差。这种控制允许在每一控制周期中，包含数据信号的极性、FRC误差以及放大器36和37的偏移电压的极性的所有可能组合，由此有效地降低了“块间不均匀”。

图16和18所示的控制方法的差异在于，在图18的控制方法中，改变FRC误差的周期比切换放大器36和37的偏移电压的极性的周期长。从闪烁方面看，这不是优选的。由于相邻灰阶的灰阶电压间的差值大于由放大器36和37的偏移电压产生的数据信号的电压电平的误差，因此，FRC误差改变的周期的持续时间的增加将不期望地增加闪烁。从这一观点看，优选的是FRC误差改变的周期比切换放大器36和37的偏移电压的极性的周期短，如图16所示。

与图9A所示的操作的情形相同，优选的是驱动像素，以使得在相邻线间，放大器36和37的偏移电压的极性是相反的。同样在该情形中，应注意到以每两帧周期来切换用于驱动同一线的放大器36和37的偏移电压的极性。

显然，本发明不限于上述实施例，在不背离本发明的范围的情况下，可以对其作出修改和改进。例如，显示定时生成器电路和FRC计算电路可以不是定时控制器，而可以将它们集成到每一数据驱动器2中。

图19是示例说明将显示定时生成器电路和FRC计算电路被集成在数据驱动器2内的显示设备的框图，图20是示例说明数据驱动器2的结构的框图。

在图19所示的显示设备中，定时控制器5将数据驱动器定时控制信号馈送到各个数据驱动器2，由此使数据驱动器2的操作同步。另外，定时控制器5将外部提供的输入显示数据转发到各自的数据驱动器2。

如图20所示，每一数据驱动器2具有显示定时生成器电路28和FRC计算电路29。显示定时生成器电路28响应从定时控制器5接收的数据驱动器定时控制信号，生成偏移抵消控制信号和显示定时信号(包括极性信号、移位脉冲、数据锁存信号等等)。FRC计算电路29根据8位输入显示数据，生成6位减色数据，并将6位减色数据馈送到数据寄存器电路22。通过锁存电路23和电平移位电路24，将该减色数据转发到D/A转换器25，并用来生成数据信号。

另外，应注意到，尽管上述实施例的描述仅参考具有液晶显示面板1的显示设备，但本发明适合于通过电压驱动来驱动像素的其他显示设备。

Claims (14)

1.一种显示设备，包括：

显示面板，在其上按行和列排列像素；以及

与所述显示面板相连的多个数据驱动器，

其特征在于，所述多个数据驱动器的每一个包括：

灰阶电压生成器电路，生成多个灰阶电压；以及

驱动电路，其响应于输入显示数据，从所述多个灰阶电压选择出被选灰阶电压，并将具有与所述被选灰阶电压相对应的电压电平的数据信号输出到所述显示面板；

其中，所述灰阶电压生成器电路包括：

放大器，生成偏压；以及

电压生成器电路，根据所述偏压来生成所述多个灰阶电压；

其中，所述放大器被设计为使得可以反转所述放大器的偏移电压的极性，所述放大器的所述偏移电压是所述放大器生成的所述偏压中的偏移电压；以及

其中，控制所述放大器的所述偏移电压的所述极性，使得在某一帧周期中用于驱动所述显示面板的特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性，与在另一帧周期中用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性相反，

其中，所述多个数据驱动器的每一个接收通过对所述输入显示数据进行n位减色而生成的减色数据，

其中，所述驱动电路从所述多个灰阶电压选择出与所述减色数据相对应的电压，来作为被选灰阶电压，

其中，通过使用具有从一个具有2ⁿ个值的集合中选择出的值的帧速率控制误差，即FRC误差，来实现对所述特定像素的所述n位减色，

其中，所述FRC误差以2ⁿ×2×2帧周期为周期而周期性地改变，并且

其中，作为一个整体以2ⁿ×2×2帧周期为控制周期，来执行对用于控制被馈送到所述特定像素的数据信号的极性、用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性、以及用于所述n位减色的所述FRC误差的驱动控制。

2.如权利要求1所述的显示设备，其中，执行所述驱动控制，使得在所述驱动控制的一个控制周期中，包含被馈送到所述特定像素的所述数据信号的所述极性、用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性、以及用于所述减色的所述FRC误差的所有可能组合。

3.如权利要求2所述的显示设备，其中，按照每帧周期来反转被馈送到所述特定像素的所述数据信号的所述极性，

其中，以2ⁿ×2帧周期为周期，控制用于所述减色的所述FRC误差，以及

其中，在所述驱动控制的所述控制周期的前半部分中的第一至第(2ⁿ×2)帧周期中、用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的极性，分别与在所述驱动控制的所述控制周期的后半部分中的第(2ⁿ×2+1)至第(2ⁿ×2×2)帧周期中、用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的极性相反。

4.如权利要求1所述的显示设备，其中，用于驱动第一线中的各个像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性，与用于驱动与所述第一线相邻的第二线中的各个像素的所述放大器的所述偏移电压的极性相反。

5.一种显示设备，包括：

显示面板，在其上按行和列排列像素；以及

与所述显示面板相连的多个数据驱动器，

其特征在于，所述多个数据驱动器的每一个包括：

灰阶电压生成器电路，生成多个灰阶电压；以及

驱动电路，其响应于输入显示数据，从所述多个灰阶电压选择出被选灰阶电压，并将具有与所述被选灰阶电压相对应的电压电平的数据信号输出到所述显示面板；

其中，所述灰阶电压生成器电路包括：

放大器，生成偏压；以及

电压生成器电路，根据所述偏压来生成所述多个灰阶电压；

其中，所述放大器被设计为使得可以反转所述放大器的偏移电压的极性，所述放大器的所述偏移电压是所述放大器生成的所述偏压中的偏移电压；以及

其中，控制所述放大器的所述偏移电压的所述极性，使得在某一帧周期中用于驱动所述显示面板的特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性，与在另一帧周期中用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性相反，

其中，所述多个数据驱动器的每一个还包括处理电路，该处理电路产生通过对所述输入显示数据执行n位减色而生成的减色数据，

其中，所述驱动电路从所述多个灰阶电压选择与所述减色数据相对应的电压，来作为所述被选灰阶电压，

其中，通过使用具有从一个具有2ⁿ个值的集合中选择出的值的FRC误差，实现对于所述特定像素的所述n位减色，

其中，所述FRC误差以2ⁿ×2×2帧周期为周期而周期性地改变，并且

其中，作为一个整体以2ⁿ×2×2帧周期为控制周期，来执行对于用于控制被馈送到所述特定像素的数据信号的极性、用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性、以及用于所述n位减色的所述FRC误差的驱动控制。

6.如权利要求5所述的显示设备，其中，执行所述驱动控制，使得在所述驱动控制的一个控制周期中，包含被馈送到所述特定像素的所述数据信号的所述极性、用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性、以及用于所述减色的所述FRC误差的所有可能组合。

7.如权利要求6所述的显示设备，其中，按照每帧周期来反转被馈送到所述特定像素的所述数据信号的所述极性，

其中，以2ⁿ×2帧周期为周期，控制用于所述减色的所述FRC误差，以及

其中，在所述驱动控制的所述控制周期的前半部分中的第一至第(2ⁿ×2)帧周期中、用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的极性，分别与在所述驱动控制的所述控制周期的后半部分中的第(2ⁿ×2+1)至第(2ⁿ×2×2)帧周期中、用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的极性相反。

8.如权利要求5所述的显示设备，其中，用于驱动第一线中的各个像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性，与用于驱动与所述第一线相邻的第二线中的各个像素的所述放大器的所述偏移电压的极性相反。

9.一种数据驱动器，用于驱动显示面板，包括：

灰阶电压生成器电路，生成多个灰阶电压；以及

驱动电路，其响应于输入显示数据，从所述多个灰阶电压中选择出被选灰阶电压，并将具有与所述被选灰阶电压相对应的电压电平的数据信号输出到所述显示面板；

其中，所述灰阶电压生成器电路包括：

放大器，其生成偏压；以及

电压生成器电路，其根据所述偏压生成所述多个灰阶电压；

其中，所述放大器被设计为使得能够反转所述放大器的偏移电压的极性，所述放大器的所述偏移电压是所述放大器生成的所述偏压中的偏移电压；以及

其中，控制所述放大器的所述偏移电压的所述极性，使得在某一帧周期中用于驱动所述显示面板的特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性，与在另一帧周期中用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性相反，

所述数据驱动器进一步包括：

处理电路，其生成通过对所述输入显示数据进行n位减色而生成的减色数据，

其中，所述驱动电路从所述多个灰阶电压中选择出与所述减色数据相对应的电压，来作为所述被选灰阶电压，

其中，通过使用具有从一个具有2ⁿ个值的集合中选择出的值的FRC误差，实现用于所述特定像素的所述n位减色，

其中，所述FRC误差以2ⁿ×2×2帧周期为周期而周期性地改变，并且

其中，以2ⁿ×2×2帧周期为控制周期，执行对用于控制被馈送到所述特定像素的数据信号的极性、用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性、和用于所述n位减色的所述FRC误差的驱动控制。

10.如权利要求9所述的数据驱动器，其中，执行所述驱动控制使得在所述驱动控制的控制周期中，包含被馈送到所述特定像素的所述数据信号的所述极性、用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性以及用于所述减色的所述FRC误差的所有可能组合。

11.一种数据驱动器，用于驱动显示面板，包括：

灰阶电压生成器电路，生成多个灰阶电压；以及

驱动电路，其响应于输入显示数据，从所述多个灰阶电压中选择出被选灰阶电压，并将具有与所述被选灰阶电压相对应的电压电平的数据信号输出到所述显示面板；

其中，所述灰阶电压生成器电路包括：

放大器，其生成偏压；以及

电压生成器电路，其根据所述偏压生成所述多个灰阶电压；

其中，所述放大器被设计为使得能够反转所述放大器的偏移电压的极性，所述放大器的所述偏移电压是所述放大器生成的所述偏压中的偏移电压；以及

其中，控制所述放大器的所述偏移电压的所述极性，使得在某一帧周期中用于驱动所述显示面板的特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性，与在另一帧周期中用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性相反，

其中，所述数据驱动器接收通过对所述输入显示数据进行n位减色而生成的减色数据，其中通过使用具有从一个具有2ⁿ个值的集合中选择出的值的FRC误差来实现所述n位减色，

其中，所述FRC误差以2ⁿ×2×2帧周期为周期而周期性地改变，并且

其中，所述驱动电路从所述多个灰阶电压中选择与所述减色数据相对应的电压，来作为所述被选灰阶电压，

其中，以2ⁿ×2×2帧周期为控制周期，执行对用于控制被馈送到所述特定像素的数据信号的极性、用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性和用于所述n位减色的所述FRC误差的驱动控制。

12.如权利要求11所述的数据驱动器，其中，执行所述驱动控制使得在所述驱动控制的控制周期中，包含被馈送到所述特定像素的所述数据信号的所述极性、用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性以及用于所述减色的所述FRC误差的所有可能组合。

13.如权利要求11所述的数据驱动器，其中，所述电压生成器电路包括：

由所述偏压偏置的串联连接的电阻器；以及

与在所述串联连接的电阻器上配备的各个抽头相连的多个运算放大器，分别生成多个灰阶电压。

14.一种显示面板驱动方法，包括：

通过放大器来生成偏压，所述放大器被设计为使得能够反转所述放大器的偏移电压的极性，所述放大器的所述偏移电压是所述放大器生成的所述偏压中的偏移电压；

根据所述偏压，产生多个灰阶电压；

响应于输入显示数据，从所述多个灰阶电压中选择出被选灰阶电压；以及

通过将具有与所述被选灰阶电压对应的电压电平的数据信号馈送到像素，来驱动显示面板上的所述像素，

其中，控制所述放大器的所述偏移电压的所述极性，使得在某一帧周期中用于驱动所述显示面板的特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性，与在另一帧周期中用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性相反，

其中，通过对所述输入显示数据进行n位减色生成减色数据，

其中，从所述多个灰阶电压选择出与所述减色数据相对应的电压，来作为被选灰阶电压，

其中，通过使用具有从一个具有2ⁿ个值的集合中选择出的值的帧速率控制误差，即FRC误差，来实现对所述特定像素的所述n位减色，

其中，所述FRC误差以2ⁿ×2×2帧周期为周期而周期性地改变，并且

其中，作为一个整体以2ⁿ×2×2帧周期为控制周期，来执行对用于控制被馈送到所述特定像素的数据信号的极性、用于驱动所述特定像素的所述放大器的所述偏移电压的所述极性、以及用于所述n位减色的所述FRC误差的驱动控制。

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