CN101027834A - 电动机驱动升压控制 - Google Patents

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CN101027834A CNA2005800303910A CN200580030391A CN101027834A CN 101027834 A CN101027834 A CN 101027834A CN A2005800303910 A CNA2005800303910 A CN A2005800303910A CN 200580030391 A CN200580030391 A CN 200580030391A CN 101027834 A CN101027834 A CN 101027834A
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Abstract

本发明涉及一种用于具有转子和相绕组(a、b、c)的电动机的驱动系统，包括：包含用于改变通过绕组的电流的与绕组a、b、c相关的开关装置的驱动电路(8)；被配置为感测转子的位置的转子位置感测装置(34)；被配置为提供驱动信号以控制开关装置的控制装置(30)；用于与标称电压下的电源连接的功率输入；和与功率输入电通信且可控制为将标称电压升压到应用于绕组的更高电压的升压装置(26)。

Description

电动机驱动升压控制
技术领域
本发明涉及多相电动机控制系统。它特别适于永磁体AC电动机，但也可应用于其它类型的电动机，诸如DC无刷电动机、开关磁阻电动机和感应电动机。
背景技术
电动机在各种范围的应用中变得越来越普遍。众所周知，例如，要提供包含输入轴、输出轴、适于测量输入轴中的转矩的转矩传感器、适于根据由转矩传感器测量的转矩向输出轴施加辅助转矩的电动机的类型的电动动力转向(EPS)系统。
典型的永磁体电动机包括：例如包含永磁体的具有磁性的转子；和在磁轭上包含多个相绕组的定子。在各相绕组两端施加适当的电压使电流流过绕组，从而在定子和转子之间的气隙中产生电流磁通矢量。该磁通与转子的磁场交互作用，以使转子旋转到电流矢量与转子磁场的轴对准的平衡点。
要使转子连续转动，通过绕组的电流必须按顺序变化。这使电流矢量旋转。可以通过在电动机驱动电路的控制下调制各绕组两端的电压实现这一点。
在电动机中产生的转矩首先以一般为线性的方式依赖于通过绕组的电流，其次依赖于电流相对于由转子磁体产生的磁通的相位。
当转子静止时，当电流矢量与转子磁通矢量相差四分之一周期时，产生最大的转矩；当电流与转子磁通同相时，将不产生转矩。因此，电动机一般被控制为保持电流与转子磁通相差四分之一周期。但是，随着转子速度增加，产生的反电动势限制可产生的转矩，并且，众所周知，要使电流相对于转子磁通的相位提前，这可在一定的环境下增加可得到的转矩。
并且，这种电动机的最大旋转速度依赖于电动机相端子上的电压-为了产生转矩，该电压必须比由电动机产生的反电动势大。对于诸如会在EPS系统中使用的电池供电的电动机，最大电动机速度因此间接地受电池电压控制。但是，众所周知，要通过使用升压电路从电池升高电压。这种电路使得电压能够暂时升高，使得施加到电动机相端子上的有效电压比基本电池电压高。
发明内容
根据本发明，提供一种用于具有转子和相绕组的电动机的驱动系统，该系统包括：包含用于改变通过绕组的电流的与绕组相关的开关装置的驱动电路；被配置为感测转子的位置的转子位置感测装置；被配置为提供驱动信号以控制开关装置的控制装置；用于与标称电压下的电源连接的功率输入；以及与功率输入和功率输出电通信且可控制为将标称电压升压到应用于绕组的更高电压的升压装置，其中，控制装置被配置为改变通过绕组的电流相对于转子位置的相位并控制由升压装置输出的第二电压。
本发明还提供一种用于具有转子和相绕组的电动机的驱动系统，该系统包括：包含用于改变通过绕组的电流的与绕组相关的开关装置的驱动电路；被配置为提供驱动信号以控制开关装置的控制装置；用于与标称电压下的电源连接的功率输入，其中，控制装置被配置为控制电动机的至少一个控制参数，由此将来自电源的电流的大小限制为最大值。
本发明还提供一种用于具有转子和相绕组的电动机的驱动系统，该系统包括：被配置为从电池接收电池电流的输入；用于改变通过绕组的电流的与绕组相关的开关装置；被配置为向开关装置提供输入电流的直流环(dc link)；被配置为测量直流环中的电流的电流传感器；被配置为使来自电流传感器的输出平均化的低通滤波器；和被配置为从所述输出确定电池电流的控制装置。
本发明还提供一种推挽式升压电路，该推挽式升压电路包括：在共用的磁芯上具有两个绕组的双线缠绕部件，每个绕组在一端与共用的第一电势连接；被配置为被交替打开以将绕组中的各绕组连接到第二电势上由此在绕组对两端产生升压的电压的两个有源开关；和被配置为被交替打开以将绕组中的各绕组连接到输出上由此向输出施加升压的电压的两个另外的开关。
附图说明
现在，参照附图，仅通过例子说明本发明的优选实施例，在这些附图中，
图1是根据本发明的驱动系统的示意图；
图2是表示图1的系统的电动机的转矩特性的示图；
图3是表示图1的系统的电动机的转矩常数的示图；
图4a和图4b是表示具有零和非零相位提前角的图1的电动机中的电流和反电动势的示图；
图5是表示相位提前角对图1的电动机的有效转矩常数的影响的示图；
图6是表示具有不同相位提前角的图1的电动机中的转矩随电流变化的示图；
图7表示图1的系统中的损失随相位提前角的变化关系；
图8表示图1的系统中的效率随相位提前角的变化关系；
图9表示图1的电动机的等效相电路；
图10a和图10b是具有零和非零相位提前角的图1的电动机的相位图；
图11表示需要相位提前的操作速度；
图12是表示最大转矩随具有零和非零相位提前的速度变化的示图；
图13是表示相位提前角如何随速度变化以在更高的速度下增加转矩的示图；
图14是表示所需的相位提前随具有和不具有助力(power boost)的图1的电动机的速度的变化关系的示图；
图15是表示助力对图1的系统的直流环电压的影响的示图；
图16表示所需要的相位提前随图1的系统中的具有和不具有升压(voltage boost)的速度的变化关系；
图17表示只使用相位提前和使用具有电压升压的相位提前的图1的系统的转矩/速度特性；
图18表示对于只使用相位提前和使用具有电压升压的相位提前的图1的系统、产生的电池电流随速度的变化关系；
图19表示对于只使用相位提前和使用具有电压升压的相位提前的图1的系统、系统效率随速度的变化关系；
图20表示在不具有升压电压只使用相位提前和使用具有电压升压的相位提前的图1的系统的、系统功率损失随速度的变化关系；
图21表示在不具有升压电压只使用相位提前和使用具有电压升压的相位提前的图1的系统的多个部分中、功率损失随速度的变化关系；
图22是具有替代性升压电路位置的与图1的系统类似的系统的示意图；
图23是在图1和图22的系统中使用的升压电路的电路图；
图24是图1的系统的已知的控制器的功能框图；
图25、26、27、28、29和30是表示在图1的系统中使用的直流环电压和相位提前角的例子的示图；
图31是用于估计图1的系统中的电池电流的系统的电路图。
具体实施方式
参照图1，根据本发明的实施例的驱动系统包括驱动电路8，该驱动电路8被配置为通过示为电阻Rh1和Rh2的线束12从这里为车辆电池的直流电源10取得电力。驱动电路8使用该电力以驱动与机械负载15连接的三相AC电动机14，这里该机械负载15为EPS系统的输出轴。电动机14为常规类型，并包括以星状网络连接的一般称为相a、b和c的三个电动机绕组。各绕组的一端与相应端子16a、16b、16c连接。各绕组的其它端子被连接在一起以形成星状中心。
驱动电路8包括逆变器18。逆变器18包含一般为晶体管的三对开关。各对开关包含在来自电压源10的正极线(positive line)20a和负极线20b之间串联连接的顶部晶体管和底部晶体管。三个输出端21a、21b、21c分别从各对晶体管之间伸出(tap off)。输出端21a、21b、21c分别通过电流传感器22与各个电动机端子16a、16b、16c连接。
升压电路26被设置在电池10和逆变器18之间。升压电路26和逆变器18之间的滤波器和传感器块28被配置为过滤对逆变器18的输入，并感测对逆变器18的直流环电压和电流输入。
控制器30被配置为控制逆变器18中的开关，以向电动机绕组a、b、c提供电流的脉冲宽度调制。控制器30因此具有对六个开关的控制门产生开关控制信号cg1、cg2、cg3、cg4、cg5和cg6的六个开关控制输出。它还具有向升压电路26提供控制信号的升压控制输出，使得它可以在来自电池10的电压被输入逆变器18之前控制施加到来自电池10的电压的升高的水平。控制器30从以下传感器接收输入信号：指示瞬时直流环电压EC U-dclink和电流的直流环传感器28；电流传感器22，从该电流传感器22它可确定三个电动机相电位；电动机输出上的速度传感器32，从该速度传感器32它可确定电动机速度；电动机位置传感器34，从该电动机位置传感器34它可确定电动机14的转子的旋转位置。控制器也接收转矩需求输入，并被配置为控制逆变器18以驱动电动机产生需求的转矩。
逆变器18中的开关以受控制电路30控制的方式被接通或断开，以提供向端子16a、16b、16c中的每一个施加的电势的脉冲宽度调制，由此控制绕组a、b、c中的每一个两端施加的电势差并由此还控制流过绕组的电流。该电流被电流传感器22感测。相电位的控制反过来控制由绕组产生的总电流矢量的强度和取向，并由此还相对于转子旋转时转子的磁场的相位控制旋转电流矢量的相位。
在实际的系统中，常常具有测量各相中的电流的多个电流传感器22、或可被用于通过在控制器30的PWM周期中对受控时间的电流进行采样测量各相中的电流的直流环中的单个电流传感器28。
参照图2和图4a，在电流波形的相位与转子位置的时间t的变化同相并由此与在电动机中产生的反电动势同相的简单情况下，转矩T与相电流I成正比，如下式所示：
T＝KTI
其中，KT是电动机转矩常数。在正常情况下，KT在图3中所示的所有电流上为常数。
但众所周知，如果电流相位如图4b所示提前，使得它不再与反电动势同相而是比其提前相位提前角θadv，那么电动机输出转矩变化如下：
T＝KTIcosθadv
这产生如图5所示随θadv的余弦变化的有效转矩常数KT-effective。
参照图6，对于任意相位提前角θadv，电动机转矩T仍与相电位I成比例，但是随着θadv增加，有效转矩常数减小，因此对于任意给定的电流的转矩减小。
参照图7，随着相位提前角增加，电动机14、驱动电路8和线束12中的损失均增加，从而导致如图8所示降低系统效率。但是，增加相位提前角可使得电动机以更高的速度操作，并以现在将更详细地说明的方式输出功率。
根据电动机等效电路理论，施加的相电压Vph由下式表示：
Vph＝E+IRph+jIX
其中，E是反电动势，I是相电流，X是同步阻抗。这在图9的等效相电路中示出。
可以在如图10a所示的电动机相位图中表示这些矢量。在这些图中，d轴与转子的磁通一致，q轴与d轴垂直。随着零相位提前，反电动势与相电位I同相，并且电压XI相位相差90°。因此可如图所示表示电压VphIR、E和XI。但是，反电动势随电动机速度增加，并且Vph受ECU-dclink电压限制，一般限制为直流环电压的约三分之二。因此，相电压Vph不能扩展超出电压限制周期以外，并且，存在由最大反电动势确定的最大电动机速度，高于该最大电动机速度时，电动机不能被驱动。
但是，参照图10b，如果引入相位提前角θadv，那么电流不与反电动势同相。这如示出的那样相对于反电动势改变IR和XI电压矢量的相位。其结果是，反电动势的大小可增加，并且电压E、IR、XI的矢量和仍如所示的那样等于Vph极限。这意味着，对于任意给定的ECU-dclink电压，电动机的最大可能输出速度和功率可增加。参照图11，其结果是，对于固定的最大ECU-dclink电压V1，存在没有相位提前就不能被超过的最大电动机速度ω1。此时，随电动机速度增加的反电动势等于最大可能ECU-dclink电压V1。对于更高的电动机速度，必须使用相位提前。
可以如图12所示画出典型的电动机转矩/速度曲线。从图中可以看出，有了相位提前，操作区域大大增加。可以获得更高的电动机速度，并且也可实现对于一些电动机速度的更高的转矩。典型的相位提前分布如图13所示。相位提前在比图11中的ω1稍低的速度ω1之前保持为零，然后随电动机速度增加而增加。
这导致在速度ω1之前恒定并然后随电动机速度增加以恒定速率降低的最大转矩。
参照图14，如果通过使用图1的升压电路26施加升压，那么可在高速下增加对于电动机速度和相位提前角的任意特定组合产生的转矩。因此，与在没有助力的情况下需要的提前角分布相比，如果使用助力，那么相位提前的引入可被延至更高的电动机速度。参照图15，在适当的升压策略的一个例子中，直流环电压在速度ω3之前保持在其基本的未升压水平V1，然后对于所有更高的电动机速度升压到更高的水平V2。以下详细说明其它例子。
参照图16，在一个例子中，通过使用13.5V的未升压ECU-dclink电压和在750rpm的速度之前保持为零并然后如图所示沿实线增加的相位提前角，模拟图1的系统。图16还表示使用23.0V的升压ECU-dclink电压和在2200rpm的速度之前保持为零并然后如图所示沿虚线增加的相位提前角时的模拟系统性能。在各种情况下，相位提前角被控制，使得最大功率被传输，同时将电池电流限制到固定的上限。在模拟中使用的电动机类型是一般在EPS系统中使用的12槽/10极表面安装、永磁体无刷交流电动机。
参照图17，可以看出，通过使用图16的控制策略，具有相位提前但没有升压时产生的转矩在约750rpm的拐点之前恒定。高于该速度时，转矩开始以初始十分高但逐渐降低的速率以非线性的方式下降。如果使用升压并且在较高的速度引入相位提前，那么出现拐点时的速度稍大，然后，转矩随电动机速度更慢地下降，对高于约1500rpm的电动机速度，慢约0.75Nm。如果升压电路的效率可以增加，那么通过使其之内的损失最小化，拐点可移向更高的速度。
参照图18，在使用基线13.5V未升压电压的情况下，电池电流在约900rpm的速度之前稳定增加，然后在约2000rpm的速度之前保持为最大电流85A，并然后逐渐下降。如果使用23V的升压电压，那么电流在低速下开始较高，并以相同的速率增加，在约750rpm达到极限电流85A。然后保持在极限电流上，一直到电动机的最大试验速度，在这种情况下最大试验速度为约3000rpm。
参照图19，没有升压的总体系统效率在300rpm的速度下在约40％开始，在700rpm的速度下增加到约55％，然后在更高速度下逐渐下降，保持在45％和55％之间。但是，一起使用电压升压和相位提前时，效率开始较低，在300rpm下为约35％，但是，在2000rpm下稳定增加达到约64％，然后逐渐下降到3000rpm时的约62％。对于高于约950rpm的速度，具有电压升压比没有电压升压效率高。
因此，可以看出，对于高于这里为约950rpm的电动机速度，相位提前和电压升压的组合是有利的。
参照图20，可以计算具有和不具有电压升压的系统中的总体功率损失。标为系统1的损失是不具有电压升压的系统的损失，标为系统2的损失是具有电压升压的系统的损失。可以看出，对于系统1，功率损失对于1000～3000rpm的速度大致恒定，在约550和580w之间变化，而对于系统2，损失以相同的水平在1000rpm时约550W开始，但在稍微上升到3000rpm时的约440W之前逐渐下降到2000rpm时的约410W。
参照图21，这些损失可被分解以分出统称为ECU(包含控制器30、逆变器18、滤波器28和ECUdclink20)的驱动电路8中的损失、电动机14中的损失、线束12中的损失和升压电路26中的损失。可以看出，使用系统2时的ECU损失大大低于使用系统1时的损失，并且在更高的速度下尤其如此。使用系统2与使用系统1相比，电动机损失也大大降低，并且在两个系统中线束损失相近。这是因为升压电路26处于线束12的下游。升压电路26中的损失显然仅存在于系统2中。总体来说，在所考虑的操作的高速范围中，来自升压电路的损失比由其它部件中的较低的损失补偿的多，从而给出图20的总体系统损失。
在图1的实施例中，升压电路26是驱动电路8的一部分，并且通过线束12与电池10分开。这是系统的实际实现，因为它使得驱动电路能够作为单一单元被安装。为了进一步提高系统的性能，升压电路26可被放在电池上、在电池和线束之间。图22表示以这种方式配置的根据本发明的第二实施例的系统。与图1中的部件对应的部件由相同的附图标记表示，但增加了100。在该系统中，线束中的损失通过添加升压而降低，而不是如图21所示基本上不受影响。
参照图23，作为示例性升压器，升压电路包含具有单一双线缠绕磁部件的四开关同步推挽式升压器，该双线缠绕磁部件包含缠绕在公共磁芯M上的形成各个导体L1、L2的两个绕组。正极电池端子B+通过电阻器R1与两个绕组L1、L2中的每一个的中点即第一端连接。负极电池端子B-接地。两个绕组L1、L2的中点通过电容器C1接地。第一绕组L1的第二端通过第一MOSFET开关Q1接地。第二绕组L2的第二端通过第二MOSFET开关Q2接地。电路的输出示为并联连接在一侧的接地点和另一侧的穿过各个MOSFET开关Q3、Q4的两个绕组L1、L2的第二端之间的负载电阻器R2和电容器C2。
电路可以以四种模式操作。在无源模式中，Q1、Q2、Q3和Q4处于它们的断开(OFF)状态，并且电流可同时流过绕组L1、L2中的每一个，以通过两个MOSFET Q3和Q4的寄生二极管流到负载R2。自耦变压器芯M中的两个磁通场由于绕组和自耦变压器的相位调整基本上相互消除，因此有效地从电路上消失。
在增强的无源模式中，Q1和Q2处于它们的断开状态，并且Q3和/或Q4选通为(gate)接通(ON)。与Q3和Q4的寄生二极管相关的正向电压降Vbθ从而被MOSFET接通电阻旁路。
在有源模式中，一对MOSFET Q1和Q4和另一对Q2和Q3被交替选通为它们的接通状态。因此，Q1和Q4同时被选通，并且同时为接通且同时为断开，并且Q2和Q3同时被选通，并且同时为选通且同时为断开。因此Q1和Q2不会同时为接通。因此，当Q1和Q2中的一个为接通时，它保持其自耦变压器绕组端接近电池低电势(接地)而两个绕组的中点处于电池高电势。由于两个绕组具有相同的匝数且大致同相，因此不接地的绕组端被驱动到大致等于输入端子上的电压的两倍的电压。该电压然后被传给输出电容器C2和负载R2。
假定当与施加到自耦变压器的伏特秒相比自耦变压器的电感较大时，电流斜坡是全负载电流的较小的比例。各MOSFET(和各电感器)中的电流脉冲基本上为矩形，并在输入和输出上被依次求和，以形成几乎连续的波形。在输出和输入上存在的纹波电流均在某种程度上被自耦变压器电感过滤。
供给MOSFET门极中的每一个的占空因数可以为从0％到稍低于50％。也可以在比例控制的基础上选通MOSFET，这有利于输出电压的可变升压。
在可在电路与可具有再生模式的负载连接时使用的再生模式中，Q1和Q2可被选通为它们的断开状态，并且Q3和/或Q4可被选通为它们的接通状态。电流然后可从再生负载流回电池。
允许无源模式的非隔离配置即使在有源MOSFET器件Q1、Q2被关断时也允许电力流过逆变器。这意味着，在低负载功率级，当不需要电压升压时，系统可以在没有开关损失的情况下以无源模式操作，并优选Q3和Q4选通为接通以降低传导损失。
现在参照图24说明图1的系统的功能控制块。主相位提前、电压升压和电流限制控制块200确定在任意给定的情况下需要的相位提前、电压升压和最大电池电流。电流限制块202被配置为接收由从电动机14需求的转矩指示的转矩电流需求，以从主控制块200接收电流限制信号，并输出必要时降低到最大电流极限的修改的转矩电流需求。电流被限制为指定的最大水平。在该阶段，需求的电流被完全限定为作为电流的转矩产生分量的q轴电流。相位提前块204从电流限制块202接收修改的q轴电流需求，并且还从指示需要的相位提前角和最大相电位的主控制块200输入。相位提前块204然后确定将提供需求的总电流和相位提前的q轴和d轴电流，并将这些值输出到电流控制块206。该块206确定产生需求的相电位所需求的d轴和q轴电压并将这些值输出到PWM算法208。PWM算法对于将产生需要的电压的逆变器18中的开关确定PWM开关时间，并将控制信号输出到驱动电子控制块210以指示这些开关时间，驱动电子控制块210然后在逆变器18中实现这些开关时间。电动机14的转子的位置由转子位置传感器24检测，并通过位置传感器块212被输入到主控制块200。d轴和q轴电流也通过电流传感器22被测量，并通过驱动电子控制块210被反馈到电流控制块206中。
电池电流传感器214测量电池电流Ibatt并将该值输入主控制块200中。升压电路26从控制块200接收升压需求信号并将电池电压升压到向ECU施加的升压水平。可被集成到升压电路26中的EMC滤波器调节对于逆变器18的输入功率。在多传感器系统中，环传感器22测量环电流，并将这些值输入到主控制块200。对于单一传感器系统，各相中的电流由直流环中的电流传感器214确定。电池电流传感器214可被省略，并且可以如下面更详细地说明的那样估计电池电流。
主控制块200因此可控制电压升压和相位提前，由此控制电动机相中的电流。这可提供增加的效率，并由此如上所述提供增加的功率输出和增加的最大电动机速度。
参照图25，可在图1的系统中实现的简单控制策略的一个例子包含使用简单的阶梯状电压升压，使得对于第一预定极限950rpm之前的速度有零电压升压，并且，在高于该极限的速度上，施加在这种情况下将直流环接电压从13.5V升高到23V的恒定的电压升压。对于第二较高预定速度2200rpm之前的速度，相位提前保持为零，并然后在较高速度稳定增加，在2500rpm达到30°，并在3000rpm达到约50°。如虚线所示，可以将滞后线添加到电压升压阶梯上，使得随着速度增加，在此时为950rpm的一个速度上引入电压升压，但是随着速度降低，电压升压向下保持在此时为850rpm的稍低的速度，以降低开关点周围的磕碰声和噪声。该控制方法实现起来较为简单，但是由于急剧的电压升压转换，仍存在控制磕碰声问题。
参照图26，在第二控制策略中，相位提前与第一控制策略相同，但是电压升压被逐渐引入。对于第一预定速度950rpm之前的低速，不施加电压升压。然后在950和第二较高预定速度2200rpm之间，电压升压随速度增加而增加，直到环电压在2200rpm达到23V。对于高于2200rpm的更高速度，电压升压恒定，直流环电压保持在23V。应注意，第二预定速度2200rpm是引入相位提前的速度。该策略实现起来也相当简单，并具有电压升压逐渐增加的优点，这减少了控制磕碰声和噪声。参照图27，在第三控制策略中，电压升压以与第一策略相同的方式被控制。对于高于第二预定速度2200rpm的速度，相位提前也以相同的方式增加。但是，在引入电压升压的点之前的低速范围上也引入相位提前。具体而言，在本例子中，相位提前在750rpm的速度下开始增加，直到增加到950rpm的速度下的峰值40°，这里，它对于950和2200rpm之间的速度返回零。如电压升压那样，引入滞后线，使得，对于降低低于2200rpm的速度，相位提前保持为零，直到速度达到850rpm，此时它增加到35°，然后降低到750rpm的速度下的零。该策略具有最高效率保持在刚刚低于电压升压切入速度的速度上的优点；即，由使用相位提前导致的无效性比通过激活升压电路导致的无效性低。但是，它会在急剧电压升压和相位提前转换周围存在磕碰声问题。
参照图28，在第四控制策略中，电压升压与第二策略相同。相位提前在750rpm的速度前为零，然后在750rpm的速度下的最大值40°之前随速度增加而增加，然后降低到1125rpm的速度下的零。然后，如以前的策略那样，对于1125和2200rpm之间的速度保持为零，在2200rpm上，它开始增加。该策略具有在电压升压或相位提前中都没有阶梯变化的优点，因此减少了磕碰声。它还在刚刚低于升压切入速度的速度上保持最高的效率。
参照图29，在第五控制策略中，如图27那样，在950rpm周围以阶梯的方式引入电压升压，并在950rpm周围的速度范围上增加相位提前。但是，该策略与图27的不同在于，电压升压较高，从而使升压电压上升到35V。这允许相位提前在高速下保持远远低于图27的策略，或者如图29所示对于更高的电动机速度确实保持在零上：由此使其引入仅优化拐点周围的效率。
参照图30，在第六控制策略中，电压升压如图28的策略那样被逐渐引入，使得在从700到约1100rpm的电动机速度的范围上引入相位提前。但是，在这种情况下，电压被升压到更高的水平，从而在高于约2500rpm的电动机速度上达到35V，因此，如图30所示，可完全避免更高速度上的引入相位提前，由此使其引入仅优化拐点周围的效率。
为了使控制器30可控制电池电流，如果电池电流可被测量或估计，那么会是有用的。在对上述实施例的修改中，可以通过使用图31中所示的电路从直流环电流测量估计电池电流。特别地，电流分路40被设置在逆变器18和形成图1中所示的滤波器和传感器组28的一部分的EMC滤波器28a之间的负直流环中。直流环电流Ilink流过该分路40。
微分放大器42被连接在分路40两端，并且其输出被供给控制器30的ADC通道。这被用于在精确的时间测量分路40中的瞬时电流，以使用测量值以公知的方式计算电动机相绕组a、b、c中的每一个中的电流。但是，来自微分放大器42的输出也被输入到低通滤波器44、该低通滤波器44的输出被输入到控制器30的另一ADC通道。来自低通滤波器的输出实质上是直流环电流Ilink的平均测量值。假定EMC滤波器的电解质输出电容器中的泄漏电流较小，那么助力器(powerbooster)的平均输出电流Iboost等于平均链电流Ilink：
电池电流Ibatt可被估计如下：
Ibatt＝(Voutb*Ilink)/(Vinb*effic)
其中，
Voutb＝助力器的输出电压
Vinb＝助力器的输入电压
effic＝助力器的效率(其值被存储在查找表中)
助力器的输出电压由控制器30控制，并且输入电压是控制器30已知的。助力器的效率取决于输入电压、输出电压、功率电平和温度，并且被存储在控制器中的查找表中。
作为图30的电池电流估计系统的替代方案，可以向系统添加提供电池电流的直接测量作为对控制器30的输入的单独的电池电流传感器。作为另一替代方案，对于系统的所有条件估计电池电流，并且控制器参数被调整以保证电池电流不超过预定的水平。
在上述的控制策略中，存在大量的将影响用于为给定的电动机速度提供给定的转矩的电池电流的参数。因此能够使用各种参数以限制电池电流。可以以多种方式实现这一点。
参照图32，电池电流一般以基本上呈线性的方式随电动机速度增加。因此，如果电池电流要被限制，那么它将随电动机速度正常增加直到其极限，然后在电动机速度进一步增加时保持在该极限。
参照图33，图26的策略中的电压升压可被改变，使得其在不同的电动机速度下出现。在示出的例子中，它在相同的速率下从标称电压增加到最大值，但这种增加在三个不同的电动机速度1V、2V、3V下开始并在三个不同的速度1P、2P、3P下达到最大值。这些电压升压策略中的每一个被配置为，在电压升压增加的电动机速度的范围上，将电池电流保持在各个恒定水平Ibat1、Ibat2、Ibat3。参照图34，相位提前控制策略也可与电压升压策略一起改变，使得它在电压升压达到其最大值的电动机速度1P、2P、3P下被引入，并以与图26的策略相同的方式在更高的速度下随电动机速度增加。并且，由于各个电压升压策略低于速度1P、2P、3P，因此三个相位提前控制策略中的每一个被配置为对于高于这些速度的速度将电池电流保持在相同的水平Ibat1、Iba2t、Ibat3。因此应理解，通过在电动机速度的全范围上控制电压升压和相位提前，电池电流可在可能的电动机速度的全范围上被限制为选择的最大值。
也可通过控制包含相电流极限、q轴电流极限或调制指数的其它电动机控制参数控制电池电流。这些参数中的每一个被控制器30控制，因此控制器可被配置为控制这些参数中的每一个以限制电池电压。参照图35，对于电池电流一般不高的较低的电动机速度，这些电动机控制参数中的每一个的限制值可保持恒定。但是，当电动机速度增加到一定的速度时，这些参数中的任一个可被限制为随着电动机速度增加而减小的水平。参数的最大水平开始减小的速度越高，则将被使用的电池电流越大。因此，在示出的例子中，如果最大参数值在第一值1M之前保持恒定并然后减小，那么电池电流可被限制为第一水平Ibat1，如果最大参数值在更高的电动机速度2M或者甚至更高的速度3M之前保持恒定并然后减小，那么电池电流被限制为第二高水平Ibat2或第三高水平Ibat3。
应当理解，可以使用上面讨论的参数即电压升压、相位提前、相电流极限、q轴电流极限和调制指数的任意组合，以将电池电流限制为希望的最大值。并且，可以在开环控制中提供这种电流极限，在该开环控制中，参数中的每一个被控制，使得它们将一起产生低于希望的极限的电池电流，或者可在闭环控制提供这种电流极限，在该闭环控制中，电池电流被直接测量或估计，并且参数中的一个或更多个响应测量的电池电流被控制，以将电池电流限制为希望的水平。
应当理解，由于电压升压和相位提前的组合控制可在较高的电动机速度下增加系统的效率，因此上述的本发明的实施例有大量的优点。例如，对于给定的源电压和源电流极限，可以通过使用电压升压和相位提前对系统进行控制，以在更高的速度下产生更大的效率并因此产生更大的功率输出。并且，作为更大的效率的结果，对于任何特定的输出转矩，相电流将比许多常规的系统中低。这还会减小一般称为电子控制单元(ECU)的系统驱动电路8中的电流。这会减小系统中的热应力，这反过来减小ECU中的损失，并且还减小ECU中所需要的部件值，由此降低ECU的成本。通过重新设计电动机使其具有更高的转矩常数(Kt)并使用电压升压以恢复高速特性可以进一步增强这些益处；即，可以在不牺牲高速性能的条件下降低在系统零速工况下引起的应力。
在一些情况下，增加的效率可使得能够在保持需要的转矩、速度和功率输出的同时减小用于特定应用的电动机尺寸。
应当理解，与具有相位提前但没有电压升压的系统相比，在电动机操作参数的某些范围内需要更低水平的相位提前和过调制。这会降低一般随相位提前和过调制增加的转矩波动。这一般又会降低噪声。相位提前或过调制的减小量也可被调整，使得在与机械系统的共振频率对应的某些电动机速度上转矩波动较低。这还可有助于降低噪声。
减小相位提前角的另一优点在于，它可减少电动机的两个方向之间的转矩不对称性。在成本敏感的系统中，可出现转子位置的误差，这导致沿两个方向产生的转矩不对称性。高水平的相位提前趋于增加这种不对称性。因此，通过对于许多操作条件降低相位提前，所述的系统可减少这种不对称性。并且，所述的系统的输出功率将在高速下沿两个方向更接近最佳值，从而在转矩-速度范围上给出更紧密的容限。
并且，随着相位提前角变大，实现诸如动态操作、再生过程中的稳定性和参数范围的鲁棒性的良好的电动机控制性能变得越来越困难。因此可通过使用组合的电压升压和相位提前控制以将相位提前保持为比已知系统中低的水平来提高控制性能。

Claims (28)

1.一种用于具有转子和相绕组的电动机的驱动系统，该系统包括：
包含用于改变通过绕组的电流的与绕组相关的开关装置的驱动电路；
被配置为感测转子的位置的转子位置感测装置；
被配置为提供驱动信号以控制开关装置的控制装置；
用于与标称电压下的电源连接的功率输入；和
与功率输入电通信且可控制为将标称电压升压到应用于绕组的更高升压电压的升压装置，
其中，控制装置被配置为改变通过绕组的电流相对于转子位置的相位并控制由升压装置输出的第二电压。
2.根据权利要求1的系统，其中，控制装置被配置为高于预定的升压引入速度的电动机速度提供电压升压。
3.根据权利要求2的系统，其中，控制装置被配置为当电动机速度达到升压引入速度时以步进的方式增加电压升压。
4.根据权利要求2的系统，其中，控制装置被配置为随着在从升压引入速度到更高的全升压速度的电动机速度范围上增加电动机速度而增加电压升压。
5.根据任意上述权利要求的系统，其中，控制装置被配置为控制电流的相位以相对于转子位置产生电流的变化的相位提前。
6.根据权利要求5的系统，其中，控制装置被配置为随着为了高于相位提前引入速度的速度增加电动机速度而增加相位提前。
7.根据权利要求6的系统，其中，控制装置被配置为至少在低于相位提前引入速度的零相位提前电动机速度的范围上将相位提前设置为零。
8.根据权利要求6或7的系统，其中，控制装置被配置为在低于相位提前引入速度的增加的相位提前电动机速度的范围上提供非零相位提前。
9.根据权利要求8的系统，其中，在增加的相位提前电动机速度的范围内，控制装置被配置为提供随电动机速度增加到最大相位提前的相位提前。
10.根据权利要求9的系统，其中，在增加的相位提前电动机速度的范围内，控制装置被配置为提供随电动机速度从最大相位提前降低的相位提前。
11.根据从属于权利要求2～4中的任意一项时的权利要求6的系统，其中，相位提前引入速度大于升压引入速度。
12.根据从属于权利要求2～4中的任意一项时的权利要求8～10中的任意一项的系统，其中，增加的相位提前电动机速度的范围包含刚刚低于升压引入速度的速度的范围。
13.根据权利要求12的系统，其中，增加的相位提前电动机速度的范围包含升压引入速度。
14.根据权利要求13的系统，其中，增加的相位提前电动机速度的范围包含刚刚高于升压引入速度的速度的范围。
15.一种用于具有转子和相绕组的电动机的驱动系统，该系统包括：
包含用于改变通过绕组的电流的与绕组相关的开关装置的驱动电路；
被配置为提供驱动信号以控制开关装置的控制装置；
用于与标称电压下的电源连接的功率输入，
其中，控制装置被配置为控制电动机的至少一个控制参数由此将来自电源的电流的大小限制为最大值。
16.根据权利要求15的系统，还包括相位提前。
17.根据权利要求15或16的系统，还包括与功率输入、功率输出电通信且可控制为将标称电压升压到应用于绕组的更高升压电压的升压装置，其中，至少一个参数包含由升压装置提供的升压的水平。
18.根据权利要求15～17中的任意一项的系统，其中，至少一个参数包括q轴电流极限、相电流极限和过调制水平中的至少一个。
19.一种用于具有转子和相绕组的电动机的驱动系统，该系统包括：
被配置为从电池接收电池电流的输入；
用于改变通过绕组的电流的与绕组相关的开关装置；
被配置为向开关装置提供输入电流的直流环；
被配置为测量直流环中的电流的电流传感器；
被配置为使来自电流传感器的输出平均化的低通滤波器；和
被配置为从所述输出确定电池电流的控制装置。
20.根据权利要求19的驱动系统，其中，至少一个系统部件被设置在输入和直流环之间，并且控制装置被配置为通过使用与系统部件相关的因子从所述输出确定电池电流。
21.根据权利要求20的驱动系统，其中，该因子是部件的效率。
22.根据权利要求20或21的驱动系统，其中，系统部件是升压器。
23.根据权利要求19～22中的任意一项的驱动系统，其中，控制装置被配置为基于系统的至少一个操作参数确定该因子。
24.根据权利要求23的驱动系统，其中，参数包含升压机的输入电压、升压机的输出电压、环电流或温度。
25.一种推挽式升压电路，包含：在共用的磁芯上具有两个绕组的双线缠绕部件，每个绕组在一端与共用的第一电势连接；被配置为被交替打开以将绕组中的各绕组连接到第二电势上由此在绕组对两端产生升压的电压的两个有源开关；和被配置为被交替打开以将绕组中的各绕组连接到输出上由此向输出施加升压的电压的两个另外的开关。
26.根据权利要求25的电路，其中，开关可均被切换到断开状态，使得电路以电流可通过两个绕组流到输出的无源模式操作。
27.根据权利要求25或26的电路，其中，另外的开关可被打开以减小它们的电阻同时有源开关被关闭，使得电流可以以降低的损失流过两个绕组，以通过另外的开关流向输出。
28.根据权利要求25～27中的任意一项的电路，其中，有源开关可被关闭且另外的开关被打开，使得重生电流可从输出流过电路。
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