CN101036284B

CN101036284B - 用于led大面积光源灯的功率转换器

Info

Publication number: CN101036284B
Application number: CN2005800335080A
Authority: CN
Inventors: E·瓦芬施米特; T·纽伯特
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2004-10-01
Filing date: 2005-09-27
Publication date: 2012-11-28
Anticipated expiration: 2025-09-27
Also published as: EP1797632B1; WO2006038157A3; US7554822B2; CN101036284A; WO2006038157A2; US20080084167A1; EP1797632A2; JP4903707B2; JP2008515379A

Abstract

一种功率转换器，用于在输入电压处接收输入电流和用于在输出电压处提供输出电流。该功率转换器包括具有一个初级侧(136)和至少一个次级侧(138)的变压器(133)，其中该变压器具有互感L_m和泄漏电感L_s。该功率转换器还包括在所述变压器的初级侧以f_op的工作频率工作的至少一个开关装置(124a，124b)和位于变压器的初级侧的电容器C_s。该电容器和所述变压器的泄漏电感L_s形成谐振电路，其中所述工作频率、所述电容器C_s、所述互感Lm和所述泄漏电感L_s匹配成通过使用谐振原理和以电流源模式操作功率转换器而使输出电流的有效值相对被所述输出电流横穿的负载变化大体上恒定。

Description

用于LED大面积光源灯的功率转换器

技术领域

本发明一般涉及功率转换器，特别地涉及用于一种包括作为发光体的发光二极管(LED)的大面积光源(LALS)灯的功率转换器。因此，该转换器足够薄以便集成在薄设备中。

背景技术

电子工业面对着越来越大的小型化和成本节约的压力。特别是在消费电子产品领域，制造商力争为他们的顾客制造尽可能小的、平的以及紧凑的产品。

在微电子学领域中，随着生产过程的自动化，通过将元件集成在微芯片中能够实现极致的小型化。在功率电子学领域，由于开关电源(SMPS)的发展，在过去已经成功地减小了电路的结构体积和重量。特别地，使用谐振转换器布局技术的功率变换可获得非常有效且小型的方案。此外，期望的是集成分散的电路元件，特别是对于非常薄和平的应用来说，如等离子显示器或LCD显示器，从而进一步增大小型化和自动化的程度。

然而，对功率电子应用中的电路来说实现集成是非常困难的。特别地，不同类型的元件是使用过时的分散元件的一个原因。此外，由于为了存储一定量的能量通常需要一定的体积，或者为了保持合理的电损耗，这些元件的尺寸减小受到限制。

用于调节输出电压和输出电流的控制系统也增大了功率转换器的复杂性并限制了其集成的可能性。

要与市电供电网(例如在欧洲是230V AC/50Hz，或在美国是110VAC/60Hz)连接的功率转换器在功率因素和市电谐波方面必须遵照市电供电网的操作规则。

发明内容

根据本发明的一个优选实施例，一种功率转换器，用于在输入电压下接收输入电流和用于在输出电压下提供输出电流，该功率转换器包括：具有一个初级侧和至少一个次级侧的变压器，该变压器具有互感L_m、泄漏电感L_S、和在次级侧由其绕组产生并与所述互感L_m构成并联谐振电路的寄生电容C_P。该功率转换器还包括在该变压器的初级侧以f_op的工作频率工作的至少一个开关装置，以及和该变压器的泄漏电感L_S形成谐振电路的电容器C_S。所述工作频率、所述电容器C_S、所述泄漏电感L_S、和所述寄生电容C_P匹配成使得输出电流的有效值相对于被该输出电流横穿的负载的变化大体上恒定。如果在输出电流的频率响应函数中可以忽略和负载的相关性，例如可以实现这种恒定的输出电流的状态。如果从绝对值来说由负载确定的加数比在相应总和中的任何其他加数小至少一阶的数量级，也可以实现这种状态。在电流特性和负载的函数关系方面，该特性的斜率是负载电流对负载变化的敏感程度的测量值。在谐振时，该灵敏度非常小。略微偏离谐振时，工作点的输出电压也会影响该灵敏度。如果提供了限制电压的措施，那么在电压极限附近就可以平滑地过渡。通过这种方式，能够使输出电流实现大体上自调节的行为。该谐振转换器可用于电源模式，其中通过利用谐振原理，可使电流保持在比较窄的限制内而不需付出控制努力。因此，实现了功率转换器相对于负载变化的稳定行为。实际上，提供给负载的电流仅在有限的程度上受负载的影响。该电流主要由谐振电路的频率响应曲线确定。

根据工作频率的下限匹配所述工作频率f_op、所述电容器C_S和所述泄漏电感L_S，该工作频率是由串联电容器以及互感Lm和泄漏电感L_S的总和限定的基本谐振频率，使得

f_{op} > \frac{1}{2 π} \frac{1}{\sqrt{(L_{m} + L_{s}) C_{s}}} .

在基本谐振频率下工作的功率转换器更像处于其次级侧的电流源，从而获得高的输出阻抗。此外，在该基本谐振频率下谐振电路的输入阻抗随着频率的增大从电容模式改变到感应模式。某些开关装置如MOSFET晶体管优选操作成驱动感应电荷，以便使开关损耗较小。此外，由于所需的基本谐振频率选择得相当高，因此能够使无源元件如电容和电感较小。实际上，最大工作频率主要受开关装置的限制。为此，不可能以合理的成本无限地增大工作频率。因此，串联电容器C_S和泄漏电感L_S的值必须与所施加的工作频率匹配。

还可以根据工作频率的上限匹配所述工作频率f_op、所述电容器C_S和所述泄漏电感L_S，所述谐振电路的输出阻抗在该工作频率下大体上匹配所述负载。为了维持功率转换器的电流源特性，必须维持相对高的输出阻抗。可以认为输出阻抗和负载之间的功率匹配点是电流源和电压源之间的过渡点。因此，使输出阻抗比负载大可形成电流源。在该频率范围中，输出阻抗随着频率的增大而减小。实际上，该上限可以选择在一频率处，输出阻抗在该频率比负载阻抗小例如1.2倍，这也将形成令人满意的电流源特性。

对所述工作频率来说，可以根据工作频率的上限匹配所述工作频率f_op、所述电容器C_S和所述泄漏电感L_S，使得

f_{op} < \frac{1}{2 π} \frac{1}{\sqrt{L_{s} C_{s}}} .

在该所谓的串联谐振频率下，功率转换器的输出阻抗最小并且甚至可以消失。然而，作为该频率的函数，输出阻抗会在该串联谐振频率周围迅速增大。因此，即使在仅仅稍低于该串联谐振频率的频率下，也可以实现令人满意的输出阻抗值。

该工作频率选择成大体上高于由串联电容器和泄漏电感L_S限定为下式的串联谐振频率，

f_{s} = \frac{1}{2 π} \frac{1}{\sqrt{L_{s} C_{s}}},

使得泄漏电感L_S限制了所述输出电流。换句话说，工作频率选择在一个区域，其中泄漏电感L_S是输出电流的主导限制因素。串联连接的电感将用作电流扼流圈，用于根据关系式Z_inductivity＝jωL增大频率，该关系式表示电感L的绝对阻抗值与频率成比例。如果其绝对阻抗值超过在各个串联接线中的所有其它元件的阻抗值的总和，就认为该泄漏电感是主导的。在该频率范围中，串联电感变成主导的，并被认为是几乎无损耗的串联交流电阻。如果输出电阻不会过高，那么输出电流几乎不受负载的影响。

此外，所述工作频率f_op、所述电容器C_S和所述泄漏电感L_S匹配成使得所述振荡电路的输入阻抗呈现电感性。即使在短路的状态下，转换器也工作在电感模式中，这对实现开关装置的无损耗零电压开关是期望的。

所述变压器是平面变压器，其优点是减小了安装高度。

通过使变压器的螺旋初级绕组的中心相对变压器的螺旋次级绕组的中心移动可以实现泄漏电感L_S。可替换地，通过不同尺寸的所述变压器的初级和次级螺旋绕组可以实现该泄漏电感L_S。这两者的组合也是可能的。已描述的实现泄漏电感的可能方案中的第一种非常适合于用实验的方法确定或改变必要的几何形状或者在切换模式电源的装配过程中作为精密调节的一部分，第二种可能方案的计算相对容易，因磁通量导致的损耗可更加均匀地进行分布。当组合这两种可能方案时，可以根据第二种方法实现泄漏电感L_S的主要部分，根据第一种方法在装配和最终检验过程中实现任何必要的精密调节。已描述的移动方法仅适用于平面变压器。

该变压器的初级和次级绕组以平面的方式集成在印刷电路板PCB中，并在初级和次级绕组之间布置固体的PCB层。同时该变压器是必不可少的，并且限于具有一定的最小尺寸。在PCB中变压器的集成组合了两种要求。通过两个绕组之间的固体的PCB层可实现初级绕组和次级绕组之间的有效电绝缘。

平面磁芯布置在包括初级绕组、刚性(solid)PCB层和次级绕组的组件的水平侧附近。优选地，为了获得初级绕组和次级绕组之间的有效耦合，将变压器的磁通量导向到软磁材料内部。利用这种布置，磁通量被导向到绕组附近。

平面软磁芯由铁氧体片、铁氧体聚合化合物构成，或者由高渗透性金属箔构成。在使用高渗透性金属箔的情况下，该高渗透性金属箔由NiFe或镍铁高导磁合金构成。可替换地，磁芯由无定形铁或纳米晶铁构成。无定形铁例如是金属玻璃非晶态金属或非晶合金(Vitrovac)。通过在磁芯中提供切口来构造磁芯，该切口与在磁芯中导向的磁力线平行。这些材料可以在减小的空间要求下提供良好的软磁特性。在磁芯中提供切口有助于减小涡电流。铁氧体片能够以非常薄的厚度制造，由此也使PCB的总厚度较小。铁氧体聚合化合物材料能够以更加复杂的形态和形状制造。

电容器C_S集成在PCB中，由于大元件如电容器C_S可从PCB表面移动到其内部，因而能够节省空间，这就导致PCB表面上的元件数量更少。

根据本发明的另一个实施例，该电子装置的功率转换器安装在散热片一侧上铣出的凹槽中，该功率转换器的PCB直接安装在该散热片上，从而改进对PCB以及其集成和安装的元件的冷却。此外，电源不会增大整个LED阵列组件、散热片和功率转换器的任何厚度。

此外，PCB可由高导热的材料构成，这进一步改进了电子元件特别是集成在PCB中的电子元件的冷却。

可以避免具有高额定值的电容器，由于这些值趋向于对其集成要求足够的空间。同样的原因，可以避免电解电容器。大电容通常在电源中具有两个作用。首先，它们通常可用于减小整流器输出处的所谓的波纹(ripple)电压。如果规范要求波纹电压很小，那么大的电容器就是必要的。其次，通常需要大电容器来形成具有低谐振频率的谐振电路。在特定的实施例中，没有一个电容器具有超过1μF的额定值。此外，由于在目标应用中，允许相当数量的波纹电压，因此能够有效地利用电容器，该电容器通常用于在电源电压的零交叉期间维持恒定的能流。其余的电容器可过滤更高的开关频率，并且由于该原因该电容器不需要很大。

在一个实施例中，功率转换器还包括：

可连接到交流市电电源的第一交流-直流整流器；和

可连接到电子消费品的第二交流-直流整流器。利用这些附加元件，功率转换器可变成开关模式的电源，用于将来自交流市电供电网的电力提供给直流电子消费产品。这确保需要直流(DC)的电子消费产品通过中间转化级与交流(AC)供电网络连接，该中间转化级工作在不同于交流供电网络的另一频率。通常，该中间级工作在高于交流供电网的频率。

第一交流-直流整流器可产生已整流的电压和重叠的波纹电压。该波纹电压的频率是交流市电电源的电压频率的两倍。此外，由第一交流-直流整流器从交流市电电源引出的电流大体上是正弦曲线，其频率等于交流市电电源的电压频率。利用某些电子消费产品，特别是具有非线性电流电压特性的电子产品，以两倍于交流市电电源频率的频率提供波纹电压在功率消耗周期方面是有益的。由于众所周知的整流器会产生波纹电压作为副产品，而不需要附加的措施，无论是对产品还是为了抑制波纹电压。由第一交流-直流整流器从交流市电电源引出的电流大体上是正弦曲线，其频率等于交流市电电源的电压频率。通过这种方式，满足电源工业的大部分要求。实际上，电源工业要求与其供电网连接的电子设备不会使网络过多地载有市电谐波。

电子消费品具有类似于二极管的电流-电压特性，利用该特性，和第一交流-直流整流器相配合，能够实现电子设备的功率消耗以两倍于交流市电电源频率的频率变化。该功率转换器从交流市电电源以一频率引出大体上正弦的电流，该频率等于在所述交流市电电源上的电压频率。因此该功率转换器满足市电谐波减小的电源行业的要求，从而导致电源网络中的损耗减小以及应力作用在该电源网络上。通过利用负载的上述电流电压特性可以实现这个，从而通过正弦的方式获得一和流过其的电流相同的频率振荡的功率消耗。此外，电子消费产品的电流电压特性可获得在流过其的电流的频率下的功率消耗。由于在电子设备的静止操作中，在电子消费产品中消耗的功率量近似等于从市电电源吸收的功率量，以及由于内部开关频率比市电电源电压的频率高几阶，因此被电源吸收的功率以波纹电压的频率振荡。这种行为是优选的，因为从电源行业的观点来看，它看起来就像线性负载，由于几乎没有市电谐波，因此该线性负载不会过多地加压力于电源网络上。

大面积光源(LALS)灯包括根据本发明的功率转换器。这使得大面积光源灯很薄，即使在功率转换器集成在灯的散热片中。

附图说明

参考附图，本发明的其他目的和优点将变得明显，其中：

图1示出了利用本发明的功率转换器的示意性表示；

图2示出了有助于其分析的功率转换器的等同网络；

图3示出了电压传递函数|U_out/U_in|的频率响应和归一化频率f的函数关系；

图4示出了谐振电流I_res的幅度的频率响应；

图5示出了谐振电流的虚数部分I_m(I_res)的频率响应和归一化频率f的函数关系；

图6示出了电路的谐振电流(I_res)的相位的频率响应和归一化频率f的函数关系；

图7示出了功率转换器的输出阻抗的频率响应和归一化频率f的函数关系；

图8a示出了一种变压器的初级绕组和次级绕组的布置，其中通过移动两个绕组的中心实现泄漏电感；

图8b示出了变压器的初级绕组和次级绕组，其中通过对初级绕组和次级绕组赋予不同直径实现泄漏电感；

图9是具有集成的变压器的印刷电路板的截面图；和

图10示出了根据本发明的大面积光源的透视图。

尽管本发明可进行各种修改和可替换的形式，通过附图中的实例已经示出了其具体实施例并在这里详细地描述。然而应该理解，这不是要将本发明限制到所公开的特定形式，相反，本发明覆盖了如随附权利要求所限定的所有修改、等同物以及可替换方案。

具体实施方式

现在参考图1，其示出了功率转换器100的示意图，该功率转换器使市电供电网30提供的功率适配于电子消费产品40的工作条件。这种适配包括减小电压和将市电供电网30提供的交流电整流成电子消费产品40所需的直流电。市电供电网可提供230V AC/50Hz的电压，如欧洲市电供电网所提供的，但是它同样可以是一些其他市电供电网提供的电压，如美国市电供电网，即110V AC/60Hz的电压。在该实施例中，电子消费产品40由几个串联连接的发光二极管(LED)构成。由于其电流电压特性，二极管倾向于在其端子处保持一电压，该电压处于其预定的正向电压附近。另一方面，流过二极管的电流强度实际上不受二极管本身控制，它可以达到较高的值，除非外围电路提供合适的对策来限制电流的强度。通常，使用反馈控制回路来控制流过负载的电流。这种反馈控制通常作用在门信号上，该门信号通过脉宽调制(PWM)被施加在门上或者开关元件的基极上。然而，如果门信号的宽度被用作控制因素，打开或关闭开关装置的瞬间中的至少一个不能选择成和零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)一致。由于这些打开和/或关闭的次最佳瞬间，开关元件中的功率耗散会增大。另一种以主动方式控制功率转换器的输出电流的可能方案在于利用了输出电流的频率响应。因此，开关元件的工作频率在工作频率周围变化，输出电流的频率响应曲线在该工作频率具有一定的斜率。所有的反馈控制都共有的是需要测量功率转换器的输出电流，这需要附加的电路。如果在变压器的初级侧和次级侧之间需要电隔离，那么就有必要附加光或电磁传输元件。然而，与大多数意见相反，如在该实施例中所描述的，在没有闭环控制的条件下，可以实现足够稳定的电流控制。

由市电供电网30提供的电压通过整流器112进行整流。电容器114使已整流的电压平滑，其中平滑度取决于电容器114的容量。电容器114的端子之间的电压包括直流分量和所谓的波纹电压。将已整流的电压施加到包括开关124a和124b的半桥上。两个开关以交替的方式进行操作，为此，其受控制器122的控制。该控制器122为开关124a和124b产生门信号或触发信号。开关124a和124b以双极性或MOSFET技术来实现。对于更高的工作频率，MOSFET晶体管通常优于双极晶体管。在半桥的输出处，可获得大体上的方波电压，该方波电压被施加到包括电容器C_S132和电感L_S134和L_m136的谐振网络。这些元件形成串联的谐振电路。电感L_S134是变压器133的泄漏电感，电感L_m136是同一变压器133的互感。变压器133也包括位于其次级侧的次级绕组138a和138b。在公知的方式中，变压器133具有中点引线139。整流器142与变压器133的次级侧连接。电容器144用于使整流器142的输出电压平滑。负载40与电容器144并联连接，该负载由平滑的整流器142的输出电压提供。

为了使电路很薄，变压器133构造成使其绕组集成在印刷电路板(PCB)中。

现在转到图2，其示出了功率转换器的相关部分的等效网络。通过提供正方形波电压的电压源U_HB模拟半桥的输出。该正方形波电压被施加到与图1中示出的相似的谐振电路上。除了在图1中示出的谐振电路，电容器C_P137与理想换能器135的输出并联连接。实际上，电容器C_P137模拟变压器133的次级侧由其绕组产生的寄生电容。当转换到变压器的初级侧时，电容器C_P137以C_P/N²出现在理想换能器的初级侧，其中N是次级绕组和初级绕组的匝数比。由于该匝数比的相关性，即使是位于变压器的次级侧的小寄生电容也会在其初级侧变得相关，这取决于匝数比N。因此，在电路分析中不能忽略并联电容器。电容器C_P137的出现可产生由L_m136和电容器C_P137构成的并联谐振电路，其被转换到换能器135的初级侧。和由电容器C_S132以及泄漏电感L_S134构成的串联谐振电路一起，这将形成四阶谐振电路。该电路布局由于其元件的数量也称为LLCC布局。

为了更加精密地分析LLCC半桥转换器和理解不同的工作模式，有帮助的是使用可以分离复杂的相互关系的模型。合适的分析工具是所谓的基波近似法(FHA)，其中仅考虑施加到网络上的信号的基频。如果被转换能量的大部分以具有基频的波的方式输送，那么这就是允许的。谐波的所有影响可被忽略。在包括线性元件的电路中，仅需要执行处于基频的直接交流电路分析。利用交流计算方法，可以分析LLCC谐振转换器的行为。常见的方法是根据下面的公式通过分压器计算传递函数：

\frac{n_{eff} \cdot U_{o}}{U_{i}} = \frac{Z_{2}}{Z_{1} + Z_{2}},

在该公式中，U_o表示输出电压，U_i表示输入电压，n_eff表示有效匝数比。阻抗Z₁和Z₂分别定义为：

Z_{1} = \frac{1}{jω C_{s}} + jω L_{s}

以及

Z_{2} = \frac{1}{\frac{1}{jω L_{p}} + \frac{jω C_{p}}{{n_{eff}}^{2}} + \frac{1}{{n_{eff}}^{2} \cdot R_{AC}}} .

利用品质因数的定义

Q_{s} = \frac{ω_{s} \cdot L_{s}}{R_{L}} = \frac{ω_{s} \cdot L_{s} \cdot P_{out}}{{U_{out}}^{2}} = \sqrt{\frac{L_{s}}{C_{s}}} \cdot \frac{P_{out}}{{U_{out}}^{2}}

以及利用串联谐振频率和并联谐振频率各自的定义

f_{s} = \frac{ω_{s}}{2 π} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{s} C_{s}}}

和

f_{p} = \frac{ω_{p}}{2 π} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{p} C_{p}}},

可以发现LLCC转换器的绝对值传递函数

| \frac{U_{out}}{U_{in}} | = \frac{\frac{1}{2 \cdot n_{eff}}}{\sqrt{{(1 + \frac{L_{s}}{L_{p}} \cdot [({(\frac{f_{s}}{f_{p}})}^{2} + 1) - ({(\frac{f_{s}}{f})}^{2} + \frac{1}{{n_{eff}}^{2}} {(\frac{f}{f_{p}})}^{2})])}^{2} + {Q_{s}}^{2} \cdot \frac{π^{4}}{{n_{eff}}^{4} \cdot 64} (\frac{f}{f_{s}} - \frac{f_{s}}{f})}} .

从该方程式可以得出，电路的传递函数大体上取决于品质因数Q_S、谐振频率f_S和f_P以及L_S和L_P的比率的选择。

图3示出了表示转换器的电压传递函数和频率之间的函数关系的曲线图。图中的频率轴标准化为串联谐振频率f_S。图3的曲线图中示出的每一曲线显示了特定品质因数Q_S的电压比。该品质因数Q_S是负载电阻R_L的函数，反过来这确定了转换器的输出功率。从底部开始，最下面的粗短划线表示最大输出功率的电路特性，以及接下来的短划线是标称输出功率的电路特性。接下来的短划线是较低输出功率的电路特性。最上面的实线表示在轻负载下工作的电压传递函数。

谐振转换器能够工作在不同的模式中，该模式能够通过选择工作频率进行调节。利用基波近似法和由此获得的转换器布局的传递函数，能够检验电路的传递特性。辨别不同的工作范围。传递函数的特征是位于曲线的局部最大值的两个特有的谐振频率f_r1和f_r2。应该注意，这些谐振频率f_r1和f_r2通常与串联和并联谐振频率不同。从传递函数来看，值得注意的是负载曲线的最大值移动了。对于小的负载来说，最大值朝f_r1移动。对于增大的负载来说，峰值朝串联谐振频率f_S移动。谐振频率f_r2的影响程度取决于转换器设计。

根据负载曲线的最大值的位置可以确定下面的工作范围：

电容范围：输入阻抗的作用就像电容器。电流优先于电压。优选在没有电流流过开关元件(零电流开关或ZCS)的瞬间关闭开关元件(例如IGBT)；

电感范围：输入阻抗的作用就像电感。电压优先于电流。优选在开关元件上的电压为零(零电压开关或ZVS)的瞬间打开开关元件(例如MOSFET)。

如果转换器在电容范围中工作，那么开关频率必须选择成低于谐振频率。在该范围中，在没有电流流过开关元件时将其关闭。如果转换器在高于该谐振频率下工作，则其在电感模式中工作，即在零电压时切换开关元件。串联谐振频率f_S是两个谐振频率之间的截止频率，并且它还可以提供从电容工作模式向电感工作模式的过渡。

较低的谐振频率是基频。该基频由串联电容以及泄漏电感和互感的总和确定。在该频率下，转换器的作用就像在其输出的电流源，也就是输出阻抗很高。低于该频率，转换器将在电容模式中工作。高于该频率，根据负载状态，转换器将在电感模式中工作。

第二主谐振频率是串联谐振频率，其由串联电容C_S和泄漏电感L_S确定。在该频率下，转换器用作电压源。因此，其输出阻抗很低。在转换器用于驱动LED的情况下，必须避免这个范围。大大高于该串联谐振频率时，串联电感限制了负载电流，使得该范围也可以用于驱动LED。

考虑到谐振电路中的电流，能够更加精确地确定转换器工作的不同范围。为此，分别在图4和6中画出了谐振电路I_res中电流的大小和相位与频率的关系图。对于在轻负载状态(实线)下的工作，人们认识到转换器能够在两个电容模式和两个电感模式中起作用。谐振频率f_r1标记了从电容范围向电感范围的过渡。因此，相位从+90°变化到-90°，即在谐振电路中电压优先于电流。在从并联分支L_P和C_P中的元件产生的并联谐振频率下，电流再次变成电容性的。在这一点上，在如从幅值图示中截取的，轻负载状态下没有电流流入谐振电路。开关晶体管不会在该工作频率下产生任何正向损耗。在谐振频率f_r2下，转换器变成电感性的，并且相对高的电流流入谐振电路。对于零电压开关(ZVS)来说转换器的可用性取决于谐振电流的虚数部分的值，其与电流的相位相关，因此也与电流相对电压的迟滞或提前相关。图5示出了电流的虚数部分。在电压穿过零时电流负向地越大，对于ZVS来说就越有利，这是因为开关元件的容量能够更好地放电和再充电。在频率特性图中，电流的虚数部分的零交叉表示不同的工作模式的过渡。此外，可以看到的是电流的虚数部分在所谓的负载独立点是恒定的。这意味着当在电感模式中工作时转换器具有同样的ZVS特性，而不管负载的大小。如果能够假定输入电压相对稳定，由于输出电压的控制特性不令人满意，因此仅应该选择在该频率下的工作。

此外，期望的是将转换器设计成恒流电源或设计成恒压电源。为此，LLCC转换器的输出阻抗在图7中表示成不同的输出功率值。此外，该表示被标准化成串联谐振频率f_S。如果在该串联谐振频率下工作，转换器的输出谐振会变得非常小，即电路表现成恒压电源。相反地，对于等于并联谐振频率的工作频率来说，电路表现成恒流电源。在这两个频率之间，假定输出阻抗为有限值，这样就能够通过选择合适的工作频率来执行功率调节。

通过变压器的泄漏电感可实现串联电感L_S。为了在适合于该应用的平面变压器中增大和将其调节到期望值，提出了两种可能方案。在第一种可能方案中，初级绕组和次级绕组是具有相同直径的螺旋绕组。正如在图8a中所看到的，其中心被移动了。初级绕组801具有中心811，次级绕组802具有中心812。中心811和812之间的距离810限定了次级绕组相对初级绕组的位移。中心被移动得越远，耦合就越弱，从而增大泄漏电感。这种方法非常适合于用实验方法确定或改变必要的几何形状。第二组可能方案也使用了两个螺旋绕组。它们彼此位于中心，但是它们具有不同的直径，正如在图8b中所看到的。初级绕组801的直径821小于次级绕组802的直径822。没有重叠的部分和绕组的其余部分微弱地耦合，这样就增大了泄漏电感。和第一种方案相比，这种结构更容易计算，以及由磁通量导致的损耗可更加均匀地分布。然而，不能在制造之后修改该方案，也不能进行实验调节。此外，两种可能方案的组合是可能的。

现在转到图9，描述了将无源元件集成在功率电子设备的电路中。为了将这些元件集成在印刷电路板中，一种方法注重技术开发。封装密度越高，由于整体制造因而生产过程也将越快，该方法的优点是改进的热特性。另一种方法注重复杂元件的开发，该复杂元件合并了各种电子功能，即将电容特性和电感特性集成到一个元件中。得到的优点是元件数量少，减小了电路的尺寸。两种方法的组合可获得更高水平的集成。因此，所有类型的无源元件优选地集成在PCB中。该无源元件是那些除半导体之外的元件。它们包括电阻、电容器，或电感和变压器。这样就能够在生产过程的一个步骤中同时制造多个元件。通过多层中的生产过程可以实现该整体制造，其中每一层包括许多相似的元件。将各个层组合成整个电路，这样可以获得三维结构的电路。

变压器作为电源中最大的元件构造成将其绕组集成在印刷电路板(PCB)900中。这样就能够实现非常薄的方案。该变压器包括初级绕组。该初级绕组包括两个并联连接的导体942和944。导体942和944具有两个端子952和954，用于将初级绕组与外部电路电连接。次级绕组布置在初级绕组下方，并包括两个导体946和948。导体946和948包括端子962、964和966，用于将次级绕组与外部电路电连接。在端子962侧，两个导体彼此电连接，使得端子962与两个导体946和948耦合。然而在相对的一侧，每个导体946和948分别引出单个端子964和966。这种布置以端子962的形式在次级绕组中形成中心分接头。初级绕组和次级绕组之间的绝缘932可以确保符合标准的市电绝缘。因此，可以在初级侧和次级侧的导电部之间嵌入漏电距离为6mm(或8mm，取决于应用环境)或厚度为至少0.4mm的刚性PCB层。应该注意，大多数在技术上相关的软磁材料“在安全标准的意义上”是导电的。软磁层922和924形成开放磁路。如果变压器铁心由封闭的软磁电路构成，那么其在顶面和底面922、924上的部分将电连接，因此能够形成从初级绕组到次级绕组的漏电路径。象在软磁片的使用中一样，如果半铁心(corehalves)被PCB 900分开，就能够避免该泄漏路径。然而，绝缘距离会在磁路中导致间隙。获得的电感减小使得有必要进行某一电路布局以及使用更高的开关频率。在该实例中，为了便于清楚地描述，PCB 900包括用于平面变压器的单层。但是，应该理解，PCB 900可以包括例如用于电容器、电感和电阻的附加层，该附加层位于变压器层的上面或下面。

软磁芯变压器由两个铁氧体片构成。这具有两个优点：其形状很容易制造，这是重要的，因为烧结的铁氧体易碎。简单的板状片做得比复杂形状的磁芯更薄。通过这种方式，能够实现总体厚度为3mm的变压器。使用铁氧体芯的软磁片的第二个原因是容易实现如上所述的市电绝缘。

在另一种实现中，与专利申请案US2003/0030533中描述的相似，磁芯由层压在印刷电路板上的铁氧体聚合化合材料构成。定时电容、滤波电容和其他电容同样可以集成在印刷电路板中作为分离层。

图10示出了根据本发明的大面积光源(LALS)灯1000的透视图。示出的该LALS灯1000背侧在上面。根据本发明的功率转换器100嵌入在散热片1010的空腔1012中。该散热片1010由几个冷却肋片形成，这样可以确保有效的热耗散。其他形式的散热片如面对LALA灯的侧面的大表面也是可能的。发光二极管(LED)40用作发光体。这些发光二极管通常在功率转换器100的输出处串联连接。LED 40在该图中表示为圆柱体，以指示其位置。它们的实际形状可以变化。由于LED通常具有方向性的光发射特性，因此反射镜和/或扩散器(未示出)可以用于均匀的光分布。散热片1010的下表面示出为半透明的，使得LED是可见的。

Claims

1.一种功率转换器，用于在输入电压下接收输入电流和用于在输出电压下提供输出电流，该功率转换器包括：

具有一个初级侧和至少一个次级侧的变压器，该变压器具有互感L_a、泄漏电感L_S、和在次级侧由其绕组产生并与所述互感L_m构成并联谐振电路的寄生电容C_P；

在所述变压器的初级侧以f_op的工作频率工作的至少一个开关装置；

位于变压器的初级侧的电容器C_S，该电容器和所述变压器的泄漏电感L_S形成谐振电路，

其中所述工作频率、所述电容器C_S、所述互感Lm、所述泄漏电感L_S、和所述寄生电容C_P匹配成使得输出电流的有效值相对被所述输出电流横穿的负载的变化大体上恒定。

2.如权利要求1所述的功率转换器，其中根据所述工作频率的下限匹配所述工作频率f_op、所述电容器C_S和所述泄漏电感L_S，该工作频率是由串联电容器以及互感Lm和泄漏电感L_S的总和限定的基本谐振频率，使得

3.如权利要求1或2所述的功率转换器，其中根据所述工作频率的上限匹配所述工作频率f_op、所述电容器C_S和所述泄漏电感L_S，所述谐振电路的输出阻抗在该工作频率上大体上匹配所述负载。

4.如权利要求1或2所述的功率转换器，其中根据所述工作频率的上限匹配所述工作频率f_op、所述电容器C_S和所述泄漏电感L_S，使得

5.如权利要求1所述的功率转换器，其中该工作频率选择成大体上高于由串联电容器和泄漏电感L_S限定为下式的串联谐振频率

使得泄漏电感L_S限制了所述输出电流。

6.如权利要求5所述的功率转换器，其中所述工作频率f_op、所述电容器C_S和所述泄漏电感L_S匹配成使得所述振荡电路的输入阻抗呈现电感特性。

7.如权利要求1、2、5或6所述的功率转换器，其中所述变压器是平面变压器。

8.如权利要求7所述的功率转换器，其中通过使所述变压器的螺旋初级绕组的中心相对所述变压器的螺旋次级绕组的中心移动来实现所述泄漏电感L_S。

9.如权利要求1、2、5或6所述的功率转换器，其中通过所述变压器不同尺寸的初级和次级螺旋绕组实现所述泄漏电感L_S。

10.如权利要求7所述的功率转换器，其中所述泄漏电感L_S实现成使初级绕组和次级绕组的中心相对彼此的移动以及具有不同尺寸的初级绕组和次级绕组的组合。

11.如权利要求7所述的功率转换器，其中所述变压器的所述初级和次级绕组以平面的方式集成在印刷电路板中，并在所述初级和次级绕组之间布置刚性印刷电路板层。

12.如权利要求11所述的功率转换器，其中平面磁芯布置在由初级绕组、刚性PCB层和次级绕组构成的组件的水平侧附近。

13.如权利要求12所述的功率转换器，其中所述平面磁芯包括铁氧体片。

14.如权利要求12所述的功率转换器，其中所述磁芯由高渗透性金属箔构成。

15.如权利要求14所述的功率转换器，其中所述高渗透性金属箔由NiFe或镍铁高导磁合金构成。

16.如权利要求12所述的功率转换器，其中所述磁芯由无定形铁构成。

17.如权利要求12所述的功率转换器，其中所述磁芯由纳米晶铁构成。

18.如权利要求12所述的功率转换器，其中通过在磁芯中提供切口构造磁芯，所述切口与在磁芯中导向的磁力线平行。

19.如权利要求11所述的功率转换器，其中所述电容器C_S集成在印刷电路板中。

20.如权利要求1、2、5或6所述的功率转换器，其中所述功率转换器安装在形成于散热片一侧上的凹槽中。

21.如权利要求11所述的功率转换器，其中印刷电路板直接安装在散热片上。

22.如权利要求11所述的功率转换器，其中印刷电路板由高导热的材料构成。

23.如权利要求1、2、5或6所述的功率转换器，还包括

可连接到交流电源的第一交流-直流整流器；

可连接到电子消费品的第二交流-直流整流器。

24.如权利要求23所述的功率转换器，其中所述第一交流-直流整流器产生已整流电压和重叠的波纹电压，所述波纹电压的频率是所述交流电源的电压频率的两倍。

25.如权利要求23所述的功率转换器，其中由所述第一交流-直流整流器从所述交流电源引出的电流大体上呈一正弦曲线，该正弦曲线的频率等于所述交流电源的电压频率。

26.如权利要求23所述的功率转换器，其中所述电子消费品具有类似于二极管的电流-电压特性。

27.大面积光源(LALS)灯，包括如权利要求1、2、5或6所述的功率转换器。

28.一种包括作为发光体的发光二极管的大面积光源，其包括用于在输入电压下接收输入电流和用于在输出电压下提供输出电流的功率转换器，该功率转换器包括：

具有一个初级侧和至少一个次级侧的变压器，该变压器具有互感L_m、泄漏电感L_S、和在次级侧由其绕组产生并与所述互感L_m构成并联谐振电路的寄生电容C_P，

在所述变压器的初级侧以f_op的工作频率工作的至少一个开关装置；和位于变压器的初级侧的电容器C_S，该电容器C_S和所述变压器的泄漏电感L_S形成谐振电路。

29.如权利要求28所述的大面积光源，其中所述变压器是平面变压器。

30.如权利要求29所述的大面积光源，其中所述变压器的初级和次级绕组以平面的形式集成在印刷电路板中，并在所述初级和次级绕组之间布置刚性印刷电路板层。

31.如权利要求30所述的大面积光源，其中平面磁芯布置在由初级绕组、印刷电路板和次级绕组构成的组件的水平侧附近。

32.如权利要求28至31中的任一项所述的大面积光源，其中所述电容器C_S集成在印刷电路板中。

33.如权利要求28至31中的任一项所述的大面积光源，还包括散热片，所述功率转换器安装在形成于散热片一侧上的凹槽中。

34.如权利要求30所述的大面积光源，其中所述印刷电路板直接安装在散热片上。