CN101044682A - 平均差动输入电流得到减小的对模拟信号进行采样的系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明所提出的新颖的采样系统具有响应提供相应电荷的模拟输入信号和基准信号的采样装置。配置了一个开关电路向采样装置提供输入信号和基准信号。开关电路被控制成向采样装置提供输入信号和基准信号，以使得采样装置从输入信号源提取基本上为零的总电荷。上述采样装置的一个应用是用于模数变换。

Description

平均差动输入电流得到减小的对模拟信号进行采样的系统和方法

本申请要求享受2004年10月18日递交的美国临时申请No.60/619,007“平均输入电流得到减小的采样配置(SAMPLINGCONFIGURATION WITH REDUCED AVERAGE INPUTCURRENT)”的优先权，该申请在这里列作参考予以引用。

相关申请的交互参考

＿＿＿＿递交的美国专利申请No.＿＿＿＿“平均输入电流得到减小的对模拟信号采样的系统和方法(ANALOG SIGNAL SAMPLINGSYSTEM AND METHOD HAVING REDUCED AVERAGE INPUTCURRENT)”，该申请在这里列作参考予以引用。

＿＿＿＿递交的美国专利申请No.＿＿＿＿“平均输入电流和平均基准电流得到减小的模数变换器(ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTERWITH REDUCED INPUT AVERAGE CURRENT AND REDUCEDAVERAGE REFERENCE CURRENT)”，该申请在这里列作参考予以引用。

技术领域

本发明涉及对模拟输入信号进行采样的电路和方法，用以减少从输入信号源提取的平均电荷，本发明的一个应用是用于模数(A/D)变换器。

背景技术

在这里所给出的方法的典型但非限制性的应用是用于A/D变换的信号采样。典型的模数变换器是对模拟输入信号进行采样，以将它变换成相应的数字信号。在这过程期间，变换器装入输入信号，取决于信号源的阻抗使输入信号有所改变。这样的改变直接影响到变换过程和最终结果的精度。对于较低速度和较低分辨率的变换器来说，由于输入信号的改变所引起的误差不明显，可以安全地略去不计。

另一方面，传感器技术的最近进展已在变换器分辨率和变换器速度上有了很大提高，使得误差的二次项因子成为变换精度进一步提高的障碍。此外，减小功耗的趋势和便携式应用的普及业已普遍使用源阻抗比较高的各种传感器。这样的传感器的例子有用于监测重量和压力的高电阻电桥。

同时，超采样(over-sampling)变换器技术的开发已将模数变换的分辨率提高到24比特甚至更高的水平。典型的超采样变换器使用开关电容器前端电路，这种前端电路包括一个或多个在每个变换周期内多次对模拟输入信号进行采样的采样电容器。在每个采样过程期间，一定量的电荷在信号源与变换器前端电容器之间转移，导致等效的输入电流流动。由于这个输入电流流过信号源阻抗，引起电压的改变，从而改变了原来的输入值，产生采样误差。

输入电流的值与采样电容器的大小和采样率成正比。由于热噪声的限制，增大变换分辨率需要采样电容器成平方地增大，导致输入电流相应成平方地增大。同时，总变换速度的任何增大使得输入信号采样率成比例增大，从而导致输入电流的增大。

通常用两个不同的策略来处理这个问题。第一个途径是保证包括输入信号源阻抗的前端采样电路的完全稳定(在变换器的精度范围之内)。这是个很难达到的目标，而且它随着所需的变换精度和速度的提高迅速成为不切实际的。传感器的源阻抗对变换速度和分辨率的可达到的范围施加了理论极限。实际配置中所涉及的不可避免的寄生电容和必需的信号滤波电容进一步的限制了这些范围。这个途径的一个例子是本发明的受让方线性技术公司(Linear TechnologyCorporation)开发的LTC^2410模数变换器。

第二个途径是用隔离缓冲器和放大器插在传感器与变换器之间。这样的缓冲器可以在变换器外，也可以集成在变换器前端的采样电路内。使用外部缓冲器的配置灵活性大，但为了维护测量链的整体精度给用户加了不可接受的繁重负担。这些配置还要求一些辅助电源、关键性电源顺序控制电路和额外的物理空间。将缓冲器集成在变换器前端采样电路内部分解决了这些问题。然而，集成缓冲器限制了模数变换器的总精度和动态范围。这个方案的一个例子是本发明的受让方线性技术公司(Linear Technology Corporation)开发的LTC^2442模数变换器。

因此，有必要开发新的采样技术，减小从输入信号源提取的平均输入电流。

发明内容

本发明提供了一种新颖的信号采样系统和方法。按照本发明的一个方面，所提供的采样系统包括一个响应提供相应电荷的输入信号和基准信号的采样装置和一个可控制的向采样装置提供输入信号和基准信号的开关电路。开关电路被控制成向采样装置提供输入信号和基准信号，以使得采样装置从输入信号源提取的总电荷基本上为零。

在这里对A/D变换所揭示的原理的一些示范性应用中，所提出的采样体系结构显著地减少了从输入信号源提取的平均电荷，而基本上不会改变在输入源与调制器之间转移的瞬时电荷。可以将电荷储存器件(例如电容器)接在变换器输入端，以便按照调制器的需要提供瞬时电荷。同时，流过输入信号源(例如传感器)的内阻的平均电流是最小的。因此，显著地减小了输入源的电阻对测量精度的影响。

所提出的体系结构基于注意到一定类型的超采样变换器用从基准信号提取的电荷来平衡从输入信号转移的电荷。因此，通过适当地安排对输入信号采样的顺序，将电荷转移给输入信号源和从输入信号源转移电荷，使得总的净电荷转移基本上为零。

具体地说，可以将开关器件接到提供输入信号和一对基准信号的接线端上。可以将开关器件控制成在每个采样阶段为采样装置提供输入信号和其中一个基准信号。

按照本发明的一个实施例，开关电路可以用开关控制器控制，开关控制器可以产生多个控制信号，分别控制开关电路的各个开关。

可以将调制器，例如Δ-∑调制器，接到采样装置上来产生数字输出信号。调制器可以包括响应采样装置所产生的电荷的积分器和诸如比较器之类的产生具有由积分器的输出信号确定的值的数字输出信号的输出装置。开关控制器可以产生控制调制器的输出装置的时钟信号。

在N个采样当中，有N₁个采样操作可以产生具有第一值的数字输出信号，而有(N-N₁)个采样操作可以产生具有第二值的数字输出信号。开关控制器可以确定采样操作总数N中的采样操作个数N₁，控制开关电路，使得个数N₁正比于输入信号与基准信号之比。

按照本发明的方法，可以执行下列步骤对输入模拟信号采样：

●通过开关电路向采样装置提供输入模拟信号和基准信号；以及

●将开关电路控制成使得采样装置从输入信号源提取的总电荷基本上为零。在对输入信号执行的多个相继的采样操作期间可以对开关电路进行控制。

按照本发明的另一方面，所提出的对输入信号采样的方法包括下列步骤：

●确定在N个采样顺序当中应提供第一基准信号的采样顺序的个数N₁；

●在N₁个采样顺序中提供输入信号和第一基准信号，以及

●在(N-N₁)个采样顺序中提供输入信号和第二基准信号。

个数N₁可以根据输出数字信号确定成使得从输入信号源提取的总电荷最少。输出数字信号可以响应N₁个采样顺序具有第一值，可以响应(N-N₁)个采样顺序具有第二值。

按照本发明的另一个方面，减小采样电路的平均差动输入电流的系统包括：对差动模拟输入信号采样的采样装置，以及向采样装置提供差动输入信号和差动基准信号的开关电路。开关电路在多个采样操作期间控制成使得采样装置从差动输入信号源提取的总差动电荷基本上为零。

按照本发明的一个实施例，系统可以还包括响应采样装置的输出信号产生差动输出信号的差动输入/差动输出电压放大器。

熟悉该技术的人员从以下简单地通过例示预期为实现本发明的最佳方式示出和说明本发明的实施例的详细说明中可以清楚地看到本发明的其他优点和情况。如将要说明的那样，本发明能有其他不同的实现方式，一些细节在各种显而易见的方面都可以加以修改，而所有这些并不背离本发明的精神实质。因此，这些附图和说明实质上应认为是例示性的，而不是限制性的。

附图说明

结合以下附图可以很好地理解以下对本发明的实现方式的详细说明，在这些附图中各个功能部件并没有按比例示出，而是最佳地例示了它们相应的特色，其中：

图1为例示在本发明的采样操作中从输入信号源提取电荷的电路图；

图2为例示按照本发明对输入信号和一对基准信号采样的电路图；

图3A和3B为例示本发明的A/D变换方案的电路图；

图4为例示本发明的A/D变换器的实施例的电路图；以及

图5为例示对差动输入信号进行可以使平均差动输入电流减小的采样的系统的电路图。

具体实施方式

以下将以超采样的模数(A/D)变换器为例对本发明进行说明。然而，显然在这里所说明的构思可应用于对模拟信号进行采样的任何类型的电路。

任何单个采样操作中需从输入信号源得到的瞬时电荷与采样电容器的大小以及在这个采样操作前存储在电容器上的电荷量成比例。例如，如图1所示，采样电容器C的一端接到基准电压上，例如接地。可以通过开关S₁向第二端提供电压V₁或者通过开关S₂向第二端提供电压V₂。电压V₁和V₂都相对于所建立的地电平被定义。

假如，最初开关S₁闭合而开关S₂断开，因此存储在采样电容器C内的电荷Q₁为：

Q₁＝V₁*C

在第二阶段，开关S₁断开，接着开关S₂闭合。在这个过程结束时，采样电容器C将具有累积电荷Q₂：

Q₂＝V₂*C

可以计算出在这个采样操作期间信号源V₂提供的电荷量dQ，为：

dQ＝Q₂-Q₁＝(V₂-V₁)*C

在图2所示的另一个例子中，采样电容器C具有接地的第一端和通过开关S_I供以输入电压V_I、通过开关S_L供以第一基准电压V_L和通过开关S_H供以第二基准电压V_H的第二端。在任何给定的时刻，这三个开关S_L、S_I和S_H中只有一个开关是闭合的，而另外两个开关都是断开的。

输入电压V_I的第一采样顺序开始于在第一阶段开关S_L闭合，继之以在第二阶段开关S_I闭合。从输入信号V_I提取的电荷量dQ_L为：

dQ_L＝(V_I-V_L)*C

输入电压V_I的第二采样顺序开始于第一阶段的开关S_H闭合，继之以第二阶段的开关S_I闭合。在第二采样顺序中从输入信号V_I提取的电荷量dQ_H为：

dQ_H＝(V_I-V_H)*C

可以假设，在一组N个相继的对输入信号V_I的采样顺序中，N₁个采样顺序是第一类型的，而剩下的N₀＝(N-N₁)个采样顺序是第二类型的。具体地说，可以将第一类型的采样顺序与提供基准电压V_H和输入信号V_I相关联，而将第二类型的与提供基准电压V_L和输入信号V_I相关联。因此，在这N个相继的采样顺序期间从输入信号源V_I提取的总电荷dQ_N为：

dQ_N＝N₁*(V_I-V_H)*C+N₀*(V_I-V_L)*C

dQ_N＝N₁*(V_I-V_H)*C+(N-N₁)*(V_I-V_L)*C

dQ_N＝N*(V_I-V_L)*C-N₁*(V_H-V_L)*C

如果施加以下条件：

V_H≥V_I≥V_L                                    (1)

于是可以将N₁选择为输入信号V_I相对基准信号V_H-V_L的数字表示，分辨率为N个读数。这个关系可以写成：

N₁＝N*(V_I-V_L)/(V_H-V_L)                         (2)

将N₁的这个值用于以上对dQ_N的计算中，可得：

dQ_N＝0

这个结果与两个类型的采样顺序在这组N个采样顺序内的次序和相继性无关。

这个关系的精度由输入信号V_I相对在N个读数的表示内的基准信号V_H-V_L的量化精度限制。因此，虽然按照本发明设计的系统和方法将从模拟信号源提取的电流减小到基本上为零，然而仍从模拟信号源提取一些电流。从模拟信号源提取的电流量优选的是在由输入信号的量化精度设定的界限内。

已经证明，在(1)的限制范围内和使用现有的或伴随的对如由(2)所表示的V_I相对V_H和V_L的值的认识，所提出的策略显著地减少了需从输入信号源得到的平均电荷。这种减少与输入信号的数字表示(2)的分辨率成比例，因此它对高分辨率模数变换器特别有用。

这个提议的直接实现示于图3A。采样电容器#10的一端通过模拟开关块#20接到输入信号端V_I和基准信号端V_H和V_L上。采样电容器#10的另一端接到“高精度变换器”#30上。

输入信号V_I的值由“低精度ADC”#50根据基准信号V_H和V_L估计。这个变换器可以用各种众所周知的模数变换技术实现，由于它与高精度变换器30相比精度比较低，因此它对输入信号V_I不呈现显著的负载。模数变换器#50用输入信号V_I和基准信号V_H和V_L产生输入信号V_I的等效数字表示DLA。数字信号DLA为如式(2)所表示的串行二进制数据流，分辨率为N个读数。根据变换器#50所用的变换方法，这个数据流可以直接产生，或者通过通常的数字技术从并行格式变换得出。

DLA数据流由开关控制器#40用来控制模拟开关块#20的操作。在每个采样操作期间，模拟开关#20在两个相继的阶段将采样电容器#10分别接到基准端V_H和V_L中的一个基准端上和接到输入信号端V_I上。开关控制器#40用数字数据流DLA内所含有的信息选择适当的采样顺序使得在变换过程期间从V_I信号源提取的总电荷基本上为零。

“高精度”变换器#30利用在最少N个相继的采样步骤期间在电容器#10上采得的电荷和在DLA数据流内所含有的采样顺序信息产生输出数据Dout。Dout为输入信号V_I的高精度表示。

在以上说明中，“高精度”和“低精度”为相对的术语，直接与两个变换器给输入信号的不同可能负载(如上面所说明的那样，与为了得到较高精度的分辨率需要较大的电容器相应)有关。术语“低精度”和“高精度”如在这里所定义的那样只是用来描述两个模数变换器的相对关系而不是用来将本发明或者任何一个变换器的范围限制于任何具体客观精度范围。

变换器#30和#50的操作可以是同时和同步的，或者变换器#50可以在采样过程中要用到它的输出前的任何时间产生输出。

模数变换器、采样电容器、模拟开关和开关控制器都是众所周知的，在技术文献中大都有说明。采样电容器在图3a中示为单个器件，但在实际实现中可以是一组电容器，这些电容器同时执行超采样变换器所需的输入和基准采样操作以及附加的定标和校准功能。类似，模拟开关可以用多个支持同时采样、定标和校准功能的各种并行和串行配置的物理开关实现。

此外，可以将单个“高精度”变换器#30接到多个采样电容器C上，接收各相应的数据流DLA，其中每个电容器及其相应的产生DLA采样的“低精度”变换器对各自的输入信号进行采样。变换器#30优选的是在模拟域将多个电容器各自的电荷组合在一起，产生Dout，作为多个输入信号之比的数字表示。

超采样变换器采用能同时执行图3A的变换器#50和变换器#30两者功能的这种采样配置可以更为有益。在变换过程期间，这样的变换器对输入信号进行N次(其中N为超采样率)采样，产生一个数字数据流，接着再对这个数字数据流进行处理，以得到变换结果。这个数字数据流含有输入信号与基准信号之比的信息，而这样的信息可以用来控制采样顺序，以便大大减少从输入信号源提取的平均电荷。

按照本发明所提出的另一种配置示于图3B。图3B为例示本发明的A/D变换器10的组成部分的电路图，它包括模拟开关22、采样电容器C、超采样变换器32和开关控制器42。模拟开关22将采样电容器C的一端接到输入信号端V_I和基准信号端V_H和V_L上。采样电容器C的另一端接到超采样变换器32上。

超采样变换器32的一个产生输出数据流Dout的变换周期包括一组N个相继的采样操作，其中N为超采样率。输出数据流Dout为输入信号与基准信号之比的数字表示，提供给开关控制器42，用来控制模拟开关22的操作。在每个采样操作期间，模拟开关22在两个相继的阶段将采样电容器C分别接到基准端V_H和V_L中的一个基准端上和接到输入信号端V_I上。开关控制器42用在数字数据流Dout内所含有的信息选择适当的采样顺序，使得从V_I信号源提取的总电荷基本上为零。

熟悉该技术的人员可以理解，模拟开关22、超采样变换器32、采样电容器C和开关控制器42可以用各种方案实现。例如，采样电容器C可以表现为一组同时执行超采样变换器所需的输入和基准采样操作以及附加的定标和校准功能的电容器。类似，模拟开关22可以用多个支持同时采样、定标和校准功能的各种并行和串行配置的物理开关来实现。

本发明的A/D变换器的一个示范性实现示于图4。A/D变换器100包括采样电容器Q、在反馈回路内具有积分电容器C_f的电压放大器110、比较器120和开关控制器140。模拟开关S₁用来向采样电容器C_i的第一端提供基准电压V_R。模拟开关S₂用来将输入电压V_I接到采样电容器C_i的第一端上。为了简单起见，将地电位选为第二基准电压(V_L＝0)。模拟开关S₃将地电位接到采样电容器C_i的第一端上。模拟开关S₄和S₅用来将采样电容器C_i的第二端分别接到接地端和放大器110上。

积分电容器C_f、电压放大器110、比较器120和模拟开关S₄和S₅表示一阶Δ-∑调制器。放大器110与电容器C_i和C_f以及开关S₄和S₅一起表示模拟积分器的开关式电容器实现。为了说明简单起见，将地电位选为积分器和比较电路的共模电压基准。

放大器110的输出接到由开关控制器140的内时钟产生的时钟信号Clk控制的比较器120上，以产生单比特的输出数字信号Dout。具体地说，在比较器120被Clk信号触发时，如果放大器110的输出为正它产生输出数字值Dout＝1，而如果放大器110的输出为负它产生数字值Dout＝0。

数据信号Dout由开关控制器140用来控制一阶Δ-∑调制器的操作。具体地说，开关控制器140产生控制相应的开关的开关驱动信号S₁至S₅。此外，数据流Dout可以由接到比较器120的输出端上的数字滤波器(未示出)处理，计算变换结果。

根据数据信号Dout和内时钟所产生的内时钟信号，开关控制器140控制一阶Δ-∑调制器，以使一个变换周期的N个相继的采样操作从输入信号源提取的总电荷基本上为零。

下面将对A/D变换器100的采样操作进行说明。内时钟信号的每个脉冲启动以下二个阶段的采样操作顺序：

1.用时钟信号Clk触发电压比较器120。

2.断开开关S₅。

3.断开开关S₂。

4.闭合开关S₄。

5.如果Dout＝0，闭合开关S₃；如果Dout＝1，闭合开关S₁。

6.等待第一阶段样本稳定。

7.断开开关S₄。

8.断开开关S₁和S₃。

9.闭合开关S₅。

10.闭合开关S₂。

11.等待第二阶段样本稳定。

可以按照具体的开关电容器实现确定分配给以上每个步骤的时间。

在这样一个采样顺序期间转移入积分电容器C_f的电荷量Q_M为：

在Dout＝0时，Q_M＝V_I*C_i。

在Dout＝1时，Q_M＝(V_I-V_R)*C_i。

在这样一个采样顺序期间从输入信号源V_I提取的电荷量dQ为：

在Dout＝0时，dQ＝V_I*C_i。

在Dout＝1时，dQ＝(V_I-V_R)*C_i。

假设，在一个采样过程的相继N个采样操作中，有N₁个采样操作，Dout＝1；而有N₀＝(N-N₁)个采样操作，Dout＝0。于是，在N₁个采样操作的每个采样操作中，与输入电压V_I一起提供的是基准电压V_R，而在N₀个采样操作的每个采样操作中，与输入电压V_I一起提供的是基准电压V_L(在这个具体例子中V_L设置为地电位)。因此，在这组N个相继采样操作期间转移入积分电容器C_f的总电荷Q_MTOT为：

Q_MTOT＝N₀*V_I*C_i+N₁*(V_I-V_R)*C_i＝(N-N₁)*V_I*C_i+N₁*C_i(V_I-V_R)

Q_MTOT＝(N*V_I-N₁*V_R)*C_i

Δ-∑调制器操作成使累积在积分器内的总电荷最少。于是，在调制器的分辨率之内，

如果Q_MTOT＝0，N₁＝N*V_I/V_R

这里，表示为“1”的比特的密度的比N₁/N含有输入信号与基准信号之比V_I/V_R的信息。因此，数字输出数据流Dout向开关控制器40提供了这个信息。相应，可以计算出从输入信号源提取的总电荷，为：

dQ_TOT＝N₀*V_I*C_i+N₁*(V_I-V_R)*C_i＝(N*V_I-N₁*V_R)*C_i

从而在变换器的分辨率之内

如果N₁＝N*V_I/V_R，dQ_TOT＝0

因此，从输入信号源提取的总电荷基本上为零。

熟悉该技术领域的人员可以理解，本发明的构思也适用于在放大器110的输出端与比较器120的输入端之间可以接有一些附加的积分级的较高阶调制器。

此外，熟悉该技术的人员可以认识到，所揭示的这种技术不局限于产生单比特数字数据流的超采样变换器，它也可以适用于产生多比特输出数据流的变换器。在这种情况下，可以将多比特输出数据流变换为多个单比特数据流，诸如二进制加权或温度计式编码的数据流，这些单比特数据流可以用来控制多个等效加权的输入信号采样电容器。

此外，所公开的这种平均输入电流到得减小的采样前端配置可以与诸如MASH或带通调制器之类的其他众所周知的Δ-∑调制器集成在一起。

图5例示了具有使平均差动输入电流大大减小的差动前端采样配置的A/D变换器200。A/D变换器200包括16个模拟开关S₀₁至S₁₆，用来向4个采样电容器C₁至C₄的第一端提供由电压V_IP、V_IN定义的差动输入信号和由电压V_RP、V_RN定义的差动基准信号。采样电容器C₁至C₄的第二端接到包括12个模拟开关S₂₁至S₃₅、差动输入/差动输出电压放大器210、积分电容器C₂₁和C₂₂、电压比较器220的一阶差动Δ-∑调制器上。

电压放大器210具有一对提供差动输入信号的输入端和一对产生差动输出信号的输出端。电压放大器210与积分电容器C₂₁和C₂₂一起形成差动积分电路。电压比较器220由开关控制器210所产生的时钟信号Clk控制，以产生一比特数字数据流Dout。具体地说，在比较器120被Clk信号触发时，如果放大器210的差动输出为正，它就产生输出数字值Dout＝1，而如果放大器210的输出为负，它就产生数字值Dout＝0。数据信号Dout由开关控制器240用来产生控制相应开关S₀₁至S₁₆和S₂₁至S₃₅的开关驱动信号S₀₁至S₁₆和S₂₁至S₃₅。由开关控制器240用它的内时钟信号产生的控制顺序提供输入差动信号的N个相继样本，同时使得从输入信号源提取的总差动电荷保持在基本上为零。因此，开关控制器240控制采样顺序，将A/D变换器200的平均输入差动电流减小到基本上为零。

虽然所示出的A/D变换器200所含的是一阶Δ-∑调制器，但熟悉该技术的人员可以认识到本发明的构思适用于任何调制器。此外，为了简化对本构思的说明，A/D变换器200示为放大器210的输入共模电压设置为地电位。

下面将对A/D变换器200的采样操作进行说明。按内时钟信号各个脉冲，开关控制器240执行以下由8个采样阶段组成的顺序：

1.用信号Clk触发电压比较器220。

2.断开开关S₂₁、S₂₅、S₃₀、S₃₄。

3.断开开关S₀₁、S₀₄、S₀₆、S₁₁、S₁₃、S₁₆。

4.闭合开关S₂₃、S₂₇、S₃₁、S₃₅。

5.闭合开关S₀₆、S₁₁。

如果Dout＝0，闭合开关S₀₄、S₁₃。

如果Dout＝1，闭合开关S₀₁、S₁₆。

6.等待第一阶段样本稳定。

7.断开开关S₂₃、S₂₇、S₃₁、S₃₅。

8.断开开关S₀₁、S₀₄、S₀₆、S₁₁、S₁₃、S₁₆。

9.闭合开关S₂₁、S₂₆、S₂₉、S₃₄。

10.闭合开关S₀₂、S₁₅。

如果Dout＝0，闭合开关S₀₈、S₀₉。

如果Dout＝1，闭合开关S₀₅，S₁₂。

11.等待第二阶段样本稳定。

12.断开开关S₂₁、S₂₆、S₂₉、S₃₄。

13.断开开关S₀₂、S₀₅、S₀₈、S₀₉、S₁₂、S₁₅。

14.闭合开关S₂₃、S₂₇、S₃₁、S₃₅。

15.闭合开关S₀₂、S₁₅。

如果Dout＝0，闭合开关S₀₅，S₁₂。

如果Dout＝1，闭合开关S₀₈、S₀₉。

16.等待第三阶段样本稳定。

17.断开开关S₂₃、S₂₇、S₃₁、S₃₅。

18.断开开关S₀₂、S₀₅、S₀₈、S₀₉、S₁₂、S₁₅。

19.闭合开关S₂₂、S₂₆、S₂₉、S₃₃。

20.闭合开关S₀₇、S₁₀。

如果Dout＝0，闭合开关S₀₄、S₁₃。

如果Dout＝1，闭合开关S₀₁、S₁₆。

21.等待第四阶段样本稳定。

22.断开开关S₂₂、S₂₆、S₂₉、S₃₃。

23.断开开关S₀₁、S₀₄、S₀₇、S₁₀、S₁₃、S₁₆。

24.闭合开关S₂₃、S₂₇、S₃₁、S₃₅。

25.闭合开关S₀₇、S₁₀。

如果Dout＝0，闭合开关S₀₁、S₁₆。

如果Dout＝1，闭合开关S₀₄、S₁₃。

26.等待第五阶段样本稳定。

27.断开开关S₂₃、S₂₇、S₃₁、S₃₅。

28.断开开关S₀₁、S₀₄、S₀₇、S₁₀、S₁₃、S₁₆。

29.闭合开关S₂₂、S₂₅、S₃₀、S₃₃。

30.闭合开关S₀₃、S₁₄。

如果Dout＝0，闭合开关S₀₅，S₁₂。

如果Dout＝1，闭合开关S₀₈、S₀₉。

31.等待第六阶段样本稳定。

32.断开开关S₂₂、S₂₅、S₃₀、S₃₃。

33.断开开关S₀₃、S₀₅、S₀₈、S₀₉、S₁₂、S₁₄。

34.闭合开关S₂₃、S₂₇、S₃₁、S₃₅。

35.闭合开关S₀₃、S₁₄。

如果Dout＝0，闭合开关S₀₈、S₀₉。

如果Dout＝1，闭合开关S₀₅，S₁₂。

36.等待第七阶段样本稳定。

37.断开开关S₂₃、S₂₇、S₃₁、S₃₅。

38.断开开关S₀₃、S₀₅、S₀₈、S₀₉、S₁₂、S₁₄。

39.闭合开关S₂₁、S₂₅、S₃₀、S₃₄。

40.闭合开关S₀₆、S₁₁。

如果Dout＝0，闭合开关S₀₁、S₁₆。

如果Dout＝1，闭合开关S₀₄、S₁₃。

41.等待第八阶段样本稳定。

可以按照具体的开关电容器实现确定为以上每个步骤指配的时间。

转移入以上给出的积分器的差动电荷量Q_D为：

如果Dout＝0，Q_D＝-2*(C₁+C₂+C₃+C₄)*[(V_IP-V_IN)+(V_RP-V_RN)]；

如果Dout＝1，Q_D＝-2*(C₁+C₂+C₃+C₄)*[(V_IP-V_IN)-(V_RP-V_RN)]。

如果：

C_eq＝C₁+C₂+C₃+C₄，

V＝V_IP-V_IN，

R＝V_RP-V_RN；

于是：

如果Dout＝0，Q_D＝2*Ceq*(-R-V)，

如果Dout＝1，Q_D＝2*Ceq*(R-V)。

在采样顺序期间从输入信号源正端V_IP提取的总电荷量dQ_P为：

如果Dout＝0，dQ_P＝Ceq*(V_IP-V_RN)，

如果Dout＝1，dQ_P＝Ceq*(V_IP-V_RP)。

在采样顺序期间从输入信号源负端V_IN提取的总电荷量dQ_N为：

如果Dout＝0，dQ_N＝Ceq*(V_IN-V_RP)，

如果Dout＝1，dQ_N＝Ceq*(V_IN-V_RN).

可以假设，表示一个变换周期的一组N个相继的采样操作包括N₁个用于Dout＝1的操作和N₀＝(N-N₁)个用于Dout＝0的操作。因此在N个相继的采样操作期间转移入积分器的总差动电荷为：

Q_DTOT＝2*Ceq*[N₁*(R-V)+(N-N₁)*(-R-V)]

由于调制器控制回路工作成使得积分器所累积的电荷最少，在系统的分辨率之内，可以表示为：

如果Q_DTOT＝0，

N₁＝0.5*N*(l+V/R)＝0.5*N*[l+(V_IP-V_IN)/(V_RP-V_RN)]。

这个关系表明，表示为“1”的比特的密度的N₁/N比含有差动输入信号与差动基准信号之比V/R的信息。数字输出数据流Dout将这信息提供给开关控制器240，用以产生适当的开关驱动信号。在一组N个相继的采样操作期间从输入信号源正端V_IP提取的总电荷dQ_PTOT等于：

dQ_PTOT＝Ceq*[N*V_IP-N₁*V_RP-(N-N₁)*V_RN]

dQ_PTOT＝Ceq*0.5*N*[(V_IP+V_IN)-(V_RP+V_RN)]

类似，在一组N个相继的采样操作期间从输入信号源负端V_IN提取的总电荷dQ_NTOT等于：

dQ_NTOT＝Ceq*[N*V_IN-N₁*V_RN-(N-N₁)*V_RP]

dQ_NTOT＝Ceq*0.5*N*[(V_IP+V_IN)-(V_RP+V_RN)]

由于dQ_PTOT＝dQ_NTOT，在一组N个相继的采样操作期间从输入信号源提取的平均差动电流为零(在系统的分辨率之内)。因此，开关控制器240将采样过程控制成使得dQ_PTOT＝dQ_NTOT。相应，本发明的采样技术将AD变换器200的平均输入差动电流减小到零电平。

熟悉该技术的人员可以认识到，所公开的这种采样配置不仅可以用于单比特输出数据流Dout而且也可以用于多比特输出数据流，并可以通过在差动积分器210的输出端与比较器220的输入端之间插入附加的积分级与较高阶调制器集成在一起。此外，所公开的这种减小平均输入差动电流的系统也可以用诸如MASH调制器之类的其他Δ-∑调制器实现。

以上说明例示和揭示了本发明的一些方面。此外，本公开所示出和说明的只是一些优选实施例，但如前面所提到过的那样，可以理解本发明能用于各种其他组合、修改和环境，能在如在这里所明示的发明构思的范围内进行符合以上所揭示的原理和/或有关技术的技能或知识的替换或修改。

以上所说明的实施例还用来说明已知的实现本发明的最佳方式，使熟悉该技术领域的其他人员能将本发明用于这些或其他实施方式和按本发明的具体应用进行各种修改。

因此，本说明并不是要将本发明限制于在这里所公开的形式。此外，可以认为，所附权利要求书涵盖了本发明的其他可供选择的实施方式。

Claims (36)

1.一种对差动模拟输入信号进行采样的方法，所述方法包括：

对差动模拟输入信号执行N个相继的采样操作，所述N个相继的采样操作包括：

用采样装置对差动模拟输入信号和第一基准信号执行N₁个采样操作，N₁是N的一个子集，

用采样装置对差动模拟输入信号和第二基准信号执行N₀个采样操作，N₀等于N-N₁，执行N₁个采样操作和执行N₀个采样操作全体地从提供差动模拟输入信号的差动模拟输入信号源提取基本上为零的平均差动电流，以及

其中所述差动模拟输入信号包括大于或等于第一基准信号、并小于或等于第二基准信号的幅值。

2.权利要求1的方法，所述方法还包括利用开关控制器、根据与差动模拟输入信号分别相对于第一和第二基准信号的相对值有关的信息来产生一组特定的连接顺序。

3.权利要求1的方法，所述方法还包括响应采样操作将差动模拟输入信号变换成数字信号。

4.权利要求3的方法，所述方法还包括利用Δ-∑调制器作为采样装置，所述Δ-∑调制器包括：连接成执行采样操作的采样电容器，连接成从采样电容器接收采样信号的积分电容器，连接到所述电容器上的电压放大器，适合接收电压放大器的输出的比较器，以及多个调整Δ-∑调制器的操作的模拟开关。

5.权利要求4的方法，其中所述Δ-∑调制器还包括多个采样电容器。

6.权利要求4的方法，其中所述Δ-∑调制器还包括多个积分电容器。

7.权利要求2的方法，所述方法还包括用Δ-∑调制器作为采样装置，所述Δ-∑调制器的输出数据流包括数字信号和从Δ-∑调制器的输出数据流得出的与差动模拟输入信号分别相对于第一和第二基准信号的相对值有关的信息。

8.权利要求3的方法，其中所述数字信号形成多比特数字信号。

9.权利要求3的方法，其中所述第一基准信号包括多个基准信号。

10.权利要求3的方法，其中所述第二基准信号包括多个基准信号。

11.一种利用Δ-∑调制器将差动模拟信号变换成数字信号使得所述变换从差动模拟输入信号源提取基本上为零的平均差动电流的方法，所述差动模拟输入信号包括大于或等于第一基准信号、并小于或等于第二基准信号的幅值，所述方法包括：

从Δ-∑调制器得到与数字信号相应的二进制输出；

如果所述二进制输出为第一输出，则

对差动模拟输入信号和第一基准信号中的一个进行采样，以及

然后对差动模拟输入信号和第一基准信号中的另一个进行采样；以及

如果所述二进制输出为第二输出，则

对模拟信号和第二基准信号中的一个进行采样，以及

然后对模拟信号和第二基准信号中的另一个进行采样。

12.权利要求11的方法，其中所述得到二进制输出还包括响应如下之一得到二进制输出：(1)对差动模拟输入信号的采样和对第一基准信号的采样，和(2)对差动模拟输入信号的采样和对第二基准信号的采样。

13.一种将差动模拟输入信号变换成高精度数字信号的方法，所述方法包括：

用低精度模数变换器对差动模拟输入信号、第一基准信号和第二基准信号采样，以提供低精度数字信号，所述差动模拟输入信号包括大于或等于第一基准信号的幅值、并小于或等于第二基准信号的幅值的幅值；

使用低精度数字信号在高精度模数变换器内实现对差动模拟输入信号的采样进行控制的开关顺序和用高精度模数变换器对差动模拟输入信号的模数变换，以产生高精度数字信号，所述高精度模数变换器的采样从差动模拟输入信号源提取基本上为零的平均差动电流。

14.权利要求13的方法，所述方法还包括用Δ-∑调制器作为低精度模数变换器，所述Δ-∑调制器包括：连接成执行采样操作的采样电容器，连接成从采样电容器接收采样信号的积分电容器，连接到所述电容器上的电压放大器，适合接收电压放大器的输出的比较器，以及多个调整Δ-∑调制器的操作的模拟开关。

15.权利要求14的方法，其中所述Δ-∑调制器还包括多个采样电容器。

16.权利要求14的方法，其中所述Δ-∑调制器还包括多个积分电容器。

17.权利要求13的方法，还包括用Δ-∑调制器作为高精度模数变换器，所述Δ-∑调制器包括：连接成执行采样操作的采样电容器，连接成从采样电容器接收采样信号的积分电容器，连接到所述电容器上的电压放大器，适合接收电压放大器的输出的比较器，以及多个调整Δ-∑调制器的操作的模拟开关。

18.权利要求17的方法，其中所述Δ-∑调制器还包括多个采样电容器。

19.权利要求17的方法，其中所述Δ-∑调制器还包括多个积分电容器。

20.权利要求13的方法，所述方法还包括利用高精度数字信号形成多比特数字信号。

21.一种将差动模拟输入信号变换成高精度数字信号的模数变换器，所述模数变换器包括：

第一基准信号；

第二基准信号；所述差动模拟输入信号具有大于或等于第一基准信号的幅值、并小于或等于第二基准信号的幅值的幅值；

对差动模拟输入信号、第一基准信号和第二基准信号进行采样、并根据这些采样提供低精度数字信号的低精度模数变换器；

由基于低精度数字信号的开关顺序控制的高精度模数变换器，所述开关顺序控制高精度模数变换器对差动模拟输入信号、第一基准信号和第二基准信号的采样，并控制高精度模数变换器对差动模拟输入信号的模数变换，以产生高精度数字信号。

22.权利要求21的变换器，其中所述低精度模数变换器包括Δ-∑调制器，所述Δ-∑调制器包括：

采样电容器；

从采样电容器接收采样信号的积分电容器；

接到积分电容器上的电压放大器；

适合接收电压放大器的输出的比较器；以及

多个调整Δ-∑调制器的操作的模拟开关。

23.权利要求22的变换器，其中所述Δ-∑调制器还包括多个采样电容器。

24.权利要求22的变换器，其中所述Δ-∑调制器还包括多个积分电容器。

25.权利要求21的变换器，其中所述高精度模数变换器包括Δ-∑调制器，所述Δ-∑调制器包括：

采样电容器；

从采样电容器接收采样信号的积分电容器；

连接到积分电容器上的电压放大器；

适合接收电压放大器的输出的比较器；以及

多个调整Δ-∑调制器的操作的模拟开关。

26.权利要求25的变换器，其中所述Δ-∑调制器还包括多个采样电容器。

27.权利要求25的变换器，其中所述Δ-∑调制器还包括多个积分电容器。

28.权利要求21的变换器，所述变换器还包括实现开关顺序的开关控制器。

29.权利要求21的变换器，其中所述第一基准信号包括多个基准信号。

30.权利要求21的变换器，其中所述第二基准信号包括多个基准信号。

31.权利要求21的变换器，其中所述高精度数字信号包括多比特数字信号。

32.权利要求21的变换器，其中所述高精度模数变换器从差动模拟输入信号源提取基本上为零的平均差动电流。

33.一种将差动模拟输入信号变换成数字信号的模数变换器，所述模数变换器包括：

差动模拟输入信号；

多个基准信号；

模数变换器的二进制输出；

采样电路；

其中如果所述二进制输出为第一输出，则

采样电路对差动模拟输入信号和第一基准信号中的一个进行采样，所述差动模拟输入信号大于或等于第一基准信号，以及

然后对差动模拟输入信号和第一基准信号中的另一个进行采样；以及

如果所述二进制输出为第二输出，则

采样电路对差动模拟输入信号和第二基准信号中的一个进行采样，所述差动模拟输入信号小于或等于第二基准信号，以及

然后对差动模拟输入信号和第二基准信号中的另一个进行采样。

34.权利要求30的变换器，其中所述得到二进制输出还包括响应如下之一得到二进制输出：(1)对差动模拟输入信号的采样和对第一基准信号的采样，和(2)对差动模拟输入信号的采样和对第二基准信号的采样。

35.权利要求30的变换器，其中所述对差动模拟输入信号、第一基准信号和第二基准信号的采样从提供差动模拟输入信号的差动模拟输入源提取基本上为零的平均电流。

36.权利要求30的变换器，其中所述高精度模数变换器还包括Δ-∑调制器，所述Δ-∑调制器包括：

对模拟输入信号采样的采样电容器；

从采样电容器接收采样信号的积分电容器；

连接到积分电容器上的电压放大器；

适合接收电压放大器的输出的比较器；以及

多个根据从电压放大器接收到的信号来调整Δ-∑调制器的操作的模拟开关。

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