CN101213885B

CN101213885B - 具有受微处理器控制的电源的调光器

Info

Publication number: CN101213885B
Application number: CN2006800239694A
Authority: CN
Inventors: R·C·小纽曼
Original assignee: Lutron Electronics Co Inc
Current assignee: Lutron Electronics Co Inc
Priority date: 2005-06-30
Filing date: 2006-06-30
Publication date: 2012-06-06
Anticipated expiration: 2026-06-30
Also published as: EP1897419A4; WO2007005651A3; CN101213885A; CA2613242A1; AU2006265902A1; US8327159B2; BRPI0613294A2; US20070001654A1; US8694807B2; EP1897419B1; EP1897419A2; WO2007005651A2; MX2008000321A; JP2009506481A; AU2006265902C1; US20090143920A1; US20130067264A1; IL188332A0; JP4729617B2; IL188332A

Abstract

用于双线负载控制装置的电源为微处理器供电，该微处理器转而控制所述电源。所述电源包括储能元件，例如电容，用于产生为所述微处理器供电的DC电压。所述电源包括高阻抗电路，以用于允许储能元件在产生DC电压并且微处理器已被供电之前以第一速率接收能量。所述电源进一步包括低阻抗电路，即与可控导电装置串联电连接的电阻，以用于允许储能元件以大于第一速率的第二速率接收能量。在启动之后，所述微处理器分别通过使可控导电装置导通和不导通来选择性地启用和禁用第二能量接收电路。所述微处理器用于监控电源并响应于对电源的监控而对输送到与负载控制装置连接的电力负载的能量值进行控制。

Description

具有受微处理器控制的电源的调光器

相关申请

本申请要求于2005年6月30日提交的名为“DIMMER HAVING AMICROPROCESSOR-CONTROLLED POWER SUPPLY”的共同转让的美国临时专利申请NO.60/695,784的优先权，其全部内容结合于此作为参考。

技术领域

本发明涉及双线负载控制装置，特别是一种具有微处理器和电源的双线智能调光器，所述电源用于产生直流(DC)电压以为所述微处理器供电。

背景技术

传统的双线调光器具有两个接线端：到交流(AC)电源的“热(hot)”接线端以及到照明负载的“调光热(dimmed hot)”接线端。标准的调光器使用一个或者多个半导体开关来控制输送到照明负载的电流并且因此来控制亮度，所述半导体开关例如为三端双向可控硅开关或者场效应晶体管(FET)。所述半导体开关通常耦合在调光器的热接线端和调光热接线端之间。

智能壁挂式调光器可以包括用户界面以及多个用于给用户提供反馈的状态指示器，所述用户界面通常具有多个用于接收用户输入的按钮。这样的智能调光器通常包括微处理器或者其他用于给终端用户提供先进的控制部件和反馈选项的处理装置。于1993年9月28日公开的名为“LIGHTINGCONTROL DEVICE”的共同转让的美国专利NO.5,248,919中公开了一种智能调光器的实例，所述专利的全部内容结合于此作为参考。

图1中显示了现有技术的双线调光器100的简化框图。所述调光器100具有连接到AC电压源104的热端102以及连接到照明负载108的调光热端106。所述调光器100使用耦合在热端102和调光热端106之间的半导体开关110来控制通过的电流，并且因此而控制照明负载108的亮度。半导体开关110具有被连接到门驱动电路112的控制输入(或者门电路)。所述门电路的输入会使得半导体开关110导通或者不导通，所述半导体开关110转而控制提供给照明负载108的电能。所述门驱动电路112响应于来自微处理器114的指令信号来提供控制输入到半导体开关110。

微处理器114从多个按钮116接收用户输入并且产生指令信号来驱动多个发光二极管(LED)118以为调光器110的用户提供视觉反馈。零交叉检测电路120确定所述AC电源104的AC电源电压的零交叉点。零交叉被定义为AC电源电压在每半个周期开始时从正极转换到负极或者从负极转换到正极时的时间。零交叉信息被作为输入提供给微处理器114。微处理器114产生门控制信号来操作半导体开关110，从而在相对于AC波形的零交叉点的预定时间将电压从AC电源104提供到照明负载108。

为了提供DC电压V_CC以为微处理器114和其他低压电路供电，调光器100包括猫耳电源122。猫耳电源仅在AC电源电压的零交叉附近提取电流并且根据其从AC电压源提取的电流波形形状而得名。由于调光器100仅具有两个端102，106(即为双线调光器)，电源122必须通过所连接的照明负载108提取电流。为了使电源122能够提取足够的电流，半导体开关110必须不导通，从而电源两端可获得足够的电压。因此，即使当照明负载108两端需要最大电压时，半导体110也不能在整个半周期长度的时间内都开启。

图2中显示了现有技术的猫耳电源122的简化框图。所述猫耳电源被设置在包括二极管D202、D204、D206、D208的桥式整流器的DC侧，从而猫耳电源能够产生DC电压V_CC。该DC电压V_CC产生在储能电容C210的两端并且其大小适于为微处理器114以及其他低压电路供电(例如，大约5V_DC)。储能电容C210的被连接到电路公共端(即负极)的一侧还被连接到NPN晶体管的Q212和PNP晶体管Q214。稳压二极管Z216和二极管D218被串联在DC电压V_CC和晶体管Q214的基极之间。二极管D218的前向压降与晶体管Q214的发射极-基极电压大致相同。因此，产生在储能电容C210两端的DC电压V_CC的大小被限制到与稳压二极管Z216的击穿电压大致相同，例如，5.1伏特。

储能电容C210的初次充电或能量接收电路贯穿所述晶体管Q212和限流电阻R220。当晶体管Q214导通时，在电阻R222的两端以及晶体管Q212的基极-发射极结产生促使晶体管Q212导通的电压。电阻R224维持保持晶体管Q214导通所需的基极电流。

当电源122两端的电压达到特定大小时，PNP晶体管Q226开始导通，促使晶体管Q214以及晶体管Q212停止导通。稳压二极管Z228和电阻R230被串联在晶体管Q226的基极与晶体管Q212的发射极之间。电阻R232被连接在晶体管226的基极-发射极结的两端。当晶体管Q226基极处的电压超过稳压二极管的击穿电压(大约12V)时，稳压管Z228将开始导通。当电阻R232两端的电压超过晶体管Q226所需要的发射极-基极电压时，晶体管Q226将开始导通。因此，当在电源122两端产生适当的电压(例如，大约16V)时，晶体管Q226将开始导通，促使晶体管Q212、Q214停止导通，从而中断储能电容C210的充电。电容C234耦合在电阻R232的两端以提供储能电容C210的充电关闭中的延时。当电源122两端的电压降到适当水平(例如，大约16V)以下，晶体管Q226停止导通，并且储能电容C210能够再次充电。

现有技术的猫耳电源122具有一些缺点。第一，每半个周期中储能电容C210能够充电的时段由电源122中所选部件的数值设定。如果电源122在电容C210不充电时连接到AC电压源，该电源易于在AC电压的峰值处提取初始充电电流，在AC电压的峰值处提取初始充电电流可能在电源122的充电电路中产生非常大的电流，特别是流过晶体管Q212和电阻R220的电流。为了防止这些部件在此种情况下被损坏，相比于仅仅在正常情况下运行时所需的部件，晶体管Q212和电阻R220必须为实体上更大、成本更高的部件。

为了确保电源122能够提取足够的电流以一直保持其输出电压，半导体开关110在每半个周期被关闭至少最小间隙时间。大量最坏情况运行条件(worst-case operating condition)限制了调光器100的正常运行，例如低压电路提取高电流、最坏情况线电压输入(即当AC电源电压较正常情况低)、以及最坏情况负载条件(例如，灯的数量和瓦数、灯的类型、以及灯的工作特性变化)。由于AC电压源104耦合在串联的电源122和照明负载的两端，并且因此，照明负载的阻抗直接影响到电源两端产生的电压以及对电源充电所需要的时间，因此照明负载108的瓦数特别重要。随着额定瓦数的增大，照明负载的阻抗将减小，反之亦然。因此，当低瓦数的灯被连接到调光器100时，由于在此种负载下，负载的阻抗将相当高而所述电源两端的电压将相当低，因此产生对电源122充电所需的最坏情况时间。当考虑到最坏情况条件，40W的灯便通常被用作有可能碰到的最小负载。

通过考虑所述最坏情况条件，所述最小间隙时间通过计算保证电源122即使在最坏情况条件下也能充满电的间隙时间来确定。最终的间隙时间通常结束为每半个周期的相当大部分并且限制了所连接的照明负载108的最大亮度级别。然而，在现实中通常不会碰到所述最坏情况条件。在通常情况下，半导体开关可以被置为在每半个周期期间的一端较长的时间导通，从而将电流传导到负载一段较长的时间。因此，照明负载108将达到较高的亮度，该亮度接近于当全部的线电压被提供给负载时所获得的亮度。

某些现有技术的调光器在所有情况下都保持最小间隙时间常数，并且因此而具有比其他可能的调光范围更小的调光范围。如图3所示，另一个现有技术的双线调光器300监控内部电源并且在需要时减小半导体开关的导通时间。该双线调光器300能够在高端提供最大可能的亮度并且同时确保内部电源正常运行所需的充足充电时间，从而确保调光器正常运行所需的充足充电时间。在于2005年5月12日提交的名为“DIMMER HAVING A POWERSUPPLY MONITORING CIRCUIT”的共同未决的美国专利申请NO.11/127,864中对该调光器300进行更为详尽地描述，所述申请的全部内容结合于此作为参考。

参考图3，所述双线调光器300具有两个接线端：到AC电源304的热端302和到照明负载308的调光热端306。为了控制输送到照明负载308的AC电压，两个场效应晶体管(FET)310A、310B被反向串联在热端302和调光热端306之间。第一FET 310A在AC波形的正半周期期间导通，而第二FET 310B在AC波形的负半周期期间导通。FET 310A和FET 310B的导通状态由微处理器314来确定，该微处理器314通过门驱动电路312连接到所述FET。调光器300还包括多个用于获得用户输入的按钮316以及多个用于为用户提供视觉反馈的发光二极管(LED)318。所述微处理器314根据按钮316的输入来确定照明负载308的适当调光水平。零交叉检测电路320在正半周期和负半周期分别通过二极管321A和二极管321B来接收AC电源电压，并且提供控制信号到识别AC电源电压的零交叉的微处理器314。

所述调光器300进一步包括用于为微处理器314和其他低压电路供电的电源322。该电源322仅在FET 310A和FET 310B都关闭(即不导通)且在所述调光器300的两端存在足够电位时才能够充电。电源322被耦合到输入电容324和输出电容326。输出电容326将电源的输出V_CC保持在相当恒定的DC电压，从而为微处理器314供电。所述电源322的输入通过两个二极管321A、321B耦合到热端302和调光热端306，从而输入电容324在正半周期和负半周期都充电。

所述调光器300还包括电压分压器，该电压分压器包括两个电阻328、330并且该电压分压器耦合在电源322的输入和电路公共端之间。所述电压分压器在电阻328、330的连接点产生敏感电压(sense voltage)V_S。所述敏感电压V_S被提供给微处理器314以监控电源322的输入处的电压水平。微处理器314优选地包括用于对敏感电压V_S的值进行采样的模拟数字转换器(ADC)。微处理器314监控敏感电压V_S，并且当敏感电压V_S降到低于第一预定电压阈值V₁时减小FET 310A，FET 310B的导电时间。而且，微处理器314在敏感电压V_S升高到高于第二预定电压阈值V₂时，增大FET 310A，FET 310B的导通时间，所述第二预定电压阈值V₂大于第一阈值V₁。可选地，如果微处理器不包括ADC，则调光器100可以包括具有一个或者多个比较器集成电路的硬件比较电路，以将敏感电压与第一和第二电压阈值进行比较并接着为微处理器314提供逻辑信号。

通过监控电源322的输入，调光器300的微处理器314能够确定输入电压何时降低到不适于输入电容324进行连续充电的水平。例如，如果敏感电压V_S降到低于第一电压阈值V₁，则电容324需要更长的时间来进行正常充电，并且FET 310A，FET 310B的接通时间被减小。在另一方面，如果感应电压Vs维持在第一电压阈值V1之上，则输入电容324能够在每半个周期进行正常充电。

因此，微处理器314持续监控输入电容324上的电压，并且当所述电压降到不能保证电源322正常充电的水平时，自动减小FET 310A，FET 310B的导通时间。调光器300能够在高端(即最大亮度)提供FET 310A，FET 310B的最大可能导通时间，并且同时确保电源322正常运行所需的足够充电时间。

然而，图3中的调光器300需要微处理器314包括ADC，或者包括在电源322和微处理器之间的硬件比较电路。此外，调光器300不能直接控制电源322，而是操作FET 310A，FET 310B来间接地控制时间，电源在该时间期间提取电流。

因此，存在用于调光器的简单猫耳电源的需求，该电源可被监控并且直接由微处理器控制，微处理器尤其可以控制电源提取电流的时间周期，以及响应于电源的运行来控制半导体开关的导通时间而不需要ADC或者复杂的硬件比较电路。

发明内容

根据本发明，提供一种用于控制从AC电压源输送到电力负载的功率大小的双线负载控制装置，该装置包括第一可控导电装置、微处理器以及电源。所述可控导电装置适于在运行时耦合到所述AC电压源以及用于控制输送到负载的电能的电力负载；所述微处理器耦合到可控导电装置并且控制所述第一可控导电装置。所述电源适于耦合到所述AC电压源并且耦合到微处理器。所述电源为可控导电装置产生DC电压以选择性地将能量存储在储能元件中。所述微处理器用于控制所述可控导电装置。

根据本发明的另一个实施方式，提供一种用于控制来自AC电压源的负载的双线负载控制装置，该装置包括可控导电装置、电源以及控制器。所述可控导电装置适于串联电耦合在所述负载和所述AC电压源之间。所述电源包括与储能元件串联电耦合的可控阻抗。所述电源可用于向所述储能元件提供DC电压，所述储能元件可用于在所述可控导电装置不导通时接收能量。所述控制器由所述电源的DC电压供电，并且所述控制器耦合到第一可控导电装置和可控阻抗以分别控制所述第一可控导电装置和所述可控阻抗。所述控制器用于控制所述可控阻抗为第一阻抗值，以促使所述储能元件以第一速率接收能量，并且控制所述可控阻抗为第二阻抗值，以促使所述储能元件以第二速率接收能量。所述第二阻抗值远小于所述第一阻抗值。

根据本发明的另一方面，提供一种用于控制AC电压源的负载的双线负载控制装置，该装置包括适于串联耦合在所述负载和所述AC电压源之间的可控导电装置。所述负载控制装置进一步包括电源，该电源具有储能元件、用于该储能元件的第一能量接收电路、以及用于所述储能元件的第二能量接收电路。第一能量接收充电电路允许所述储能元件以第一速率接收能量，所述第二能量接收电路允许所述储能元件以大于所述第一速率的第二速率接收能量。产生DC电压的电源用于在所述可控导电装置不导通时将能量存储在所述储能元件中。所述负载控制装置进一步包括由所述电源的DC电压供电的控制器，该控制器用于控制所述可控导电装置，并且该控制器耦合到所述电源以选择性的启用和禁用所述第二能量接收电路。

另外，本发明提供用于双线负载控制装置的电源，所述双线负载控制装置用于控制所述AC电压源的负载。所述电源包括储能元件，该储能元件用于产生为负载控制装置的控制器供电的DC电压；第一能量接收电路，用于允许所述储能元件以第一速率接收能量；以及第二能量接收电路，用于允许所述储能装置以大于所述第一速率的第二速率接收能量。所述控制器由所述DC电压供电，并且所述控制器用于控制所述电源以选择性地启用和禁用所述第二能量接收电路。

本发明进一步提供一种用于在双线负载控制装置中产生DC电压的方法，该方法包括以下步骤：在储能元件两端产生DC电压；向所述负载控制装置的控制器提供DC电压；以及响应于所述控制器，选择性地允许所述储能元件以第一速率和大于所述第一速率的第二速率来接收能量。

通过下述参考附图对本发明的描述，本发明的其他特征和优点将显而易见。

附图说明

图1为现有技术的双线调光器的简化框图；

图2为图1中调光器的猫耳电源的简化框图；

图3为另一个现有技术的双线调光器的简化框图；

图4为根据本发明的双线调光器的简化框图；

图5A为根据本发明的猫耳电源的简化示意图；

图5B为根据本发明的包括半波整流器电桥的猫耳电源的简化示意图；

图5C为根据本发明的包括与引导电阻(boot-strap resistor)串联的晶体管的猫耳电源的简化示意图；

图6A显示了图4中调光器的微处理器的正常运行处理过程的流程图；

图6B显示了图6A中处理过程的电源控制/监控程序的流程图；

图6C显示了图6A中处理过程的调光范围控制程序的流程图；以及

图7显示了图4中调光器的微处理器的启动程序的流程图。

具体实施方式

在结合附图进行阅读时，上述内容以及下述优选实施方式的具体描述将更容易被理解。出于解释本发明的目的，在附图中显示了目前优选的实施方式，在实施方式中，相同的数字表示附图的多个视图中的相似部件。然而，可以理解地是，本发明并不限于所公开的特定方法和手段。

图4为根据本发明的双线调光器400的简化框图。该调光器400包括多个与图1中的调光器100相类似的方块，所述方块具有与前述相同的功能。然而，调光器400中与现有技术的调光器100不同的那些部件将在下面进行更详细地描述。

所述调光器400包括用于经由门驱动电路412来驱动可控导电装置的微处理器414，所述可控导电装置优选为半导体开关410。所述微处理器414可以为任何合适的控制器，例如可编程逻辑电路(PLD)、微控制器、或者特定用途集成电路(ASIC)。所述半导体开关410可以为三端双向可控硅开关、桥式整流器中的场效应晶体管(FET)或者绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、两个反向串联连接的FET或IGBT、或者任何其他合适类型的半导体开关。所述微处理器从零交叉检测器420和多个按钮416接收输入并且控制多个LED 418。猫耳电源422产生用于给微处理器414供电的DC电压V_CC。所述微处理器414通过端口424耦合到所述猫耳电源，并且微处理器414用于监控所述电源的状态(即电源是否被完全充满)以及控制所述电源的运行。

调光器400还包括通信电路426以与照明控制系统中的其他控制装置相互发送和接收消息。所述通信电路426耦合到通信链路，例如，有线串行控制链路、电力线载波(PLC)通信链路、或者如红外(IR)或射频(RF)通信链路的无线通信链路。在于2001年10月9日公布的名为“LIGHTINGCONTROL WITH WIRELESS REMOTE CONTROL ANDPROGRAMMABILITY”的共同转让的美国专利NO.6,300,727中描述了一种IR照明控制系统的实例。在于1999年5月18日公布的名为“METHOD ANDAPPARATUS FOR CONTROLLING AND DETERMINING THE STATUS OFELECTRICAL DEVICES FROM REMOTE LOCATIONS”的共同转让的美国专利NO.5,905,442中描述了一种RF照明控制系统的实例。上述两个专利的全部内容结合于此作为参考。

图5A为根据本发明的猫耳电源422的简化示意图。所述猫耳电源422被设置在包括二极管D502，D504，D506和D508的全波桥式整流器之内，从而所述猫耳电源能够在储能元件的两端产生DC电压V_CC，例如，储能电容C510。所述整流器电桥允许猫耳电源422在AC电源电压的两个半周期中提取电流。所述储能电容优选地具有大约680μF的电容值。

可替换地，所述猫耳电源422可以包括半波桥式整流器，例如仅包括二极管D508，即，不提供二极管D502，D504和D506，如图5B所示。所述仅包括一个二极管D508的半波桥式整流器可以允许猫耳电源422在单独的正半周期或者负半周期充电，从而每个线周期(line cycle)仅充电一次。

所述猫耳电源422包括具有“引导”电阻R512的无源充电或能量接收电路。电阻R512允许储能电容C510在微处理器414加电和运行之前开始充电，从而储能电容C510仅仅由流过电阻R512和照明负载408的阻抗的电流来充电。电阻R512优选地具有15 kΩ的阻值，该阻值适宜为足够低以确保可获得足够的电流来使微控制器退出内部低压复位模式。流过电阻R512的电流在储能电容C510上提供足够的电荷以使微处理器414退出内部低压复位模式(例如，当输入到微处理器的电压源升高超过大约3.72V时)。在储能电容C51通过引导电阻R512进行充电期间，由于所述微处理器未被加电或者处于复位模式，从电源422提取的大部分电流(即，由微处理器414和其他低压电路提取的)是最小的。储能电容C510通过引导电阻R512充电，直到微处理器414运行并能够控制电源422为止。所述引导电阻512还在阻抗上适宜为足够大以使得在正常运行期间，该电阻的功率消耗被最小化。

一旦被供电，微处理器414可以通过NPN晶体管Q514(例如，安森美半导体(On Semiconductor)所生产的编号为MJD47T4的部件)和电阻R516来为储能电容C510启用有源充电或能量接收电路。所述电阻R516具有低阻值(优选为12Ω)，该电阻通过储能电容C510来提供充电电流，该充电电流的大小远大于通过包括电阻R512的无源充电电路提供的充电电流，从而允许所述储能电容C510以较大的速率充电，即以较小的时间常数。所述微处理器414通过电阻R520(优选地具有4.7kΩ的阻值)耦合到所述PNP晶体管Q518(例如，安森美半导体所生产的编号为MMBTA92的部件)的基极。当在启动期间所述储能电容C510通过电阻R512进行充电时，微处理器414的被耦合到电阻R520的端口424保持为高阻抗，并且晶体管Q514不导通。

一旦退出复位模式，微处理器414通过零交叉检测电路420和微处理器的内部时钟来测量AC电压源404的频率并且同步到所述AC电压源404。在与AC电压源404同步之后，微处理器414可以通过拉低端口424并且从而拉低晶体管Q518的基极来启用所述有源充电电路。因此，在电阻R522两端有电压产生，并且晶体管Q518的发射极-基极结允许电流流过晶体管Q518和发射极电阻R524。电阻R522，R524优选地分别具有10kΩ和510Ω的阻值。流过晶体管Q518的电流在电阻526两端产生电压，并且为晶体管Q514提供基极电流，所述电阻R526跨接耦合在所述晶体管Q514的发射极-基极结上。由此启用了储能电容C510的有源充电电路，并允许储能电容C510的充电电流流过晶体管Q514和电阻R516。流过晶体管Q514的电流被电阻R516和稳压二极管Z528(优选地具有3.3V的击穿电压，例如，安森美半导体所生产的编号为MMSZ4684ET1的部件)限流。电容C530耦合在电阻R526的两端，并且提供有源充电电路的启用中的一些延时。优选地，电阻R526具有10kΩ的阻值，并且电容C530具有0.33μF的电容。

电源422进一步包括硬件闭锁电路，该硬件闭锁电路具有PNP晶体管Q536、电阻R532以及稳压二极管Z534。电阻R532(优选地具有1kΩ的阻值)以及稳压二极管Z534被串联耦合在储能电容C510的两端，所述稳压二极管的阴极被连接到电路公共端。PNP晶体管Q536(例如，安森美半导体所生产的编号为MBT3906DW1T1的部件)被耦合在DC电压V_CC和晶体管Q518的基极之间。晶体管Q536的基极被连接到电阻R532和稳压二极管Z534的连接点。稳压二极管Z534优选地具有4.7V的击穿电压(例如，安森美半导体所生产的编号为MMSZ4688ET1的部件)，从而当储能电容C510两端的电压达到大约5.2V(即，DC电压V_CC在适度水平)时，将有电流流过稳压二极管Z534和电阻R532，在电阻的两端产生电压。从而，晶体管Q536将开始导通，将晶体管Q518的基极拉高到DC电压V_CC。这取代了来自微处理器414的端口424的控制信号，并且通过晶体管Q514和电阻R516来禁用有源充电电路。

微处理器414可用于监控晶体管Q518的基极处的电压以确定储能电容C510是否被充满。通过简单地将端口424从被配置为输出改变成被配置为输入，微处理器414可以周期性地检查晶体管Q518的基极是否被晶体管Q536拉高到DC电压V_CC。电容C538被设置在DC电压V_CC和晶体管Q518的基极之间并且优选地具有0.01μF电容。在端口424被改变成输入以监控电源422的期间，如果储能电容C510的充电还没有结束，电容C538将晶体管Q518的基极处的电压保持在适于使所述晶体管Q518维持在导通状态的水平。

微处理器414适于控制AC电压源404的每半个周期中通过晶体管Q514启用有源充电电路的时间段。为了将充电时间限制在每半个周期的起始部分，微处理器414仅仅在通过零交叉检测电路420检测到零交叉之后的预定时间启用所述有源充电电路。通过此种方式，当AC电压位于其峰值时，所述有源充电电路永远不被启用。因此，晶体管Q514以及电阻R516绝对不会在他们的安全运行区域之外运行，并且不必为图2中现有技术的猫耳电源122所要求的大且昂贵的部件。

响应于电源422充电所需的时间，微处理器414可用于改变调光器的调光范围。根据缺省值，调光器400开始在正常调光范围运行，该正常调光范围通过对最坏情况线路条件以及负载条件的考虑而确定。例如，电源422的最坏情况负载条件采用40W的灯作为照明负载。微处理器414可以将调光器400的调光范围改变为最大调光范围以为所连接的照明负载提供比正常调光范围更大的高端亮度。所述微处理器414还可以响应于运行条件而将所述调光范围改回到正常调光范围。

微处理器414优选地包括计时器，从而该微处理器能够记录每半个周期中电源422充电所需的时间。所述微处理器记录从有源充电电路被启用到端口424被硬件闭锁电路的晶体管Q536拉高的时间。如果所述时间在大量的连续半周期中低于预定阈值，则假定在每半个周期中储能电容C510能够很容易地充电，并且微处理器414被设置程序以将调光器400的调光范围增大到最大调光范围，从而所述高端具有较大的亮度。由于从电源422提取的平均电流主要取决于所连接的负载的阻抗，所述调光器400将主要趋向于持续以正常调光范围或者最大调光范围运行，而不会在两者之间进行改变，直到所连接的照明负载被改变成不同瓦数为止。由于负载阻抗随着调光器400改变照明负载408的亮度而改变(即，随着亮度被增大，所述照明负载的阻抗将增大)，微处理器414优选地在高端或者高端附近监控储能电容C510充电所需要的时间，此时所述电源422将提取最坏情况充电电流。

微处理器414还能够在硬件闭锁电路禁用有源充电电路之前通过将端口424拉高来禁用所述有源充电电路。如果预定时间在晶体管Q536关闭所述有源充电电路之前消逝(从有源充电电路被启动时)，微处理器414将优选地取代所述硬件闭锁电路来保护晶体管Q514和电阻R516免受潜在的危害，即，随着调光器两端电压增加，流经晶体管Q514和电阻R516的电流以及晶体管Q514和电阻R516的功耗将增大。所述预定时间优选地对应于某一时间，在该时间之后，所述调光器两端的电压足够大，以致于对电源422的敏感部件造成潜在的危险，所述敏感部件即晶体管Q514和电阻R516。储能电容C510可能需要更大量的时间来进行充电：(1)在电源422启动期间；(2)如果微处理器414和其他低压电路的功率需求大于正常需求；或(3)如果储能电容不能在特定的半周期期间充电。

微处理器414还能够控制电源422的负载，即门驱动电路412、LED 418、以及通信电路426。如果微处理器414检测到在每半个周期期间储能电容C510没有足够的时间来充电，所述微处理器414可以通过某些操作来随机地促使所述电源的某些负载提取较少的电流，所述操作例如关闭LED 418或者调节LED 418的亮度、关闭半导体开关410、或者将通信电路426置于空闲模式。此外，在电源422启动期间，所述微处理器414不启用所述电源的负载，直到预定数量的半周期之后，以允许储能电容C510所提供的DC电压V_CC达到一个稳定值。

电源422还可以包括附加半导体开关，例如，NPN晶体管Q540(如图5C中所示)，用于在所述电源启动之后选择性地将引导电阻R512从电路中断开，即当不再需要该引导电阻时。所述晶体管Q540的基极通过电阻R544耦合到微处理器414的输出端口542。因此，微处理器414可用于使晶体管Q540不导通，以禁用包括引导电阻R512的无源能量接收电路。所述晶体管Q540的基极还被耦合到电阻R546。在微处理器414被供电之前，电流通过电阻R546流入晶体管Q540的基极，从而晶体管Q540允许储能电容C510通过引导电阻R512来充电。

图6A显示了用于控制调光器400的电源422的微处理器414的正常运行处理过程的流程图。每半个周期都执行所述处理过程。在步骤600中，在每半个周期所述处理过程开始于AC电压的零交叉，并接着顺序执行电源控制/监控程序602以及调光范围控制程序604。

图6B更加详细地显示了所述电源控制/监控程序602的流程图。在步骤605，“开启”计时器被初始化，例如，被初始化为150微秒，并且开始进行减小操作。所述开启计时器确定零交叉和有源充电电路被启用时之间的时间。在步骤606，如果所述开启计时器还没有时间耗去(即，还没有被减小到零)，则所述处理过程进行循环，直到所述开启计时器时间耗去为止，此时在步骤608开启“关断”计时器，并且该关断计时器的时间值减小。所述关断计时器被初始化，例如，被初始化为400微秒，并且如果储能电容C510在所述关断计时器时间耗去之前(即减小到零)没有充满，则所述关断计时器被用于取代包括晶体管Q536的硬件闭锁电路。

在步骤610，微处理器414的端口424被配置为输出，接着，在步骤612，该端口424被拉低，从而启用有源充电电路并且促使储能电容C510以较大的速率，即以较小的时间常数开始充电(即，存储能量)。接着，在步骤614，所述微处理器等待时间t_WAIT(该时间t_WAIT优选为100微秒到200微秒)。现在，所述微处理器414通过在步骤616首先将端口424配置为输入并接着在步骤618读取所述端口424来检查所述端口424的电压。所述端口424的电压在储能电容C510还没有结束充电时为低(即，为0V或大约为0V)，在所述储能电容C510被充满并且晶体管Q536导通时为高(即，为V_CC或大约为V_CC)。由于所述微处理器414仅可以在很短且很少有的时间段停止驱动端口424，以避免禁用所述有源充电电路，在步骤614的等待操作允许所述微处理器414以合适的时间间隔周期性地监控所述端口424的电压。

在步骤620，如果端口424为高，则在步骤622，所述关断计时器被停止，在步骤624，所述端口424被配置为输出，以及在步骤626，所述端口被拉高。接着退出处理过程。如果在步骤620，所述端口424依然为低，则在步骤628确定所述关断时间是否截止。如果没有截止，则所述处理过程循环以启用所述有源充电电路并且接着再次监控所述端口424。在步骤628，如果所述关断计时器已经截止，则在步骤624和626，所述有源充电电路被启用，然后所述处理过程退出。

图6C更加详细地显示了所述调光范围控制程序604的流程图。在步骤630，根据所述关闭定时器的终值来确定当前半周期中所述电源422的充电时间t_CHARGE。例如，如果所述关闭定时器的原值为400微秒且该关闭定时器的终值为150微秒，则所述充电时间t_CHARGE为250微秒。如果在步骤632，所述充电时间t_CHARGE小于阈值t_TH，则微处理器414将试着将调光器400改为最大调光范围。如果在步骤632，所述充电时间t_CHARGE大于所述阈值t_TH，所述微处理器414将试着将所述调光器400改为正常调光范围。变量K和变量M被分别用于计算充电时间t_CHARGE低于阈值t_TH、或者充电时间t_CHARGE高于阈值t_TH的连续半周期的个数。注意所述变量K和M优选地被初始化为零。所述变量K和M被增大，直到所述变量分别到达其最大值K_MAX和M_MAX为止。优选地，所述最大值K_MAX和M_MAX均为3。

在步骤634，如果所述变量M大于零(即，在前半周期期间，充电时间t_CHARGE超过阈值t_TH)，则在步骤636，变量M被重置为零(即，M＝0)，并且在步骤638，变量K被增加1。在步骤634，如果变量M不大于零，则所述处理过程只进行到步骤638。在步骤640，如果变量K等于K_MAX，则所述充电时间t_CHARGE已经连续以适当次数超过所述阈值t_TH，并且因此在步骤642，调光范围被改为最大调光范围。然而，在步骤640，如果所述变量K不等于K_MAX，则所述调光范围不改变，并且所述处理过程退出。

在步骤632，如果充电时间t_CHARGE超过阈值t_TH，则所述微处理器414使用步骤644，646，648，650中的类似处理过程来确定在步骤652调光器400是否应当改为正常调光范围。

图7显示了微处理器414启动程序的流程图。在步骤702，当所述微处理器退出复位模式时，开始所述处理过程。在步骤704，微处理器414将端口424维持在高阻抗以通过晶体管Q514使有源充电电路被禁用。在步骤706，微处理器414测量AC电源电压的频率并且同步到该频率。在步骤708，变量K和M(被用在调光范围控制程序中)以及变量ZC_CNT被初始化为零。启动程序使用变量ZC_CNT来对启动之后AC电压源404的零交叉进行计数。

接着，微处理器414在ZC_MAX个连续半周期执行电源控制/监控程序602(如图6B所示)以允许电源422将储能电容C510两端的电压调整到特定水平。在步骤710，所述处理过程等待直到检测到零交叉，接着执行所述电源控制/监控程序602。在步骤712，如果所述变量ZC_CNT小于或者等于数值ZC_MAX，则在步骤714，变量ZC_CNT被增大1，并且所述处理过程循环以在步骤710等待下一个零交叉。在步骤656，如果变量ZC_CNT大于数值ZC_MAX，则在步骤716，所述微处理器414开始驱动半导体开关410以提供电能给照明负载408、开启发光二极管418、并且开始经由通信电路426进行通信。接着，所述启动程序退出。

虽然已经对以闭环模式工作的本发明进行了初步地描述，在所述闭环模式中微处理器414能够监控电源422，所述微处理器还可以工作在开环模式。所述微处理器414可以仅在每半个周期开启(即启用)有源充电电路，并且允许硬件闭锁电路关闭(即禁用)该有源充电电路。可替换地，微处理器414可以在电源422的有源充电电路被开启之后的预定时间关闭所述有源充电电路，而不为了关闭所述有源充电电路而对所述电源进行监控。

虽然词“装置”被用于描述本发明的负载控制装置以及负载控制中的元件，但应当注意地是，这里描述的每一个“装置”都不必被完全包括在单个外壳或者结构中。例如，调光器400在壁盒中包括多个按钮，而处理器被包括在分离的位置。此外，一个“装置”可以被包括在另一个“装置”中。

另外，在附图和文本中显示和描述的电路图为本发明的实例，而不是仅有的可行实现方式。本领域普通技术人员可以理解，在所附权利要求所确定的限制之外，可以无限制地对本发明进行部件、软件以及电路替换和改造。

虽然本发明结合特定实施方式进行描述，但许多变化和改进以及其他用途将很容易为本领域技术人员所公知。因此，本发明不应限于此处特定公开内容，而仅限于所附权利要求。

Claims

1.一种用于控制从交流电压源(404)输送到电力负载(408)的电能的双线负载控制装置(400)，其中所述双线负载控制装置包括第一可控导电装置(410)，该第一可控导电装置(410)适于可操作地耦合到所述交流电压源和所述电力负载，以用于对输送到负载的电能进行控制，所述双线负载控制装置进一步包括微处理器(414)，该微处理器耦合到所述第一可控导电装置，以用于对所述第一可控导电装置进行控制，所述双线负载控制装置进一步包括电源(422)，该电源(422)适于耦合到所述交流电压源以及耦合到所述微处理器，以用于产生直流电压(V_CC)为所述微处理器供电，其特征在于：

所述电源包括储能元件(C510)以及用于可控地将能量存储到所述储能元件的第二可控导电装置(Q514)，所述电源进一步包括低阻抗电路和高阻抗电路，所述低阻抗电路与所述第二可控导电装置串联电连接，所述高阻抗电路与串联结合的所述低阻抗电路和所述第二可控导电装置并联电连接；

其中当所述第二可控导电装置不导通时，所述储能元件用于通过所述高阻抗电路来接收能量，并且当所述第二可控导电装置导通时，所述储能元件用于通过所述低阻抗电路来接收能量；

其中所述微处理器可操作地耦合到所述第二可控导电装置以控制所述第二可控导电装置。

2.根据权利要求1所述的负载控制装置，其中所述微处理器监控所述电源以确定所述储能元件是否正通过所述低阻抗电路接收能量。

3.根据权利要求2所述的负载控制装置，其中所述电源进一步包括硬件闭锁电路，该硬件闭锁电路用于在所述直流电压超过预定阈值时促使所述第二可控导电设备变为不导通。

4.根据权利要求3所述的负载控制装置，其中所述微处理器在交流电压的零交叉之后的预定时间控制所述第二可控导电装置变为导通。

5.根据权利要求3所述的负载控制装置，其中所述微处理器在所述直流电压超过所述预定阈值之前控制所述第二可控导电装置变为不导通。

6.根据权利要求2所述的负载控制装置，其中所述微处理器用于响应于监控所述电源来控制所述第一可控导电装置，以控制输送到所述电力负载的电能。

7.根据权利要求2所述的负载控制装置，该负载控制装置进一步包括：

低压负载，该低压负载由所述电源的直流电压供电，并且该低压负载用于从所述电源的储能元件提取电流；

其中所述微处理器用于响应于由所述低压负载提取的电流来控制所述第一可控导电装置，以控制输送到所述电力负载的电能。

8.根据权利要求2所述的负载控制装置，该负载控制装置进一步包括：

其中所述微处理器用于响应于监控所述电源来控制由所述低压负载提取的电流量。

9.根据权利要求1所述的负载控制装置，其中所述微处理器在所述交流电压的零交叉之后的预定时间控制所述第二可控导电装置变为导通。

10.根据权利要求1所述的负载控制装置，其中所述微处理器在所述交流电压的零交叉之后的预定时间控制所述第二可控导电装置变为不导通。

11.根据权利要求1所述的负载控制装置，其中所述电源进一步包括硬件闭锁电路，该硬件闭锁电路用于在所述直流电压超过预定阈值时促使所述第二可控导电装置变为不导通。

12.根据权利要求1所述的负载控制装置，该负载控制装置进一步包括：

其中所述微处理器用于在所述微处理器启动之后，将由所述低压负载提取的电流量在预定数量的交流电压半周期基本控制为零安培。

13.根据权利要求1所述的负载控制装置，其中所述电源进一步包括与所述高阻抗电路串联电连接的第三可控导电装置(Q540)，所述微处理器用于控制所述第三导电装置。

14.一种用于控制来自交流电压源(404)的负载(408)的双线负载控制装置(400)，其中所述双线负载控制装置包括第一可控导电装置(410)，该第一可控导电装置(410)适于串联耦合在所述负载和所述交流电压源之间，并且所述双线负载控制装置进一步包括电源(422)，其特征在于，

所述电源包括与储能元件(C510)串联耦合的可控阻抗，所述电源用于为所述储能元件提供直流电压(V_CC)，所述储能元件用于在所述第一可控导电装置不导通时接收能量；以及控制器(414)，该控制器(414)由所述电源的直流电压供电，并且该控制器耦合到所述第一可控导电装置和所述可控阻抗，以用于分别控制所述第一可控导电装置和所述可控阻抗，其中所述控制器用于控制所述可控阻抗为第一阻值，以促使所述储能元件以第一速率接收能量，并且所述控制器控制所述可控阻抗为第二阻值，以促使所述储能元件以第二速率接收能量，其中所述第二阻值远小于所述第一阻值。

15.根据权利要求14所述的负载控制装置，其中所述可控阻抗包括与所述第二可控导电装置(Q514)串联电连接的第一电阻(R516)，其中所述控制器用于控制所述第二可控导电装置。

16.根据权利要求15所述的负载控制装置，其中所述可控阻抗包括第二电阻(R512)，所述第二电阻(R512)与串联结合的所述第二可控导电装置和所述第一电阻并联电连接。

17.一种用于控制来自交流电压源(404)的负载(408)的双线负载控制装置(400)，其中所述双线负载控制装置包括可控导电装置(410)，该可控导电装置(410)适于串联耦合在所述负载和所述交流电压源之间，并且其中所述双线负载控制装置进一步包括电源(422)，其特征在于，

所述电源包括储能元件(C510)、用于所述储能元件的第一能量接收电路、以及用于所述储能元件的第二能量接收电路，所述第一能量接收电路允许所述储能元件以第一速率接收能量，所述第二能量接收电路允许所述储能元件以大于所述第一速率的第二速率接收能量，所述电源用于在所述可控导电装置不导通时将能量存储在所述储能元件中，所述电源产生直流电压(V_CC)，并且所述双线负载控制装置进一步包括控制器(414)，该控制器(414)由所述电源的直流电压供电，该控制器用于控制所述可控导电装置，并且该控制器耦合到所述电源以选择性地启用和禁用所述第二能量接收电路。

18.一种用于控制从交流电压源输送到电力负载(408)的电能的双线负载控制装置(400)，其中所述双线负载控制装置包括第一可控导电装置(410)，该第一可控导电装置(410)适于可操作地耦合到所述交流电压源(404)和所述电力负载，以用于控制输送到负载的电能；微处理器(414)，该微处理器(414)耦合到所述第一可控导电装置，以用于控制所述第一可控导电装置；以及电源(422)，该电源(422)适于耦合到所述交流电压源以及耦合到所述微处理器，以用于产生直流电压(V_CC)为所述微处理器供电，其特征在于，

所述电源包括储能元件(C510)，并且所述电源进一步包括第二可控导电装置(Q514)，该第二可控导电装置(Q514)可操作地耦合到所述微处理器，并且该第二可控导电装置(Q514)用于响应于所述微处理器而可控地将能量存储在所述储能元件中，并且所述电源进一步包括低阻抗电路，该低阻抗电路与所述第二可控导电装置串联电连接，并且所述电源进一步包括高阻抗电路，该高阻抗电路与串联结合的所述低阻抗电路和所述第二可控导电装置并联电连接，其中当所述第二可控导电装置不导通时，所述储能元件用于通过所述高阻抗电路接收能量，并且当所述第二可控导电装置导通时，所述储能元件用于通过所述低阻抗电路接收能量，并且其中所述微处理器监控所述电源以确定所述储能元件是否正通过所述低阻抗电路接收能量。

19.一种用于双线负载控制装置(400)的电源(422)，所述双线负载控制装置(400)用于控制来自交流电压源(404)的负载(408)，所述负载控制装置具有控制器(414)，所述电源的特征在于，

所述电源包括储能元件(C510)，该储能元件(C510)用于产生用于为所述控制器供电的直流电压(V_CC)，并且所述电源进一步包括第一能量接收电路，该第一能量接收电路用于允许所述储能元件以第一速率接收能量，并且所述电源进一步包括第二能量接收电路，该第二能量接收电路用于允许所述储能元件以大于所述第一速率的第二速率接收能量，其中所述控制器由所述直流电压供电，并且所述控制器用于控制所述电源以选择性地启用和禁用所述第二能量接收电路。

20.根据权利要求19所述的电源，其中所述第二能量接收电路包括具有控制输入的第一可控导电装置(Q514)，所述储能元件用于在所述第一可控导电装置导通时以第二速率接收能量；

其中所述控制器用于使所述可控导电装置导通和不导通。

21.根据权利要求20所述的电源，该电源进一步包括：

硬件闭锁电路，该硬件闭锁电路用于在所述直流电压超过预定阈值时使所述第一可控导电装置不导通。

22.根据权利要求21所述的电源，该电源进一步包括：

第二可控导电装置(Q518)，该第二可控导电装置(Q518)具有控制输入，并且该第二可控导电装置(Q518)耦合在所述直流电压和所述第一可控导电装置的控制输入之间；

其中当所述第二可控导电装置导通时，所述第一可控导电装置被置为导通。

23.根据权利要求22所述的电源，其中所述硬件闭锁电路包括：

第三可控导电装置(Q536)，该第三可控导电装置(Q536)具有控制输入，并且该第三可控导电装置耦合在所述直流电压和所述第二可控导电装置的控制输入之间；

电阻(R532)，该电阻(R532)耦合到所述直流电压以及所述第三可控导电装置的控制输入；以及

稳压二极管(Z534)，该稳压二极管(Z534)具有阴极，该阴极耦合到所述电阻与所述第三可控导电装置的控制输入的连接点；串联结合的所述电阻和所述稳压二极管与所述储能元件并联电连接；

其中当所述稳压二极管两端的电压超过所述稳压二极管的击穿电压时，所述第三可控导电装置被置为导通。

24.根据权利要求21所述的电源，其中所述控制器用于在所述直流电压超过预定阈值之前使所述第一可控导电装置不导通。

25.根据权利要求21所述的电源，其中所述控制器耦合到所述硬件闭锁电路，并且所述控制器用于确定所述硬件闭锁电路是否正使所述第一可控导电装置不导通。

26.根据权利要求20所述的电源，其中所述第二能量接收电路包括第一电阻(R516)，该第一电阻(R516)与所述第一可控导电装置串联电连接。

27.根据权利要求26所述的电源，其中所述第一能量接收电路包括第二电阻(R512)，该第二电阻(R512)与串联结合的所述第一可控导电装置和所述第一电阻并联电连接。

28.根据权利要求27所述的电源，其中所述第一能量接收电路进一步包括与所述第二电阻串联电连接的第二可控导电装置(Q540)；所述控制器用于使所述第二可控导电装置导通和不导通。

29.根据权利要求20所述的电源，其中所述第一可控导电装置包括半导体开关。

30.根据权利要求29所述的电源，其中所述半导体开关包括双极型结型晶体管。

31.一种用于在双线负载控制装置(400)中产生直流电压(V_CC)的方法，所述双线负载控制装置(400)用于控制从交流电源(404)输送到电力负载(408)的电能，其特征在于，

所述方法包括在储能元件(C510)两端产生直流电压的步骤，并且所述方法进一步包括将所述直流电压提供给所述负载控制装置的控制器(414)的步骤，并且所述方法进一步包括对时间常数进行控制的步骤，所述储能元件以所述时间常数来充电；

其中所述对时间常数进行控制的步骤包括响应于所述控制器而以第一时间常数和以小于所述第一时间常数的第二时间常数来选择性地对所述储能元件充电。

32.根据权利要求31所述的方法，其中所述对时间常数进行控制的步骤进一步包括在所述交流电源的交流电压的零交叉之后的第二预定时间之后，以所述第二时间常数来对所述储能元件充电，所述第二预定时间比第一预定时间更接近所述零交叉。

33.根据权利要求32所述的方法，其中对时间常数进行控制的步骤进一步包括提供耦合到所述储能元件的硬件闭锁电路，该硬件闭锁电路用于促使所述储能元件停止以所述第二时间常数充电。

34.根据权利要求33所述的方法，该方法进一步包括下列步骤：

对所述硬件闭锁电路进行监控以确定所述储能元件是否停止以所述第二时间常数充电。

35.根据权利要求34所述的方法，其中所述对时间常数进行控制的步骤进一步包括在所述硬件闭锁电路促使所述储能元件停止以所述第二时间常数充电之前，促使所述储能元件停止以所述第二时间常数充电。

36.根据权利要求34所述的方法，该方法进一步包括以下步骤：

响应于所述对硬件闭锁电路进行监控的步骤而对输送到所述电力负载的电能进行控制。

37.根据权利要求34所述的方法，该方法进一步包括以下步骤：

提供由所述直流电压供电的低压负载，并且该低压负载用于从所述储能元件提取电流；以及

响应于由所述低压负载提取的电流而对输送到所述电力负载的电能进行控制。

38.根据权利要求34所述的方法，该方法进一步包括以下步骤：

响应于所述对硬件闭锁电路进行监控的步骤而对由所述低压负载提取的电流量进行控制。

39.根据权利要求31所述的方法，该方法进一步包括以下步骤：

确定所述直流电压是否超过预定电压；

其中所述对时间常数进行控制的步骤进一步包括当所述直流电压低于所述预定电压时，以所述第二时间常数来对所述储能元件充电。

40.根据权利要求39所述的方法，其中所述对时间常数进行控制的步骤进一步包括在所述交流电源的交流电压的零交叉之后的第一预定时间之前，以所述第二时间常数来对所述储能元件充电。

41.根据权利要求31所述的方法，其中所述对时间常数进行控制的步骤进一步包括在所述控制器启动之前，以第一时间常数来对所述储能元件充电。

42.根据权利要求41所述的方法，该方法进一步包括以下步骤：

确定所述直流电压是否超过预定电压；

其中所述对时间常数进行控制的步骤进一步包括当所述直流电压高于所述预定电压时，选择性地以第三时间常数来对所述储能元件充电，所述第三时间常数相当大以使得所述储能元件避免充电。

43.根据权利要求32所述的方法，该方法进一步包括以下步骤：

在所述控制器启动之后，将由所述低压负载提取的电流量在预定数量的交流电压半周期基本控制为零安培。

44.一种用于在双线负载控制装置(400)中产生直流电压(V_CC)并且将所述直流电压提供给所述负载控制装置中的控制器(414)的方法，其特征在于，

所述方法包括在储能元件(C510)两端产生直流电压的步骤，所述方法进一步包括响应于所述控制器而选择性地允许所述储能元件以第一速率和以大于该第一速率的第二速率接收能量的步骤，并且所述方法进一步包括确定所述直流电压何时超过预定电压的步骤，其中对速率进行控制的步骤进一步包括当所述直流电压低于所述预定电压时，允许所述储能装置以所述第二速率接收能量。