CN101313463A - 用于接收机的dc偏移消除电路 - Google Patents

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CN101313463A CNA2006800435717A CN200680043571A CN101313463A CN 101313463 A CN101313463 A CN 101313463A CN A2006800435717 A CNA2006800435717 A CN A2006800435717A CN 200680043571 A CN200680043571 A CN 200680043571A CN 101313463 A CN101313463 A CN 101313463A
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Abstract

本发明描述用于消除DC偏移的技术。接收机中的DC偏移消除电路消除由来自本机振荡器(LO)信号发生器的所泄露LO信号导致的DC偏移。所述接收机首先通过在发射模式期间使用所述DC偏移消除电路而自校准。在所述校准期间，所述DC偏移消除电路存储由所述所泄露LO信号导致的DC偏移电压信号。在所述接收机正接收信号的接收模式期间，所述接收机从所接收信号中减去所存储的DC偏移电压信号来消除由所泄露LO信号导致的DC偏移。

Description

用于接收机的DC偏移消除电路
相关申请案交叉参考
本专利申请案主张对2005年9月28日提出申请且名称为“用于接收机的DC偏移消除电路(DC OFFSET CANCELLATION CIRCUIT)”的第60/722,063号临时申请案的优先权，且所述临时申请案受让于本申请案的受让人并以引用的方式明确地并入本文中。
技术领域
本发明大体来说涉及电子装置，且更特定来说涉及接收机中的DC偏移消除电路。
背景技术
在数字通信系统中，发射机处理业务数据来产生数据码片且用数据码片进一步调制本机振荡器(LO)信号来产生经射频(RF)调制的信号。然后，发射机经由通信信道发射经RF调制信号。通信信道因噪声及来自其它发射机的可能干扰而使经RF调制信号降级。
接收机接收所发射的经RF调制信号、将所接收的RF信号从RF下变频为基带、将基带信号数字化来产生样本，且以数字方式处理样本来恢复由发射机发送的业务数据。接收机使用一个或一个以上下变频混合器来将所接收RF信号从RF下变频为基带。理想的混合器在不使输入信号失真的情况下简单地将输入信号从一个频率变换为另一频率。理想的混合器在一个输入端口中接收输入RF信号且在另一输入端口中接收来自LO发生器的LO信号，并通过使用LO信号将输入RF信号下变频为基带信号。
然而，在实际的真实世界下变频混合器中，来自LO信号发生器的LO信号可泄露到用于输入RF信号的输入端口中。LO信号是通过可存在于用于输入RF信号的输入端口与用于LO信号的输入端口之间的电容性及衬底耦合(例如寄生电容)而泄露到用于输入RF信号的输入端口中。此外，LO信号还可泄露到可处于下变频混合器前面的低噪声放大器(LNA)的输入端口中。泄露的LO信号在下变频混合器的输出信号中产生DC分量。基本上，DC分量在下变频混合器的输出信号中形成DC偏移，且所述DC偏移最终可使将下变频混合器的输出信号数字化的模拟数字转换器(ADC)饱和。因此，当所述ADC因DC偏移而饱和时，所述ADC将输出不正确的值。
因此，所属技术领域中需要一种可使由泄露的LO信号所产生的DC偏移最小化的电路。
发明内容
本文中描述了一种用于接收机的DC偏移消除电路。在一个实施例中，接收机中的DC偏移消除电路消除由来自LO信号发生器的泄露LO信号导致的DC偏移。所述接收机可首先通过在所述接收机不接收任何信号的发射模式期间使用所述DC偏移消除电路来自校准。所述接收机通过首先将LNA的输入接地以使所述LNA不接收除来自LO信号发生器的泄露LO信号之外的任何输入。下变频混合器接收基于来自LO信号发生器的所泄露LO信号而产生的LNA的输出。另外，所述混合器的输入还可直接从LO信号发生器接收泄露LO信号。
下变频混合器将所接收信号下变频为基带信号。所述基带信号是泄露LO信号的产物。加法器接收基带信号并从所述基带信号中减去校正信号。所得偏移信号经滤波器滤波并被转换为偏移电压信号。接收机中的控制器闭合耦合到所述滤波器及电容器的开关以形成反馈环路且允许将偏移电压信号存储在所述电容器上。跨导单元接收所述偏移电压信号并产生校正信号。所述开关保持闭合，直到所述偏移电压信号达到固定值。所述控制器在偏移电压信号已达到所述固定值之后断开开关。模拟数字转换器(ADC)将所述固定偏移电压信号数字化，并将所述数字化值存储在残余寄存器(residual register)中。
在接收机接收信号并处理所接收信号的接收模式期间，所述跨导单元基于存储在电容器上的偏移电压信号产生校正信号。所述加法器从所接收信号中减去校正信号来消除导致DC偏移的任何所泄露LO信号。ADC将所得信号数字化，且另一加法器从数字化的所得信号中减去存储在残余寄存器中的数字化偏移电压信号来消除任何剩余的所泄露LO信号。
下文将进一步详细描述本发明的各种方面及实施例。
附图说明
依据下文列举的详细说明并结合图式，本发明的特征及性质将更加显而易见，在所有图式中，相同的参考字符识别对应的组件。
图1显示具有DC偏移消除电路的接收机。
图2显示接收机中的各种开关的操作时序图。
图3显示消除DC偏移的过程的流程图。
具体实施方式
本文所用词“例示性”是指“充当实例、示例或图解”。在本文中，任何称作是“例示性”的实施例或设计均未必应视为优选于或优于其它实施例或设计。
本文中描述的DC偏移消除电路可用于直接转换接收机(例如零中频接收机)且可用于其它类型的接收机。所述直接转换接收机在一个阶段中将所接收RF信号从RF直接下变频为基带。其它类型的接收机在多个阶段中执行下变频。所述不同类型的接收机可使用不同的电路块且/或具有不同的电路要求。为清晰起见，下文针对直接转换接收机来描述DC偏移消除电路。
图1显示包含DC偏移消除电路的RF接收机100的方块图。在接收机100内，低噪声放大器(LNA)80放大以固定或可变增益放大所接收的RF信号并提供包含I信号及Q信号两者的经放大RF信号。所述I信号及Q信号位相相差90°但具有相同的频率。下变频混合器90在输入端口91处接收来自LNA 80的I信号且在输入端口92处接收来自LO发生器105的LO信号。来自LNA 80的Q信号由另一并联电路处理，所述并联电路以与处理I信号相同的方式处理Q信号，如下文所描述。为简明起见，所述说明只针对对I信号的处理；然而，下文给出的说明还应用于对Q信号的处理。下变频混合器90输出已经从所接收RF信号下变频的基带信号。选择LO信号的频率，以便将所关注RF信道中的信号分量下变频为基带或接近基带。然而，如上文所解释，所述LO信号可通过电容性和衬底耦合(例如，寄生电容)泄露到输入端口91中或泄露到LNA 80的输入中并导致DC偏移。接收机100如下文所描述消除由LO信号泄露导致的DC偏移。
在接收机100不接收任何信号的发射模式(Tx)期间，接收机100执行以下操作来自校准以便可消除由LO信号泄露导致的DC偏移。首先，控制器210向开关77发送命令来将LNA 80的输入连接到节点75，而节点75连接到AC接地以使LNA 80将不从天线70接收任何输入。因此，将LNA 80的输入与节点71切断。控制器210可以是处理器、CPU、DSP处理器、硬件状态机或微控制器。
如图2中所显示，开关77在时间T1期间接通且将LNA 80的输入连接到节点75。时间T1出现在所述发射模式期间。由于LNA 80的输入连接到AC接地，因此LNA 80不应产生任何输出。然而，LO信号可泄露到LNA 80的输入中且从LNA 80产生输出。泄露到LNA 80的输入中的LO信号将被LNA 80放大。所泄露LO信号导致的输出信号将进入到下变频混合器90的输入端口91中。此外，来自LO发生器105的LO信号还可直接地泄露到输入端口91中，因此输入端口91可接收来自LNA 80的经放大LO信号及来自LO发生器105的LO信号。下变频混合器90输出由所泄露LO信号导致的电流信号Ileak。Ileak信号基本上是从所泄露LO信号下变频的基带信号(即，DC偏移信号)。
当接收机100以接收模式(Rx)操作时，下变频混合器90产生作为Ileak和已接收信号的结合的当前信号。如果Ileak的效应还没有消除或最小化，则Ileak最终可使模拟数字转换器(ADC)130饱和。然而，接收机100可消除由Ileak导致的DC偏移，如下文进一步解释。
返回参照在接收机100不接收任何信号的发射模式期间由接收机100执行的校准，加法器95接收来自Gm单元200的Ileak及Icorrection电流信号并输出等于(Ileak-Icorrection)的电流信号Ioffset。最初，Icorrection可近似等于零，所以在开始时Ioffse可等于Ileak。然而，Icorrection的值最终将增加以消除Ioffset的效应。
低通滤波器110接收Ioffset并输出电压信号Voffset。Voffset是表示电流信号Ioffset的电压信号。通常，低通滤波器110对来自下变频混合器90的基带信号滤波以使所关注RF信道中的信号分量通过并去除噪声及不合需要的信号分量，例如人为干扰信号。低通滤波器110具有指定为Rfilter的输出阻抗。
缓冲器120接收电压信号Voffset并输出相同的电压信号Voffset。缓冲器120是用于驱动ADC 130的输入的单位增益缓冲器。缓冲器120的输出耦合到开关180的节点181。如图2中所显示，控制器210向开关180发送命令以在接收机100处于发射模式(Tx)中且正进行自校准以消除由所泄露LO信号形成的DC偏移的时间周期T1期间闭合开关180(即，将节点181连接到节点182)。接收机100在等于T1+T2的时间周期T3期间自校准。如上文所解释，控制器210还在时间周期T1期间向开关77发送命令来将LNA 80的输入连接到节点75。
返回参照图1，当开关180闭合时，电容器Cs开始充电，一直达到等于Voffset的电压。Gm单元200接收电压信号Voffset并输出等于Gm*Voffset的电流信号Icorrection。Gm单元200是基于所接收电压信号产生电流信号的跨导放大器。Gm单元200具有等于Gm的跨导。加法器95接收来自Gm单元200的电流信号Icorrection并从Ileak中减去Ieorrection。
因此，当开关180闭合时，低通滤波器110、缓冲器120、Gm单元200和加法器95形成闭合反馈环路，且Voffset的值由以下方程式来确定：
[Ileak-Icorrection]*Rfilter＝Voffset；
[Ileak-Voffset*Gm]*Rfilter＝Voffset；然后
Voffset＝(Ileak*Rfilter)/(1+Gm*Rfilter)
因此，接收机100中的DC偏移消除电路包含开关180、175及77，Gm单元200，加法器95及电容器Cs。在接收机100中没有DC偏移消除电路的情况下，Voffset将等于Ileak*Rfilter。然而，如上述方程式所显示，Voffset减少了(1+Gm*Rfilter)倍。因此，由开关180、低通滤波器110、缓冲器120、Gm单元200及加法器95形成的闭合反馈环路执行粗略的DC偏移消除。
Voffset的值最终固定为固定值，且将电容器Cs充电到所述固定值。基于低通滤波器110、缓冲器120及Gm单元200的操作参数来确定时间周期T1的长度以使时间周期T1的长度对将Voffset固定为某一值足够长。
在Voffset已达到固定值的时间周期T1结束时，控制器210向开关180发送命令来断开开关180以便将节点181与节点182切断。电容器Cs在开关180已经断开之后保持Voffset的固定值。模拟数字转换器(ADC)130接收Voffset的固定值并将Voffset转换为数字值。虽然任何类型的ADC均可用于实施ADC 130，但接收机100理想地适于用高动态范围噪声整形ADC来操作，例如Δ-∑ADC或其它噪声整形ADC。数字滤波器140接收Voffset的数字化值、衰减所接收信号中存在的量化噪声并执行人为干扰滤波。
在控制器210断开开关180后，控制器210向开关175发送命令来将节点141连接到残余寄存器170的输入。当开关175闭合时，残余寄存器170接收固定Voffset的数字值并存储Voffset的数字值。Voffset的所存储数字值将用于消除开关180、Gm单元200、电容器Cs及加法器95执行的粗略消除尚未消除的Voffset的任何剩余值。换句话说，残余寄存器170及加法器150将执行由Voffset导致的DC偏移的精细消除，如下文更详细解释。
控制器210在已将Voffset的数字值存储在残余寄存器170中后向开关175发送命令来将节点141与残余寄存器170的输入切断。在此步骤之后，校准操作完成。
如图2中所显示，当发射模式完成时，接收机100进入到其中接收机100接收及处理信号的接收模式(Rx)中。接收机100现在使用存储在电容器Cs上的电压(Voffset的固定值)及存储在残余寄存器170中的Voffset的数字值以在接收机100正以接收模式操作时消除由来自LO发生器105的泄露电流导致的DC偏移。
在接收模式期间，接收机100执行以下操作来消除由来自LO发生器105的所泄露LO信号导致的DC偏移。在接收模式期间，开关180、175及77是关闭的(即，其处于切断状态)。天线70接收信号，且LNA 80接收并放大所接收的信号。如上文所解释，来自LO发生器105的LO信号可泄露到LNA 80的输入中。如果LO信号泄露到LNA 80的输入中，则LNA 80输出经放大的信号，其是所接收信号与所泄露LO信号的组合。
下变频混合器90接收来自LNA 80的可包含经放大的所泄露LO信号的经放大信号并将所接收的信号下变频为基带信号。另外，LO信号还可泄露到下变频混合器90的输入91中并与来自LNA 80的经放大信号组合。因此，由混合器90输出的基带信号包含由所泄露LO信号导致的Ileak信号。加法器95接收来自混合器90的基带信号及来自Gm单元200的Icorrection信号。加法器95从所述基带信号中减去I信号。Gm单元200基于存储在电容器Cs中的固定Voffset值产生Icorrection信号。如上文所解释，在出现于先前发射模式期间的校准期间将Voffset存储在电容器Cs中。因此，如上所述，Iconection信号执行由所泄露LO信号产生的Ileak信号的粗略消除。
低通滤波器110接收来自加法器95的基带信号并对来自下变频混合器90的基带信号进行滤波以使所关注RF信道中的信号分量通过并去除噪声和不合需要的信号分量，例如人为干扰信号。低通滤波器110输出电压信号。缓冲器120接收经滤波基带信号并用所接收的基带信号驱动ADC 130。由于多数Ileak信号是由Icorrection信号消除的，所以基带信号不会使ADC 130饱和。ADC 130接收基带信号并输出相应的数字信号。
数字滤波器140接收数字信号、衰减所接收数字信号中存在的量化噪声并执行人为干扰滤波。加法器150接收经滤波数字信号及存储在残余寄存器170中的残余Voffset值。加法器150从经滤波数字信号中减去残余Voffset值来执行由所泄露LO信号导致的Ileak信号的精细消除。换句话说，加法器150通过从所接收数字信号中减去残余Voffset信号来消除Ileak信号中尚未由Icorection信号消除的任何部分。加法器150向DSP处理器160输出已减去残余Voffset的数字信号以供进一步处理。由接收机100执行的上述过程消除由Ileak信号导致的DC偏移。
在下一发射模式中，接收机100执行另一校准并将另一Voffset值存储在电容器Cs及残余寄存器170中来消除由所泄露LO信号导致的Ileak信号。
图3图解说明略述根据本发明实施例的DC偏移消除方法300的流程图。
在步骤310中，当具有DC偏移消除电路的接收机进入到发射模式中时，通过接通第一开关来使低噪声放大器的输入AC接地。在步骤320中，通过在闭合所述第一开关的同时闭合第二开关来形成反馈环路电路。在步骤330中，将来自低噪声放大器的输出RF信号下变频为由所泄露LO信号产生的基带信号Ileak。在步骤340中，从Ileak中减去由跨导放大器产生的消除信号Icorrection。在步骤350中，对所得信号(Ileak-Icorrection)进行滤波并将经滤波的所得信号转换为电压信号Voffset。在步骤360中，通过对电容器充电来将Voffset存储在所述电容器中。在步骤370中，跨导放大器基于Voffset信号产生Icorrection信号。在步骤380中，重复步骤340到370，直到Voffset达到固定值。在步骤390中，关闭所述第一和第二开关来分解反馈环路。在步骤400中，将固定Voffset信号转换为数字信号。在步骤410中，将数字Voffset信号存储在残余寄存器中。在步骤420中，当接收机进入到接收模式中并接收信号时，从所接收的信号中减去由跨导放大器产生的Icorrection信号来消除由所泄露LO信号导致的DC偏移。在步骤430中，将所得信号数字化。在步骤440中，从数字化的所接收信号中减去存储在寄存器中的数字Voffset信号来消除任何残余的DC偏移。
本文中描述的DC偏移消除电路可用于各种通信系统。例如，所述DC偏移消除电路可用于码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交频分多址(OFDMA)系统、多入多出(MIMO)系统、无线局域网(LAN)等。CDMA系统可实施无线电接入技术(RAT)，例如宽带CDMA(W-CDMA)、cdma2000等。RAT是指用于无线电通信的技术。TDMA系统可实施诸如全球移动通信系统(GSM)的RAT。通用移动电信系统(UMTS)是将W-CDMA及GSM用作RAT的系统。DC偏移消除电路还可用于各种频率带，例如，从824MHz到894MHz的蜂窝频带、从1850MHz到1990MHz的个人通信系统(PCS)频带、从1710MHz到1880MHz的数字蜂窝系统(DCS)频带、从1920MHz到2170MHz的国际移动电信-2000(IMT-2000)频带等。
本文中描述的DC偏移消除电路可实施于集成电路(IC)、RF集成电路(RFIC)、专用集成电路(ASIC)、印刷电路板(PCB)、电子装置等中。还可使用各种IC工艺技术来制作所述DC偏移消除电路，例如互补金属氧化物半导体(CMOS)、N沟道MOS(N-MOS)、P沟道MOS(P-MOS)、双极结型晶体管(BJT)、双极CMOS(BiCMOS)、硅锗(SiGe)、砷化镓(GaAs)等。
应了解，虽然在前面的说明中已经列出了本发明的各种实施例和优点，但上述揭示内容仅为说明性，且可在细节上进行许多改变，但所述改变仍应保持在本发明的宽广原理内。因此，本发明将仅由随附权利要求书限定。

Claims (33)

1、一种电路，其包括：
跨导放大器，其用于基于偏移电压产生校正信号；
第一加法器，其用于接收输入信号及所述校正信号，所述第一加法器通过从所述输入信号中减去所述校正信号来产生输出信号；
滤波器，其用于接收所述输出信号并产生所述偏移电压；及
电容器，其用于存储所述偏移电压。
2、如权利要求1所述的电路，其进一步包括用于将所述滤波器耦合到所述电容器以在第一操作模式期间存储所述偏移电压的第一开关。
3、如权利要求2所述的电路，其进一步包括用于向所述第一开关发送命令来将所述滤波器耦合到所述电容器的控制器。
4、如权利要求3所述的电路，其进一步包括用于接收所述偏移电压及产生数字化偏移电压的模拟数字转换器(ADC)。
5、如权利要求4所述的电路，其进一步包括用于存储所述数字化偏移电压的寄存器；及
第二开关，其用于将所述ADC耦合到所述寄存器来存储所述数字化偏移电压。
6、如权利要求5所述的电路，其中所述控制器在向所述第一开关发送去耦命令来将所述滤波器从所述电容器去耦之后，向所述第二开关发送命令来将所述ADC耦合到所述寄存器。
7、如权利要求6所述的电路，其进一步包括第二加法器，所述第二加法器耦合到所述寄存器且用于接收数字化输入并通过从所述数字化输入中减去所述数字化偏移电压来产生数字化输出。
8、如权利要求6所述的电路，其中所述控制器在所述寄存器已存储所述数字化偏移电压之后，向所述第二开关发送去耦命令来将所述ADC从所述寄存器去耦。
9、如权利要求8所述的电路，混合器操作以使用本机振荡器(LO)信号来对输入射频(RF)信号进行下变频并产生输出基带信号，其中所述输出基带信号是所述第一加法器的输入信号。
10、如权利要求9所述的电路，其进一步包括用于放大所接收RF信号来产生到所述混合器的所述输入RF信号的低噪声放大器。
11、如权利要求10所述的电路，其中泄露到所述混合器的输入或所述低噪声放大器的输入的所述LO信号形成所述偏移电压。
12、如权利要求6所述的电路，其中所述控制器在所述偏移电压已达到固定值之后，向所述第一开关发送所述去耦命令。
13、如权利要求12所述的电路，其中所述电容器在所述第一操作模式结束之前存储所述偏移电压的所述固定值。
14、如权利要求13所述的电路，其中所述第一加法器基于所述固定值在第二操作模式期间从所述输入信号中减去所述校正信号。
15、一种方法，其包括：
(a)将RF信号下变频为基带信号；
(b)从所述基带信号中减去校正信号来产生偏移信号；及
(c)基于所述偏移信号产生所述校正信号。
16、如权利要求15所述的方法，其进一步包括：
重复步骤(a)到(c)，直到所述偏移信号达到固定值。
17、如权利要求16所述的方法，其进一步包括：
存储所述偏移信号的所述固定值。
18、如权利要求17所述的方法，其进一步包括：
将放大器的输入接地来产生所述RF信号。
19、如权利要求18所述的方法，其中所述RF信号是由所泄露本机振荡器信号导致的。
20、如权利要求17所述的方法，其进一步包括：
将所述偏移信号的所述固定值数字化来产生数字化偏移信号；
将所述数字化偏移信号存储在寄存器中。
21、如权利要求20所述的方法，其进一步包括：
将所接收的RF信号下变频为所接收的基带信号。
22、如权利要求21所述的方法，其进一步包括：
基于所述偏移信号的所述所存储的固定值产生所述校正信号；及
从所述所接收基带信号中减去从所述所存储的固定值产生的所述校正信号来产生经校正的基带信号。
23、如权利要求22所述的方法，其进一步包括：
将所述经校正的基带信号数字化来产生数字化经校正信号；及
从所述数字化经校正信号中减去所述所存储的数字化偏移信号。
24、一种设备，其包括：
下变频装置，其用于将RF信号下变频为基带信号；
减去装置，其用于从所述基带信号中减去校正信号来产生偏移信号；及
产生装置，其用于基于所述偏移信号产生所述校正信号。
25、如权利要求24所述的设备，其中所述偏移信号达到固定值。
26、如权利要求25所述的设备，其进一步包括：
用于存储所述偏移信号的所述固定值的装置。
27、如权利要求26所述的设备，其进一步包括：
接地装置，其用于将放大器的输入接地来产生所述RF信号。
28、如权利要求27所述的设备，其中所述RF信号是由所泄露的本机振荡器信号导致的。
29、如权利要求28所述的设备，其进一步包括：
数字化装置，其用于将所述偏移信号的所述固定值数字化来产生数字化偏移信号；及
存储装置，其用于存储所述数字化偏移信号。
30、如权利要求26所述的设备，其中所述偏移信号的所述所存储固定值被从所述基带信号中减去。
31、如权利要求29所述的设备，其进一步包括：
减去装置，其用于从所接收的数字化基带信号中减去所述所存储的数字化偏移信号。
32、一种处理器可读媒体，其用于存储可在接收机中操作以执行以下操作的指令：
将放大器的输入耦合到接地；及
将滤波器耦合到电容器来形成反馈环路以产生校正信号。
33、如权利要求32所述的处理器可读媒体，且其进一步用于存储可操作以执行以下操作的指令：
在所述校正信号已达到固定值之后，将所述滤波器从所述电容器去耦。
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