CN101322311A - 调制方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种在射频发射器中使用的调制电路，包括：本地振荡器电路和调制器，本地振荡器电路被配置成在期望的频率并且以25％或大约25％的占空比产生一个或多个本地振荡器信号，调制器被配置成响应于一个或多个本地振荡器信号和一个或多个基带信息信号而产生一个或多个已调信号。在至少一个实施例中，调制电路包括含有组合的混频和跨导电路的调制器，所述组合的混频和跨导电路包括用于每个基带信息信号的晶体管电路，所述基带信息信号作为调制器的调制输入。每个晶体管电路包括第一晶体管和第二晶体管，第一晶体管由基带信息信号驱动并将调制器输出节点耦合至相应的跨导元件，第二晶体管由一个或多个本地振荡器信号中的一个驱动并将相应的跨导元件耦合至信号地节点。

Description

调制方法和设备

发明背景

本发明总体上涉及信号调制，例如用于射频信号生成，特别涉及调制波形和相应的调制电路。

在通信设备和系统中使用的发射机一般使用调制电路来将基带信息信号上变频到期望的(载波)频率。更特别地，这样的设备和系统把传送信息加到载波信号上，所述载波信号通常是根据一个或多个表示期望传送信息的基带信息信号，通过调制载波信号相位、频率、振幅或它们的某种组合在期望或分配的传送信道频率上生成的。

正交调制，也被称为“IQ”调制，使用两个载波信号-同相载波以及与同相载波有90度偏移的正交载波。通常由相应的同相和正交基带信息信号对所述两个载波进行调制，然后对两个载波进行组合以供在通信信道上放大和传输。IQ调制在多种无线通信系统中得到广泛应用，诸如在基于宽带码分多址(WCDMA)或cdma2000标准的蜂窝通信网络中。

发明概述

根据在此所教导的方法和设备，调制电路的一个实施例包括本地振荡器电路和调制器，本地振荡器电路被配置成在期望的频率以25％或大约25％的占空比产生一个或多个本地振荡器信号，调制器被配置成响应于一个或多个本地振荡器信号和一个或多个基带信息信号而产生一个或多个已调(modulated)信号。调制电路可以被用在例如无线通信设备(例如蜂窝无线电话)中。

在一个实施例中，调制器包括跨导级电路和混频器级(mixer stage)电路，跨导级电路被配置成响应于一个或多个基带信息信号而产生一个或多个电流信号，混频器级电路被配置成响应于一个或多个电流信号和一个或多个本地振荡器信号而产生一个或多个混频器输出信号。在另一个实施例中，混频器级电路和跨导级电路被有效地组合在一起。所得的调制器配置带来许多优点，作为非限制性举例包括降低的驱动振幅(drive amplitude)要求和改进的输出电压摆动(voltage swing)。

上述组合的混频和跨导电路的一个实施例包括用于每个作为调制器的调制输入的基带信息信号的晶体管电路。每个这种晶体管电路包括第一晶体管和第二晶体管，第一晶体管由基带信息信号来驱动并且将调制器输出节点耦合至相应的跨导元件，第二晶体管由一个或多个本地振荡器信号中的一个来驱动并且将相应的跨导元件耦合至信号地或参考节点。

考虑到这些调制器变化，一种用于改进调制器操作的方法的实施例基于以25％或大约25％的占空比产生本地振荡器信号。一种这样的方法包括在期望的频率并且以25％或大约25％的占空比产生一个或多个本地振荡器信号，并且用一个或多个本地振荡器信号来驱动调制器的相应的本地振荡器信号输入。调制器可以使用单独的跨导和混频级电路，或使用组合的混频和跨导级电路。

当然，本发明不限于上述特征和优点。本领域的技术人员在依据附图阅读接下来的详细描述之后将意识到其他的特征和优点。

附图的简要说明

图1是调制电路的一个实施例的框图。

图2是在图1的调制电路中所示的调制器的一个实施例的示意图。

图3是图示出图2的本地振荡器信号、基带信息信号以及已调输出信号的一组波形。

图4是图示出产生具有25％的占空比的本地振荡器信号的一个实施例的波形图。

图5是本地振荡器信号占空比和信噪比的关系图。

图6是在图1的调制电路中所示的调制器的另一个实施例的示意图。

图7是图示出图6的本地振荡器信号、基带信息信号以及已调输出信号的一组波形。

图8是在图1的调制电路中所示的调制器的另一个实施例的示意图。

图9是包括图1的调制电路的实施例的无线通信设备的一个实施例的框图。

发明的详细描述

图1图示了例如可在无线通信设备或系统中实施的调制电路10的一个实施例。在所图示的实施例中，调制电路10包括本地振荡器电路12，或与其相关联，本地振荡器电路12被配置成在期望的频率并且以25％或大约25％的占空比产生一个或多个本地振荡器信号(相比于传统上对这样的信号所使用的50％的占空比)。调制电路10还包括调制器14，调制器14被配置成响应于所述一个或多个本地振荡器信号以及一个或多个基带信息信号而产生一个或多个已调信号。在该图中，已调信号，即由调制器14输出的一个或多个已调载波信号，被标以“一个或多个调制器输出信号”，已调信号可以包括单端混频器输出信号或混频器输出信号的差分对。无论如何，调制器输出信号被输入到功率放大器(PA)电路16，功率放大器电路16被配置成对调制器输出信号进行放大以供传输。

更详细地考虑调制器14，可以看到所示调制器实施例包括跨导级电路18，该电路被配置成响应于一个或多个基带信息信号而产生一个或多个(差分)(differential))电流信号，并且还包括混频器级电路20，该混频器级电路20被配置成响应于一个或多个电流信号以及一个或多个本地振荡器信号而产生一个或多个混频器输出信号。注意，混频器输出信号是由混频器级电路20通过混频器负载电路22来产生的，其实施例在此后被详细描述。

此外，注意到将一个或多个基带信息信号描述成同相和正交信号的差分对，被标以VIp/VIn以表示正(positive)和负(negtive)或互补信号分量。同样，将一个或多个本地振荡器信号描述成同相和正交的本地振荡器信号的差分对，对于同相分量标记为LOIp/LOIn，对于正交分量标记为LOQp/LOQn。

图2提供了图1中示出的调制器14的一个实施例的示意性图示。特别地，所图示的电路布置适于上述的同相和正交的基带及本地振荡器信号的差分对，并因此包括两个双平衡混频器，其中混频器输出电流(Ic1和Ic2)被加入负载。

更详细地，可以看到跨导级电路18包括由差分基带信息信号对VIp/VIn的一个分量驱动的晶体管M1。与相应的跨导元件(示为R1)相关联的晶体管M1把输入基带信息信号转换成耦合到混频器级电路20的M2/M3晶体管对的电流模(current mode)信号。M2/M3晶体管对通过差分本地振荡器信号对LOIp/LOIn来驱动。VIp/VIn差分对的其他分量驱动晶体管M4，该晶体管M4同样关联到相应的跨导元件(R2)以及混频器级电路20中的M5/M6晶体管对。

通过这种布置，混频器级电路20的晶体管对M2/M3和M5/M6把从VIp/VIn基带信息信号产生的差分电流调制上变频(up-convert)到本地振荡器信号LOIp/LOIn的频率。通过晶体管M7和M10、它们相应的跨导元件R3和R4以及它们相应的混频器级晶体管对M8/M9和M11/M12对正交基带信息信号VQp/VQn和正交本地振荡器信号LOQp/LOQn应用相似的布置和操作。

这种操作产生表示具有与基带信息信号VIp/VIn和VQp/VQn相对应的调制的载波频率信号的差分电流Ic1和Ic2。差分电流驱动混频器负载电路22，在所示实施例中，该电路包括电感器L1和L2、电容器C1和电阻器R5。通过混频器负载电路22的操作，差分电流Ic1和Ic2在功率放大器16的输入端产生电压模(voltage mode)已调载波信号，功率放大器16对该信号进行方法以供传输。同时也要注意，混频器负载电路22通常谐振(resonantly tuned)到本地振荡器频率的抑制谐波f_LO。

有利地，本地振荡器电路12被配置成在期望的频率并且以25％或大约25％的占空比提供本地振荡器信号LOIp/LOIn和LOQp和LOQn作为开关波形(switching waveform)。图3针对相应调制器电路14和功率放大器电路16的给定配置，图示出本地振荡器信号波形的一个实施例，并进一步绘出相应的基带信息信号和功率放大器输出波形。应该理解到图3所示出的范围是代表性的而非限制性。

根据这种考虑，图3的最底下的波形表示差分波形对LOIp/LOIn的LOIp分量。所绘出的振幅为2伏特峰间值(peak to peak)，但应理解到，用于LOI(LOQ)信号的驱动振幅和相对偏移电压将是设计问题，并取决于许多因素，例如调制器14的配置、所包含的晶体管阈值电压、所使用的电源和偏压、所期望的操作温度范围等。

无论如何，在波形图中在逻辑上向上继续进行，所绘出的下一个波形表示差分波形(LOIp-LOIn)，并且可以看到LOIp和LOIn的25％的占空比的生成产生具有典型阶梯状方波的差分波形。对于LOIp和LOIn的2V峰间值产生，差分分量(LOIp-LOIn)将具有-2V至2V的有效振幅。应理解到，相似的波形图案组适用于正交基带信号LOQp/LOQn。

继续参照该图，接下来绘出的两个波形表示差分基带信息信号(VIp-VIn)和(VQp-VQn)。最后，最顶端的波形表示相应地由功率放大器电路16产生的已调输出信号VRF_OUT。

考虑到以上细节，可以意识到与利用50％或大约50％的占空比的传统操作相比，利用25％或大约25％的占空比来操作调制器14的至少一些优点。以25％占空比进行操作，如图4所绘出的本地振荡器波形的25％占空比所表示的一个或多个实施例，将调制电路10的变换增益减少了3dB，但这样做将调制器14的电流消耗减半并且将该电路的噪声减半。电流消耗的减半将输出功率减少了3dB，但噪声中的相应减少意味着混频器输出信号的信噪比(SNR)保持相同。可替换地，可以以25％的占空比来操作调制器14，但具有相当于50％的占空比下操作的电流消耗，因此将输出功率和SNR提高了3dB。

通过图4中所绘出的本地振荡器信号波形的通用傅立叶级数表示来理解上述细节，例如，给出为：

$s\left(t\right)=\frac{\mathrm{\τ}}{T}+2\frac{\mathrm{\τ}}{T}\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \left({\mathrm{n\ω}}_{\mathrm{LO}}\frac{\mathrm{\τ}}{2}\right)}{{\mathrm{n\ω}}_{\mathrm{LO}}\frac{\mathrm{\τ}}{2}}\cos \left({\mathrm{n\ω}}_{\mathrm{LO}}t\right)$ (等式1)

其中 $T=\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}}.$ 将占空比项表示为 $\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\τ}}{T},$ 允许例如将图4的波形LOIp(t)大体表示为：

$s_p\left(t\right)=\mathrm{\η}+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \left(\mathrm{n\π\η}\right)}{\mathrm{n\π}}\cos \left({\mathrm{n\ω}}_{\mathrm{LO}}t\right)$ (等式2)

因此，可将与LOIp(t)有180度相位差的LOIn(t)大体表示为：

$s_n\left(t\right)=\mathrm{\η}+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \left(\mathrm{n\π\η}\right)}{\mathrm{n\π}}\cos ({\mathrm{n\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\mathrm{n\π})$ (等式3)

差分信号则是：

$s_{\mathrm{diff}}\left(t\right)=s_p\left(t\right)-s_n\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \left((2n+1)\mathrm{\π\η}\right)}{2n+1}\cos (2n+1){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t)$ (等式4)

对于50％的占空比，即η＝1/2，(等式4)得到

$s_{\mathrm{diff}}\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin ((2n+1)\mathrm{\π}/2)}{2n+1}\cos (2n+1){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t)$ (等式5)

对25％的占空比，即η＝1/4，(等式4)得到

$s_{\mathrm{diff}}\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin ((2n+1)\mathrm{\π}/4)}{2n+1}\cos (2n+1){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t)$ (等式6)

考虑到(等式5)的50％的占空比的项，调制器14的电流转换(从跨导级电路18的差分输出到负载电流Ic1和Ic2)能够得到

$I_{\mathrm{out}}=\frac{I_{c1}-I_{c2}}{2}=I_{\mathrm{in},\mathrm{diff}}\frac{2}{\mathrm{\π}}\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin ((2n+1)\mathrm{\π}/2)}{2n+1}\cos (2n+1){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t$ (等式7)

其中，I_in，diff是混频器级电路20的差分电流输入，该电流与跨导级18的差分输出电流相同。

现在，对于(等式6)的25％的占空比的项，输出电流是

$I_{\mathrm{out}}=\frac{I_{c1}-I_{c2}}{2}=I_{\mathrm{in},\mathrm{diff}}\frac{2}{\mathrm{\π}}\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin ((2n+1)\mathrm{\π}/4)}{2n+1}\cos (2n+1){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t$ (等式8)

假设混频器负载电路22在本地振荡器频率f_LO上共振，对于25％的占空比的操作，负载电流中基调(fundamental tone)(n＝0)的振幅为相比之下，在假设在本地振荡器信号中50％的占空比的传统使用下，(等式7)的负载电流中的基调(n＝0)振幅为

考虑到这些表达式，可以看到调制器14在25％的占空比下操作减少了3dB功率，但由于电流和噪声的相应减少，SNR并没有降低。

图5将

作为占空比η的函数来绘制，并进一步说明在25％的占空比下操作调制器14的一个或多个优点。更特别地，根据(等式4)的基调，可以看出调制器的输出功率与sin²(πη)成比例，其中，

又与SNR成比例。还要注意，噪声功率直接取决于占空比η。此外，可以看到所绘出的比率在大约0.37的位置为最大值。然而，0.37的占空比率是不实用的，或者至少明确地比以产生0.25的占空比更为复杂。实际上，例如，能够使用触发器(flip flop)和数字延迟门，通过振荡器电路12从期望频率的输入时钟信号或其多倍的输入时钟信号来可靠且完全地(cleanly)产生0.25的占空比。此外，可以结合支持逻辑使用约翰逊计数器(Johnson-counter)、正交压控振荡器(VCO)，或2分电路。

与本地振荡器电路12中包含的生成细节无关，可以看出所绘出的比率在0.25的占空比下具有与在传统使用的0.5的占空比下相同的值。与在50％的占空比的传统操作相比SNR不变，这是由于调制器的跨导电流源只在一半时间中接通并且转移到混频器电路负载22的总噪声功率因此而减半。

相同或相似的25％占空比信号可应用于图6所绘出的调制器14的实施例，同时应理解到调制器14的该实施例能够被替换成图1的调制电路10。当然，应进一步理解到图6所绘出的调制器14相对于图2所绘出的调制器14的实施例具有优点，即不依赖于向它提供具有25％的占空比的本地振荡器信号。然而，当在该情况下使用时，其确实具有优越的性能。

更详细地，图6所绘出的调制器14包括其中提供的组合的混频器和跨导级电路28，该电路提供了调制器14的改进的输出电压摆动能力。对于相同的输入功率，增加的输出电压摆动增加了调制器14的输出功率，即提高了它的效率。

可注意到，图6中所绘出的组合的混频和跨导级28的特征是把由本地振荡器信号所驱动的开关晶体管移到由基带信息信号所驱动的跨导晶体管的底部。更特别地，组合的混频器和跨导级28包括用于每个基带信息信号的晶体管电路，所述基带信息信号作为调制器14的调制输入。每个晶体管电路包括由基带信息信号驱动的第一晶体管和由一个或多个本地振荡器信号中的一个所驱动的第二晶体管，其中第一晶体管将调制器输出节点耦合到相应的跨导元件，第二晶体管将相应的跨导元件耦合到信号地节点。

清楚地理解这种布置，例如，其中晶体管M14表示晶体管电路之一的第一晶体管，电阻器R6表示相应的跨导元件，晶体管M15表示同一晶体管电路的第二晶体管。此外，可以看出晶体管M14由基带信息信号中的一个来驱动，所述基带信息信号中的一个描述为差分基带信号对VIp和VIn的正分量，晶体管M14将调制器输出节点30和32中的一个耦合至跨导元件R6的一端。R6的另一端通过晶体管M15耦合至信号地或参考节点34，晶体管M15由本地振荡器信号来驱动，所述本地振荡器信号被描述为差分本地振荡器信号对LOIp和LOIn的正分量。跨导晶体管M16-28(偶数)、它们相应的跨导元件R7-R13和开关晶体管M15-M29(奇数)提供相似的操作。还要注意到，开关晶体管M15-M29(奇数)能够被置于跨导晶体管M14-M28(偶数)的漏极或栅极。

无论如何，对于差分信号配置，组合的混频和跨导电路28通常包括所示出的用于差分信号对中的每个差分信号的晶体管电路对。虽然这种配置相比于图2的调制器实施例所示的跨导级电路18实际上使得电流源的数量加倍，但相对的电流电平减半并由此保持了SNR。此外，如上所述，所图示的电路布置提供改善的输出电压摆动。更特别地，可以看出在图2中，开关晶体管-由本地振荡器信号所驱动的晶体管-出现在混频器负载和跨导晶体管-由基带信息信号所驱动的晶体管-之间。该电路布置意味着开关晶体管，即图2的晶体管M2、M3、M5、M6、M8、M9、M11和M12，只消耗了几百毫伏的输出电压净空(headroom)。相比之下，图6的开关晶体管M15-M29(奇数)被包含在跨导元件(电阻器R6-R13)的下方，并因此实际上包含在那些电阻(resistance)中。

图7图示了适用于图6的调制器14的本地振荡器和基带信号波形的一个实施例。如同图3中的波形一样，图7以自底向上的次序图示出LOIp信号、LOIp-LOIn差分信号、VIp-VIn差分信号、VQp-VQn差分信号以及VRF_OUT信号。当然，本领域的技术人员将理解到所示出的信号电平仅作为非限制性的示例。

然而，应注意到，将开关晶体管M15-M29(奇数)置于跨导晶体管M14-28(偶数)的底部尤其提供了这样的优点：就本地振荡器信号而言使用减小的振幅。为了理解该内容，可参考图2中示出的开关晶体管，即混频器级电路20中的晶体管M2/M3、M5/M6、M8/M9和M11/M12。施加到那些晶体管栅极的驱动电压必须超过栅极到源极的阈值电压以充足的余量(margin)以确保完全接通晶体管。由于那些晶体管的栅极到源极电压参考出现在跨导级18的相应源极节点上的电压，所以对LOIp/LOIn和LOQp/LOQn所施加的驱动电压必须高于对图6中的组合的混频器和跨导级电路28所施加的驱动电压。也就是说，图6中开关晶体管M15-M29(奇数)的栅极到源极电压参考公共信号地节点34，这意味着就本地振荡器信号而言使用相对较低的振幅能够完全接通这些晶体管，而与占空比无关。

考虑到这些和其他优点，图8图示了调制器14的另一个实施例，其中将组合的混频器和跨导级电路40配置成用于单端操作。在此，第一晶体管电路包括第一晶体管M30，该晶体管将公共调制器输出节点36耦合到相应的跨导元件R15。依次地，该跨导元件通过第二晶体管M31耦合至公共信号参考节点38。晶体管M30由差分基带信息信号对VIp/VIn的一个分量来驱动，而晶体管M31由差分本地振荡器信号对LOIp/LOIn的一个分量来驱动。晶体管M32/M33、M34/M35、M36/M37以及它们相应的跨导元件R16、R17和R18对差分信号VIp/VIn、VQp/VQn、LOIp/LOIn以及LOQp/LOQn的其余分量提供相似的功能。

混频器负载电路22通过在电源电压(VCC)和公共调制器输出节点36之间提供单端连接来补足(complement)组合的混频器和跨导级电路40的单端配置。所示的实施例包括具有C3、L5和R19的并行RLC电路，不过应该理解到能够以不同的方式来配置混频器负载电路22。

还应该理解到，调制电路10能够被用在包括已调信号的发生和传输的各种应用中，例如在无线通信基站和移动台中使用的射频收发器类型中应用。例如，图9图示出包括这里描述的调制电路10的实施例的无线通信设备50的一个实施例。然而应注意，可以在通信设备50内分配调制电路10的不同元件，而不是将其全部集成在一起。

在所图示的实施例中，无线通信设备50可以例如是蜂窝无线电话、PDA、无线寻呼机等，它包括发射/接收天线52、开关/双工器54、接收器56、发射器58、基带处理电路60、系统控制电路62、输入/输出(接口)电路64和用户接口电路66。同样应理解到，根据设备50预定功能，用户接口电路66将发生改变，因此可以包括显示屏、小键盘、麦克风和扬声器。

无论如何，可以包括一个或多个通用或专用微处理器和相应程序指令的基带处理电路60可以被配置成产生基带信息信号-例如正交信号-以用于输入到发射器58的调制器14。依次地，可以在基带处理电路60的命令/控制下操作的本地振荡器电路12能够被配置成产生本地振荡器信号以供输入到调制器14，从而调制器14向发射器58的功率放大器提供一个或多个根据基带信息信号调制的载波信号以供传输。

考虑到以上的应用和实施例的范围，应该理解到本发明不受在前的描述或附图的限制，而是仅由接下来的权利要求和法定等同物来限定。

Claims (17)

1、一种在射频发射器中使用的调制电路，所述调制电路包括：

本地振荡器电路，被配置成在期望的频率并且以25％或大约25％的占空比产生一个或多个本地振荡器信号；以及

调制器，被配置成响应于一个或多个本地振荡器信号和一个或多个基带信息信号而产生一个或多个已调信号。

2、根据权利要求1所述的调制电路，其中调制器包括跨导级电路和混频器级电路，跨导级电路被配置成响应于一个或多个基带信息信号而产生一个或多个电流信号，混频器级电路被配置成响应于所述一个或多个电流信号和所述一个或多个本地振荡器信号而产生一个或多个混频器输出信号。

3、根据权利要求1所述的调制电路，其中调制器包括组合的混频和跨导电路，所述组合的混频和跨导电路包括用于每个基带信息信号的晶体管电路，所述基带信息信号作为调制器的调制输入，每个所述晶体管电路包括：

由基带信息信号驱动的第一晶体管，并且所述第一晶体管将调制器输出节点耦合至相应的跨导元件；以及

由所述一个或多个本地振荡器信号中的一个驱动的第二晶体管，并且所述第二晶体管将相应的跨导元件耦合至信号地节点。

4、根据权利要求1所述的调制电路，其中本地振荡器电路被配置成将所述一个或多个本地振荡器信号产生为同相和正交信号。

5、根据权利要求1所述的调制电路，其中本地振荡器电路被配置成产生一个或多个本地振荡器信号，作为用于调制器的混频部分中的基于晶体管的开关的晶体管驱动信号。

6、根据权利要求1所述的调制电路，其中调制器包括由一个或多个基带信息信号驱动的一个或多个跨导晶体管以及由一个或多个本地振荡器信号驱动的一个或多个开关晶体管。

7、根据权利要求6所述的调制电路，其中所述一个或多个跨导晶体管中的每一个包括晶体管，该晶体管具有由所述一个或多个基带信息信号中的一个驱动的基极或栅极、耦合至负载电路的集电极或漏极以及耦合至跨导元件的发射极或源极，其中所述一个或多个开关晶体管中的每一个包括晶体管，该晶体管具有由所述一个或多个本地振荡器信号中的一个驱动的基极或栅极、耦合至跨导元件之一的集电极或漏极以及耦合至信号地的发射极或源极。

8、根据权利要求7所述的调制电路，其中本地振荡器电路被配置成以与在参考信号地的情况下比开关晶体管的阈值接通电压高出期望量的电压电平相对应的振幅来产生一个或多个本地振荡器信号。

9、一种调制器，包含组合的混频和跨导电路，所述组合的混频和跨导电路包括用于每个基带信息信号的晶体管电路，所述基带信息信号作为调制器的调制输入，每个所述晶体管电路包括：

由基带信息信号驱动的第一晶体管，并且所述第一晶体管将调制器输出节点耦合至相应的跨导元件；以及

由一个或多个本地振荡器信号中的一个驱动的第二晶体管，并且所述第二晶体管将相应的跨导元件耦合至信号地节点。

10、根据权利要求9所述的调制器，其中基带信息信号包括差分信号对，并且其中所述组合的混频和跨导电路包括用于差分信号对中的每个差分信号的晶体管电路对。

11、根据权利要求9所述的调制器，其中本地振荡器电路被包含在调制器中或者与其相关联，所述本地振荡器电路被配置成在期望的频率并且以25％或大约25％的占空比产生一个或多个本地振荡器信号。

12、根据权利要求11所述的调制器，其中本地振荡器电路被配置成将本地振荡器波形产生为具有25％或大约25％占空比的基本上呈方波的信号，并且其振幅被确定为第二晶体管参考信号地的接通电压的函数。

13、根据权利要求9所述的调制器，其中调制器包括同相和正交调制器，所述同相和正交调制器被配置成接收同相基带信息信号和相应的正交基带信息信号作为调制输入。

14、一种用于改进被配置成将一个或多个基带信息信号上变频到期望频率的调制器的操作的方法，所述方法包括：

在期望的频率并且以25％或大约25％的占空比产生一个或多个本地振荡器信号；以及

用所述一个或多个本地振荡器信号来驱动调制器的相应的本地振荡器信号输入。

15、一种包括调制电路的无线通信设备，包括：

本地振荡器电路，被配置成在期望的频率并且以25％或大约25％的占空比产生一个或多个本地振荡器信号；以及

调制器，被配置成响应于所述一个或多个本地振荡器信号和一个或多个基带信息信号而产生一个或多个已调信号。

16、根据权利要求15所述的无线通信设备，其中调制器包括组合的混频和跨导电路，所述组合的混频和跨导电路包括用于每个基带信息信号的晶体管电路，所述基带信息信号作为调制器的调制输入，每个所述晶体管电路包括第一晶体管和第二晶体管，第一晶体管由基带信息信号驱动并将调制器输出节点耦合至相应的跨导元件，第二晶体管由所述一个或多个本地振荡器信号中的一个驱动并将相应的跨导元件耦合至信号地节点。

17、根据权利要求16所述的无线通信设备，其中基带信息信号包括差分信号对，并且其中所述组合的混频和跨导电路包括用于差分信号对中的每个差分信号的晶体管电路对。

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