CN101355317B - 功率变换装置和电源装置 - Google Patents

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Abstract

提供一种功率变换装置和电源装置。该功率变换装置，具有与直流电源(1)连接的具有n相(n是≥2的整数)交流输出的功率变换器(3)、和在上述直流电源和上述功率变换器之间设置的平滑单元(2)，其特征在于：上述功率变换器(2)具有控制成各相的功率波形的相位差都与把功率波形的周期n等分后的值一致，且各相的功率值都相同的控制单元(9)。

Description

功率变换装置和电源装置
本申请是申请日为2004年3月5日、申请号为200410007787.0、发明名称为“功率变换装置和电源装置”的中国申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及功率变换装置和使用它的电源装置，该功率变换装置具有与直流电源连接的具有n相交流(n是≥2的整数)输出的功率变换器、和设在上述直流电源和上述功率变换器之间的平滑单元。
背景技术
近年来，太阳光发电系统等的系统连系的(system-tied)分散型电源普及起来。
在这样的电源装置中，从直流电源输出的直流功率输入到作为功率变换器的反相器中，转换成交流功率输出到作为负载的系统中。另外，在反相器的输入部上连接平滑单元，以实现直流电源的电压、电流的稳定化。作为该平滑单元，与反相器的输入部并联连接平滑电容器的平滑单元是一般的。
由于单相反相器的瞬时功率以输出交流的两倍的频率变化，在来自直流电源的直流功率和输出功率之间产生输出频率的两倍的功率变化，吸收较低频率的变化的平滑电容器必须是大电容的。因此，作为平滑电容器，一般选择铝电解电容器，其具有单位静电电容的尺寸和质量小且成本也低的特征(例如，参照日本特开平1-107661号公报)。
另外，已公知三相输出的反相器中平滑电容器的静电电容小(例如，参照特开昭58-33976号公报)。
但是，如果作为平滑单元使用的平滑电容器的静电电容进一步减小，可以更加小型化、轻质化和低成本化，所以期望平滑单元的小电容化。
另外，已公知一般地，铝电解电容器因周围温度的上升和自发热而寿命显著缩短。在考虑电源装置的长寿命化时，铝电解电容器的寿命成为问题。虽然也考虑过使用薄膜电容器和叠层陶瓷电容器等的可期望更长寿命的所谓固体电容器，但尺寸和质量的增大和成本的上升成为问题。
另一方面，在三相输出的反相器中，实际上现状是只有三相输出时静电电容不能足够减小。
而且，不仅是平滑电容器，用来实现直流电源的电压、电流的稳定化的平滑电抗器和有源功率滤波器等的其它平滑单元也同样期望小电容化。
发明内容
本发明的目的在于使在直流电源、和与该直流电源连接的具有n相交流(n是≥2的整数)输出的功率变换器之间设置的平滑单元小电容化。
为了实现上述目的，本发明提供一种功率变换装置，具有与直流电源连接的具有n相交流输出的功率变换器、和在上述直流电源和上述功率变换器之间设置的平滑单元，上述n是≥2的整数，其特征在于：上述功率变换器具有控制成各相的功率波形的相位差都与把功率波形的周期n等分后的值一致，且各相的功率值都相同的控制单元。
本发明有以下优选方式：
上述控制单元检测各相的输出电压，控制成使相电流和输出电压成反比。
上述平滑单元具有：在上述直流电源和上述功率变换装置之间与直流电源并联连接的第一蓄电部；一个端子与第一蓄电部并联连接的双向功率变换器；与该双向功率变换器的另一个端子连接的第二蓄电部；
以及控制双向功率变换器的功率通量使上述第一蓄电部的波动减小的平滑控制单元。
上述平滑控制单元检测上述第一蓄电部的波动，控制上述双向功率变换器的功率通量使检测波动减小。
上述平滑控制单元检测上述功率变换器的输出电压和/或输出电流的低次高谐波，并根据上述低次高谐波控制上述双向功率变换器使上述第一蓄电部的波动减小。
上述功率变换器输出各相的电压和电流相位相差90度的两相的交流。
上述控制单元控制成上述功率变换器的各相的输出电压和输出电流的相位差都相同。
上述功率变换器的输出各相与和上述功率变换器的相数相同的n相交流系统的各相连接，系统连系输出。
上述直流电源是太阳能电池或燃料电池。
上述直流电源由太阳能电池或燃料电池、和把来自太阳能电池或燃料电池的直流输出电压变换后输出的DC/DC变换器构成。
本发明还提供一种电源装置，其特征在于包括：直流电源、和与该直流电源连接的如上所述的任一种功率变换装置。
本发明中，虽然输出n相交流，通过控制成使n相各相的功率波形的相位差与把功率波形的周期n等分后得到的值都一致，且各相的功率值全部相同，即使各相的负载阻抗和系统电压不同，到各相的瞬时功率的总值基本上一定，即功率变换器的瞬时输入功率如果除去切换(switching)成分基本上一定，输入功率和输出功率的瞬时功率差的和大致为零，使应处理的能量极小化，由此可以使平滑单元小电容化。
另外，作为本发明的另一形态，提供一种功率变换装置，具有与直流电源连接的输出三相交流的功率变换器、和在上述直流电源和上述功率变换器之间设置的平滑单元，其特征在于具有：
检测三相的第1相、第2相、第3相的电压的电压检测单元；和
控制单元，该控制单元以三相中的第1相为基准，根据第2相的相电压增加/减小调整第2相的线电流的第2相成分，在第1相的线电流和第3相的线电流上分配与上述第2相成分的调整量符号相反的量，进行减少/增加调整，且以三相中的第1相为基准，根据第3相的相电压增加/减小调整第3相的线电流的第3相成分，在第1相的线电流和第2相的线电流上分配与上述第3相成分的调整量符号相反的量，进行减少/增加调整，同时，
使三相的瞬时功率的合计值psum(t)满足下式：
d(psum)/dt≈0
其中，psum(t)＝第1相的相电压·第1相的线电流
+第2相的相电压·第2相的线电流
+第3相的相电压·第3相的线电流。
优选地，上述本发明的另一形态具有如下控制单元，该控制单元使三相的瞬时的线电流的合计值isum(t)满足下式：
isum(t)＝0
其中，isum(t)＝第1相的线电流+第2相的线电流+第3相的线电流。
优选地，第1相的电压v1、第2相的电压v2、第3相的电压v3用下式表示时，
v1＝V1·sin(θ)
v2＝V2·sin(θ+2π/3)
v3＝V3·sin(θ+4π/3)
以第1相为基准，
Ga＝V2/V1
Gb＝V3/V1控制成第1相的电流i1、第2相的电流i2、第3相的电流i3满足下式：i1＝I0·(sin(θ)+I12·sin(θ+2π/3)+I13·sin(θ+4π/3))i2＝I0·((1-2·Ka)·sin(θ+2π/3)+I23·sin(θ+4π/3))i3＝I0·(I32·sin(θ+2π/3)+(1-2·Kb)·sin(θ+4π/3))
I12+I32＝2·Ka
I13+I23＝2·Kb
(I0是任意的数)
其中，
Ka＝(V2-V1)/(2·V2+V1)＝(Ga-1)/(2·Ga+1)
Kb＝(V3-V1)/(2·V3+V1)＝(Gb-1)/(2·Gb+1)。
优选地，第1相的电压v1、第2相的电压v2、第3相的电压v3用下式表示时，
v1＝V1·sin(θ)
v2＝V2·sin(θ+2π/3)
v3＝V3·sin(θ+4π/3)
以第1相为基准，
Ga＝V2/V1
Gb＝V3/V1控制成第1相的电流i1、第2相的电流i2、第3相的电流i3满足下式：i1＝I0·(sin(θ)+I12·sin(θ+2π/3)+I13·sin(θ+4π/3))i2＝I0·((1-2·Ka)·sin(θ+2π/3)+I23·sin(θ+4π/3))i3＝I0·(I32·sin(θ+2π/3)+(1-2·Kb)·sin(θ+4π/3))
I12+I32＝2·Ka
I13+I23＝2·Kb
(I0是任意的数)
其中，
Ka＝(V2-V1)/(3·V2)＝(Ga-1)/(3·Ga)
Kb＝(V3-V1)/(3·V3)＝(Gb-1)/(3·Gb)。
优选地，I12＝I32＝Ka
I13＝I23＝Kb，且控制成第1相的电流i1、第2相的电流i2、第3相的电流i3满足下式：i1＝I0·(sin(θ)+Ka·sin(θ+2π/3)+Kb·sin(θ+4π/3))i2＝I0·((1-2·Ka)·sin(θ+2π/3)+Kb·sin(θ+4π/3))i3＝I0·(Ka·sin(θ+2π/3)+(1-2·Kb)·sin(θ+4π/3))。
优选地，把第1相的电流i1、第2相的电流i2、第3相的电流i3控制成
I12＝2·Ka·(V3/(V1+V3))、I32＝2·Ka·(V1/(V1+V3))
I13＝2·Kb·(V2/(V1+V2))、I23＝2·Kb·(V1/(V1+V2))。
优选地，还以相同的相位对各相电流进行进相或迟相的电流控制。
作为基准的第1相选择三相中的相电压的大小为第2大的相。
本发明还提供一种电源装置，其特征在于包括：直流电源、和与该直流电源连接的如上所述的本发明的另一形态的功率变换装置。
根据本发明，即使各相的负载阻抗和系统电压不同，到各相的瞬时功率的总值基本上一定，即功率变换器的瞬时输入功率如果除去切换成分基本上一定，输入功率和输出功率的瞬时功率差的和大致为零，使应处理的能量极小化，由此可以使平滑单元小电容化。
通过以下的结合附图的描述，本发明的其它特征和优点将更加显而易见。
附图说明
图1是展示本发明的第1基本构成例的图。
图2是展示本发明的第2基本构成例的图。
图3是展示本发明的第3基本构成例的图。
图4是展示本发明的第4基本构成例的图。
图5是展示本发明的第1具体构成例的图。
图6是展示本发明的第2具体构成例的图。
图7是展示本发明的第3具体构成例的图。
图8是根据本发明的电源装置的其它具体构成例的图。
图9是根据本发明的电源装置的其它具体构成例的图。
具体实施方式
首先，基于图1-4，说明本发明的基本构成例。另外，图1-4中相同的标号表示相同的部件。
图1中，电源装置100由直流电源1和与其连接的功率变换装置200构成。功率变换装置200由输入来自直流电源1的直流功率并变换成多相交流功率后输出到多相负载4的功率变换器3、和设在上述直流电源与上述功率变换器3之间的平滑单元2构成。
对直流电源1的种类无特别限制，可以采用输出直流功率的直流发电机和电池等。但是，本发明对输出阻抗大的直流电源更有效，从这点出发，例如太阳能电池、燃料电池、热电发电等是优选的。另外，直流电源1也可以是通过DC/DC转换器对上述直流功率进行电压变换向平滑单元2输出直流功率的构成。作为DC/DC转换器，可适当使用断路器方式、回扫方式、推挽方式等的电路方式、绝缘方式、非绝缘方式的绝缘型等，但没有限制。
功率变换器3包括：把直流功率变换成n相(n是≥2的整数)的交流功率的变换主电路5、和以n相中各相的功率波形的相位差都与把功率波形的周期n等分得到的值一致且各相的功率值都相同的方式控制变换主电路5的控制单元9。
变换主电路5只要是能把来自直流电源1的直流功率变换成n相交流功率的就可以。例如，有三相桥反相器电路、或把多个单相桥反相器电路输出到n相的各相的(例如把两台单相桥反相器电路输出到两相的各相)构成，可以是使用公知公用的电路方式的各种构成。
控制单元9根据需要具有适当的各相的电压、电流、功率的一部分或全部的检测单元，同时具有以使各相的功率波形的相位差都与把功率波形的周期n等分得到的值一致且各相的功率值都相同的方式进行调整的调整单元。
调整单元可由具有RAM、ROM、I/O等的CPU或DSP，模拟处理电路，数字处理电路等适当构成。用调整单元对各相的功率值进行调整可以实现例如，以使检测的各相的功率一致的方式调整各相的输出，以使检测的各相的电压和电流的积即表象功率一致的方式调整到各相的输出的大小，调整成使与各相的电压对应的各相的电流值成反比的关系。在以使与各相的电压对应的各相的电流值成反比关系的方式进行的调整中，由于可以只进行简单运算，具有控制简单的优点。另外，调整单元对各相的功率波形的相位差的调整，可以用例如在内部具有基准的振荡单元，通过使用预定时钟差的分周信号生成n相的基准频率信号，基于上述基准频率信号进行交流功率等的各种构成来实现。
如图2所示，分别具有变换主电路5a、5b和控制单元9a、9b的、把n相输出的多个功率变换器3a、3b的输入和输出并联连接的构成也是可以的。此时，通过使多个功率变换器3a、3b的切换定时移位(例如三角波等的通过比较载波信号和调制信号而生成PWM信号时，使载波信号的相位移位)，可以减少切换动作和由此导致的波动，因此，通过本发明可以在小电容化的切换波动的影响相对较高的情况下进一步提高其小电容化的效果。
另外，如图3所示，分别具有变换主电路5a、5b和控制单元9a、9b，把n相输出的多个功率变换器3a、3b的输入并联连接，把各输出分别输出到n相负载4a、4b那样的构成也可以。此时，从功率变换器3a到负载4a的输出功率和从功率变换器3b到负载4b的输出功率的大小、相位、频率不一定非要相同。控制单元9a、9b可以共用其一部分或全部，具有小型化且成本低的优点。
而且，如图4所示，作为功率变换器3c，具有输出单相的多个变换主电路6a、6b和控制各变换主电路6a、6b的控制单元9，变换主电路6a、6b的单相交流功率分别向单相负载7a、7b输出的构成也是可以的。图4的控制单元9也与图1中说明的相同，所以可以与上述同样地控制单相输出的变换主电路6a、6b的输出功率的相位和功率的大小。
在图1-4中的任一个中，功率变换器3、3a、3b、3c中的控制单元9、9a、9b控制的n相交流功率的相位是把n相交流功率的周期n等分得到的，例如如果是三相交流功率则各相位差控制成120度。这意味着在电压和电流的周期中各相的电压相位差和电流相位差控制成120度。另外，如果是两相交流功率，则相对于交流功率周期，各相的电压相位差和电流相位差控制成180度。这意味着在电压和电流的周期中各相的电压相位差点和电流相位差控制成90度。此外，四相以上也是同样。另外，在n不是质数时，也可以理解为把因数分解得到的多个质数的多相系统组合起来。
在图1-4中的任一个中，作为平滑单元2、与功率变换器3、3a、3b、3c的构成相应地，如果是电压形则采用把直流电源1的输出并联连接的电容性单元，如果是电流形则采用串联在直流电源1和功率变换器3之间的电感性单元。
作为上述电容性单元，可举出例如电容器。只要对使用电压、波动电压、波动电流、等价串联电阻ESR、允许损失、使用环境等的使用条件适合，对电容器的种类没有特别限定，例如可以使用薄膜电容器、叠层陶瓷电容器、钽电解电容器、铝电解电容器等、以及它们的组合。作为平滑单元2使用电容器时，如果使同种类的电容器小电容化，等价串联电阻ESR高，所以介质衰耗因数小、相同静电电容下的等价串联电阻ESR小的种类是优选的。尤其是介质衰耗因数小的薄膜电容器、层叠陶瓷电容器等是合适的。
作为电感性单元，可举出线圈，只要对使用电压、波动电压、波动电流、等价串联电阻ESR、允许损失、使用环境等的使用条件适合，对磁性材料的种类和形状、卷线的结构等没有特别的限制，但在例如小型化时优选地选择饱和磁力线密度高的磁性材料。
另外，也可以是电容性单元和电感性单元组合而成的L型、π型、T型等的构成。
另外，作为电容性单元，也可以采用包括：与直流电源1的输出并联连接的第一蓄电单元、一个端子与第一蓄电单元并联连接的双向功率变换器、与该双向功率变换器的另一个端子并联连接的第二蓄电单元、和控制功率通量的平滑控制单元的构成。通过提高第二蓄电单元的电压利用率，可以使第一蓄电单元大幅度地小电容化，作为整体也可以小电容化。另外，也可以共用平滑控制单元和控制单元而构成，具有小型化和成本低的优点。另外，由于容易使双向功率变换器和变换主电路5的切换定时同步，具有可使修整(beet)降低和与第一蓄电单元的切换动作伴随的波动降低的优点。
上述的设置一种有源滤波器的场合可以进一步降低波动。另外，与对于现有的反相器使用有源滤波器的构成相比，由于本发明的构成中应处理的能量少，双向功率变换器的瞬时处理电容和蓄电单元的电容可以大幅度小电容化，所以可以小型化和低成本化。另外，由于对于整个电源装置的功率由双向功率变换器处理的功率与现有构成相比非常小，具有提高转换效率的优点。另外，如果检测第一蓄电部的波动，尤其是第一蓄电部的波动电压，控制上述双向功率变换器的功率通量使得检测的波动电压减小，就可以简单且可靠地由第二蓄电单元吸收功率的脉动，具有可以使第一蓄电部小电容化的优点。而且，检测出功率变换器的输出电压和/或输出电流的低次高谐波，如果控制双向功率变换器使得与由上述低次高谐波产生的高谐波功率成分对应的第一蓄电部的波动减小，可以在第二蓄电单元有效地吸收特定的波动，由此可使第一蓄电部小电容化。低次高谐波的次数越低，波动的抑制效果越大，作为低次高谐波，优选为10次以下，5次以下的低次高谐波特别有效果。
作为多相负载4和单相负载7a、7b，可以适用各种电阻负载、马达负载、系统或其组合等。在多相负载4的场合，各相的阻抗或电压无须相同，也可以不同。另外，即使各相的功率不同也能获得本发明的效果，但如果各相的功率接近则更优选，各相的功率相同则最优选。在负载是系统时，优选地控制成各相的电压和电流的相位差总是相同。
下面，说明本发明的具体构成例。
(第一具体构成例)
图5是展示本发明的第一具体构成例的图。
电源装置101由太阳能电池11、和与该太阳能电池11连接的功率变换装置201构成。功率变换装置201具有：与太阳能电池11的输出的输出并联直接的平滑电容器12、把由太阳能电池11发电的直流功率变换成三相交流功率的切换电路13、使电流平滑的连系电抗器16和中性线电抗器16b，通过开闭单元17把三相交流功率输出到三相四线式的三相系统14。这是由太阳能电池和系统连系反相器构成的所谓系统连系太阳光发电系统。另外，具有检测各相电流Ia、Ib、Ic的电流检测单元15、系统的各线间电压Vab、Vbc、Vca的电压检测单元18，各检测信号波输出到控制单元19。
控制单元19监视系统的各线间电压Vab、Vbc、Vca的大小和频率，在出了预定范围时停止切换电路13，同时关闭开闭单元17。通常时，进行电流控制，使各相电流Ia、Ib、Ic成为所期望的大小，调整到切换电路13的PWM驱动信号的占空比(duty)。进行这样的电流控制，控制性强、适合系统连系(system-tie)反相器。
开闭单元17使用在一般的系统连系系统中使用的具有机械的接点的开闭单元，使用例如磁铁触点和中继器等。
电压检测单元18只要能检测出作为系统连系反相器一般要求的电压的大小和频率(或相位)即可，除此之外没有限制。也可以把电压大小和频率(或相位)分别检测的。此时，可以兼用检测单元。
电流检测单元15可以适用系统连系反相器中通常使用的霍尔传感器方式或分流电阻方式等，对此没有限制。在这样的系统连系反相器中，通常通过MPPT控制，生成使太阳能电池11的输出最大的输出指令值。
在上述构成中，控制单元19从系统的线间电压Vab、Vbc、Vca通过Δ-Y变换求相电压。通常时候，生成输出与各相电压同相位的电流的各相的电流基准信号。另外，通过对输出指令值附加与各相的电压大小成反比的系数，算出各相的电流指令值的大小。并且，通过使电流基准信号和各相的电流指令值相乘来生成各相的电流目标波形。
通过上述的构成，在各相相同的功率以功率1输出。由此，可以控制成三相中各相的功率波形的相位差都与把功率波形的周期三等分得到的120度一致，且各相的功率值都相同，即使在系统电压不平衡市场合到各相的瞬时功率的合计值也基本上一定。通过使输入功率和输出功率的瞬时功率差大致为零，使应处理的能量极小化，可使平滑电容器12的静电电容小电容化。
另外，只要控制成生成使各相的电压和电流的相位差相同的电流基准信号，且表象功率相同，就能获得同样的效果。因此，在进行进相无效功率控制时也可以进行上述的控制。
另外，相电压的检测不受上述限定，例如，各相的线与电容器Y(星形)连接，检测从电容器的中间连接点到各相的电容器两端的电压的构成也是可以的。
(第二具体构成例)
图6是展示本发明的第二具体构成例的图，与图5所示的第一具体构成例大多是相同的构成，标以相同标号的表示相同的部件。该第二具体构成例在在太阳能电池11和平滑电容器12之间有DC/DC变换器21这一点上与第一具体构成例不同。202是功率变换装置、102是电源装置。
如图6所示，DC/DC变换器21构成在与太阳能电池11和平滑电容器22并联连接接受太阳能电池11的直流功率的同时，通过升压用的线圈23、切换单元24、逆流防止用的二极管25使直流电压升压的所谓升压断路电路，把直流电压升压成所希望的电压，输出到平滑电容器12。由于平滑电容器12只要负担与DC/DC变换器21的切换动作伴随的高频成分即可，所以可以选择小电容的电容器。
这样，通过插入DC/DC变换器21，在太阳能电池11的电压低时，也由DC/DC变换器21获得系统连系反相器所必需的电压，所以具有适用范围宽的优点。
另外，也可以把DC/DC变换器21的切换控制与控制单元19分别设置来构成，此时，具有可以在分离的场所设置DC/DC变换器21和控制单元19的优点。另外，如果使DC/DC变换器21的切换控制和控制单元19其用，容易小型化和低成本化，而且，容易使DC/DC变换器21和切换电路13的切换定时同步，所以具有可以使修整降低和与平滑电容器12的切换动作伴随的波动降低的优点。
(第三具体构成例)
图7是展示本发明的第三具体构成例的图，与图5相同的标号表示相同的部件。203是功率变换装置。
本例的电源装置103与第一具体构成例最大的不同点在于，具有两个单相反相器，分别输出到单相的电阻负载34d、34e。各单相反相器的输入利用相同的平滑电容器12，由单相桥33d、33e分别变换成单相交流，分别向电阻负载34d、34e输出经连系电抗器16平滑后的电流。由电流检测单元15检测各单相反相器的输出电流Id、Ie，由电压检测单元18检测施加在各电阻负载34d、34e上的输出电压Vd、Ve，输出到控制单元39。
控制单元39在内部以90度的相位差生成正弦波形状的第一基准信号和第二基准信号。各单相反相器通过在基准信号上乘上输出指令值计算调制信号，通过将其与作为载波信号的三角波信号相比生成PWM信号，驱动单相桥33。构成为第一基准信号在单相桥33d、第二基准信号在单相桥33e的驱动中使用。在此，从各相的输出电流Id、Ie和输出电压Vd、Ve计算各相的输出功率。而且，以使各相的输出功率的功率值一致的方式，以输出功率大的输出指令值小的方式，以输出功率小的输出指令值大的方式，调整各相的输出指令值。
通过这样的构成，向两个电阻负载34d、34e供给相位差90度的正弦波的电压和电流。此时，各电阻负载34d、34e的功率是电压和电流的两倍的频率的交流成分，但各电阻负载34d、34e的功率的相位差是把该功率的周期二等分得到的180度。另外，由于控制成各电阻负载34d、34e的功率相同，两个电阻负载34d、34e的瞬时功率的合计值是(sinθ)2+(cosθ)2＝1的关系那样的一定的值，各单相反相器的输出功率的合计值如果除去切换成分，也是一定的。由此，由于在输入功率和输出功率之间瞬时功率的差几乎没有，所以可以充分地减小平滑电容器12的静电电容。
另外，在本例中，构成为输出功率的功率值一致，但也可以作为与输出电压、输出电流等的动作条件对应的数据预先具有各单相反相器的变换效率，用成为动作条件的变换效率数据除算输出功率，运算各单相反相器的输入功率，而取代输出功率，控制成它们一致，即使在使用不同的电阻负载的场合，也可以大致修正因变换效率不同导致的功率误差，各单相反相器的输入功率的合计值除去切换成分以外也是一定的。由于在电路方式和构成部件不同的场合，使用变换效率数据的修正也可以减小功率的误差，得到了更优选的效果。
另外，不检测输出功率，而是检测各单相桥的输入功率，使它们一致的构成也可以，例如可以构成为分别检测各单相桥的输入部的电路，使各输入电流的平均值一致。
而且，并不限定于上述，在电压相位相差90度的两相的系统中连系输出的场合下也可以适用本发明。此时，也可以通过斯科特接线(Scott connection)变压器或伍德桥接线(Woodbridge connection)变压器等把上述两相输出到三相系统中。
(第四具体构成例)
在此，展示第四具体构成例。采用了与展示第一具体构成例的图5相同的构成，但控制单元19的电流控制方法，更具地说就是有关电流指令值的生成的构成不同。
首先，考虑三相中只有一相的相电压不同的场合。
三相(A相、B相、C相)的相电压中C相的电压与另两相不同时，各相电压的瞬时值va、vb、vc由下式表示：
va＝Vo·sin(θ)
vb＝Vo·sin(θ+2π/3)
vc＝Vo·k1·sin(θ+4π/3)
其中，θ＝2π·f·t(f是三相系统的频率，t是时刻)。
Vo是作为基准的相电压va、vb的振幅(在此为常数)，k1是用来用上述Vo表示相电压vc的振幅的系数，用以下表示：
k1＝(C相电压振幅值)/(A相电压振幅值Vo)
在此，控制调整C相成分电流，使各相线电流的瞬时值ia、ib、ic用系数k2(k2＝(k1-1)/(2×k1+1))表示如下：
ia＝Io·(sin(θ)+k2·sin(θ+4π/3))
ib＝Io·(sin(θ+2π/3)+k2·sin(θ+4π/3))
ic＝Io·((1-2·k2)·sin(θ+4π/3))
即，以从C相线电流按约2·k2的比例减少C相成分的方式进行调整，但C相成分的上述调整量2·k2是在另两个线电流上均匀地分配，A相线电流和B相线电流被增加约k2的C相成分。
三相的瞬时功率pa、pb、pc为：
pa＝va·ia
pb＝vb·ib
pc＝vc·ic
所以三相的瞬时功率的合计值psam为：
psum＝pa+pb+pc
＝va·ia+vb·ib+vc·ic
如果把各相电压和各相线电流代入上式，则导出下式：
psum＝3/2·Vo·Io+Vo·Io·sin2(θ+4π/3)·[-k2·(2·k1+1)+k1-1]
其中，上式的第一项是常数。第二项中，由于k2＝(k1-1)/(2×k1+1)，[-k2·(2·k1+1)+k1-1]＝0。因此，上式的第二项为0，三相的瞬时功率的合计值psum为：
psum＝3/2·Vo·Io(恒定值)，不发生输出功率的脉动。由此，输入功率和输出功率的瞬时功率差大致为零，使应处理的能量极小化，从而可以使平滑电容器12的静电电容小电容化。
作为一例，计算三相的相电压分别为115V、115V、117V时的输出功率的脉动。
现在把输出功率波动率用下式定义：
输出功率波动率＝(psum的峰到峰值)/(psum的平均值)。
在现有的三相的线电流相同大小且流过相同功率的电流时，如果计算输出功率波动率，为1.327％。与此相对，基于本构成例，在调整控制到
k1＝117/115＝1.01739、k2＝0.00537、(1-2·k2)＝0.98854时，输出功率波动率为0.000％。这样，在一相的相电压不同时，通过调整和基准相有效功率相同的作为调整对象的相的电流，同时在基准相和其它相的电流上分配与调整电流符号相反的电流以抵销无效功率，可以很好地抑制瞬时输出功率的合计值psum的时间变动，抑制输入功率的脉动。在上述的电流分配中，也考虑电流分配导致的电流分配之前的有效功率的变动，进行电流调整。由此，通过使应处理的能量极小化，使平滑电容器12的静电电容小电容化。
下面，考虑三相(A相、B相、C相)的相电压中的任一个都不同的场合。各相电压的瞬时值va、vb、vc由下式表示：
va＝Vo·sin(θ)
vb＝Vo·k1b·sin(θ+2π/3)
vc＝Vo·k1c·sin(θ+4π/3)
其中，θ＝2π·f·t(f是三相系统的频率，t是时刻)。
Vo是作为基准的相电压va的振幅(在此为常数)，k1b和k1c是用来用上述Vo表示相电压vb和vc的振幅的系数，用以下表示：
k1b＝(B相电压振幅值)/(A相电压振幅值Vo)
k1c＝(C相电压振幅值)/(A相电压振幅值Vo)。
在此，控制调整B相成分电流和C相成分电流，使各相线电流的瞬时值ia、ib、ic用系数k2b、k2c(k2b＝(k1b-1)/(2×k1b+1)，k2c＝(k1c-1)/(2×k1c+1))表示如下：
ia＝Io·(sin(θ)+k2b·sin(θ+2π/3)+k2c·sin(θ+4π/3))
ib＝Io·((1-2·kb2)·sin(θ+2π/3)+k2c·sin(θ+4π/3))
ic＝Io·(k2b·sin(θ+2π/3)+(1-2·kc2)·sin(θ+4π/3)
即，以从B相线电流按约2·k2b的比例减少B相成分的方式进行调整，但B相成分的上述调整量2·k2b是在另两个线电流上均匀地分配，A相线电流和C相线电流被增加约k2b的B相成分。另外，以从C相线电流按约2·k2c的比例减少C相成分的方式进行调整，但C相成分的上述调整量2·k2c是在另两个线电流上均匀地分配，A相线电流和B相线电流被增加约k2c的C相成分。
作为一例，计算三相的相电压分别为117V、115V、119V时的输出功率的脉动。
现在把输出功率波动率用下式定义：
输出功率波动率＝(psum的峰到峰值)/(psum的平均值)
在现有的三相的线电流相同大小且流过相同功率的电流时，如果计算输出功率波动率，为1.974％。与此相对，基于本构成例，在调整控制到
k1b＝115/117＝0.98291、k2b＝-0.00576、(1-2·k2b)＝1.01153
k1c＝119/117＝1.01709、k2c＝0.00563、(1-2·k2c)＝0.98873时，输出功率波动率为0.013％。这样，在三相的相电压都不同时，通过对两相调整和基准相有效功率相同的作为调整对象的相的电流，同时在基准相和其它相的电流上分配与调整电流符号相反的电流以抵销无效功率，可以很好地抑制瞬时输出功率的合计值psum的时间变动，抑制输入功率的脉动。在上述的电流分配中，也考虑电流分配导致的电流分配之前的有效功率的变动，进行电流调整。由此，通过使应处理的能量极小化，使平滑电容器12的静电电容小电容化。
不管作为基准的相电压是哪一个相电压，输出功率的脉动都更加降低。如果以三相的相电压中的作为中间的电压值的相电压作为基准Vo，则输出功率的脉动降低最多，是优选的。
另外，在本构成中，由于在中性线上流过的电流为0，成为图8所示的输出到三相三线式的三相系统14b的电源装置104。也可以是图9所示的把具有DC/DC变换器21的电源装置105输出到三相三线式的三相系统14b的构成。另外，图8中，204是功率变换装置，13b是切换电路，图9中205是功率变换装置。图8和图9中与图5和图6中相同的标号表示相同的部件。
(第五具体构成例)
在此，展示第五具体构成例。采用了与展示第一具体构成例的图5相同的构成，但控制单元19的电流控制方法，更具地说就是有关电流指令值的生成的构成不同。
考虑三相(A相、B相、C相)的相电压中的任一个都不同的场合。各相电压的瞬时值va、vb、vc由下式表示：
va＝Vo·sin(θ)
vb＝Vo·k1b·sin(θ+2π/3)
vc＝Vo·k1c·sin(θ+4π/3)
其中，θ＝2π·f·t(f是三相系统的频率，t是时刻)。
Vo是作为基准的相电压va的振幅(在此为常数)，k1b和k1c是用来用上述Vo表示相电压vb和vc的振幅的系数，用以下表示：
k1b＝(B相电压振幅值)/(A相电压振幅值Vo)
k1c＝(C相电压振幅值)/(A相电压振幅值Vo)。
在此，控制调整B相成分电流和C相成分电流，使各相线电流的瞬时值ia、ib、ic用系数k2b、k2c(k2b＝(k1b-1)/(2×k1b+1)，k2c＝(k1c-1)/(2×k1c+1))表示如下：
ia＝Io·{sin(θ)
+k2b·(k1c/(1+k1c))·sin(θ+2π/3)
+k2c·(k1b/(1+k1b)·sin(θ+4π/3)}
ib＝Io·{
(1-2·kb2)·sin(θ+2π/3)
+k2c·(1/(1+k1b))·sin(θ+4π/3)}
ic＝Io·{
(k2b·(1/(1+k1c))·sin(θ+2π/3)
+(1-2·kc2)·sin(θ+4π/3)}
即，以从B相线电流按约2·k2b的比例减少B相成分的方式进行调整，但B相成分的上述调整量2·k2b是在另两个线电流上与相电压成反比地分配，A相线电流上被增加约k2b·(k1c/(1+k1c))的B相成分，C相线电流上被增加约k2b·(1/(1+k1c))的B相成分。另外，以从C相线电流按约2·k2c的比例减少C相成分的方式进行调整，但C相成分的上述调整量2·k2c是在在另两个线电流上与相电压成反比地分配，A相线电流上被增加约k2c·(k1b/(1+k1b)的C相成分，B相线电流上被增加约k2c·(1/(1+k1b)的C相成分。
作为一例，计算三相的相电压分别为117V、115V、119V时的输出功率的脉动。
在现有的三相的线电流相同大小且流过相同功率的电流时，如果计算输出功率波动率，为1.974％。与此相对，基于本构成例，在调整控制到
k1b＝115/117＝0.98291、k2b＝-0.00576、(1-2·k2b)＝1.01153
k1c＝119/117＝1.01709、k2c＝0.00563、(1-2·k2c)＝0.98873
k2b·(k1c/(1+k1c))＝-0.00571、k2b·(1/(1+k1c))＝-0.00581
k2c·(k1b/(1+k1b))＝0.00559、k2c·(1/(1+k1b))＝0.00568
时，输出功率波动率为0.003％。这样，在三相的相电压都不同时，通过对两相调整和基准相有效功率相同的作为调整对象的相的电流，同时在基准相和其它相的电流上分配与调整电流符号相反的电流以抵销无效功率，可以很好地抑制瞬时输出功率的合计值psum的时间变动，抑制输入功率的脉动。在上述的电流分配中，也考虑电流分配导致的电流分配之前的有效功率的变动，进行电流调整。由此，通过使应处理的能量极小化，使平滑电容器12的静电电容小电容化。另外，本具体构成例虽然与第四具体构成例相比计算量略有增加，但与第四具体构成例相比输出功率波动率更小，且更加地抑制了输出功率的脉动，是优选的。
不管作为基准的相电压是哪一个相电压，输出功率的脉动都更加降低。如果以三相的相电压中的作为中间的电压值的相电压作为基准Vo，则输出功率的脉动降低最多，是优选的。
另外，在本构成中，由于在中性线上流过的电流为0，成为图8所示的输出到三相三线式的三相系统14b的电源装置104。也可以是
图9所示的把具有DC/DC变换器21的电源装置105输出到三相三线式的三相系统14b的构成。
(第六具体构成例)
在此，展示第六具体构成例。与第四、五具体构成例同样地，采用了与展示第一具体构成例的图5相同的构成，但控制单元19的电流控制方法，更具地说就是有关电流指令值的生成的构成不同。
考虑三相(A相、B相、C相)的相电压中的任一个都不同的场合。各相电压的瞬时值va、vb、vc由下式表示：
va＝Vo·sin(θ)
vb＝Vo·k1b·sin(θ+2π/3)
vc＝Vo·k1c·sin(θ+4π/3)
其中，θ＝2π·f·t(f是三相系统的频率，t是时刻)。
Vo是作为基准的相电压va的振幅(在此为常数)，k1b和k1c是用来用上述Vo表示相电压vb和vc的振幅的系数，用以下表示：
k1b＝(B相电压振幅值)/(A相电压振幅值Vo)
k1c＝(C相电压振幅值)/(A相电压振幅值Vo)。
在此，控制调整B相成分电流和C相成分电流，使各相线电流的瞬时值ia、ib、ic用系数k2b、k2c(k2b＝(k1b-1)/(3×k1b+1)＝(1-1/k1b)/3，k2c＝(k1c-1)/(3×k1c+1)＝(1-1/k1c)/3)表示如下：
ia＝Io·{sin(θ)
+k2b·(k1c/(1+k1c))·sin(θ+2π/3)
+k2c·(k1b/(1+k1b)·sin(θ+4π/3)}
ib＝Io·{
(1-2·kb2)·sin(θ+2π/3)
+k2c·(1/(1+k1b))·sin(θ+4π/3)}
ic＝Io·{
(k2b·(1/(1+k1c))·sin(θ+2π/3)
+(1-2·kc2)·sin(θ+4π/3)}
即，以从B相线电流按约2·k2b的比例减少B相成分的方式进行调整，但B相成分的上述调整量2·k2b是在另两个线电流上与相电压成反比地分配，A相线电流上被增加约k2b·(k1c/(1+k1c))的B相成分，C相线电流上被增加约k2b·(1/(1+k1c))的B相成分。另外，以从C相线电流按约2·k2c的比例减少C相成分的方式进行调整，但C相成分的上述调整量2·k2c是在在另两个线电流上与相电压成反比地分配，A相线电流上被增加约k2c·(k1b/(1+k1b)的C相成分，B相线电流上被增加约k2c·(1/(1+k1b)的C相成分。即，虽然与第五具体构成例的调整电流2·k2b的大小不同，但调整电流的不同符号部分的分配方法相同。
作为一例，计算三相的相电压分别为117V、115V、119V时的输出功率的脉动。
在现有的三相的线电流相同大小且流过相同功率的电流时，如果计算输出功率波动率，为1.974％。与此相对，基于本构成例，在调整控制到
k1b＝115/117＝0.98291、k2b＝-0.00580、(1-2·k2b)＝1.01159
k1c＝119/117＝1.01709、k2c＝0.00560、(1-2·k2c)＝0.98880
k2b·(k1c/(1+k1c))＝-0.00575、k2b·(1/(1+k1c))＝-0.00585
k2c·(k1b/(1+k1b))＝0.00555、k2c·(1/(1+k1b))＝0.00565时，输出功率波动率为0.010％。这样，在三相的相电压都不同时，通过对两相调整和基准相有效功率相同的作为调整对象的相的电流，同时在基准相和其它相的电流上分配与调整电流符号相反的电流以抵销无效功率，可以很好地抑制瞬时输出功率的合计值psum的时间变动，抑制输入功率的脉动。在上述的电流分配中，也考虑电流分配导致的电流分配之前的有效功率的变动，进行电流调整。由此，通过使应处理的能量极小化，使平滑电容器12的静电电容小电容化。另外，还充分地抑制了功率的脉冲，与第五具体构成例相比，本具体构成例由于可以减少计算量，可以构成小型且低成本的控制单元，是优选的。
另外，也可以象第五具体构成例那样在两个相的线电流上均等地进行电流分配，在这样的构成中可以更加减少计算量，构成小型且低成本的控制单元，是优选的。如果计算此时的功率波动率，为0.019％，也可以充分地抑制功率的脉动。
不管作为基准的相电压是哪一个相电压，输出功率的脉动都更加降低。如果以三相的相电压中的作为中间的电压值的相电压作为基准Vo，则输出功率的脉动降低最多，是优选的。
另外，在本构成中，由于在中性线上流过的电流为θ，成为图8所示的输出到三相三线式的三相系统14b的电源装置104。也可以是图9所示的把具有DC/DC变换器21的电源装置105输出到三相三线式的三相系统14b的构成。
另外，对于第四、五、六具体构成例的电流调整方法，即使再使相电流均等地进行进相或迟相的相位调整，三相的瞬时功率的合计值psam的交流成分的有效值也没有变化。因此，通过统一调整电流相位和组合，可以确保输出功率的脉动抑制。可以控制有效功率的合计值和无效功率的合计值。
另外，不限于上述情形，可以有各种变形。例如，可变形成通过Y-Δ变换把相电压变换成线间电压的方式。
也可以导出满足三相的瞬时功率的合计psum的时间微分为0或近似为0的条件的电流式，基于它进行电流控制，可以把输出功率的脉动抑制在0或近似为0附近。而且，在上述条件中导出满足三相的线电流的瞬时值的合计值为0或近似为0的条件的电流式，基于它进行电流控制，可以把输出功率的脉动抑制在0或近似为0附近，同时，可以把中性线的电流控制在0或近似为0附近。另外，作为三相的线电流的瞬时值的合计值为0的条件，在三相电流用下式表示时，
i1＝I11·sin(θ)+I12·sin(θ+2π/3)+I13·sin(θ+4π/3)
i2＝I21·sin(θ)+I22·sin(θ+2π/3)+I23·sin(θ+4π/3)
i3＝I31·sin(θ)+I32·sin(θ+2π/3)+I33·sin(θ+4π/3)
其中，θ＝2π·f·t(f是三相系统的频率、t是时刻)满足下式
I11+I21+I31＝I12+I22+I32＝I13+I23+I33＝A
(A是任意的常数)的条件就可以。在以三相的线电流的瞬时值的合计值为0的条件为优先，再进行以三相的瞬时功率的合计Psnm的时间微分为0或近似为0作为条件的电流式控制的场合中，由于流过中性线的电流为0，也得到三相三线式。此时优选的电流的条件为以下的附近。基于三相的线电流为三相交流和同相位的状态，相对于三相中的基准相，在剩余的两个相中的一个相中，考虑一个相的线电流，使一个相与基准相的相电压和一个相与基准相的线电流成反比。此时，三个相的各功率具有交流系统的两倍的频率，其交流成分大小相同且相位的间隔相等，三个相的功率的合计值在时间上为恒定的值。而且作为一个相的相电压和同相位的电流成分的调整，以从基准相的电流值的大小减去一个相的电流值的大小得到的值的1/3的大小作为第一调整值时，以在各相的线电流上加上与一个相的相电压同相位且大小为第一调整值的电流的方式进行调整。另外，其它相的相电压和同相位的电流成分的调整也同样地进行。如果导出此时的瞬时功率的公式，由于相电压的比大致在1左右，所以可以使瞬时功率的变化近似为0。例如，三相电压中的两个电压的大小为V，剩下的电压为V·(1+ΔV)(其中|ΔV|≤0.1时)，psum的变动成分为
psum的变动成分＝V·A·(ΔV)2sin2θ/{3·(1+ΔV)}由此，此时的功率波动率是
功率波动率＝2·(ΔV)2/{3·(HΔV)}，由于|ΔV|≤0.1，功率波动率为0.202％以下，可以很好地抑制瞬时功率的变动。
另外，通过使三相的瞬时功率的合计值psum的时间微分值为0，对于平滑单元的小型化最好，但在实用上，优选地，功率波动率为使用本发明的控制前的1/2以下，平滑单元可以更加小型化。更优选地，功率波动率为使用本发明的控制前的1/10以下，平滑单元可以极为小型化。而且，在功率变换装置或电源装置的规格功率中功率波动率为1％以下是优选的。由此可以使平滑单元更小型化。更优选地，功率波动率为0.2％以下，可以使平滑单元极为小型化。

Claims (10)

1.一种功率变换装置，具有与直流电源连接并输出三相交流的功率变换器、和在上述直流电源和上述功率变换器之间设置的平滑单元，其特征在于具有：
检测三相的第1相、第2相、第3相的电压的电压检测单元；和
控制单元，该控制单元以三相中的第1相为基准，根据第2相的相电压增加/减小调整第2相的线电流的第2相成分，在第1相的线电流和第3相的线电流上分配与上述第2相成分的调整量符号相反的量，进行减少/增加调整，且以三相中的第1相为基准，根据第3相的相电压增加/减小调整第3相的线电流的第3相成分，在第1相的线电流和第2相的线电流上分配与上述第3相成分的调整量符号相反的量，进行减少/增加调整，其中，上述第2相成分是指与第2相的电压相同相位的电流成分，上述第3相成分是指与第3相的电压相同相位的电流成分，同时，
使三相的瞬时功率的合计值psum(t)满足下式：
d(psum)/dt≈0
其中，psum(t)＝第1相的相电压·第1相的线电流
+第2相的相电压·第2相的线电流
+第3相的相电压·第3相的线电流。
2.如权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于：具有如下控制单元，该控制单元使三相的瞬时的线电流的合计值isum(t)满足下式：
isum(t)＝0
其中，isum(t)＝第1相的线电流+第2相的线电流+第3相的线电流。
3.如权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于：还以相同的相位对各相电流进行进相或迟相的电流控制。
4.如权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于：选择三相中的相电压的大小为第2大的相当作作为基准的第1相。
5.如权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，上述平滑单元具有：
在上述直流电源和上述功率变换器之间与直流电源并联连接的第一蓄电部；
一个端子与第一蓄电部并联连接的双向功率变换器；
与该双向功率变换器的另一个端子连接的第二蓄电部；以及
控制双向功率变换器的功率通量使上述第一蓄电部的波动减小的平滑控制单元。
6.如权利要求5所述的功率变换装置，其特征在于：上述平滑控制单元检测上述第一蓄电部的波动，控制上述双向功率变换器的功率通量使检测波动减小。
7.如权利要求5所述的功率变换装置，其特征在于：上述平滑控制单元检测上述功率变换器的输出电压和/或输出电流的低次高谐波，与上述低次高谐波相应地控制上述双向功率变换器使上述第一蓄电部的波动减小。
8.如权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于：上述直流电源是太阳能电池或燃料电池。
9.如权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于：上述直流电源由太阳能电池或燃料电池、和把来自太阳能电池或燃料电池的直流输出进行电压变换后输出的DC/DC变换器构成。
10.一种电源装置，其特征在于包括：直流电源、和与该直流电源连接的权利要求1所述的功率变换装置。
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