CN101383633A - 无线通信系统内对接收信号预测的系统和方法 - Google Patents

Abstract

一种通信系统中的方法和设备，计算无线通信系统的组合器系数的空间－时间解法。一个实施例关于在先验已知的信号上的加权，该信号与如下的其它信号时间多路复用：高数据率HDR系统内的导频信号，其中该信号以全功率发射。应用最小化均方误差MMSE方法允许在每路径基础上加权组合。加权作为噪声相关矩阵和每路径空间特征的函数而经计算。噪声相关矩阵从接收到的信号的自相关矩阵而被确定。在一实施例中，对非时间门控导频信号应用MMSE方法。

Description

无线通信系统内对接收信号预测的系统和方法

本申请是国际申请日为2002年5月17日、中国专利申请号为02814388.4的题为“无线通信系统内对接收信号预测的系统和方法”的专利申请的分案申请。

　　　　　　　　　　　　　背景

领域

本发明涉及通信系统。本发明特别涉及在无线通信系统内对接收信号解码的方法。

背景

在无线通信系统内，发射的信号被传输信道以及接收机处理操作改变，诸如滤波、解调等。为能准确地通信，接收机对接收数据解码时必须考虑这些影响。接收机确定发射的信号和接收到的信号间的关系。然后可能对相继的接收信号应用该关系。该关系可能称为“特征”，其中特征内包括了改变传输信号的多种影响。

对接收到的信号应用特征一般牵涉到复矩阵操作。已经发展了各种技术通过各种假设简化问题。这些假设经常涉及噪声能量。一些假设对于在一种类型的无线系统内的传输为真，另一些则不成立。因此需要能准确且有效地确定接收到的信号。

概述

根据一方面，一个无线通信系统内，它带有多个接收天线和将在多个接收天线上接收到的信号组合起来的组合器，一种确定应用到组合器的组合器加权的方法，包括在多个接收天线的第一天线处接收第一信号，在多个接收天线的第二天线处接收第二信号，其中第二信号是第一信号的函数，且根据第一和第二信号确定组合器内的第一加权，第一加权与第一和第二信号相关。

在另一方面，远程站包括带有多个指的第一rake接收机、带有多个指的第二rake接收机以及耦合到第一rake接收机的多个指的一个以及第二rake接收机的多个指的一个的第一路径处理单元。

附图的简要描述

图1是带有准确干扰能量计算电路的电信系统。

图2是适用于前向链路传输的准确干扰能量计算电路、对数似然比(LLR)电路以及路径组合电路的详细图。

图3是对反向链路传输优化的准确干扰能量计算电路并包括路径加权以及图2的组合电路以及LLR电路。

图4说明图2的准确干扰能量估计电路和最大比路径组合电路的另一实施例。

图5是为改善干扰能量估计并适用于图2的准确干扰能量计算电路的帧活动性控制电路的框图。

图6是示出活动时隙以及空闲时隙的示例计时图表。

图7是示出话务信道信号、导频信道信号、帧活动性控制、FAC、信号(又称为反向功率控制信道)以及图6的时隙的空闲信道裙的示例定时图。

图8是无线通信系统。

图9是无线通信系统内的接收机。

图10是无线通信系统的一个路径的处理单元。

图11是无线通信系统的一个路径的处理单元的详细图表。

图12A—12B是用于确定与rake接收机一起使用的组合器加权的自相关矩阵。

图13是确定与rake接收机一起使用的组合起加权的方法的流程图。

图14是高数据率系统内的信道分配的定时图。

图15A、15B以及15C是自适应滤波器以及确定组合器加权的方法。

图16是无线通信系统内的接收机。

详细描述

无线通信系统特征是多个移动站与一个或多个基站通信。信号在基站和一个或多个移动站间在信道上发射。移动站和基站内的接收机必须估计信道引入到发射的信号内的噪声以有效地对发射的信号解码。

在扩频系统内，譬如码分多址CDMA通信系统，信号通过使用诸如伪随机噪声PN的码扩展序列在宽频带上扩展。当扩展的信号在信道上发射时，信号从基站到移动站经过多条路径。信号在移动站从多个路径接收、经解码并通过诸如rake接收机的路径组合电路经建设性重组。路径组合电路对每个被解码的路径应用增益因子，称为加权，以最大化吞吐量并补偿路径延时以及衰落。

Rake结构由于器简单性和稳健性广泛用于数字通信接收机内，特别是移动通信。Rake的概念很简单且可简单概括为：(1)找到不同路径的到达时间；(2)将单个相关器(一般称为“指”)分配到这些到达时间；以及(3)将单个相关器的输出组合起来以形成最终的符号估计，这一般产生了对每指符号估计的所有活动指的加权和。

给定时间偏置集合，存在最优加权集合能最大化最终符号估计的信号对干扰和噪声比SINR。在非平稳无线电信道内，最优时间偏置以及加权随时间变化；因此这两组参数都在接收机内动态计算。传统的获得给定时间偏置的加权向量的方法称为最大比组合MRC，且有内在的假设是：不同指上的干扰(每个指输出包括期望的信号加上干扰)对所有指都是互不相关的。

通常，通信系统传输包括导频间隔、功率控制间隔以及数据间隔。在导频间隔内，基站将预建立的参考信号发射到移动站。移动站从接收到的参考信号即导频信号组合信息，从发射的导频信号提取关于信道的信息，诸如信道干扰以及信噪比SNR。移动站分析信道特征并对此响应接着在相继的功率控制间隔内将功率控制信号发射到基站。例如，如果基站当前在给定的信道特征下以过多功率发射，则移动站将控制信号发射到基站，请求减少发射功率电平。值得注意的是在分组数据传输系统(通常称为高数据率，HDR系统)的一实施例中，系统具有时间门控的导频，导频信息是与话务信号互斥地分开提供的。

数字通信系统通常使用对数似然比LLRs以准确对接收到的信号解码。SNR测量或估计一般用于准确地计算接收到信号的LLR。准确的SNR估计需要信道的噪声特性的准确信息，这可以通过使用导频信号进行估计。

基站或移动站广播信号的速率或功率取决于信道的噪声特性。为得到最大容量，基站和移动站内的收发机根据信道引入的噪声的估计而控制发射信号的功率。如果发射信号的不同多径分量的噪声估计即干扰频谱密度不准确，则收发机可能以过多或过少的功率广播。过多功率的广播可能导致网络资源利用不足，导致网络容量减少以及可能的移动站电池寿命减少。过少功率广播可能导致吞吐量减少、丢失呼叫、降低的服务质量以及顾客的不满。

“示例”一词在此仅指“作为例子、示例或说明”。在此作为“示例”描述的实施例不一定被理解为最优或优于其它实施例。

“TIA/EIA/IS-95 Mobile Station-Base Station Compatibility Standardfor Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System”此后称为“IS—95标准”以及“TIA/EIA/IS-2000 Spread Spectrum Systems”，此后称为“cdma2000标准”详述了扩频CDMA系统。另外，CDMA系统的操作在美国专利号4901307内得到描述，题为“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESSCOMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS”，转让给本发明的受让人，在此引入作为参考。

一种适用于数据传输的通信系统，称为HDR订户系统在“TIA/EIA/IS-856cdma2000 High Rate Packet Data Air Interface Specification”内得到详细描述，此后称为“HDR标准”详细描述了HDR系统。在HDR系统环境中，可能是移动或静止的接入终端AT与一个或多个HDR基站通信，在此称为调制解调器池接收机MPTs。接入终端通过一个或多个调制解调器池收发机发射并接收数据分组到HDR基站控制器，在此称为调制解调器池控制器MPC。

调制解调器池收发机以及调制解调器池控制器是接入网络AN的一个网络的一部分。接入网络在多个接入终端间传输分组。接入网络可能进一步连到接入网络外的附加网络，诸如公司内部网或因特网，且可能在每个接入终端和该种外部网络间传输数据分组。

活动接入终端指那些与一个或多个调制解调器池收发机已建立了活动话务信道连接的接入终端，且称为处于话务状态。正在建立与一个或多个调制解调器池收发机活动话务信道连接的接入终端被称为处于连接建立状态。接入终端可能是任何通过无线信道或有线信道，例如使用光纤或同轴电缆通信的数据设备。接入终端还可能是以下多种类型设备的任意一种但不限于此：PC卡、小型闪存、外置或内置调制解调器或无线或有限电话。接入终端将信号发送到调制解调器池收发机的通信链路称为反向链路。调制解调器池收发机发送信号到接入终端的通信链路称为前向链路。

在扩频系统中，诸如CDMA无线通信系统，特别是诸如HDR系统，期望能实现rake接收机以获得时间分集用于处理接收到的信号和信号传输生成的回波或多径。CDMA无线系统内的空中接口信道由于多径信号传播原因而成为弥散信道，多径信号传播每个都不相同，它们之间的差别大于一个扩展码片持续时间，这就允许使用rake接收机进行独立解调。

另外，一般建筑区域内的大楼和其它障碍物散射了信号。另外，由于几个到达波间的交互使用，天线处的合成信号受到快速以及深度的衰落。平均信号强度可能比自由空间路径损失低40到50dB。衰落在城市环境密集建筑区域最严重。在这些区域内，信号包络在短距离上符合Rayleigh分布，在长距离上符合对数正态分布。

Rake接收机的使用在美国专利号5109390内有详述，题为“DiversityReceiver in a CDMA Cellular Telephone System”，转让给本发明的受让人，在此引入作为参考。Rake接收机处理单个多径信号并将其组合以形成复合信号。Rake接收机可能同时利用了无线系统的空间和时间分集。时间分集是由空中接口使信号随时间改变而产生，因此产生了多径。Rake接收机利用该种时间分集根据到达时间处理信号并有效地重组从每个时变多径传播来的能量。

除了rake接收机的实现外，无线系统经常使用改善接收信号的SNR的分集技术。分集接收指组合多个信号以改善通信的SNR。时间分集用于改善IS—95CDMA系统的性能。分集接收技术用于减少衰落影响并改善通信的稳定性而不增加发射机功率或信道的带宽。

分集接收的基本思想是，如果接收到了两个或多个独立信号采样，则这些采样会以不相关的方式衰落。这意味着所有采样同时低于某给定电平的概率比起任何单个采样低于该电平的概率要低得多。M个采样同时低于该电平的概率为p^M，其中p是单个采样低于该电平的概率。因此，很清楚包括多个采样组合的信号的衰减特性要比任何单个采样好的多。

原则上，分集接收技术能在基站或移动站上应用，虽然每种类型的应用都有问题要解决。分集组合器的费用很高，特别是如果需要多个接收机。而且移动站的功率输出受到其电池寿命的限制。然而基站能增加其功率输出或天线高度以改善对移动站的覆盖。由于移动站和基站间的路径认为是互易的，移动站内的分集系统的实现类似于基站内的实现。

期望在接收机处使用多个接收天线以获得空间分集并解决在每个天线处的接收到的信号能量内的多径衰落。使用合适的组合器加权的选择，多个接收天线能在空间域抑制干扰。特别地，需要为使用带有全功率发射的门控导频信号的CDMA波形的无线通信系统计算空间—时间组合器系数(即对每个接收机天线的每个rake指)。在图14内说明了HDR系统内使用的门控导频信号，其中导频被周期性地发射。如说明的，导频在t₁到t₂，t₃到t₄的间隔内发射。在说明的实施例中，导频是由PN序列扩展的逻辑序列。另一实施例可能使用各种导频信号，其中导频方案先验地在发射机和接收机处已知。当导频不活动时，发射数据或话务。数据信道可能包括各种由给定系统实现特定的其它的信号。全传输功率信号对数据和导频均可用，如图14说明。

在一实施例中，系统使用最化均方误差MMSE组合器加权的非递归方法。组合器加权的非递归计算是基于在帧的导频部分期间计算相关统计量以形成噪声相关矩阵估计。相关然后在多个导频突发上经平均或滤波以对通过平均的噪声抑制以及跟踪信道变化的能力进行折衷。在一实施例中，对每一次导频突发通过对噪声相关矩阵求逆并将结果与期望信号向量的估计相乘而计算一次组合器加权。

在示范实施例中，通过滤波和平滑从接收信号中提取数据信息。滤波器是物理硬件或软件形式的一件设备，应用于一带噪声的数据集合以提取有关预定价值量的信息。噪声可能来自多个源。例如，数据可能通过噪声检测器导出或可能代表由于通过通信信道的传输而被恶化的有用信号分量。

滤波器用于实现三个基本信息处理任务：滤波、平滑以及预测。滤波是在时间t处使用直到并包括时间t的测量的数据提取价值量的信息。平滑不同于滤波，在于在时间t处有关价值量的信息不必可供使用，且在时间t以后测量的数据可用于获得该信息。这意味着在平滑情况下，在产生有价值的结果时有延时。在平滑处理中，数据在时间t以后的时间可用。换而言之，可用的不仅是直到时间t的数据还有在时间t以后获得的数据。平滑可能在某些意义上比滤波更准确。最终，预测是信息处理的预告方面。这里的目的是通过使用直到并包括时间t的测量的数据导出关于价值量在将来的(t+τ)(τ>0)时刻会是怎样的信息。

滤波器一般被归为线性和非线性。如果在设备的输出处的经滤波、经平滑或经预测的量是施加给滤波器输入端的观察量的线性函数则滤波器被称为线性。否则则为非线性。

在统计方式解决线性滤波问题的方法中，假设有用信号和不期望的加性噪声的一些统计参数(即平均值和相关函数)可供使用。线性滤波器设计成接收噪声数据作为输入，并根据一些统计准则最小化在滤波器输出端的噪声的影响。该滤波优化问题的一种有用方法是最小化误差信号的均方值，即MMSE，误差信号定义为某个期望响应和实际滤波器输出之差。对平稳输入，产生的解被认为在均方意义上是最佳的。误差信号的均方值对线性滤波器的可调整参数的图表被称为误差—性能表面。该表面的最小点代表了解。

对于这些情况，信号和/或噪声的非平稳性对问题是固有的情况下，最佳滤波器必须要采取时变形式。线性滤波器理论可能对连续时间，然而，在实际情况中，最好采用离散时间表示。在该表示的方法中，输入和输出信号以及滤波器的特征都在时间的离散时刻被定义。连续时间信号可能用通过在均匀时间间隔的时刻观察信号而导出的采样序列束表示。如果满足采样定理，则在该变换过程中没有信息损失，根据采样定理采样速率要大于连续时间信号的最高频率分量的两倍。因此，连续时间信号u(t)可以用序列u(n)，n＝2，...表出，其中为了描述方便，采样周期标准化为1。

滤波器的设计一般使用关于要处理的数据的统计量的先验信息。滤波器只有在输入数据的统计特性与滤波器设计所基于的先验信息匹配时才是最佳的。当不完全已知该信息时，很难设计滤波器，或设计可能不再是最佳的。该情况下最直接的方法是“估计并代入”过程。这是两阶段过程，，滤波器首先“估计”相关信号的统计参数，然后将获得的结果代入非递归方程以计算滤波器参数。对实时操作而言，该过程要求矩阵求逆。有效的方法是使用自适应滤波器。自适应设备意谓着是自行设计的，该自适应滤波器的操作是依靠递归算法的，这使得滤波器能在没有相关信号特性完整知识的环境中有令人满意的性能。

自适应算法开始于一些代表关于环境的初始条件的一组预定的设置。然而，在平稳环境中，在迭代算法的连续后，在某种统计意义上它收敛于最佳解。在非平衡环境中，算法提供跟踪能力，即在变化足够慢的情况下，它能跟踪输入数据的统计量内的时间变化。

作为递归算法的应用的直接结果，自适应滤波器的参数每次迭代都经更新，参数变得具有数据依赖性。因此，这意味着自适应滤波器实际上是非线性设备，即它不服从叠加原理。虽然有该特性，但自适应滤波器一般被归类为线性或非线性。如果对价值量的估计自适应地经计算(例，在滤波器的输出端)为施加到滤波器输入的一组可用的观察量的线性组合，则自适应滤波器称为线性。否则则是非线性。

对于线性自适应滤波器的工作已经发展了各种递归算法。某特定应用的算法选择是基于系统的几个参数的任何一个。第一参数是收敛率，定义为响应于平稳输入，算法在均方意义上为了收敛到“足够接近”最佳解需要的迭代次数。快的收敛率使得算法能迅速适应未知统计量的平衡环境。第二个参数称为误调。对涉及的算法，该参数提供了在所有自适应滤波器总集上平均后的均方误差的最终值与滤波器产生的最小均方误差的偏差的定量测度。第三个参数为跟踪。当在非平稳环境中进行自适应滤波算法操作时，要求算法跟踪环境内的统计变化。然而，算法的跟踪特性受到两个有矛盾的因子的影响：收敛率以及算法噪声引起的稳态波动。

另一参数是自适应滤波器对小干扰的稳健性。自适应滤波器的稳健是指小干扰(即能量较少的干扰)只会引起小的估计误差。干扰可能源自多种因素，滤波器内部或外部的。

另外，计算要求包括：完成算法一次完全迭代的操作次数(即乘法、除法以及加法/减法)、需要存储数据和程序的存储位置大小以及计算机内对算法编程的开销。

另一个参数是算法内信息流结构。结构确定了算法在硬件内的实现。例如，带有高度模块化、并行行或迸发性的结构很适合用超大规模集成电路VLSI实现。

还有一参数考虑算法的数值特性。当算法数值实现时，由于量化误差产生不准确性。这些误差源自输入数据的模拟到数值转换以及内部计算的数值表示。数值表示会引起严重的设计问题。有两个重要的因素要考虑：数值稳定性以及数值准确性。数值稳定性是自适应滤波算法的固有特性。数值准确性是由数据采样的数值表示使用的比特数以及滤波器系数确定的。如果对于数字实现中使用的字长变化不敏感，则自适应滤波算法被称为数值稳健。

自适应滤波包括两个基本过程：对输入数据采样序列滤波以产生输出响应，以及在滤波过程中使用的可调整参数集合的自适应控制。

如以上讨论说明的，可能使用各种方法以增加接收到的信号的SNR，包括分集技术以及rake接收机的使用。在设计特定系统时，经常要在准确性与费用和/或复杂度间折衷。以下描述各种确定rake接收机内应用的组合器加权的方法。每个方法提供在各种情况下准确性和/或复杂度间的平衡。首先，描述MRC方法，其中关于接收到的信号噪声能量的假设是为了简化确定组合器加权时的计算复杂度。第二，描述MMSE方法，其中进行其它的假设以进一步简化确定组合器加权的计算复杂度。第三，描述自适应算法，它有效地避免了矩阵求逆计算而不使用其它方法的假设。

I.最大比组合

在一实施例中，在无线通信中，其中接收机使用rake接收机，应用自适应滤波以计算rake接收机的组合器加权。理想地，组合器加权的计算考虑系统内存在的所有能量，包括多径、从其它用户来的干扰以及噪声能量。该种计算的复杂度鼓励了简化假设的应用。例如，一种计算组合器加权的方法应用最大比组合MRC方案，其中各个加权只是对某一特定的路径和天线组合计算。这样对有A个天线和L条路径的系统，描述系统的(AlxAL)矩阵减少为AL(1x1)矩阵，其中每个路径被认为具有独立的噪声。为每个天线的每个路径计算MRC生成的加权。

图1是带有准确载波信号干扰比C/I以及干扰能量N_t、计算电路12的电信收发机系统。系统10适用于CDMA移动站。在该特定实施例中，有收发机系统10接收的信号在基站(未示出)和系统10间的前向通信链路上被接收。由收发机系统10发射的信号在收发机系统10和相关的基站间的反向通信链路上发射。

为清楚起见，收发机系统10的许多细节被省略了，诸如时钟电路、麦克风、扬声器等。本领域的技术人员能简单地实现附加电路而不需要过多的试验。

收发机系统10是双变换电信收发机并包括连到天线转换器16的天线14。转换器16连到接收路径，它从左到右包括接收放大器18、射频RF到中频IF混合器20、接收带通滤波器22、接收自动增益控制电路AGC24以及IF到基带电路26。IF到基带电路26在C/I以及N_t估计电路12处连到基带计算机28。

转换器16还连到发射路径66，它包括发射放大器30、IF到RF混合器32、发射带通滤波器34、发射AGC36以及基带到IF电路38。发射基带到IF电路38在编码器40处连到基带计算机28。

基带计算机28内的C/I以及N_t估计电路12连到路径加权和组合电路42，速率/功率请求发生电路44以及对数似然比(LLR)电路46。LLR电路46还连到路径加权和组合电路42以及解码器48。解码器48连到还连到控制器50，控制电路还连到速率/功率请求发生电路44以及编码器40。

天线14接收并发射RF信号。连到天线14的转换器16，简化了接收RF信号52和发射RF信号54之间的分离。

天线14接收的RF信号53被导入接收路径64，其中它们经接收放大器18放大，通过RF到IF混合器20混合到中频，由接收带通滤波器22滤波、由接收AGC 24经增益调节，然后通过IF到基带电路26转换为数字基带信号56。数字基带信号56然后输入到数字基带计算机28。

在本发明实施例中，接收机系统10适用于与正交相位移键QPSK调制与解调技术一起使用，且数字基带信号56为正交幅度调制QAM信号，它包括同相(I)以及正交(Q)信号分量。I和Q基带信号56同时代表从诸如基站内使用的收发机的CDMA电信收发机来的导频信号和数据信号。HDR类型系统经常使用8—PSK或16—QAM调制方案。

在发射路径66上，数字基带计算机输出信号58通过基带到IF电路38转换为模拟信号，混合成IF信号，由发射带通滤波器34滤波，由IF到RF混合器32混合成RF，由发射放大器30放大然后通过转换器16和天线14发射。

接收和发射路径64和66相应地连到数字基带计算机28上。数字基带计算机28处理接收到的基带数字信号56并输出数字基带计算机输出信号58。基带计算机28可以包括该种功能如信号到话音转换和/或相反。

基带到IF电路38包括多个组件(未示出)诸如数字到模拟转换器(DACs)、混合器、加法器、滤波器、移相器以及本地振荡器。基带计算机输出信号58包括同相(I)和相位相差90度的正交(Q)信号分量。输出信号58被输入到模拟基带到IF电路38的DACs，其中它们被转换为模拟信号，然后由低通滤波器为准备混合而经滤波。输出信号58的相位通过包括在基带到IF电路38内的90度移相器(未示出)、基带到IF混合器(未示出)以及加法器(未示出)分别被调整、混合以及求和。

加法器将IF信号输出到发射AGC电路36，其中混合的IF信号的增益经调整以作准备，通过发射带通滤波器34而被滤波，通过IF到发射混合器32混合到RF，通过发射放大器20放大，最终通过转换器16和天线14无线电发射。

类似地，接收路径64上的IF到基带电路26包括电路(未示出)诸如模拟到数字转换器、ADCs、振荡器以及混合器。从接收AGC电路24输出接收到的经增益调整的信号被发送到IF到基带电路26，其中它们通过混合电路被混合到基带，然后通过ADCs转换到数字信号。

基带到IF电路38和IF到基带电路36使用通过第一振荡器60提供的振荡信号以方便混合功能。接收RF到IF混合器20以及发射IF到RF混合器32使用从第二振荡器62输入的振荡信号。第一和第二振荡器60和62相应地可能实现为从主参考振荡信号导出输出信号的锁相环。

本领域的技术人员可以理解可以使用其它类型的接收和发射路径64和66而不偏离本发明的范围。多个元件诸如放大器18以及30、混合器20以及32、滤波器22以及34、AGC电路24以及36以及频率转换电路26和38都是标准组件且可以很容易地被本领域的且阅读过本发明的技术人员理解所构造。

在基带计算机28内，接收到的I和Q信号56输入到C/I及N_t估计电路12。C/I及N_t估计电路12根据导频信号准确地确定I和Q信号56的干扰能量并据此确定载波信号对干扰比。C/I类似于SNR，且是接收到的I和Q信号56的能量减去干扰和噪声分量后与接收到的I和Q信号56的干扰能量之比。常规的C/I估计电路不能准确地估计多径干扰能量。

C/I及N_t估计电路12输出C/I信号到速率/功率请求发生电路44以及LLR电路46。C/I以及N_t估计电路12将干扰能量的倒数(1/N_t)、解扩展和解覆盖数据信道信号以及解扩展和解覆盖导频信道信号输出到路径加权和组合电路42。经解扩展和解覆盖的数据信道信号还提供给解码器48，那儿它经解码并发送到控制器50。在控制器50处，经解码的信号被处理以输出话音或数据，或生成反向链路信号以传输到相关的基站(未示出)。

路径加权以及组合电路42对应给定假设下的数据信道信号为接收到的数据信号的多径分量计算最优比路径组合加权，对合适路径进行加权，组合多个路径，并提供作为度量的求和并加权的路径到LLR电路46。

LLR电路46使用从路径加权和组合电路42来的度量以及C/I及N_t估计电路12提供的C/I估计以生成最优LLR以及软解码器判决值。最优LLR以及软解码器判决值提供给解码器48以方便接收到的数据信道信号的解码。控制器50然后处理经解码的数据信道信号以通过扬声器或其它设备(未示出)输出话音或数据。控制器50还控制发送从输入设备(未示出)来的语音信号和数据信号到编码器40以准备传输。

速率/功率请求发生电路44根据从C/I以及N_t估计电路12输入的C/I信号生成速率控制或功率分数请求消息。速率/功率请求发生电路44将C/I与一预定阀值集合比较。速率/功率请求发生电路44根据C/I信号对多个阀值的相对幅度而生成速率请求或功率控制消息。速率/功率请求发生电路44的准确细节是随应用而不同的，且可以由本领域内的技术人员根据给定应用确定而实现的。

产生的速率控制或功率分数请求消息然后发送到控制器50。控制器50然后准备分数功率请求消息以通过编码器40编码最终在数据速率请求信道(DRC)上通过发射路径66、转换器16和天线14传输到相关基站(未示出)。当基站接收速率控制或分数功率请求消息时，基站相应调整发射信号的速率和/或功率。

C/I及N_t估计电路12来的准确C/I以及N_t估计改善速率/功率请求发生电路44的性能并改善了解码器48的性能，因此改善了收发机系统10和相关的电信系统的吞吐量和效率。

图2是图1的适用于前向链路传输的准确C/I及N_t估计电路12、LLR电路46以及路径组合电路42的更详细图。

C/I及N_t估计电路12从左到右从上到下包括PN解扩展器70、M元Walsh解覆盖电路72、总接收信号能量、I_o计算电路74、第一常量电路84、导频滤波器76、减法器80、第一乘法器82、导频能量计算电路86，查找表LUT88，第二乘法器90以及C/I累加电路92。在C/I以及N_t估计电路12内，PN解扩展器70接收从图1的IF到基带电路26来的I和Q信号56。PN解扩展器70将输入并行提供给M元Walsh解覆盖电路以及I_o计算电路74。M元Walsh解码器电路72提供输入到路径加权和组合电路42内的导频滤波器76以及常量除法电路78。

能量计算电路74的输出连到减法电路80的正极端子。减法电路80的负极端子连到第一乘法器82的输出端。第一乘法器82的第一输入连到第一常量电路84的输出。第一乘法器82的第二输入连到导频能量计算电路86的输出。导频滤波器76提供输入到导频能量计算电路86。

减法器80的输出连到LUT88。LUT88的输出并行地连到路径加权和组合电路42内的第二乘法器90的第一输入和第三乘法器94的第一输入。第二乘法器90的第二输入连到第一乘法器82的输出。第二乘法器90的输出连到C/I累加电路92，后者的输出提供给LLR电路46作为输入。

路径加权和组合电路42包括第二常量发生电路98、第四乘法器96、第三乘法器94、常量除法电路78、复数共轭电路100、第五乘法器102以及路径累加电路104。在路径加权和组合电路42内，第四乘法器96的第一端连到导频滤波器76的输出，它还连到C/I及N_t估计电路12内的导频能量计算电路86的输入。第四乘法器96的第二端连到第二常量发生电路98。第四乘法器96的第二输出连到第三乘法器94的第二输入。第三乘法器94的输出提供输入到复数共轭电路100。复数共轭电路100的输出连到第五乘法器102的第一输入。常量除法电路78的输出连到第五乘法器102的第二输入。第五乘法器102的输出连到路径累加电路104的输入。路径累加电路104的输出连到LLR电路46的输入(见图1的48)。

操作中，PN解扩展器70接收I和Q信号并对L个指即路径(1)解扩展。PN解扩展器70使用在信道传输前用于扩展I和Q信号的伪噪声序列的逆对I和Q信号解扩展。PN解扩展器70的构造和操作为领域内已知。

解扩展后的信号从PN解扩展器70输出并输入到M元Walsh解覆盖器72以及I_o计算电路74。I_o计算电路74计算每码片总接收到的能量I_o，它包括期望信号分量和干扰以及噪声分量。I_o计算电路根据以下公式提供I_o的估计：

${\hat{I}}_o=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{|\·|}^2---\left(1\right)$

其中N是每导频突发的码片数，在本发明实施例中为64，且表示从PN解扩展器70来的接收到的解扩展信号输出。

本领域的技术人员可以理解I_o可能在PN解扩展器70解扩展前被计算而不偏离本发明的范围。例如，I_o计算电路74可能接收从I和Q信号56来的直接输入而不是PN解扩展器70提供的输入，这样在I_o计算电路74的输出端提供等价的I_o估计。

M元Walsh解覆盖电路72根据领域内已知的技术对称为数据信道的正交数据信号以及称为导频信道的导频数据解覆盖。在该特定实施例中，正交数据信号对应由以下公式表示的一个数据信道：

$s=\sqrt{M{\hat{E}}_{s,l}}\·e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_l}{X}_t---\left(2\right)$

其中M是每Walsh符号的码片数，

是第1个多径分量的调制符号能量，是数据信道s的相位，且X_t是数据信道s的信息剥离分量。公式(2)表示的经解覆盖数据信道提供给解码器(见图1的48)以及路径加权和组合电路42的常量除法电路78。

虽然示例实施例说明为适用于包括各种Walsh码的信号，本发明可由本领域的技术人员简单地与其它类型的码一起使用。

导频信道输入到导频滤波器76。导频滤波器76是作为低通滤波器的平均滤波器，它从导频信道中去除较高频率噪声和干扰分量。导频滤波器76的输出(p)由以下式表示：

$p=M\sqrt{{\hat{E}}_{p,l}}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_l}---\left(3\right)$

其中M是每Walsh符号的码片数，

是第1个多径分量的导频码片能量，θ₁是经滤波的导频信道p的相位。

经滤波的导频信道p的能量的估计是通过导频能量计算电路86计算的，它是由式(3)表示的滤波后导频信道p的复数幅度的平方。滤波后导频信道p的复数幅度的平方与以下式表示的预定比例因子c相乘：

$c=\frac{1}{M^2}\frac{I_{\mathrm{or}}}{E_p}---\left(4\right)$

其中，I_or是期望信号的接收到的能量，即等于I_o减去噪声和干扰分量。E_p是导频码片能量。比例因子c在许多无线通信系统内是已知的前向链路常量。

比例因子c通过第一乘法器82乘以滤波后导频信号p的能量产生与接收到的信号56的第1个多径分量相关的接收到的期望信号能量的估计(I_o减去噪声和干扰分量)。

通过减法器80从I_o中减去准确估计

以产生与第1个多径分量相关的干扰能量(N_t，l)的准确测量。N_t，l随后提供给LUT 88，它将N_t，l的倒数输出到路径加权和组合电路42内的第三乘法器94和第二乘法器90的第一输入。第二乘法器90的第二输入连到第一乘法器82的输出，后者在第二乘法器90的第二输入端提供

第二乘法器90根据以下公式输出与第1个多径分量相关的载波信号对干扰比或(C/I)_l的准确估计：

${\left(\frac{C}{I}\right)}_l=\frac{{\hat{I}}_{\mathrm{or},l}}{N_{t,l}}---\left(5\right)$

然后通过C/I累加电路92在接收到信号内的L条路径上累加准确C/I值。累加的C/I值然后提供给LLR电路46以及速率/功率请求发生电路(见图1的44)。

在路径加权和组合电路42内，第四乘法器96将滤波后的导频信号p乘以第二常量发生电路98提供的常量k。常量k根据以下公式计算：

$k=\frac{1}{M}\sqrt{\frac{E_s}{E_p}}---\left(6\right)$

其中E_s是调制符号能量，E_p是导频符号能量，M是上述的每码片Walsh码数目。E_s与E_p之比是反向链路和前向链路传输的已知常量。

第四乘法器96的输出提供按以下公式描述的信道系数

的估计：

$\widehat{\mathrm{\α}}=\sqrt{{\hat{E}}_{s,l}}\·e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_l}---\left(7\right)$

其中

是第1个多径分量的调制符号能量的估计，

是导频信号的相位估计。信道

是导频滤波器76的输出的复数幅度的经比例调节后的估计。

信道估计然后由第三乘法器49与第1个多径分量相关的干扰能量N_t，l的倒数相乘。干扰能量N_t，l包括干扰和噪声分量。复数共轭电路100然后计算第三乘法器94的输出的共轭，它表示最大比路径组合加权。最大比路径组合加权然后通过第五乘法器102乘以从除法电路78输出的对应的数据符号。数据符号(d)由以下公式表示：

$d=\sqrt{{\hat{E}}_{s,l}}\·e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_l}{X}_t---\left(8\right)$

其中变量已在公式(2)和(7)中给出。

第五乘法器102的输出表示经最优加权的数据信号，它在包括通过路径组合器104的信号的L条路径上累加。产生的最优组合的数据信号提供给LLR电路46，它方便了输入到解码器(见图1的48)的最优软判决的计算。

本领域的技术人员可以理解由第一常量发生电路84和第二常量发生电路98分别提供的常量c和k，可以是除公式(3)和(6)之外的其它的常量或变量而不偏离本发明的范围。

图3是为反向链路传输优化的且包括图2的路径加权和组合电路42以及LLR电路46的准确干扰能量计算电路110。

干扰能量计算电路110的操作类似于图2的C/I以及N_t估计电路12的操作，除了N_t的计算以外。干扰能量计算电路110包括PN解扩展器70、M元Walsh解覆盖电路72以及导频滤波器76。M元Walsh解覆盖电路72解覆盖，即从PN解扩展器70输出的经解扩展的I和Q信号采样中提取导频信道和数据信道。

在干扰能量计算单元110，导频信道被提供给导频减法器电路112的正输出端以及导频滤波器76。导频滤波器76抑制导频信道内的噪声和干扰分量并提供滤波后的导频信号给导频减法电路112的负输入端。导频减法电路112从导频信道中减去滤波后的导频信道并输出代表在发射基站(未示出)和收发机系统(见图1的10)间的信道引入的每符号干扰和噪声的信号，收发机系统中使用了干扰能量计算电路110。每个符号的干扰和噪声信号的能量N_t，l是通过干扰能量计算电路114根据以下公式而被计算的：

$N_{t,l}=\frac{M}{N}\underset{i=1}{\overset{N/M}{\mathrm{\Σ}}}{|\·|}^2,---\left(9\right)$

其中M是每Walsh符号的码片数，N是导频突发内的码片数(64码片)，而是导频减法器电路112的输出。

当图2的第一常量发生电路84提供的常量值未知时使用干扰能量计算电路110。这是许多反向链路应用的情况。

图4分别示出图2的准确干扰能量估计电路和最大比路径组合电路的另一种实施例120和122，且适用于前向链路。另外的C/I以及N_t估计电路120包括导频指滤波器124，并行连到导频能量计算电路86以及导频信号乘法器126的输入。导频能量计算电路86并行连到LUT88以及导频能量信号乘法器128的输入。

LUT 88的输出并行连到导频能量信号乘法器128的另一输入以及导频信号乘法器126的另一输入。导频能量信号乘法器128的输出被输入到C/I路径累加电路130。C/I路径累加电路130的输出被并行连到图1的速率/功率发生电路44以及通用双最大值电路132的输入。

导频信号乘法器126的输出连到点积电路134的输入。点积电路134的另一输入连到图3的M元Walsh解覆盖电路72的输出。点积电路134的输出连到I和Q信号多路分解器(DEMUX)136的输入。I和Q DEMUX 136提供I和Q信号DEMUX136的正交输出(Y_Q)以及同相输出(Y_I)，它们被连到通用双最大值电路138的输入。通用双最大值电路132的同相度量(m_l)以及正交度量(m_Q)连到LLR电路(见图1、2和3的46)。I和Q DEMUX 136提供I和Q DEMUX 136信号的正交输出(Y_Q)以及同相输出(Y_I)，被连到通用双最大值电路138的输入。

在操作中，导频指滤波器124接收从图3的M元Walsh解覆盖电路72输出来的解扩展导频信号并根据以下公式输出滤波后信号(p)：

$p=\frac{P_l}{\sqrt{I_0}},---\left(10\right)$

其中P_l是与接收到的导频信号的第1个多径分量相关的导频信号，且I_o是以下公式定义的每码片接收到的总能量：

I_O＝I_or，l+N_t，l，       (11)

其中，如前所述，N_t，l代表与接收到的信号的第1个多径分量相关的干扰和噪声分量，且I_or代表与第1个多径分量相关的接收到信号的期望分量的能量。

滤波后信号p输入到导频能量计算电路86，其中信号p的幅度经平方并输出到LUT 88。LUT 88经调整以从1中减去平方后的信号p²，然后对结果求倒数以生成以下公式：

$\frac{1}{1-\frac{{\left|P_l\right|}^2}{I_0}}=\frac{I_0}{I_0-{\left|P_l\right|}^2}=\frac{I_0}{N_{t,l}},---\left(12\right)$

其中P_l和I_o如公式(10)和(11)给出。如前提及的N_t，l代表与第1个多径分量相关的接收到信号的干扰和噪声分量相关的能量。|p_l|²提供I_or的准确估计。

LUT 88的输出结果通过导频能量信号乘法器128乘以导频能量计算电路86的输出以产生由图1的系统20接收的信号的第1个多径分量的准确C/I值。C/I值通过C/I路径累加路径130而在包括接收信号的L个多径上相加。C/I路径累加电路130提供总C/I的准确估计给图1的速率/功率请求发生电路44以及双最大值计算电路132。

导频信号乘法器126将导频指滤波器124的输出乘以LUT 88的输出以产生以下的输出(y)

$y=\frac{P_l\sqrt{I_0}}{N_{t,l}},---\left(13\right)$

其中变量如公式(12)给出的。

如公式(13)内给出的导频信号乘法器126的输出提供给点积电路134。点积电路134还接收从图2的M元Walsh解覆盖电路72来的数据信号(d)作为输入。在本实施例中，数据信号d由以下公式表示：

$d=\frac{X_l}{\sqrt{I_0}},---\left(14\right)$

其中，X_l是与图1的系统20接收的信号的第1个多径分量相关的正交幅度调制(QAM)信号，I_o如在公式(11)内给出的。

图4的系统实现了如图2的系统类似的算法，除了图4的系统显式示出自动增益控制电路(见图1)的缩放因子。图4的系统还示出用于将(I_or，l)/(I_o)转换为(I_or，l)/(N_t，l)以及(N_t，l)/(I_or，l)的倒数的LUT 88而不需要如图2显式计算I_o。(I_or，l)/(I_o)大致等于从图4的导频能量计算电路86输出的(|P_l|²)/(I_o)，且如果E_p/I_or＝1则等于E_p/I_o，其中E_p是如上所述的导频符号能量。

点积电路134对信号d和信号y实现点积，两个信号分别在公式(14)和(13)内定义，并根据以下公式提供输出信号(Y)：

$Y=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{X_l{P}_l^{*}}{N_{t,l}}=Y_l+{\mathrm{iY}}_Q,---\left(15\right)$

其中L是多径总数，1是计数器并表示L个多径的第1条路径，Y_l代表接收到的数据信号的同相分量，且Y_Q代表接收到数据信号的虚正交分量。其它变量，即X_l，P_l，N_t，l在公式(13)和(14)内给出。

DEMUX 136选择性地将公式(15)定义的输出Y的I(Y_l)以及Q(Y_Q)分量切换到分开的路径上，提供给通用双最大值电路132，后者由此输出度量

和给图1的LLR电路46。

图5是帧活动性控制FAC电路140的框图，用于改善干扰能量(N_t)的估计并适用于图2的准确C/I及N_t估计电路12。

参考图2和图5，FAC电路140能在LUT 88的输入端处插入图2的C/I及N_t估计电路12内。FAC电路140从减法器电路80的输出接收N_t，l以及从M元Walsh解覆盖器72输出的数据信道以及第一乘法器82的输出，并输出N_t，l的新估计即

这是针对一事实进行的对干扰(包括噪声)的修正估计，即一些基站在导频间隔期间广播，而在数据间隔期间不广播的事实。在导频间隔期间广播的基站对与信道相关的并通过导频信号测量的噪声和干扰有贡献。如果一些基站不在数据间隔期间广播但在导频间隔期间广播，则根据导频间隔的信道噪声和干扰的估计会过大，即N_t，data<N_t，pilot以及(C/I)_data<(C/I)_pilot。

基站的波形广播包括FAC比特。如图1的系统10，FAC比特向移动站指明是否相关的导频信号的话务信道会在下一半时隙以后的半帧期间内发射。例如如果FAC比特设定为逻辑1，则前向话务信道可能不活动。如果FAC比特清零，即对应逻辑0，则对应的前向信道是不活动的。在第i个基站的半帧n期间发射的FAC比特即FAC_i(n)指定了下一帧即半帧(n+2)的前向数据信道的活动性。

使用FAC比特改善了通信系统内的C/I估计，其中一些基站在导频间隔内广播而不是在数据间隔内。结果是，使用FAC比特的数据速率控制比图1的速率/功率请求发生电路44的要佳。使用FAC比特还保证了以下结论有效：多达8个时隙的前向数据信道传输从半帧n+1开始，且是基于通过FAC比特考虑到基站不活动性的数据速率控制消息。

FAC电路140根据以下公式从干扰中减去不会在数据间隔期间广播的基站的贡献部分：

$N_{t,i}^{\mathrm{Data}}=N_{t,i}^{\mathrm{Pilot}}-\underset{j:j\&NotEqual;i,\mathrm{FAC}\left[j\right]=0}{\mathrm{\&Sigma;}}{\hat{I}}_{\mathrm{or},j},---\left(16\right)$

其中i是基站的索引，即

要被估计的部分。j是计数器，对每个被计算的基站加一。

代表第1多径分量的干扰能量并与第j个基站的数据传输相关。类似地，

表示第1个多径分量的干扰能量，且与第j个基站的导频传输相关。

是从第j个基站接收的期望信号分量的能量。

通过以上描述，本领域内的普通技术人员能容易地构建FAC电路140而不需过多的试验。

在导频间隔期间和估计干扰能量N_t期间，所有的与图1的收发机系统10通信的基站以全功率发射。如果一些基站在导频间隔之前和之后的数据间隔内为空闲，则在大量多径扩展存在情况下，从基站来的干扰可能在从另一基站来的导频信号的整个持续期间不能被接收。为避免产生的N_t估计的不准确性，则基站在导频突发之前和之后以及空闲数据间隔期间发射空闲裙信号。空闲裙信号的长度比与信道相关的已知的多径扩展要长。在最优实施例中，空闲裙信号的长度可以从最小长度零到最大长度128码片。

图6是示出活动时隙150和空闲时隙152的示例定时图。导频裙154在第一导频突发156之前和之后以及空闲时隙152内示出。第一导频突发156对应活动时隙150内的第二导频突发158。

FAC信号164即反向功率控制信道(RPC)信号也在空闲时隙152内的第三导频突发160之前和之后以及在活动时隙150内相应的第四导频突发162内示出。

图7是示出图6的时隙的话务信道信号170、导频信道信号172、FAC信号178以及空闲信道裙信号180的示例定时图。

II.均方误差的空间最小化

在诸如HDR系统的CDMA通信系统中，期望实现rake接收机以获得时间分集，其中rake接收机组合从时变多径传播来的能量，如上所述。还期望能通过多个接收天线实现接收分集以获得空间分集从而克服每个天线处接收到的信号能量的多径衰减。另外，rake接收机的合适的组合器加权选择和多个天线接收机的配置能实现空间域内的干扰抑制。

图8说明了能进行HDR通信的无线通信系统，使用一种技术以计算无线通信系统组合器系数的空间—时间解(即每个路径或每个接收机天线的rake指)。系统将带有以全功率发射的时间门控导频信号加入CDMA波形。导频信号用于确定加权或训练接收机且然后加权被用于处理话务和由rake接收机接收并处理的其它信号。

图8说明了无线通信系统200，它带有基站BS 202以及多个移动站MSs204、206。信息符号作为传输信号从BS 202发射到MSs 204、206。符号y[n]携带信息并可认为是通信字母。符号可能是导频符号或数据符号。例如，在使用16正交幅度调制QAM类型的调制方案的系统中，每个符号基于4比特的信息。在使用正交相位移键QPSK调制类型的系统中，每个符号基于2比特的信息。符号通过通信信道作为信号x(t)或连续时间波形发射。在接收机处接收到的信号包括由通信信道以及发射和接收处理引入的所有噪声和干扰。接收到的信号在接收机处被采样，其中采样以具有采样周期为Ts的采样速率进行。采样x(nTs)代表在周期性时刻的信号值。接收机具有关于导频符号的先验信息，然而接收机没有关于数据符号的先验信息。根据接收到的采样，接收机生成符号估计

。

接收机使用导频符号以确定数据符号估计。在示范实施例中，HDR系统具有时间门控导频，其中导频以全功率发送。图14说明一实施例，其中数据和导频传输是互不相容的，因此能使用导频符号训练接收机为估计接收到的数据符号作准备。接收机使用导频符号的先验信息以确定传输信道的特征。导频发生在接收机预先知道的时间，且导频以接收机预知的能量电平发射，导频为训练提供了宝贵信息。与信道相关的特征跟踪给定路径的发射信号的变化。该特征考虑了传输信道和接收机处理影响。通过该讨论，特征以向量c给出，它由每个路径的个别

组成。

如图8说明的，BS 202发射导频和数据符号到MSs204、206。根据特定实现，BS 202可能发射各种信息包括但不限于寻呼符号、同步符号或其它话务符号等。BS 202发射作为信号的符号，其中从BS 202来的给定信号传输建立了多个传输路径。从BS 202到MS204建立第一直接路径212，从BS 202到MS 206建立第二直接路径。从BS 202来的传输信号因为环境结构的回波反弹而建立多径。多径216、218的建立是传输信号经过地理结构210的结果。多径220、222是传输信号经过建筑结构208的结果，其中在结构208内有回波反弹。MSs204、206的每个接收如此产生的多径，且必须区别各种接收到的信号。值得注意的是地理结构210和建筑结构208可能是无线系统环境内的任何结构或建筑。关于MS 204，路径212被称为PATH 1，路径216被称为PATH 2以及路径220被称为PATH 3。类似地，关于MS 206，路径214被称为PATH 1，路径218被称为PATH 2，以及路径222被称为PATH 3。

考虑通信系统，其中数据符号流y[n]通过通信信道发射到接收机。在图9内，MS 204有多个天线。每个天线处的预处理器(未示出)一般包括：无线电接收机、射频RF到基带转换、接收机低通滤波、自动增益控制AGC以及ADC。预处理器输出端的复数信号的同相(I)和正交(Q)采样被输入基带处理器。与MRC计算相比，以上描述了一个示例，其中为每个路径天线组合确定符号估计，MS204使用最小均方误差MMSE方法确定符号估计。MMSE方法生成特定路径的组合器加权，其中定义系统的(AlxAL)矩阵被减少到L(AxA)矩阵，如以下的图12B内说明的。同样，L是路径数，如图8说明的，A是接收天线数。示例实施例考虑三条路径和两个接收天线的情况，然而其它实施例可以是其它的任何配置，包括：单输入单输出SISO，其中给定的通信链路有一个发射天线和一个接收天线；单输入多输出SIMO，其中给定的通信链路有一个发射天线和多个接收天线；多输入单输出MIS0，其中给定的通信链路有多于一个发射天线和一个接收天线；多输入多输出MIMO，其中给定的通信链路有多于一个发射天线和多于一个接收天线。

MMSE方法使得MS 204能通过将信号考虑为在多个天线处接收而生成每个路径的符号估计。MS 204有两个天线230、232，每个相应耦合到RAKE接收机234、236。每个RAKE接收机有三个指以识别各条传输路径。三个指中的每个对应路径的一个。例如，在RAKE接收机234以及236中，指跟踪路径212、216、220即PATH 1、PATH 2以及PATH 3。要注意212、216、220是在rake接收机234处相应接收到的PATH 1、PATH 2以及PATH 3的版本。要注意另外的实施例可能包括任何数量的天线和接收机。

继续图9，在MS 204内，从rake接收机234和rake接收机236来的PATH1信号单元238处理，PATH 2由单元240处理，PATH 3由单元242处理。这样，MS 204分析每个路径以确定组合器加权和其它参数。要注意的是在另外的实施例中，其它参数可能用于生成组合器加权，且类似地组合器加权可能用于生成其它的用于MS 204和系统200的参数。

继续图8，单元238、240、242生成PATH 1、PATH 2以及PATH 3每个的相应的符号估计

以及SNR值。单元238生成

和SNR₁，单元240生成和SNR₂；单元242生成

和SNR₃。符号估计在求和节点242经组合且输出为复合估计

SNR值在求和节点244组合并输出为复合SNR。这些值然后可用于在MS 204内进一步处理。在一实施例中，MS 204提供SNR和/或复合估计

给BS 202以作进一步处理，诸如信道环境统计分析。

图10说明图9的单元238，其中导频信号指示提供单元238的控制。数据采样x₁流由rake接收机234的一个指提供给单元238，数据采样x₂流由rake接收机236的一个指提供给单元238。数据采样x₁和x₂与PATH 1相关。单元240、242使用类似方式配置。每个rake接收机234、236有三个指，每个指对应一条路径。每个指处理的采样提供给单元238、240、242的一个。图11提供单元238的详细描述。

单元238包括互相关计算单元250、加权计算单元252、空间特征发生器254以及SNR计算单元258。数据采样x₁和x₂提供给单元250和254。互相关计算单元250根据接收到的数据采样x₁和x₂生成用于确定接收信号自相关矩阵的值。单元250生成MS 204的所有天线间的互相关E_CROSS，在本实施例中为天线230和232。另外，单元250相应生成每个路径的期望值E_TOTAL-1和E_TOTAL-2。

继续图11，值E_CROSS、E_TOTAL-1和E_TOTAL-2提供给加权计算单元252。单元252形成图12内给出的自相关矩阵R_xx。图12提供在一个实施例内的用于生成自相关矩阵的公式。噪声相关R_nn然后作为自相关矩阵R_xx和特征的函数经确定。根据一实施例的R_nn的计算在图12内说明。另外，单元252生成应用到PATH 1的加权w₁。加权计算使用噪声相关以及空间特征c₁。空间特征c ₁由空间特征发生器254生成，它提供特征向量c ₁给加权计算单元252以及生成与PATH 1相关的SNR₁的SNR计算单元258。加权计算单元提供加权向量w ₁给SNR计算单元258。

单元252提供加权w ₁给乘法器256以应用到PATH 1上所接收的数据采样。天线230来的数据采样x₁以及天线232来的数据采样x₂然后提供给乘法器256以应用经计算的加权w ₁。乘法器256输出标为

的PATH 1的估计值。单元240和242的操作类似于单元238对相应的PATH 2和PATH 3的操作。

在每路径基础上计算组合器加权的方法可以实现在硬件、软件和/或固件上。单元238、240、242内的每个模块可以用数字信号处理器或其它处理单元实现。在无线通信系统内计算组合器加权的方法300在图13中说明。MS在步骤302接收发射的信号。接收到的信号转换到数字域以形成数据采样。从数据采样，MS计算考虑所有接收天线的互相关。

继续图13，公共路径的多个天线的互相关在图12内给出。在步骤306，接收机计算每个天线的信号期望值E_TOTAL，如图12给出。在计算了自相关矩阵的所有元素后，接收机然后建立给定路径的接收到信号的自相关矩阵R_xx。在步骤310，接收机计算接收到信号的噪声相关矩阵。噪声相关矩阵等于自相关矩阵减去特征矩阵，其中特征矩阵是通过将空间特征乘以其Hermitian值而形成的。最终，接收机计算给定路径的加权。

一般，方法200计算相关以估计噪声自相关矩阵以及期望的特征。该MMSE方法通过矩阵求逆计算每路径组合器加权的MMSE。计算的加权然后用于为接收机的所有接收天线组合从rake接收指来的信号路径。另外，根据期望的信号特征和MMSE加权计算SNR估计。SNR估计可能用于速率和/或功率控制。LLRs可以根据SNR估计和MMSE组合的信号路径而计算，其中LLRs被输入到信道解码器电路(未示出)。

在带有PN扩展和Walsh覆盖的CDMA系统内，经常合理地假设与不同路径相关的干扰在所有天线上是不相关的，但与同一路径相关的干扰在不同天线上是相关的。有了这个假设，可能分开计算L个路径的每个的A个组合器加权，因此求逆L个不同的AxA矩阵，如图12B说明。该计算是用于L个路径的每个的空间MMSE加权即不同路径上的不相关干扰的空间MMSE。图12B说明了产生的自相关矩阵的一实施例，其中每个路径在自相关矩阵的对角线上有较小的矩阵。虽然仍比MRC方法更复杂，但这些较小的矩阵比全矩阵更易操作以及求逆，因此将问题简化为L个(AxA)矩阵的求递。

在此参考图9，对带有两个天线和每个天线L个RAKE指的接收机，假设与不同路径相关的干扰是不相关的。对第1个路径，通过以下算式计算2x1个复数组合向量w _l：

${\underset{\&OverBar;}{w}}_l=\left[\begin{array}{c}{w}_{1,l}\\ w_{2,l}\end{array}\right]=R_{\mathrm{nn},l}^{-1}{\underset{\&OverBar;}{c}}_l.---\left(17\right)$

当CDMA系统包括PN扩展和Walsh覆盖时，基带处理器首先PN解扩展然后为第a个天线和第1条路径的合适内插和/或对准的基带采样进行解覆盖，产生码片速率采样z_a，l[n]。空间特征是从对应N码片导频间隔的接收到采样的导频滤波计算而得的：

${\underset{\&OverBar;}{c}}_l=\left[\begin{array}{c}{c}_{1,l}\\ c_{2,l}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\frac{1}{N}\underset{n=k}{\overset{k+N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{z}_{1,l}\left[n\right]\\ \frac{1}{N}\underset{n=k}{\overset{k+N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{z}_{2,l}\left[n\right]\end{array}\right]---\left(18\right)$

接收到信号的自相关矩阵从N码片导频间隔计算为：

$R_{\mathrm{yy},l}=\left[\begin{array}{cc}{E}_{\mathrm{Total}}^{1,l}& E_{\mathrm{Cross}}^l\\ {\left(E_{\mathrm{Cross}}^l\right)}^{*}& E_{\mathrm{Total}}^{2,l}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{N}\underset{n=k}{\overset{k+N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{z}_{1,l}\left[n\right]z_{1,l}^{*}\left[n\right]& \frac{1}{N}\underset{n=k}{\overset{k+N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{z}_{1,l}\left[n\right]z_{2,l}^{*}\left[n\right]\\ \frac{1}{N}\underset{n=k}{\overset{k+N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{z}_{2,l}\left[n\right]z_{1,l}^{*}\left[n\right]& \frac{1}{N}\underset{n=k}{\overset{k+N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{z}_{2,l}\left[n\right]z_{2,l}^{*}\left[n\right]\end{array}\right]---\left(19\right)$

噪声自相关矩阵然后通过从接收到的信号自相关矩阵减去空间特征的外积而计算：

R_nn，l＝R_yy，l-c _l(c _l)^H           (20)

虽然R_nn，l经求逆以计算组合器加权，还可能从连续导频突发对R_nn，l平均或滤波，然后对产生的平均后或滤波后的矩阵求逆。为对2x2 R_nn，l求逆并计算第1路径的MMSE组合器加权，并使用该简单的结果即：

${\left[\begin{array}{cc}a& b\\ b^{*}& c\end{array}\right]}^{-1}=\frac{1}{a\&CenterDot;c-{\left|b\right|}^2}\left[\begin{array}{cc}c& -b\\ -b^{*}& a\end{array}\right],---\left(21\right)$

因此有效地计算了矩阵的逆。

可能如下计算第1条路径的SNR：

${\mathrm{SNR}}_l={\underset{\&OverBar;}{w}}_l^H{\underset{\&OverBar;}{c}}_l---\left(22\right)$

利用路径间噪声不相关的假设，总SNR由和给出：

$\mathrm{SNR}=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{SNR}}_l---\left(23\right)$

MMSE组合的信号路径由以下公式给出：

$\hat{y}\left[n\right]=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{a=1}{\overset{A}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left({\stackrel{.}{w}}_{a,l}\left[m\right]\right)}^{*}{z}_{a,l}\left[m\right]---\left(24\right)$

馈送给信道解码器的LLRs是基于公式(15)计算的SNR以及公式(24)计算的组合信号路径。

考虑另一实施例，其中接收到的码片速率采样给出为：

$\left[\begin{array}{c}{x}_1\left[n\right]\\ x_2\left[n\right]\end{array}\right]=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left[\begin{array}{c}{s}_{1,l}\\ s_{2,l}\end{array}\right]u_l\left[n\right]+{\mathrm{\&sigma;}}_N\left[\begin{array}{c}{w}_1\left[n\right]\\ w_2\left[n\right]\end{array}\right],---\left(25\right)$

其中 $\left[\begin{array}{c}{w}_1\left[n\right]\\ w_2\left[n\right]\end{array}\right]$ 代表带有零均值和单位方差的二维白噪声，u_l[n]代表由第1个RAKE指跟踪的PN扩展数据信号。该模型适用于当所有干扰路径和其它基站信号由L个RAKE指跟踪时。假设PN扩展数据在所有路径上为零均值E{u_l[n]}＝0，且不相关E{u_l[n]u_p[m]}＝δ_l，pδ_m，n，则接收到信号自相关矩阵对所有路径一样，即

$R_{\mathrm{yy},l}=\underset{p=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left[\begin{array}{c}{s}_{1,p}\\ s_{2,p}\end{array}\right]{\left[\begin{array}{c}{s}_{1,p}\\ s_{2,p}\end{array}\right]}^H+{\mathrm{\&sigma;}}_N^2\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right]---\left(26\right)$

噪声自相关矩阵R_nn，l一般对每个路径不同，因为每个路径的贡献按每公式(20)被减去。在该实施例中，可能通过估计σ_N ²以及计算所有指的空间特征 $\left[\begin{array}{c}{s}_{1,l}\\ s_{2,l}\end{array}\right]$ 对每个路径计算空间MMSE系数。值得注意的是如果处理正在跟踪所有期望和干扰的多径，则不必要估计公式(19)内的非对角线项。

以上每个详述的估计信号的方法使用了各种假设。MRC方法将所有噪声视为独立。该种假设特别能应用在话音通信系统中，因为其中信号对导频比很高。在CDMA或扩频类型系统中，假设把其它用户视为噪声是合理的。然而在数据通信系统中，该假设不总是正确。因此，MMSE方法可证明在HDR环境中更准确且有效。与MRC方法相比，MMSE方法是每信道实现，且考虑在每个接收天线上接收到的所有能量。MMSE方法使用全功率导频以训练自适应滤波器然后对接收到的数据应用所得的值。MMSE方法改进了C/I估计并因此允许更准确且有效的数据率控制DRC判决。MMSE还改善了加权和产生的信号估计。如同MRC方法，MMSE方法假设噪声为独立的。

III.对CDMA类型导频的MMSE方法

期望能对系统应用空间MMSE方法以确定组合器加权，该系统中导频同时与其它信号一起发射，诸如话务信号。在cdma2000类型系统中，导频信号连续被发射并与话务信息一起共享发射机功率。在该种系统中，其中导频信号不是时间门控的，即不是时分多路复用的，则获取导频能量不是直接的。一例是CDMA类型系统，带有导频信号或不是时间门控即与其它信号时间多路复用的发射机和接收机先验知道的其它信号。

在该种扩频系统中应用的另一实施例可能通过考虑以上公式(23)的类似而实现，即替换：

R_nn＝R_xx-s·s ^H             (27)

为：

$\mathrm{cov}\left({\underset{\&OverBar;}{x}}_{k,l}\right)=\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\underset{\&OverBar;}{x}}_k\left[m\right]\&CenterDot;{\underset{\&OverBar;}{x}}_k{\left[m\right]}^H-\left(\frac{\underset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}{\left|d_{k,j}\right|}^2}{{\left|d_{k,0}\right|}^2}\right)\&CenterDot;{\underset{\&OverBar;}{s}}_k\&CenterDot;{{\underset{\&OverBar;}{s}}_k}^H---\left(28\right)$

其中s是空间特征。协方差项是与噪声的自相关类似，公式右边的第一项Rnn与信号的自相关Rxx类似。公式的右边的第二项包括代表导频信号对于其它信道能量的相对能量的第一项以及代表纠正项的第二项。如在公式(28)给出的x是采样值，m是时间索引、d是数据符号、N是Walsh码的长度。公式(28)的协方差基于解扩展前的信号的相关。解扩展的信号给出为：

${\underset{\&OverBar;}{x}}_{k,l}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\underset{\&OverBar;}{x}}_k\left[n\right]\&CenterDot;w_{k,l}^{*}\left[n\right]\&CenterDot;p_k^{*}\left[n\right].---\left(29\right)$

空间特征是通过对导频信道解扩展和解覆盖而计算，即对于CDMA系统通过对导频信号或其它已知信号滤波，且给出为：

${\underset{\&OverBar;}{s}}_k=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\underset{\&OverBar;}{x}}_k\left[n\right]\&CenterDot;w_{k,0}^{*}\left[n\right]\&CenterDot;p_k^{*}\left[n\right]---\left(30\right)$

其中对导频信道1＝0。

为确定该相关，考虑以下期望值：

$\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}E[{\underset{\&OverBar;}{x}}_k\left[m\right]\&CenterDot;{\underset{\&OverBar;}{x}}_k{\left[m\right]}^H]---\left(31\right)$

并注意：

E[P_l[n]·P_l′[n′]]＝δ_i，l′·δ_n，n′            (32)

其中P为PN码，i是与PN码相关的用户索引，j是Walsh码的索引，δ定义为：

δ_i，j＝1    假设i＝j，否则等于0             (33)

x(t)的值展开为：

$\underset{\&OverBar;}{r}\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{d}_{i,j}\&CenterDot;w_{i,j}\left[n\right]\&CenterDot;p_i\left[n\right]\&CenterDot;{\underset{\&OverBar;}{c}}_i\&CenterDot;h(t-{\mathrm{\&tau;}}_1-n{T}_c)+\underset{\&OverBar;}{v}\left(t\right)---\left(34\right)$

其中i是用户或发射机索引，即在带有与每个发射机相关的唯一PN码的CDMA系统内的PN码，j是接收机索引即在带有分配给接收机的Walsh码的CDMA系统内的Walsh码索引，n是时间索引，d是用户i的第j个信道的数据符号，w是用户i的第j个信道的Walsh码，p是对于用户i的所有信道均一样的PN码，c _i是信道的空间特征，其中c _i对用户i的所有信道j一样。信道j的一个对应于导频信道。最后一项对应噪声。值得注意的是在一个实施例中，对于前向链路，FL系统1对应基站且j对应Walsh信道。在另一实施例中，对反向链路RL系统，1对应移动站，j对应由该移动站发射的并行Walsh信道。

根据公式(34)的关系，数据采样定义为：

$\underset{\&OverBar;}{x}\left(t\right)=\underset{\&OverBar;}{r}\left(t\right)\&CircleTimes;h^{*}(-t)---\left(35\right)$

其中

代表卷积。另外，通过替换，公式(35)变为：

$\underset{\&OverBar;}{x}\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{d}_{i,j}\&CenterDot;w_{i,j}\left[n\right]\&CenterDot;p_i\left[n\right]\&CenterDot;{\underset{\&OverBar;}{c}}_i\&CenterDot;q(t-{\mathrm{\&tau;}}_1-n{T}_c)+\underset{\&OverBar;}{z}\left(t\right)---\left(36\right)$

其中 $q\left(t\right)=h\left(t\right)\&CircleTimes;h^{*}(-t)$ 以及 $\underset{\&OverBar;}{z}\left(t\right)=\underset{\&OverBar;}{v}\left(t\right)\&CircleTimes;h^{*}(-t).$ 这里T_C是码片周期且τ_k是第k个路径的偏置。采样定义因此简化为：

x _k[m]＝x(mT_c+τ_k)        (37)

或

${\underset{\&OverBar;}{x}}_k\left[m\right]=\underset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{d}_{i,j}\&CenterDot;w_{i,j}\left[n\right]\&CenterDot;p_i\left[n\right]\&CenterDot;{\underset{\&OverBar;}{c}}_i\&CenterDot;q({\mathrm{mT}}_c-n{T}_c+{\mathrm{\&tau;}}_k-{\mathrm{\&tau;}}_i)+\underset{\&OverBar;}{z}({\mathrm{mT}}_c+{\mathrm{\&tau;}}_k)---\left(38\right)$

其中m是时间索引。

回到公式(31)，导出以下关系：

$\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}E[x_k\left[m\right]\&CenterDot;x_k{\left[m\right]}^H]=N\underset{i}{\mathrm{\&Sigma;}}{c}_i\&CenterDot;c_i^H\&CenterDot;\underset{j}{\mathrm{\&Sigma;}}{\left|d_{i,j}\right|}^2+{\mathrm{N\&sigma;}}^{2}I---\left(39\right)$

其中N是Walsh码的长度，σ²是白噪声方差。通过假设q(mT_c-nT_c)＝0　

m≠n，可以示出：

$E[{\underset{\&OverBar;}{x}}_{k,l}\&CenterDot;{\underset{\&OverBar;}{x}}_{k,l}^H]=N[{\mathrm{\&sigma;}}^{2}I+\underset{i\&NotEqual;k}{\mathrm{\&Sigma;}}{\underset{\&OverBar;}{c}}_i\&CenterDot;{\underset{\&OverBar;}{c}}_i^H\&CenterDot;\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|d_{i,j}\right|}^2]---\left(40\right)$

其中公式(40)和(39)的差别在于误差纠正项。第k个用户的第1个子信道的组合器加权给出如下：

w _k，l＝cov(x _k，l)^-1|E[x_k,l]|.            (41)

考虑到导频对其它项的相对能量的调整项的应用，得到：

${\underset{\&OverBar;}{w}}_{k,l}=\frac{\left|d_{k,l}\right|}{d_{k,0}}\mathrm{cov}{\left({\underset{\&OverBar;}{x}}_{k,l}\right)}^{-1}{\underset{\&OverBar;}{s}}_k---\left(42\right)$

它提供了组合器加权的迭代定义，即组合器的加权解。组合器加权解是扩展信号的协方差矩阵和空间特征的积。

通过应用公式(42)，确定组合器加权的空间MMSE方法可应用于导频同时与其它信号诸如话务信号同时发送的系统。

IV.全矩阵求逆

一般，对带有A个天线和每个天线L个RAKE指的系统，指定MMSE组合器加权需要计算AL个复数加权(每个路径的每个天线一个)。考虑天线a和路径1的第n个接收到的复数采样，其中这些采样能通过合适的内插和/或对准输入到基带处理器的I/Q基带采样流而被计算。在示例实施例中，采样x[m]可能以CDMA码片速率(例如1.2288Mcps)或更高(例如2x1.2288Mcps)被产生，而发射数据符号y[n]为码片速率。码片速率采样与第1个路径对准后给出如下：

x_a，l[n]＝s_a，l[n]y[n]+n_a，l[n]         (43)

其中s_a，l[n]为期望的信号复数幅度，y[n]是发射的符号流，n_a，l[n]包括所有其它的加性噪声(和干扰)项。期望为采样n选择AL个组合器加权w_a，l以形成符号估计：

$\hat{y}\left[n\right]=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{a=1}{\overset{A}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left(w_{a,l}\left[n\right]\right)}^{*}{x}_{a,l}\left[n\right]---\left(44\right)$

通过为接收到的采样以及组合器加权形成长度AL列向量，可能将公式(41)重写为：

x[n]＝s[n]y[n]+n[n]，           (45)

将(42)重写为：

$\hat{y}\left[n\right]={\left(\underset{\&OverBar;}{w}\left[n\right]\right)}^H\underset{\&OverBar;}{x}\left[n\right],---\left(46\right)$

其中()^H代表共轭转置。假设信道和干扰改变足够慢，使得接收到的信号的统计量在导频突发期间不改变。在该假设下，可能重写公式(31)为：

x[n]＝sy[n]+n[n].               (47)

(ALx1)期望信号特征向量定义为c＝s。通过计算(AlxAL)噪声自相关矩阵R_nn，组合器加权向量的MMSE选择可以写为：

$\underset{\&OverBar;}{w}=R_{\mathrm{nn}}^{-1}\underset{\&OverBar;}{c}---\left(48\right)$

根据(31)，噪声自相关矩阵可计算为：

因此，可能根据对R_nn的准确估计并通过AlxAL矩阵的求逆而确定MMSE组合器加权。另外，在MMSE组合器输出处的SNR(即C/I)可计算为：

SNR＝w ^H c.                (50)

在终端处计算的SNR测度能被用于在反向传输链路上从终端向基站发射功率控制以及速率控制信息。

V.自适应算法

以上讨论的各种确定组合器加权的方法利用关于在接收机处接收到的噪声和干扰的各种假设。根据另一实施例，信号估计使用基于MMSE动态算法，诸如最小均方LMS或递归最小平方RLS以获得一组加权而没有对不同指间的相关作假设。换言之，该方法包括路径上的噪声相关。该种方法获得了比MRC算法能获得的SINR更高的SINR的一组加权。示例实施例使用带有以全功率发射的时间门控导频的CDMA波形诸如IS—856前向链路。不管每指的特定处理，rake接收机的操作的最后一步牵涉到组合指输出以产生最终的符号估计。以下的信号模型可应用于组合器前的给定指的输出，给出为：

x_f(k)＝c_f(k)y(k)+n_f(k)         (51)

其中：

f是rake接收机的指索引，f＝1到F；

k是时间索引，指明在时间上以码片速率间隔的采样；虽然在另外实施例中它可以代表任何其它的采样速率；

y(k)是期望符号；

n(k)是干扰，其中n(k)和y(k)不相关；以及

c_f(k)可视为在指f的时间偏置处的信道增益。

值得注意的是该模型具有充分的一般性，可应用于多种情况。

噪声相关矩阵给出为：

R_nn(k)＝E{N(k)N(k)^H}           (52)

其中：

N(k)为项n_f(k)(f从1到F)形成的向量， $N\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{n}_1\left(k\right)\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ n_F\left(k\right)\end{array}\right]$

E{}是统计期望值算子。

组合操作可被视为加权集合和从F个指来的采样集合的简单复数内积：

$\widehat{y\left(k\right)}=W{\left(k\right)}^{H}X\left(k\right)---\left(53\right)$

其中，X是由在时间上第k时刻每个指的采样形成的F维复数向量；

W是加权的F维复数向量；

()^H指复数共轭和转置。

y(k)的组合估计的SINR为：

$\mathrm{SINR}\left(k\right)=\frac{{\left|\right|W{\left(k\right)}^{H}c\left(k\right)\left|\right|}^2}{W{\left(k\right)}^H{R}_{\mathrm{nn}}\left(k\right)W\left(k\right)}---\left(54\right)$

其中c(k)为F维复数向量，包含信道系数即特征，给出为：

$c\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{c}_1\left(k\right)\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ c_F\left(k\right)\end{array}\right]$

最大化公式(54)的加权集合给出为：

W(k)＝[R_nn(k)]^-1c(k)                   (55)

值得注意的是信道增益向量和噪声相关矩阵取决于时间索引k。然而，在大多数实际情况下(即发射机/接收机的不同速度，多径分布等)，这些量相对于码片速率很慢地改变。实际上，一般假设对几千个码片是一致的。通过应用该方法，去掉向量的时间索引，产生的MMSE加权不依赖于k：

W＝R_nn ^-1c                             (56)

传统的MRC方法通过使用带有已知符号的导频序列避免该求逆以获得c的估计和R_nn的对角线项，即在每个指的输出端的各个噪声的方差。利用这一信息以及R_nn的非对角线项均为零的假设，指f的组合器加权能计算为：

$w_f=\frac{c_f}{{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{wf}}^2},---\left(57\right)$

其中

是R_nn的第f个对角元素。矩阵非对角线的元素为零的假设只在指的偏置相离很远情况下才成立。当指越来越接近时，该假设越来越不准确。在一些信道中，必须要将指放置在相互很近的地方以收集多径能量，应用公式(55)的MRC组合器加权会导致严重的性能恶化。

为了改进操作期望能丢弃该假设并使用基于动态算法的均方误差MSE方法以计算加权的向量。有多种求解公式(56)的方法，诸如直接矩阵求逆、LMS算法、RLS算法以及其变种。

直接矩阵变换考虑在路径上的噪声相关和全自相关矩阵而不考虑假设。直接矩阵求逆是确定加权值最准确的方法，然而，直接矩阵求逆需要复杂的矩阵操作，这会增加处理时间并消耗大量处理功率。其它简化假设的方法或使用自适应算法或以上的组合，使得能有矩阵求逆问题的快捷解法。一些这样的算法更适合在数字接收机内实现。

在假设向量c与干扰N的向量不相关情况下，在SINR性能意义上解公式(56)相当于解公式(58)，由于两个解只相差一个常量，如以下给出：

W＝R_xx ^-1c                 (58)

其中

R_xx(k)＝E{X(k)X(k)^H}      (59)

使用RLS算法以根据已知的与未知数据时分多路复用的导频序列而计算W，自适应算法会在导频突发期间改变滤波器系数，且加权会在数据解调时保持恒定以生成关于未知符号的估计。换而言之，加权在导频突发上被训练，且经训练的加权用于处理话务。

值得注意的是，另外的实施例可能应用其它的迭代算法以确定均方误差以及其它实现这些算法的方法。RLS算法根据其先前值、输入数据、已知符号以及算法保持更新的矩阵而递归地更新每个导频符号处的估计

(k)：

$K(k+1)=\frac{{\mathrm{\&lambda;}}^{-1}P\left(k\right)X\left(k\right)}{1+{\mathrm{\&lambda;}}^{-1}X{\left(k\right)}^{H}P\left(k\right)X\left(k\right)}---\left(60\right)$

$\hat{W}(k+1)=\hat{W}\left(k\right)-K(k+1){(\hat{W}{\left(k\right)}^{H}X(k+1)-y(k+1))}^{*}---\left(62\right)$

P(k+1)＝λ^-1P(k)-λ^-1K(k+1)X(k+1)^HP(k)       (63)

其中：

P是FxF复数矩阵，大致等于协方差矩阵的逆，

K是应用于加权计算迭代的Fx1的复数列向量增益项，以及

λ是小于或等于一的实数。

符号*表示复数共轭。

K()是应用于加权更新的增益项，如公式(60)指明的。增益项K()是λ的函数，它是算法的历史增益因子，历史增益确定了由算法维持的过去的迭代信息的量。

在合适的条件下，组合系数向量会收敛到公式(58)定义的W。仿真示出该选择组合器加权的MMSE方法提供了重要的优于MRC方法的性能优势。增益可以很大，特别是当指的间隔在几个码片之内以及/或在一给定指处的干扰的主导分量由于多径而不是加性热噪声或其它用户干扰引起时。

在一实施例中，图15A、15B以及15C说明的，RLS算法应用到自适应横向滤波器，使得在n—1次迭代时给定的滤波器加权向量的最小平方估计(即抽头加权向量)时，经更新的估计在新输入到达时是对n次迭代进行计算的。RLS算法的一重要特征是使用包含在延伸回到算法开始时刻的输入数据内的信息。产生的收敛率因此一般比简单LMS算法幅度快一个数量级。

如图15A说明，系统400包括耦合到加权控制单元404的横向滤波器402。对输入x(k)，衡量滤波器402应用加权向量W(k—1)，其中加权向量包括分配给横向滤波器402的各个抽头的加权。输入x(k)还提供给加权控制单元404以根据算法自适应加权向量的加权。横向滤波器402的输出然后对输入x(k)应用加权，其中横向滤波器402的输出提供给求和节点406。求和节点接收期望的信号并减去横向滤波器402的输出以提供误差信号到加权控制单元404。加权控制单元404使用该信息应用到RLS算法并更新横向滤波器402的抽头的加权。值得注意的是根据一实施例，加权控制单元404使用时间门控导频信号训练，其中抽头加权的更新发生在导频间隔间。

图15B说明了图15A的系统400的信号流图500。期望响应y^*(k)提供给求和节点502。求和节点502确定横向滤波器402和期望响应y^*(k)之差。流图使用单位负反馈配置，其中在求和节点502减去横向滤波器402的输出以x^H(k)·W(k-1)形式的滤波后输入，并提供作为期望信号y^*(k)一起的输入的一部分。在节点504处，对求和节点402的输出，即x^H(k)·W(k)和y^*(k)之差应用增益K(k)，且节点504的该结果被提供给求和节点。节点506还接收加权向量W(k-1)的前一次迭代的版本，并生成加权向量W(k)的下一次迭代。节点506的输出提供给生成W(k-1)的延时元件508。由于这是迭代过程，延时元件508是提供给节点510的加权向量以应用到输入数据，具体特别是x^H(k)·W(k-1)。节点510表示横向滤波器402的操作，其中流图内实现的其它操作由加权控制单元404实现。在图15A和15B内应用的RLS算法自适应地通过使用带有增益的误差项增加旧值而更新横向滤波器402的加权。

在图15C中进一步说明了RLS方法，其中处理550开始于在步骤552接收包括导频和话务信息的帧n。在步骤554滤波器通过使用导频符号而被训练以确定在滤波器内应用的加权。滤波器然后使用该加权以对包括数据信息的话务解调。训练包括应用上述的RLS公式以确定算法的每次迭代的新加权向量。另外的实施例可能使用另外的自适应算法，其中滤波器的加权经迭代调整而不需要对复数矩阵求逆。

图16说明了为扩频系统实现RLS算法的系统，带有两个天线602和604，每个分别耦合到rake类型接收机606、608。Rake接收机606、608的每个说明为带有三个指以处理接收到的信号。Rake接收机606、608。的输出提供给估计单元610。估计单元610还接收导频参考y(k)。估计单元610通过组合在每条路径上接收到的信号而处理从rake接收机606、608接收到的信号。每条路径被加权，然后与来自其它路径的加权后的信号组合。这些组合器加权的调整使用RLs算法而实现。估计单元610使用事先已知的信号训练组合器加权。估计单元610的输出是估计(n)以及接收到的信号的SNR估计。另外的实施例可能实现另外自适应算法以确定组合器加权，其中算法试图减少估计的信号和发射的信号间的均方误差。

因此以上描述了各种确定组合器加权的方法。每个方法的应用是基于给定系统的设计和资源要求。需要在准确度和计算复杂度即费用间折衷。以上描述的多个方法和无线系统提供改善的准确度同时减少计算复杂度。虽然多个实施例是参考CDMA类型扩频通信系统描述的，该概念可应用于其它的扩频类型系统以及其它类型的通信系统。以上描述的方法和算法可能在硬件、软件、固件以及以上的组合内实现。例如，对非时间门控导频应用MMSE方法，求解组合器加权的方程可以用软件实现或使用数字信号处理、DSP以实现计算。类似地，自适应算法可以用软件以存储在计算机可读媒质上的计算机可读指令形式实现。中央处理单元，诸如DSP核心，用于实现指令并作出响应以提供信号估计。只要可行，另外的实施例可能用硬件实现，诸如应用专用集成电路ASIC。

本领域内的技术人员可以理解信息和信号可能使用各种不同的科技和技术表示。例如，上述说明中可能涉及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、码元和码片最好由电压、电流、电磁波、磁场或其粒子、光场或其粒子、或它们的任意组合来表示。

本领域的技术人员还可以理解，这里揭示的结合这里描述的实施例所描述的各种说明性的逻辑块、模块、电路和算法步骤可以用电子硬件、计算机软件或两者的组合来实现。为清楚地说明硬件和软件的可互换性，各种说明性的组件、方框、模块、电路和步骤一般按照其功能性进行阐述。这些功能性究竟作为硬件或软件来实现取决于整个系统所采用的特定的应用程序和设计。技术人员可以以多种方式对每个特定的应用实现描述的功能，但该种实现的决定不应解释为造成脱离本发明的范围。

各种用在此的说明性实施例揭示的逻辑块、模块和电路的实现或执行可以用：通用处理器、数字信号处理器(DSP)或其它处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或任何以上的组合以实现在此描述的功能。通用处理器最好是微处理器，然而或者，处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器可以实现为计算设备的组合，例如DSP和微处理器的组合、多个微处理器、一个或多个结合DSP内核的微处理器或任何该种配置。

在此用实施例揭示的方法步骤或算法可以直接以硬件、处理器执行的软件模块或两者的组合内执行。软件模块可以驻留于RAM存储器、快闪(flash)存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、移动盘、CD-ROM、或本领域中已知的其它任意形式的存储媒体中。一示范处理器最好耦合到处理器使处理器能够从存储介质读取写入信息。或者，存储介质可能整合到处理器。处理器和存储介质可驻留于专用集成电路ASIC中。ASIC可以驻留于用户终端内。或者，处理器和存储介质可以驻留于用户终端的离散组件中。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (9)

1.在无线通信系统内，它带有多个接收天线以及将在这些多个接收天线上接收到的信号组合起来的组合器，一种确定应用于组合器的组合器加权的方法包括：

在多个接收天线的第一天线处接收第一信号；

在多个接收天线的第二天线处接收第二信号；

以接收到信号的自相关矩阵和空间特征的函数计算接收到信号的噪声相关；

基于所述噪声相关和所述空间特征来确定组合器内的第一加权，第一加权与第一和第二信号相关。

2.一种通信系统中的方法，所述通信系统包括第一和第二rake接收机，每个rake接收机包括多个指，所述通信系统还包括第一路径处理单元，所述第一路径处理单元耦合到第一rake接收机多个指中的一个指和第二rake接收机多个指中的一个指，所述方法包括：

以所接收的信号的自相关的函数确定所接收的信号的噪声相关；

生成与第一相关联的特征；以及

基于所述噪声相关和所述特征来确定第一路径的组合器加权。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，还包括：

将所述组合器加权应用到第一rake接收机多个指中的所述一个指和第二rake接收机多个指中的所述一个指。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，还包括：

确定第一路径的质量测量。

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于，还包括：

确定第一路径的信号噪声比。

6.一种通信系统中的设备，所述通信系统包括第一和第二rake接收机，每个rake接收机包括多个指，所述通信系统还包括第一路径处理单元，所述第一路径处理单元耦合到第一rake接收机多个指中的一个指和第二rake接收机多个指中的一个指，所述设备包括：

用于以所接收的信号的自相关的函数确定所接收的信号的噪声相关的装置；

用于生成与第一相关联的特征的装置；以及

用于基于所述噪声相关和所述特征来确定第一路径的组合器加权的装置。

7.如权利要求6所述的设备，其特征在于，还包括：

用于将所述组合器加权应用到第一rake接收机多个指中的所述一个指和第二rake接收机多个指中的所述一个指的装置。

8.如权利要求6所述的设备，其特征在于，还包括：

用于确定第一路径的质量测量的装置。

9.如权利要求6所述的设备，其特征在于，还包括：

用于确定第一路径的信号噪声比的装置。

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