CN101414863A - 自适应天线无线通信装置和自适应天线无线通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种自适应天线无线通信装置和自适应天线无线通信方法。该自适应天线无线通信装置，包括：副载波发送权重生成部，按由多载波传送的通信域分割而成的分频域生成用于形成发送定向性波束的一个发送阵列权重；副载波发送定向性形成部，通过按各所述分频域将生成的所述发送阵列权重乘以属于所述分频域内的多个发送副载波信号，生成进行了加权的发送信号。这样，即使在频率选择性衰减的情况下，也能够确保各分频域的方向推断精度。根据整个频域的角度范围切换定向性控制方法，能在整个频域内进行最适当的定向性控制，减轻用户间干扰。

Description

自适应天线无线通信装置和自适应天线无线通信方法

本申请是2003年9月26日提出的、申请号为03819628.X、名称为“自适应天线无线通信装置”的发明申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种在使用多个不同频率的副载波的多载波传送方式的数字无线通信系统中具备阵列天线的自适应天线无线通信装置，该阵列天线具有到达路径的方向推断单元和基于该方向推断单元的定向性控制单元。

背景技术

无线通信装置接受信号受到各种信号的干扰，接接收质量恶化。自适应阵列天线(自适应天线)是众所周知的一种抑制这种干扰而仅强化接收从期望方向到达的信号的技术。在自适应阵列天线中，调整乘以接收信号的权重来调整赋予接收信号的幅度和相位，就能够只强化接收从期望方向到来的信号。

近年来，朝向无线通信的大容量化和高速化的要求提高，为实现以上要求，耐多通路性或耐衰减性的对策成为重大的课题。在进行宽带传输的频域内，用多个窄带的副载波并行传输的多载波传输是解决课题的一种途径，特别是在地面波数字广播或宽带无线接入系统中正在采用正交频分多路复用(OFDM)传输方式。

在多波载传输系统中，使用自适应阵列天线能够进一步发挥两者的特点，进一步提高耐多通路性、耐衰减性。

虽然省略了详细结构的说明，但在多波载传输系统中，作为以往具备自适应阵列天线的无线装置，例如有日本公开专利特开平11-205026号公报中记载的装置。该装置通过对每个副载波运算天线权重，即使是在比频域(＝使用的全通信频域/全通信频域的中心频率)大的情况下，也可在OFDM传输方式的全通信频域中得到均一的天线定向性波束，而可以在全通信频域内进行不易受多通路等妨害波的影响的接收发送。

但是，在以往的自适应天线无线通信装置中，因为对每个副载波进行方向推断，并运算阵列权重，所以在受到频率选择性衰减影响的情况下，对于接收功率小的幅载波信号就无法以足够的精度进行方向推断。在副载波数量多的情况下，就要增大电路规模。

发明内容

本发明是在进行宽带多载波传输方式的情况下，利用邻接的副载波信号间的空间波谱相关性高的性质，推断属于分割通信频域的分频域内的副载波信号群的平均到达方向。这样，即使是存在接收功率小的副载波的情况下，通过推断其所属的作为副载波信号群的到达方向，也可以抑制推断精度的恶化。此外，还能推断每个副载波信号的多条通路各自的方向或者平均方向。

进行定向性发送时，根据每个分频域或整个通信频域内的空间波谱来检测角度范围，角度范围小的情况下，基于全部幅载波信号群的平均到达方向进行发送定向性控制。另一方面，在角度范围大的情况下，1)在每个分频域的方向推断结果中给予最大接收功率的方向上进行定向性发送控制，或者2)在每个分频域的方向推断结果中给予规定数的上位的接收功率方向上进行定向性发送控制。这样，在接收时的到达路径方向上就可以进行定向性发送，因为能够有效地降低对其他用户的干扰，所以可以提高通信质量，改善系统容量。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置具有：阵列天线、分波器、Nd个分频域方向推断部、分频域阵列权重生成部、副载波定向性形成部和解调部；阵列天线由多个接收多载波传输的高频信号的天线元件构成；分波器将每个天线元件接收到的高频信号分波成多个副载波；分频域方向推断部将多载波传输的整个通信频域分割成Nd个分频域(其中，Nd为大于2而小于多载波传输所用的副载波数的自然数)，并用属于各个分频域的副载波信号群进行电波到达方向的推断；分频域阵列权重生成部对每个分频域生成在分频域方向推断部的推断方向上具有定向性波束的接收阵列权重；副载波定向性形成部将每个分频域中生成的接收阵列权重乘以与之对应的属于分频域内的各个副载波信号，形成定向性；解调部用副载波定向性形成部的输出对数据进行解调。因此，由于能够推断被分割的频域内的副载波信号群的到达方向，所以能够进行基于方向推断结果的定向性接收。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的分频域方向推断部用嵌入在副载波信号中的已知的导频信号算出与所输入的各副载波信号的导频信号相关值，并根据不同的天线元件接收到的在同一副载波信号间算出的由导频信号相关值的相关值进行到达方向推断。这样，就能够进行以导频信号相关值的相位为基准的方向推断。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的分频域方向推断部使用把属于副载波信号群的每个副载波的相关矩阵综合(integrating)而成的相关矩阵进行到达方向推断。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的分频域方向推断部使用由列矢量Vk和复数共轭转置算符H表示为R＝V₁V₁ ^H+V₂V₂ ^H+…+V_LV_L ^H的相关矩阵R进行到达方向推断，列矢量Vk是按L个属于副载波信号群的副载波个数，在第m个要素中具有关于第k个副载波信号的第m个天线元件内的导频信号相关值的列矢量。这样，就能够高精度地检测出对副载波信号群的到达方向进行了平均的方向。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的分频域方向推断部使用把属于副载波信号群的每个副载波的相关矢量综合而成的相关矢量进行到达方向推断。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的分频域方向推断部使用由列矢量Vk、该列矢量Vk的第x个元素Vkx，其中，x为小于天线元件数的自然数，和复数共轭转置算符^*表示为z＝V_1x*V₁+V_2x*V₂+…+V_Lx*V_N的相关矢量z进行到达方向推断，列矢量Vk是按L个属于副载波信号群的副载波个数把关于第k个副载波信号的第m个天线元件内的导频信号相关值作为第m个要素的列矢量。这样，就能够高精度地检测出对副载波信号群的到达方向进行了平均的方向。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的分频域方向推断部还具有路径搜索部，路径搜索部使用嵌入在副载波信号中已知的导频信号进行与输入的各个副载波信号的互相关运算计算出延迟轮廓，根据延迟轮廓检测多个路径到达定时。分频域方向推断部在每个路径到达定时，基于由不同的天线元件接收到的同一副载波信号间算出的由导频信号相关值生成的相关值进行到达方向推断。这样，能够推断出每个副载波信号包含的多路径波的到达方向。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的分频域方向推断部使用把检测到的每个副载波的相关矩阵综合而成的相关矩阵，对属于副载波信号群的每个副载波进行到达方向推断。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的分频域方向推断部使用由列矢量Vk(p)和复数共轭转置算符H表示为

$R=\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=1}{\overset{S}{\mathrm{\Σ}}}{V}_k\left(p\right)V_k{\left(p\right)}^H$

的相关矩阵R进行到达方向推断，列矢量Vk(p)是按L个属于副载波信号群的副载波个数在第m个要素中具有关于第k个副载波信号的第p到达路径(全部到达路径数为S)的第m个天线元件内的导频信号相关值的列矢量。这样，就能够高精度地进行每个副载波信号包含的多路径波的到达方向的推断。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的分频域方向推断部使用把检测到的每个副载波的相关矢量综合而成的相关矢量，对属于副载波信号群的每个副载波进行到达方向推断。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的分频域方向推断部使用由列矢量Vk(p)、该列矢量Vk(p)的第x个元素Vkx(p)(其中，x为小于天线元件数的自然数)和复数共轭转置算符^*表示为

$z=\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=1}{\overset{S}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{kx}}\left(p\right)*V_k\left(p\right)$

的相关矢量z进行到达方向推断，列矢量Vk(p)是按L个属于副载波信号群的副载波个数把关于第k个副载波信号的第p到达路径(全部到达路径数为S)的第m个天线元件内的导频信号相关值作为第m个要素的列矢量。这样，就能够高精度地进行每个副载波信号包含的多路径波的到达方向的推断。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的分频域方向推断部使用相关矩阵R按MUSIC法、ESPRIT法、CAPON法或傅立叶法中的任意一种方法进行到达方向的推定。因此，可以适用各种到达方向推断方法。

涉及本发明的适应天线无线通信装置的分频域方向推断部具有对相关矩阵R进行空间平滑处理的空间平滑处理部，使用MUSIC法、ESPRIT法、CAPON法者傅立叶法中的任意一种方法对来自空间平滑处理部的输出进行到达方向的推断。这样，即使存在相关波的情况下，也可以确保推断精度。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的分频域方向推断部具有对相关矩阵R进行酉变换处理的酉变换部，并使用MUSIC法、ESPRIT法、CAPON法或者傅立叶法中的任意一种方法对来自所所述酉变换部的输出进行到达方向的推断。这样，在阵列天线为等间隔直线阵列的情况下，因为能够将方向矢量进行实数化，因此可以降低运算处理量。

涉及本发明的适应天线无线通信装置，具备：阵列天线、分波器、全频域方向推断部、Nd个分频域方向推断部、方向推断结果选择部和分频域阵列权重生成部；阵列天线由多个接收多载波传输的高频信号的天线元件构成；分波器将每个天线元件接收到的高频信号分波成多个副载波信号；全频域方向推断部使用由多载波传输的全通信频域内的副载波信号进行到达方向推断；分频域方向推断部将全通信频域分割成Nd个分频域(其中，Nd为大于2而小于多载波传输的副载波数的自然数)，使用属于各个分频域的副载波信号群进行电波到达方向推断；方向推断结果选择部在Nd个分频域方向推断部得到的方向推断结果的偏差小于规定值的情况下，选择输出所述全频域方向推断部的推断值，而在偏差值大于规定值的情况下，输出所述分频域方向推断部的推断值；分频域阵列权重生成部使用所述方向推断结果选择部的输出生成在推断方向上具有定向性波束的接收阵列权重。这样，能够根据频域内的到达方向的分散自适应地切换定向性控制方法。

涉及本发明的适应天线无线通信装置，具备：阵列天线、分波器、全频域方向推断部、Nd个分频域方向推断部、方向推断结果选择部和分频域阵列权重生成部；阵列天线由多个接收多载波传输的高频信号的天线元件构成；分波器将每个天线元件接收到的高频信号分波成多个副载波信号；全频域方向推断部使用由多载波传输的全通信频域内的副载波信号进行到达方向推断；分频域方向推断部将全通信频域分割成Nd个分频域(其中，Nd为大于2而小于多载波传输的副载波数的自然数)，使用属于各个分频域的副载波信号群进行电波到达方向推断；方向推断结果选择部根据由全频域方向推断部算出的空间轮廓(profile)检测角度偏差，角度偏差在规定值以下时，选择输出全频域方向推断部的推断值，而角度偏差比规定值大时，输出分频域方向推断部的推断值；分频域阵列权重生成部使用方向推断结果选择部的输出，生成接收阵列权重。因此，根据频域内的到达方向的分布能够自适应地切换定向性控制法。

在按双工时分(TDD)方式或者双工频分(FDD)方式多载波传输的无线系统中，涉及本发明的自适应天线无线通信装置还具备：副载波发送权重生成部和副载波定向性形成部；副载波发送权重生成部根据方向推断结果选择部选择出来的推断方向结果，对每个分频域算出形成一个发送定向性波束的发送阵列权重；副载波定向性形成部对每个分频域将发送阵列权重乘以发送副载波信号后，发送定向性波束。这样，根据频域内的到达方向的分布能够自适应地切换定向性控制方法。

在通过双工时分(TDD)方式进行多载波传输的无线系统中，涉及本发明的自适应天线无线通信装置还具备：副载波发送权重生成部和副载波发送定向性形成部；副载波发送权重生成部将由每个分频域的分频域阵列权重生成部生成的接收阵列权重用作发送阵列权重；副载波发送定向性形成部在每个分频域使用共同的发送阵列权重发送定向性波束。因此，能够在每个分频域使用与接收定向性相同的定向性进行发送。

在按双工时分(TDD)方式或者双工频分(FDD)方式进行多载波传输的无线系统中，涉及本发明的自适应天线无线通信装置还具备：副载波发送权重生成部和副载波发送定向性形成部；副载波发送权重生成部由全部的分频域方向推断部得到的推断方向中，在给予最大接收功率的推断方向上，算出发送阵列权重以形成发送定向性波束；副载波发送定向性形成部使按发送阵列权重用全部分频域发送共同的定向性波束。因此，能够在分频域中给予最大接收功率的路径方向上形成发送波束。

在按双工时分(TDD)方式或者双工频分(FDD)方式进行多载波传输的无线系统中，涉及本发明的自适应天线无线通信装置还具备副载波发送权重生成部；副载波发送权重生成部算出由分频域方向推断部输出的推断方向的偏差，偏差值小于规定值时，算出在由全部分频域方向推定部输出的方向推断值的平均方向上形成成为多波束的发送定向性波束的发送阵列权重，在大于规定值时，在全部分频域中给予规定数的上位的接收功率的推断方向上算出发送阵列权重。这样，就能够根据频域内的到达方向范围自适应地切换定向性控制方法。

用涉及本发明的自适应天线无线通信装置的多载波传输使用进行正交频分多路复用(OFDM)的副载波信号。这样，能够按频率利用率高的调制方式进行传输。

用涉及本发明的适应天线无线通信装置的多载波传输使用按频率轴方向或者时间轴方向上码分方式进行的用户多路复用的副载波信号。因此，能够适用于用码分进行用户多路复用的系统。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置对每个多路复用的用户生成发送阵列权重或者接收阵列权重，来进行定向性接收。这样，就可以在对每个多路复用的用户在每个分频域内进行最适合的定向性控制。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的分频域阵列权重生成部对自己的分频域内的分频域方向推断部的方向推断结果具有定向性波束，在正在多路复用的其他用户的推断方向上生成形成零(null)的接收阵列权重。这样，就能够在每个分频域内对每个多路复用用户进行在干扰方向上形成零的最适当的定向性接收。

涉及本发明的自适应天线无线通信装置的副载波发送权重生成部在期望的用户方向上具有定向性波束，在正在多路复用的其他用户方向上生成形成零的发送阵列权重。这样，就能够在每个分频域内对每个多路复用用户进行在干扰方向上形成零的最适当的定向性发送接收。

如上所述，按照本发明，在具备阵列天线的自适应天线无线通信装置中，在进行宽带多载波传输方式的情况下，即使存在接受功率小的副载波的情况，也能够抑制推断精度的恶化，而改善接收质量。在进行定向性发送时，能够降低用户间的干扰，实现通信质量的改善。

附图说明

图1是本发明实施例1中的无线通信装置的结构框图。

图2是实施例1中的分频域方向推断部的详细结构框图。

图3是实施例1中的分频域方向推断部得到的空间轮廓计算结果的示图。

图4是实施例1中的分频域方向推断部的其他结构框图。

图5是本发明实施例2中的无线通信装置的结构框图

图6是本发明实施例3中的无线通信装置的结构框图

图7是本发明实施例4中的无线通信装置的结构框图

具体实施方式

以下，用附图说明本发明的实施例，在以下的说明中，对同一功能框等标记同一符号。

(实施例1)

图1是涉及本发明实施例1的自适应天线无线通信装置的结构框图。图1所示的自适应天线无线通信装置设置有：由Na个天线元件1-1～1-Na构成的阵列天线1、将由第k个天线元件1-k接收到的高频信号s1-k进行频率变换之后分波成Ns个副载波信号f1-k～fNs-k的分波器2-k(其中，k＝1～Na)、将通信频域分割成Nd个的分频域中使用属于第m个分频域3-m的副载波信号群进行到达方向推断的分频域方向推断部4-m、基于第m个分频域方向推断部4-m得到的方向推断结果生成接收阵列权重的分频域阵列权重生成部5-m、使用由分频域阵列权重生成部5-m生成的接收阵列权重对属于第m个分频域3-m的副载波信号群形成定向性的副载波定向性形成部6-m以及使用定向性接收到的各个副载波信号进行数据解调的解调部7。其中，m＝1、...、Nd。在图1中表示的是天线元件数Na＝2、副载波数Ns＝4、分频域数Nd＝2时的构成例。

以下，用图1对其动作进行说明。首先，由构成阵列天线1的天线元件1—1～1—Na分别接收按多载波方式传输的高频信号s1-1～1-Na。其中由第k个天线单位1-k接收到的高频信号s1-k由分波器2-k依次进行高频放大和频率变换；然后，提取出用于多载波传输的Ns个副载波信号f1-k、f2-k、...、fNs-k。此处，接收信号的全通信频域被分成Nd个分频域。然后，将属于其内第m个分频域3-m的副载波信号群分别输入到分频域方向推断部4-m和副载波定向性形成部6-m。分频域数Nd可以取全部副载波数Ns≧Nd>1范围内的自然数，属于各分频域3所属的副载波信号群的副载波数未必相等，以下说明取副载波数Nc(＝Ns/Nd)分别相等的情况。

接下来，使用属于第m个分频域3-m的副载波信号群在分频域方向推断部4-m中进行到达方向推断。图2是分频域方向推断部4的详细构成图。

在图2中，分频域方向推断部4-1由生成事先嵌入在各个副载波信号中的已知的导频信号的导频信号生成部20、对接收到的各个副载波信号和所生成的导频信号的相关值进行计算的导频信号相关运算部21、基于导频信号相关值生成相关矩阵的相关矩阵生成部22和基于相关矩阵计算空间轮廓的空间轮廓运算部23构成。将天线元件1-1接收到的副载波信号群s21和天线元件1-2接收到的副载波信号群s22分别输入到每个副载波不同的导频信号相关运算部21。以下，用图2说明其动作。图2表示天线元件数Na＝2，分频域内的副载波数Nc＝2情况下的第一分频域3-1中的分频域方向推断部4-1的例子。

导频信号生成部20生成事先嵌入在副载波信号中的已知的信号(以下为导频信号)。导频信号相关运算部21进行所生成的导频信号和副载波信号的接收导频码元的相关运算。此处，设导频信号为r(s)。其中，s＝1～Np，Np为导频信号的码元数。

导频信号相关运算部21-n-k对由第k个天线元件1-k接收到的属于第m个分频域3-m的第n个副载波信号fn-k(t0)(其中，t0表示路径的到达定时)进行(式1)所示的相关运算，算出导频相关值hnk，其中，No表示对码元的过速率取样数，*表示复数共轭。以下，对由全部天线元件(k＝1～Na)接收到的属于第m个分频域3-m的副载波信号群(n＝1～Nc)，算出导频相关值hnk。

$h_{\mathrm{nk}}=\underset{s=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{n-k}(t+N_0\·(s-1))r^{*}\left(s\right)---\left(1\right)$

相关矩阵生成部22使用在导频信号相关运算部21中算出来的导频相关值hnk，用由(式2)所示的相关矢量Vn算出(式3)所示的相关矩阵R。其中，n＝1～Ns、k＝1～Na、T表示矢量转置。

V_n＝[h_n，1 h_n，2…h_n，Na]^T       (2)

$R=\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Nc}}{\mathrm{\Σ}}}{V}_n{V_n}^H---\left(3\right)$

空间轮廓运算部23使用由相关矩阵生成部22生成的相关矩阵R进行方向推断。虽然有很多方向推断算法提出，但以下说明通过适用根据傅立叶法生成空间轮廓并检测其波峰的方向作为到达方向推断值的算法的情况。

空间轮廓运算部23通过按规定的角度间隔Δθ使(式4)所示的到达方向推断评价函数F(θ)中的参数θ可变，来算出空间轮廓。然后，按照空间轮廓的波峰电平的高的顺序检测出规定数M(M≥1)的波峰方向，作为到达方向推断值。其中，a(θ)是由阵列天线1的单元配置决定的方向矢量，例如，元件间隔d的等间隔直线阵列的情况下，能够表示为(式5)的方向矢量。此处，λ是传送频带内的分频域3-m中的中心频率的波长，θ以直线阵列的法线方向为0°方向，H表示复数共轭转置。

F(θ)＝a(θ)^HRa(θ)                  (4)

$a\left(\mathrm{\θ}\right)=\left[\begin{array}{c}1\\ \exp \{-j2\mathrm{\πd}\·1\·\sin \mathrm{\θ}/\mathrm{\λ}\}\\ \·\\ \·\\ \·\\ \exp \{-j2\mathrm{\πd}\·(\mathrm{Na}-1)\·\sin \mathrm{\θ}/\mathrm{\λ}\}\end{array}\right]---\left(5\right)$

图3表示阵列元件数Na＝8、副载波信号群的副载波数Nc＝2时的空间轮廓计算结果。图3A为副载波1的到达角度θ1＝20°、副载波2的到达角度θ2＝—20°的结果，图3B为副载波1的到达角度θ1＝5°，副载波2的到达角度θ2＝—5°的结果。如图3A所示，由(式4)表示的到达方向推定使用波束样板法，在到达路径间隔离得足够宽的情况下，根据阵列天线1的波束宽度可以检测出对各个路径方向的波峰。如图3B所示，多个路径的到达角度接近的情况下，可以得到具有比路径数少的波峰数的空间轮廓。此时的波峰方向为多个路径的合成功率最大的方向。

然后，分频域阵列权重生成部5-m对属于第m个分频域3-m的副载波信号群生成将主波束朝向由分频域方向推断部4-m得到的方向推断结果的最大波峰方向或者规定数的多个波峰方向的接收阵列权重。

然后，副载波定向性形成部6-m将所生成的接收阵列权重共同乘以各个副载波信号进行合成，输出到解调部7。考虑无线频带内的各个分频域3-m的中心频率的波长λ m来生成接收阵列权重，这在比频域大的情况下特别有效。例如，元件间隔d的等间隔直线阵列的情况下，第m个分频域3-m中的接收阵列权重Wm可以表示为如(式6)。此处，θ0为方向推断结果，取直线阵列的法线方向为0°方向。

$W_m=\left[\begin{array}{c}1\\ \exp \{j2\mathrm{\πd}\·1\·\sin {\mathrm{\θ}}_0/{\mathrm{\λ}}_m\}\\ \·\\ \·\\ \·\\ \exp \{-j2\mathrm{\πd}\·(\mathrm{Na}-1)\·\sin {\mathrm{\θ}}_0/{\mathrm{\λ}}_m\}\end{array}\right]---\left(6\right)$

然后，解调部7用由副载波定向性生成部6定向接收到的各个副载波信号对全部的分频域3进行解调。

在本实施例中，从属于分频域3所属的副载波信号群的各个副载波信号求出相关矢量Vn，合成相关矢量Vn生成相关矩阵R。通过使用相关矩阵R进行到达方向推断，就能够推断分频域内的副载波信号群的平均到达方向。这样，副载波信号间的频率间隔十分狭窄的情况下，具有邻接的副载波信号间的空间相关特性比较高的性质。因此，即使在每个副载波信号的接收功率小的情况下，将这些副载波信号同相合成之后进行方向推断也能够确保到达方向推断精度。副载波信号间的频率间隔十分宽的情况下，可以用频率分集效应来稳定方向推断精度。

相关矩阵生成部22可以不用(式3)表示的相关矩阵R，而使用(式7)表示的相关矢量z。此时，空间轮廓运算部23算出(式8)而不是(式4)所示的空间轮廓，并检测波峰电平来求得到达方向推断值。此处，Vn、m表示相关矢量Vn的第m个元素。

$z=\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Nc}}{\mathrm{\Σ}}}\stackrel{*}{V_{n,1}{V}_n}---\left(7\right)$

F(θ)＝|z^Ha(θ)|²          (8)

在使用各副载波沿时间轴方向扩展的多载波直接扩展码分多路复用(MC/DS-CMDA)方式进行传输的情况下，分频域方向推断部4也可以取出在副载波信号中的到达定时不同的多路径信号，进行这些路径的方向推断，在图4中表示其构成例。

图4是分频域方向推断部4-1的其他构成图。在图4中，分频域方向推断部4b由生成事先嵌入在各个副载波信号中的已知的导频信号的导频信号生成部20、对每个副载波信号检测多个到达路径定时的路径搜索部30、对检测出来的多个到达路径定时的每一个计算接收到的副载波信号与所生成的导频信号的互相关值的导频信号相关运算部31、基于这些导频信号的相关值生成相关矩阵的相关矩阵生成部32和使用所生成的相关矩阵计算空间的空间轮廓的空间轮廓运算部33构成。以下，用图4说明其动作。图4表示天线元件数Na＝2、分频域内的副载波数Nc＝2时的例子。

首先，路径搜索部30-1～30-Ns使用嵌入在副载波信号中的导频信号生成延迟轮廓，将其上位的接收功率的波峰定时作为路径定时检测。此处，设对某个副载波信号群的第n个副载波信号的路径搜索部30-n中的接收路径定时检测数为Ln，其中，n＝1～Nc。可以用(式9)表示对第k个天线元件1-k接收到的第n个副载波信号fn-k的第j个路径定时tj中的导频信号相关值hnk(tj)，此处，设导频信号为r(s)，其中，s＝1～Np，Np为导频信号的码元数。

$h_{\mathrm{nk}}\left(t_j\right)=\underset{s=1}{\overset{\mathrm{Np}}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{n-k}(t_j+\mathrm{No}\·(s-1))r^{*}\left(s\right)---\left(9\right)$

用如下方法生成延迟轮廓：

1)在每个相同的定时，合成由各个天线元件1-1～N得到的导频信号相关值hnk(tj)的绝对值或者平方；或

2)将形成定向性波束的权重乘以相同定时的导频信号相关值hnk(tj)后进行加法运算，通过取其绝对值或平方生成延迟轮廓；

还可以用它们合成的方法生成延迟轮廓。延迟轮廓通过使多帧间平均化，能够抑制噪音成分。

然后，相关矩阵生成部32使用在导频信号相关运算部31算出的导频相关值hnk(tj)和(式10)所示的相关矢量Vn(tj)，算出(式11)所示的相关矩阵R。其中，n＝1～Ns、k＝1～Na、H表示矢量复数共轭转置。

V_n(t_j)＝[h_n，1(t_j)h_n，2(t_j)…h_n，Na(t_j)]^T         (10)

$R=\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Ns}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{\mathrm{Ln}}{\mathrm{\Σ}}}{V}_n\left(t_j\right)V_n{\left(t_j\right)}^H---\left(11\right)$

其次，空间轮廓运算部33使用由相关矩阵生成部32生成的相关矩阵R，算出(式4)所示的空间轮廓，进行方向推断。

在相关矩阵生成部32中，合成相关矢量Vn(tj)之后，计算空间波谱，但是也可以使用每个路径的相关矢量Vn(tj)，如(式12)所示，对每个路径进行空间轮廓运算。(式12)表示对第n个副载波信号的第j个路径的方向推断评价函数，其中，n＝1～Ns，j＝1～Ln。

F_nj(θ)＝|a^H(θ)V_n(t_j)|²          (12)

相关矩阵生成部32也可以使用(式13)所示的矢量z，而不是使用(式11)所示的相关矩阵R。此时，空间轮廓运算部32算出(式14)所示的空间轮廓，而不是(式4)所示的空间轮廓，通过检测波峰电平，作为到达方向推断值。此处，Vn、m(tj)表示相关矢量Vn(tj)的第m个元素。

$z=\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Ns}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{\mathrm{Ln}}{\mathrm{\Σ}}}{V^{*}}_{n,1}\left(t_j\right)V_n\left(t_j\right)---\left(13\right)$

F(θ)＝|z^Ha(θ)|²        (14)

本实施例中的分频域方向推断部4使用波束样板法进行方向推断，但可以对(式3)或者(式11)所示的相关矩阵生成部22或者相关矩阵生成部32的输出即相关矩阵R使用在菊间著的“用阵列天线的自适应信号处理”(科学技术出版社)等处公开的称为MUSIC法、ESPRIT法的固有值分解法或包含相关矩阵的逆矩阵运算的Capon法等的到达方向推断的高分辨能力方法。其中，属于副载波信号群的副载波信号数Nc比阵列元件数小的情况下，因为考虑到相关矩阵生成部22的输出即相关矩阵R的阶数不构成满阶数的情况，有必要根据副载波信号数Nc进行适当选择。或者，在使用相关矩阵生成部32的情况下，有必要根据副载波信号数Nc和路径数Ln相加的数进行选择。在阵列天线的构成是等间隔阵列配置的情况下，通过对相关矩阵生成部22或者相关矩阵生成部32得到的相关矩阵R加以空间平滑处理的适用或乘以酉变换矩阵的酉变换处理，也能适用方向矢量实数化的波束空间内的到达方向推断处理。

副载波传输也可以是正交频分多路复用(OFDM)的副载波信号，这种情况下，各副载波信号在OFDM码元区间内选择使用正交的频率，也可以适用沿频率轴方向进行扩码多路复用的MC—CDMA方式。此时，按嵌入在副载波信号内的个别用户使用多路复用的导频信号，通过对各用户算出各副载波信号的导频信号相关值，进行本实施例中说明的动作能获得同样的效果。

另外，用沿时间轴方向进行扩码多路复用的MC/DS—CDMA方式，也同样能够适应。此时，用逆扩展将在各副载波信号的沿时间轴方向进行码分多路复用的用户信号提取出来之后，对各用户算出各副载波信号的导频信号相关值，进行本实施例中说明的动作能够得到同样的效果。

存在码分多路复用的用户的情况下，分频域阵列权重生成部5可以附加降低进行码分多路复用的用户间的干扰的波束形成功能，可通过在期望的用户方向上按各副载波信号群在分频域方向推断部4的推断方向上具有主波束而在进行多路复用的其他用户方向上生成形成零的接收阵列权重来实现此功能。

(实施例2)

图5是涉及本发明实施例2的自适应天线无线通信装置的发送部的构成框图。本实施例是实施例1中说明的图1的构成中基于各分频域方向推断部4得到的方向推断结果对各副载波进行形成发送定向性的动作。得到分频域方向推断部4的推断结果之前的框图与实施例1相同，予以省略。图5中的自适应天线无线通信装置由基于分频域方向推断部4的推断结果生成发送阵列权重的副载波发送权重生成部40、只复制了发送阵列元件数个发送副载波信号(fi～fNs)各信号乘以发送阵列权重的副载发送波定向性形成部41、混合经加权的副载波信号的混合器42和把混合器42的输出变频为无线频的无线发送部43构成。图5中表示天线元件数Na＝2、副载波数Ns＝2、分频域数Nd＝2时的构成例，以下，使用图5说明其动作。

基于由阵列天线1接收到的多载波方式传输的高频信号s1，由分频域推断部4-1～4-Nd在各分频域进行到达方向推断。此前与实施例1相同，在此省略其说明。

然后，副载波发送权重生成部40根据Nd个分频域方向推断部4的推断结果生成发送阵列权重。按无线通信系统的双工方式进行不同的动作来生成发送阵列权重，例如，按时分多路复用(TDD)方式、频分多路复用(FDD)方式，进行如下不同的动作。

在TDD方式的情况下，因为按时分共享发送频域和接收频域，所以根据各分频域推断部4-1～4-Nd得到的推断结果，把分频域阵列系数生成部5-1～5-Nd各自生成的接收阵列权重作为发送阵列权重Ws。在各分频域的分频域方向推断部4-1～4-Nd得到的方向推断结果在整个通信频域的范围(偏差)大的情况下，即在有多个码扩多路复用用户的无线通信系统时，用户间的干扰会增大。因此，适用以下任意一种动作。

1)分频域阵列权重生成部5-1～5-Nd根据由各分频域的分频域方向推断部4-1～4-Nd得到的推断结果，在全部分频域中给予最大接收功率的推断方向上(在各分频域内，分别由分频域方向推断部4-1～4-Nd算出的空间轮廓中的最大波峰方向)生成形成发送定向性波束的发送阵列权重Ws。

2)分频域阵列权重生成部5-1～5-Nd根据由各分频域的分频域方向推断部4-1～4-Nd得到的推断结果，算出推断方向的全通信频域内的偏差。偏差小于规定值的情况下，在分频域方向推断部4-1～4-Nd的各个推断方向结果的平均方向上生成多个朝向主波束的发送阵列权重Ws。在大于规定值的情况下，在所有分频域中接收功率上位的推断方向(在各分频域中由分频域方向推断部4-1～4-Nd分别算出的空间轮廓中的上位波峰方向)上生成发送阵列权重Ws。

在FDD方式的情况下，虽然送信频域和接收频域不同，但根据各分频域方向推断部4-1～4-Nd的推断值，适用以下的任意一种动作。

1)分频域阵列权重生成部5-1～5-Nd根据由各分频域的分频域方向推断部4-1～4-Nd得到的推断结果，在全部分频域中给予最大接收功率的推断方向上(在各分频域内，分别由分频域方向推断部4-1～4-Nd算出的空间轮廓中的最大波峰方向)生成形成发送定向性波束的发送阵列权重Ws。

2)分频域阵列权重生成部5-1～5-Nd根据由各分频域的分频域方向推断部4-1～4-Nd得到的推断结果，算出推断方向的全通信频域内的偏差。偏差小于规定值的情况下，在分频域方向推断部4-1～4-Nd的各推断方向结果的平均方向上生成多个朝向主波束的发送阵列权重Ws。在大于规定值的情况下，在所有分频域中接收功率上位的推断方向(在各分频域中由分频域方向推断部4-1～4-Nd分别算出的空间轮廓中的上位波峰方向)上生成发送阵列权重Ws。

发送数据按规定的调制格式由未图示的调制器进行调制，生成发送副载波信号41-1～Ns。副载波发送定向性形成部41-1～41-Ns将发送副载波信号41-1～41-Ns分配成与阵列天线1的元件数Na相等的个数，对各自分别乘以副载波发送权重生成部40生成的发送阵列权重Ws＝[w1、w2、...、wna]的元素，并输出到混合器42-1～42-Na。

混合器42-1～42-Na混合经定向性加权的副载波发送定向性形成部41-1～41-Ns的阵列天线元件数个输出信号，以使按各自分配到的频率间隔配置副载波信号。无线发送部43-1～43-Na把混合器42-1～42-Na的输出分别变频成无线频率后，从构成阵列天线44的天线元件44-1～44-Na发送出去。

如上所述，按照本实施例，除实施例1的效果之外，通过在分频域方向推断部4-1～4-Nd得到的推定方向上进行定向性发送，减轻多路径干扰，改善通信质量。将所有分频域中给予最大接收功率的推定方向或者根据在所有分频域内各分频域的方向推断值的偏差，通过把定向性发送方向限定在分频域中比接收功率高的方向上，可以抑制用户间干扰，而有效地进行定向性发送。这样，能够抑制用户间的干扰，改善系统容量。

发送用的副载波传输也可以是正交频分多路复用(OFDM)的副载波信号，此时，各副载波信号在OFDM码元区间内选择使用正交的频率。在频率轴方向上同样也能适用于码扩多路复用的MC—CDMA方式，对各用户进行实施例中说明的动作可以得到同样的效果。按时间轴方向上进行码扩多路复用的MC/DS—CDMA方式，也同样能够适用，此时对各用户进行实施例中说明的动作也可以得到同样的效果。

存在码分多路复用的用户的情况下，与实施例1同样，副载波发送权重生成部40也可以附加降低码扩多路复用的用户间干扰的波束形成功能。

(实施例3)

图6是涉及本发明实施例3的无线通信装置接收部的构成框图。其构成为对实施例1中说明的图1所示的构成通过追加使用由阵列天线1接收到的全部副载波信号来进行全通信频域内的方向推断的全频域方向推断部50和方向推断结果选择部51。该方向推断结果选择部51通过使用由全频域方向推断部50算出的空间轮廓来检测角度范围，然后选择输出全频域方向推断部50或分频域方向推断部4的方向推断结果。到得到分频域方向推断部4的方向推断结果的框图为止都与实施例1相同，予以省略。以下，使用图6主要说明与实施例1不同的部分。图6表示天线元件数Na＝2、副载波数Ns＝2、分频域数Nd＝2时的构成例。

基于由阵列天线1接收到的多载波方式传输的高频信号s1由分频域方向推断部4-1～4-Nd在各分频域进行到达方向推断，到此为止与实施例1相同，在此省略其说明。

全频域方向推断部50在将第n个分频域3-n内算出的由(式3)表示的相关矩阵R标记为Rn时(其中，n＝1、…、Nd)，将在全部分频域3-1～3-Nd算出的Rn作为输入，算出由(式15)表示的相关矩阵Rn的合成和Ra。然后，通过使θ按规定的角度间隔Δθ可变，算出例如(式16)表示的按傅立叶法的空间轮廓，按照空间轮廓的波峰电平高的顺序检测规定数M(M≥1)的波峰方向，进行全通信频域内的副载波信号的平均到达方向推断。其中，a(θ)是由阵列天线1的元件配置决定的方向矢量，例如，元件间隔d的等间隔直线阵列的情况下，能够表示为(式5)。此处，λ为传送波的波长，θ以阵列的法线方向为0°方向，H表示复数共轭转置。

$R_a=\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Nd}}{\mathrm{\Σ}}}{R}_n---\left(15\right)$

F(θ)＝a(θ)^HR_aa(θ)            (16)

然后，方向推断结果选择部51使用全部的分频域方向推断部4-1～4-Nd的推断值Φkm和各自的分频域3-m内的空间轮廓值(或者到达方向推断评价函数值)Fm(Φkm)，用(式17)表示的计算式算出角度范围AS。此处，m＝1、…、Nd。φ0由(式18)给出，Φkm表示由第m个分频域3-m内的分频域方向推断部4-m检测到的全部Lm个路径中的第k个路径的到达方向。使用算出的角度范围AS，在角度范围AS小于规定值K时，选择全频域方向推断部50的推断值，共同输出到全部分频域阵列权重生成部5-1～5-Nd。另一方面，角度范围AS大于规定值K时，与实施例1一样，把第m个分频域3-m内的分频域方向推断部4-m的推断值输出到分频域阵列权重生成部5-m。此处，m＝1、…、Nd。

作为角度范围AS的其他算法，也可以只使用给予空间轮廓值(或者到达方向推断评价函数值)Fm(Φkm)的上位的方向推断值Φkm，根据(式17)求角度范围AS。

$\mathrm{AS}=\sqrt{\frac{\underset{m=1}{\overset{\mathrm{Nd}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Lm}}{\mathrm{\Σ}}}{({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{km}}-{\mathrm{\φ}}_0)}^2{F}_m\left({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{km}}\right)}{\underset{m=1}{\overset{\mathrm{Nd}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Lm}}{\mathrm{\Σ}}}{F}_m\left({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{km}}\right)}}---\left(17\right)$

${\mathrm{\φ}}_0=\frac{\underset{m=1}{\overset{\mathrm{Nd}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Lm}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{km}}{F}_m\left({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{km}}\right)}{\underset{m=1}{\overset{\mathrm{Nd}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Lm}}{\mathrm{\Σ}}}{F}_m\left({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{km}}\right)}---\left(18\right)$

然后，分频域阵列权重生成部5根据方向推断结果选择部51得到的方向推断选择结果生成将主波束朝向特定方向的接收阵列权重，并输出到副载波定向性形成部6。副载波定向性形成部6将生成的接收阵列权重共同乘以各副载波信号而合成的信号进行输出。即，第m个分频域3-m内的分频域阵列权重生成部5-m对属于第m个分频域3-m的副载波信号群根据方向推断结果选择部51得到的方向推断选择结果生成将主波束朝向特定方向的接收阵列权重。副载波定向性形成部6-m输出将该生成的接收阵列权重共同乘以各副载波信号而合成的信号，对全部m＝1、…、Nd进行该动作。

解调部7使用定向性接收到的各副载波信号进行解调动作，接收数据。

如上所述，按照本实施例，除实施例1的效果之外，用方向推断结果选择部51通过检测出在全通信频域内的副载波信号的角度范围，可以根据角度范围AS切换对全分频域的各分频域不同的定向性形成或者对全部的分频域3共同的定向性形成。这样，在角度范围AS小的情况下，能够推断全部副载波信号平均到达方向。因此，即使因频率选择性衰减而部分频域的接收电平低的情况下，也能够在全通信频域进行鲁棒性到达方向推断。

方向推断结果选择部51中的角度范围检测是根据各分频域的到达方向推断值的范围算出的，但也能够使用根据全频域方向推断部50算出的空间轮廓的检测方法。作为用空间轮廓算出角度范围的方法，例如，有公开于N.S.M.Shah等的“使用MUSIC算法的到达方向和角度范围的同时推断”，2000年电子信息通信学会通信协会大会B-1-31中。与上述同样，用(式15)算出的相关矩阵Ra来求空间轮廓，使用由空间轮廓算出的角度范围AS，能够有选择地切换全频域方向推断部50或者分频域方向推断部4-1～4-Nd的推断结果。

在本实施例中，全频域方向推断部50使用全通信频域的副载波信号进行了方向推断，但也可以按比分频域推断部4所使用的副载波信号分割数Ns大的分割数来进行方向推断。

本实施例中的全部分频域方向推断部50使用波束样板法进行方向推断，但也可以使用由(式15)表示的相关矩阵Ra，适用“阵列天线自适应信号处理”(菊间著、科学技术出版社)等处公开的称为MUSIC法、ESPRIT法的固有值分解法或包含相关矩阵逆矩阵运算的Capon法等到达方向推断的高分辨能力法。其中，属于分频域3的副载波信号数Nc或路径数比阵列元件数小的情况下，因为考虑到作为相关矩阵生成部22的输出的相关矩阵的阶数不为满阶的情况，所以可以根据阶数或者路径数考虑与波束样板法适当的并用。阵列天线1的构成为等间隔阵列配置的情况下，对(式15)表示的相关矩阵Ra施以空间平滑处理或乘以酉变换矩阵的酉变换处理，使方向矢量实数化，也同样能够适用方向矢量实数化的波束空间内的到达方向推断处理。

副载波传输可以是正交频分多路复用(OFDM)的副载波信号，此时，各副载波信号在OFDM码元区间内选择使用正交的频率。副载波传输可以适用于在频率轴方向上进行码扩多路复用的MC—CDMA方式，此时，使用嵌入在副载波信号内的各个别用户进行多路复用的导频信号，对各用户算出各副载波信号的导频信号相关值。这样，进行实施例中说明的动作能够得到同样的效果。

在时间轴方向上进行码扩多路复用的MC/DS—CDMA方式，同样也能适用，此时，用逆扩展提取各副载波信号的时间轴方向上进行码扩多路复用的用户信号。之后，对各用户算出各个副载波信号的导频相关值。这样，进行本实施例中说明的动作能够得到同样的效果。

在存在进行码分多路复用的用户的情况下，分频域阵列系数生成部5与实施例同样也可以附加降低进行码扩多路复用的用户间干扰的波束形成功能。

(实施例4)

图7是涉及本发明实施例4的自适应天线无线通信装置的发送部的构成框图，该构成是在实施例2说明的图5表示的构成内追加了全频域方向推断部50和方向推断结果选择部51。此外，到得到分频域方向推断部4的方向推断结果的框图为止都与实施例1相同，予以省略。以下，使用图7主要说明与实施例1不同的部分，图7表示天线元件数Na＝2、副载波数Ns＝2、分频域数Nd＝2时的构成例。

基于阵列天线1接收到的按多载波方式传输的高频信号s1，由分频域推断部4-1～4-Nd在各分频域进行到达方向推断，到此为止都与实施例1相同，在此予以省略。

全频域方向推断部50和实施例3说明的动作相同。

方向推断结果选择部51使用与实施例3表示的同样算出的角度范围AS，角度范围AS小于规定值K的情况下，选择全频域方向推断部50的推断值，并输出到副载波发送权重生成部40。另一方面，角度范围AS大于规定值K的情况下，与实施例2同样，将各分频域3-1～3-Nd内的分频域方向推断部4-1～4-Nd的推断值输出到副载波发送权重生成部40。此处，m＝1、…、Nd。

作为角度范围AS的其他算法，也可以只使用给予空间轮廓值(或者到达方向推断评价函数值)Fm(Φkm)的上位的方向推断值Φkm，由(式17)求得角度范围AS。

然后，副载波发送权重生成部40根据方向推断结果选择部51的输出生成发送阵列权重。副载波发送权重生成部40在角度范围AS大于规定值K的情况下，输入各个分频域3-1～3-Nd内的分频域方向推断部4-1～4-Nd的推断值，进行与实施例2中的副载波发送权重生成部40同样的动作。另一方面，角度范围AS小于规定值K的情况下，因为选择输入全频域方向推断部50的推断值，所以生成将主波束朝向方向推断值方向的发送阵列权重。

然后，按规定的调制格式用未图示的调制器调制发送数据，并生成发送副载波信号41-1～Ns。副载波发送定向性形成部41-1～41-Ns将发送副载波信号41-1～41-Ns分配成与阵列天线1的单元数Na相等的个数，将发送阵列权重Ws＝[w1、w2、...、wna]的元素分别乘以分配的副载波信号，再输出到混合器42-1～42-Na。

以后的动作与实施例2相同。

如上所述，按照本实施例，除实施例1以及实施例2的效果之外，可以根据角度范围AS切换各全分频域中不同的定向性形成或者全部分频域3中共同的发送定向性形成。这样，角度偏差AS小的情况下，能够对全部的副载波信号推断平均到达方向。因此，即使在因频率选择性衰减而使部分频域的接收电平低的情况下，在全通信频域内也能进行鲁棒性到达方向推断。使用该结果的定向性发送可以保证更稳定的动作，所以能够抑制用户间的干扰，改善系统容量。

在本实施例中，全频域方向推断部50使用全通信频域的副载波信号进行方向推断，但也可以按比分频域推断部4中使用的副载波信号分割数Ns还大的分割数进行方向推断。

副载波传输也可以是正交频分多路复用(OFDM)的副载波信号。此时，各个副载波信号在OFDM码元区间内选择使用正交的频率。副载波传输也能适用于在频率轴方向上进行码扩多路复用的MC—CDMA方式。此时，对进行码分多路复用的各用户，在扩展码的逆扩展后提取出用户信号之后，进行本实施例中说明的动作。

即使是时间轴方向上进行码分多路复用MC—DS—CDMA方式，同样可以适应。此时，也对进行码分多路复用的各用户，在扩展码的逆扩展后提取出用户信号之后，进行本实施例中说明的动作。

存在进行码分多路复用的用户的情况下，副载波发送阵列系数生成部40与实施例1同样也可以追加降低码扩多路复用的用户间干扰的波束形成功能。

如上所述，本发明对自适应天线无线通信装置是有用的，适合于多载波传输。

关于说明书附图中的附图标记的说明

图面参照符号一览表

1  阵列天线

1-1～1-Na、44-1、44-2  天线单元

2-1～2-Na  分波器

3-1～3-Nd  分频域

4-1～4-Nd  分频域方向推断部

5-1～5-Nd  分频域阵列加权系数生成部

6-1～6-Nd  副载波定向性形成部

7  解调部

20 导频信号生成部

21、31  导频信号相关运算部

22、32  相关矩阵生成部

23、33  空间轮廓运算部

30-1、30-2  路径搜索部

40  副载波发送加权系数生成部

41  副载波发送定向性形成部

42  混合器

43  无线发送部

50  仝频域方向推断部

51  方向推断结果选择部。

Claims (12)

1.一种自适应天线无线通信装置，包括：

副载波发送权重生成部，按由多载波传送的通信域分割而成的分频域生成用于形成发送定向性波束的一个发送阵列权重；

副载波发送定向性形成部，通过按各所述分频域将生成的所述发送阵列权重乘以属于所述分频域内的多个发送副载波信号，生成进行了加权的发送信号。

2.根据权利要求1所述的自适应天线无线通信装置，其中，

所述副载波发送权重生成部，输出全通信域共同的阵列权重，或者在所述分频域内共同的阵列权重。

3.一种自适应天线无线通信装置，包括：

副载波发送权重生成部，按由多载波传送的通信域分割而成的分频域生成用于形成发送定向性波束的多个发送阵列权重；

副载波发送定向性形成部，通过按各所述分频域将生成的所述发送阵列权重乘以属于所述分频域内的多个发送副载波信号，生成各自进行了加权的发送信号。

4.一种自适应天线无线通信方法，包括：

按由多载波传送的通信域分割而成的分频域，生成用于形成发送定向性波束的一个发送阵列权重的步骤；

通过按各所述分频域将生成的所述发送阵列权重乘以属于所述分频域内的多个发送副载波信号，生成进行了加权的发送信号的步骤。

5.根据权利要求4所述的自适应天线无线通信方法，其中，

作为用于与所述发送副载波信号相乘的所述发送阵列权重使用全通信域共同的阵列权重，或者分频域内共同的阵列权重。

6.一种自适应天线无线通信方法，包括：

按由多载波传送的通信域分割而成的分频域，生成用于形成发送定向性波束的多个发送阵列权重的步骤；

通过按各所述分频域将生成的所述发送阵列权重乘以属于所述分频域内的多个发送副载波信号，生成各自进行了加权的发送信号的步骤。

7.一种自适应天线无线通信装置，包括：

阵列天线，由接收多载波传输的高频信号的多个天线元件构成；

分波器，按各所述天线元件将接收到的高频信号分波成多个副载波信号；

分频域阵列权重生成部，将所述全通信频域分割成多个分频域，按各包含副载波信号群的分频域生成一个接收阵列权重；

副载波定向性形成部，按各所述分频域将生成的所述接收阵列权重乘以所述属于分频域内的多个副载波信号并进行合成，形成定向性；和

解调部，使用副载波定向性形成部的输出信号进行数据解调。

8.根据权利要求7所述的自适应天线无线通信装置，其中，

所述分频域阵列权重生成部，算出已知的导频信号与属于所输入的所述分频域内的副载波信号群所包含的导频信号的相关值，根据按各所述分频域算出的所述导频信号的相关值的相关矢量，按各所述分频域生成阵列权重。

9.根据权利要求7所述的自适应天线无线通信装置，其中，

所述副载波发送权重生成部，输出全通信域共同的阵列权重，或者在所述分频域内共同的阵列权重。

10.一种自适应天线无线通信方法，包括：

用由接收多载波传输的信号的多个天线元件构成的阵列天线进行接收的步骤；

按所述天线元件将接收到的信号分波成多个副载波信号的步骤；

将所述全通信频域分割成多个分频域，按各包含副载波信号群的分频域生成一个接收阵列权重的步骤；

按各所述分频域将生成的接收阵列权重乘以所述属于分频域内的多个副载波信号并进行合成的步骤；和

将所述合成信号解调的步骤。

11.根据权利要求10所述的自适应天线无线通信方法，其中，

在生成所述接收阵列权重的步骤中，算出已知的导频信号与属于所输入的所述分频域内的副载波信号群所包含的导频信号的相关值，根据按各所述分频域算出的所述导频信号的相关值的相关矢量，生成各所述分频域的接收阵列权重。

12.根据权利要求10所述的自适应天线无线通信方法，其中，

在生成所述接收阵列权重的步骤中，作为所述接收阵列权重生成全通信域共同的阵列权重，或者生成在所述分频域内共同的阵列权重。

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