CN101496308A

CN101496308A - 利用交叉极化干扰估计的调制解调器控制

Info

Publication number: CN101496308A
Application number: CNA2006800434112A
Authority: CN
Inventors: 阿米尔·埃利亚茨; 阿维·图尔格曼; 阿希坎姆·阿哈罗尼; 乔纳森·弗里德曼
Original assignee: Provigent Ltd
Current assignee: Broadcom Technology Israel Ltd
Priority date: 2005-11-21
Filing date: 2006-11-21
Publication date: 2009-07-29
Also published as: US7613260B2; WO2007057911A3; JP2009516953A; WO2007057911A2; US20070116162A1; EP1952542A2; EP1952542A4

Abstract

一种接收器(32)包括输入电路，其被耦接至至少一个天线(28)以便对第一和第二信号进行接收、处理和数字化，从而产生第一和第二输入采样数据流。接收器中的干扰抵消电路(46)包括第一和第二自适应滤波器(64，66)，它们分别被耦接成利用各自的第一和第二系数来对第一和第二输入采样数据流进行滤波，以便产生各自的第一和第二滤波器输出。相位旋转器(68，71)适用于施加可变相移以补偿第一和第二信号间的相偏，相位旋转器具有至少一个配置参数。控制模块(67)进行操作以便估计干扰抵消电路的信号特征，并且响应于估计出来的信号特征来对相位旋转器的至少一个配置参数进行设置。

Description

利用交叉极化干扰估计的调制解调器控制

本申请与2004年6月29日提交的美国专利申请10/881,601相关，该申请被转让给本专利申请的受让人，在此通过引用将该申请的公开文献并入本文。

技术领域

本发明主要涉及用于无线通信的调制解调器，本发明尤其涉及用于对采用了交叉信道干扰程度估计的调制解调器进行控制的方法和系统。

背景技术

可在通信系统中采用极化分集来提供两个并行通信信道，这两个信道在同一链路上具有正交的极化，从而使链路容量倍增。利用两个正交的极化来传送分开的且独立的信号。但是，尽管信道是正交的，信号间的一些干扰几乎是不可避免的。为了减少干扰的影响，接收器可包括交叉极化干扰抵消器(XPIC)，其对两个信号进行处理和组合以恢复原始的、独立的信号。

在本领域中已知各种XPIC电路。例如，美国专利4,914,676、5,920,595、5,710,799中、欧洲专利申请EP1365519A1中、以及PCT专利申请WO 00/77952 A1中描述了XPIC电路，在此通过引用将这些公开文献并入本文。

在一些应用中，干扰抵消处理使得干扰信号的相位发生变化。例如，在此通过引用而将其公开文献并入本文的美国专利6,236,263描述了一种解调器，该解调器具有用于抵消主极化中交叉极化的干扰的交叉极化干扰抵消功能。该解调器具有用于对主极化的基带信号进行解调的解调单元以及相位控制单元，该相位控制单元根据解调后的信号中的误差来对交叉极化的干扰信号的相位进行控制。干扰抵消单元对来自主极化的解调后的信号的干扰信号分量进行抵消。

发明内容

影响XPIC电路的性能的因素之一就是诸如由锁相环(PLL)控制的混频器或乘法器之类的相位旋转器的性能，相位旋转器针对正被校正的期望的信号来调节干扰校正信号的相位和频率偏移。本发明的实施例提供了用于控制该相位旋转器(此处指的是“从PLL”)的相位和/或频率的方法和装置。

在一些实施例中，XPIC电路中的控制模块估计诸如接收到的符号的交叉极化干扰率(XPD)之类的信号特征。随后，控制模块响应于估计出来的信号特征，设置诸如其回路带宽或回路增益之类的从PLL的参数。为此，在一些实施例中，控制模块对取决于估计出来的XPD值的度量函数进行估计。

公开的另一个方法解决了高XPD(低干扰程度)条件下未锁定的从PLL的问题。利用该公开方法，XPIC电路中的控制模块对XPD降落至预定阈值之下的情况进行检测，搜索适当的从PLL频率设置，并且将适当的频率设置载入PLL。该方法确保了，在XPD从较高的值减退至较低的值的情况下，从PLL锁定在正确的频率下，从而避免了XPD恶化时的不希望的转变事件。

还描述了一种根据XPIC电路中的均衡器系数值来估计XPD值的方法。在一些实施例中，估计方法被用于与文中描述的PLL参数设置方法和/或PLL锁定方法相结合。

还描述了一种XPIC电路，其从PLL设置是利用所公开的方法来自适应地控制的。

所公开的方法和系统同样可被用于抵消除了交叉极化干扰之外的其它干扰类型。

因此，根据本发明的实施例，提供了一种接收器，其包括：

输入电路，其被耦接至至少一个天线以便对第一和第二信号进行接收、处理和数字化，从而产生第一和第二输入采样数据流；以及

干扰抵消电路，该干扰抵消电路包括：

第一和第二自适应滤波器，它们分别被耦接成利用各自的第一和第二系数来对所述第一和第二输入采样数据流进行滤波，以便产生各自的第一和第二滤波器输出；

相位旋转器，其适用于施加可变相移以补偿所述第一和第二信号间的相偏，并且所述相位旋转器具有至少一个配置参数；以及

控制模块，其进行操作以便估计所述干扰抵消电路的信号特征，并且响应于估计出来的信号特征来对所述相位旋转器的至少一个配置参数进行设置。

在一个实施例中，第一信号包括由于第二信号而产生的干扰，并且干扰抵消电路进行操作以便响应于第一和第二输入采样数据流来产生第三输出采样数据流，该第三输出采样数据流代表了第一信号并且具有降低了的干扰程度。

在另一个实施例中，控制模块进行操作以便识别干扰程度的增大，并且响应于识别出来的增大来设置所述至少一个配置参数。在又另一个实施例中，相位旋转器包括锁相环(PLL)，至少一个配置参数包括PLL的频率设置，并且控制模块在识别干扰程度的增大之后进行操作来在频率设置的预定范围内搜索响应于估计出来的信号特征而确定的最佳频率设置，并且将最佳频率设置载入PLL。

在再一个实施例中，以各自的相互正交的第一和第二极化发送第一和第二信号，并且干扰抵消电路进行操作以便降低从第二信号耦合至第一信号的交叉极化干扰。

在一个实施例中，相位旋转器包括锁相环(PLL)，并且至少一个配置参数包括PLL的回路带宽和回路增益中的至少一个。在另一个实施例中，控制模块进行操作以便利用基于导频和基于批次(batch-based)的相位估计方法中的至少一种方法来计算可变相移。

在又一个实施例中，信号特征包括第一和第二信号间的交叉耦合程度。在另一个实施例中，响应于在其上接收第一和第二信号的通信信道上的条件，从而自适应地确定了第一和第二系数，并且控制模块进行操作以便基于第一和第二系数中的至少一些来执行计算进而估计交叉耦合的程度。

在一个实施例中，控制模块进行操作以便存储至少一个配置参数中的两个或更多预定控制组，响应于估计出来的信号特征来估计度量函数，响应于估计出来的度量函数而从所述两个或更多预定控制组中选择一个选定的控制组，并且将选择出来的控制组载入相位旋转器。此外地或者可替换地，控制模块进行操作以便响应于估计出来的信号特征，自适应地计算所述至少一个配置参数。

在一个实施例中，第二信号包括由于所述第一信号而产生的干扰，并且干扰抵消电路进一步进行操作以便响应于第一和第二输入采样数据流来产生第四输出采样数据流，该第四输出采样数据流代表了第二信号并且具有降低了的干扰程度。

根据本发明的实施例，还提供了一种无线通信系统，其包括：

发送器，其进行操作以便在空中发送第一和第二信号；以及

接收器，其包括：

干扰抵消电路，该干扰抵消电路包括：

相位旋转器，其适用于施加可变相移以补偿所述第一和第二信号间的相偏，所述相位旋转器具有至少一个配置参数；以及

根据本发明的实施例，还提供了一种干扰抵消电路，用于处理代表了各自的第一和第二信号的第一和第二输入采样数据流，该电路包括：

根据本发明的实施例，还提供了一种用于无线通信的方法，其包括：

对在空中发送的第一和第二信号进行接收、处理和数字化，从而产生第一和第二输入采样数据流；

利用各自的第一和第二系数来对所述第一和第二输入采样数据流进行滤波，以便产生各自的第一和第二滤波输出；

利用具有至少一个配置参数的相位旋转器来对所述第一和第二滤波输出施加可变相移，从而产生移相后的输出以补偿所述第一和第二信号间的相偏；

对所述第一和第二滤波输出进行求和以便产生第三输出采样数据流，该第三输出采样数据流代表了所述第一信号；

估计干扰抵消电路的信号特征；以及

响应于估计出来的信号特征，对所述相位旋转器的至少一个配置参数进行设置。

根据本发明的实施例，还提供了一种用于估计干扰程度的方法，其包括：

对第一和第二信号进行接收、处理和数字化，从而产生第一和第二输入采样数据流；

利用各自的第一和第二系数来对所述第一和第二输入采样数据流进行滤波，以便产生各自的第一和第二滤波器输出；

根据所述第一和第二系数来估计由于所述第二信号而产生的包含在所述第一信号中的干扰的程度。

在一个实施例中，对第一和第二输入采样数据流进行滤波包括利用各自的第一和第二自适应均衡器来对采样进行滤波。

通过以下对其中的实施例进行的详细描述并且结合附图，本发明将得到更加全面的理解，其中：

附图说明

图1是根据本发明实施例的用于在正交极化信道上进行无线数据传输的系统的示意性侧视图；

图2是示意性地说明了根据本发明实施例的在图1所示的系统中使用的接收器的框图；

图3是示意性地说明了根据本发明实施例的通信信道和交叉极化干扰抵消器(XPIC)的细节的框图；

图4A是示意性地说明了根据本发明实施例的用于设置锁相环(PLL)电路的操作模式的度量函数的示图；

图4B是示意性地说明了根据本发明实施例的PLL电路的操作模式之间的转变的状态图；以及

图5是示意性地说明了根据本发明实施例的用于控制PLL电路的方法的流程图。

具体实施方式

系统描述

图1是示意性地说明了根据本发明实施例的无线数据传输系统20的框图。系统20包括发送器22，该发送器利用极化分集经由发送天线24同时发送两个信号。发送器22和天线24耦接以便发送作为正交极化的电磁波的两个信号。在图1的示例性实施例中，利用水平极化来发送指定为H的符号，并且利用垂直极化来发送指定为V的符号。可替换地，可采用顺时针和逆时针圆极化、+45°和-45°极化、或本领域已知的任何其它合适的正交极化结构来发送信号。此外，可替换地，可针对两个极化采用分开的发送天线(和/或分开的接收天线)。

典型地，H和V代表根据适当的调制方案进行了调制的符号，如本领域已知的那样，它们被上变频至射频(RF)范围以便发送。经由无线通信信道26来传递信号，该信道将在下文中进行定义和建模。接收天线28对信号进行接收。接收器32下变频并且处理天线28所接收到的信号，以便恢复所发送的符号(随后为数字数据的形式)，这些符号在接收器输出端以

表示。

图2是示出了根据本发明实施例的接收机32的组件的框图。在图2所示的示例性实施例中，天线28所接收到的信号被正交模式变换器(OMT)38分成两个正交的极化分量。在替换实施例中，系统20可包括两个分开的接收天线28，一个天线用于接收每个正交分量。两个正交分量被输入至各个RF接收器电路40和41，这两个电路执行模拟处理并且将信号下变频至适当的基带频率或中频(IF)。所接收到的信号的下变频是通过利用各个本地振荡器(LO)42和43将接收器电路40和41所接收到的信号进行混合来执行的。在替换实施例中，接收器电路40和41可利用单个共用的本地振荡器。各个模数转换器(ADC)44和45对下变频后的信号进行数字化处理。

经数字化后的信号被调制解调器前端(FE)47处理。前端47的详细功能并非本发明的说明的本质，它可随着实施例的改变而改变。在一些实施例中，前端47包括执行诸如自动增益控制(AGC)、采样速率变换和定时恢复之类的功能的电路。调制解调器前端产生用x_H和x_V表示的两个数字输入采样数据流，它们代表了所接收到的信号。

交叉极化干扰抵消器(XPIC)46对采样数据流x_H和x_V进行滤波和结合以便产生校正后的输出采样数据流。诸如限制器(slicer)之类的各个解码器48和49对每个输出采样数据流进行处理，从而产生用

表示的符号估计的各个序列。这些符号随后被解调以恢复对所发送的数据的估计。

图3是示意性地说明了根据本发明实施例的通信信道26和交叉极化干扰抵消器(XPIC)46的细节的框图。发送天线24和接收天线26之间的通信信道26被建模成具有水平极化信道和垂直极化信道，它们分别定义了信号通过信道26时的信号的传递特性。通信信道26经历衰落和每个极化分量中的加性噪声、以及极化分量之间的互耦或交叉极化干扰(在后面的说明中，为了简化说明，系统20中那些对于说明来说非本质的组件被省略。例如，图3中未示出RF接收器电路40和41、ADC 44和45以及前端47)。

利用四个信道传递函数60(用H₁…H₄表示)来对信道26进行建模，其中H₁定义了水平极化分量的传递函数，H₄定义了垂直极化分量的传递函数。传递函数H₂定义了水平信号进入垂直分量的交叉耦合，而传递函数H₃定义了垂直信号进入水平分量的耦合。

通常，热噪声还被添加至两个极化分量，作为通信信道26的一部分。总的说来，由函数H₁…H₄所描述的通信信道可包括时变、频率选择性的色散信道。函数H₂和H₃定义了水平和垂直信道之间的交叉极化干扰。接收器32尤其是XPIC 46自适应地抵消了该干扰。

用XPD表示的交叉极化干扰率被定义为XPD＝10log[P_des/P_int]，其中P_des表示希望的分量的平均功率，P_int表示每个接收器信道中的干扰分量的平均功率。通常在对数尺度上表示XPD。例如，数量级为35dB的较高XPD值对应于较低的干扰程度，通常其对接收器性能的影响是可忽略的。小于大约10dB的XPD值总是使得接收器性能极大地降低。在某些情况下，XPD在水平和垂直信道中具有不同的数值。换句话说，从垂直信道到水平信道的交叉极化干扰可能不同于(高于或者低于)从水平信道到垂直信道的交叉极化干扰。

XPIC 46包括用于处理这两个极化分量的两个数字处理信道(在此，它们指的是水平和垂直处理信道)。图3仅示出了对符号H进行解码的水平信道。每个数字处理信道均包括两个管道(pipeline)，每个管道都包括前馈均衡器(FFE)。图3所示的水平处理信道包括对x_H采样数据流进行处理的主管道以及对x_V采样数据流进行处理的辅助管道。利用相似配置的垂直处理信道利用x_H和x_V来对符号V进行解码。为了抵消出现在采样数据流x_H中交叉极化干扰，XPIC 46利用诸如FFE 64和66(用FFE1和FFE2来表示它们)之类的各个滤波器来对采样数据流x_H和x_V进行滤波。在一些实施例中，利用本领域已知的多抽头时域有限脉冲响应(FIR)数字滤波器来实现均衡器。可替换地，可以利用诸如无限脉冲响应(IIR)和频域滤波之类的任何其它合适滤波方式来实现滤波器。FFE1和FFE2每个都包括多个系数，这些系数定义了均衡器的传递函数。

控制模块67自适应地修改FFE1和FFE2的系数，从而修改两个均衡器的传递函数。一般，模块67确定最佳系数值，该最佳系数能补偿从垂直极化分量到水平极化分量的干扰(由信道26中的H₃函数建模)。

控制模块67通过控制布置在FFE2输出端上的相位旋转器来调节辅助管道的输出的相位。在一些实施例中，相位旋转器包括锁相环(PLL)68，该锁相环被称为“从PLL”。用混频器71来将从PLL 68的输出与FFE2的输出进行混频，从而对辅助管道的相位进行旋转。利用加法器69来将经相位调节后的信号与主管道的输出进行结合。

虽然后面的说明主要致力于说明用于施加相移或对辅助管道的输出进行相位旋转的锁相环的使用，但是，可替换地，可以采用本领域已知的任何合适的相位估计方法(例如，诸如基于导频和基于批次的方法)来估计所希望的相位旋转值。在这些替换实施例中，控制模块67计算所希望的相位旋转并且对相位旋转器(包括混频器71)进行控制以便对辅助管道的输出施加旋转。

由从PLL 68引入的相位旋转确保了主管道和辅助管道的输出以适当的相偏相结合，从而使得水平信道中的残留交叉极化干扰变为最小。例如，该相偏可能由于相位噪声而改变，或者由于通信信道26的波传播特性的改变而改变。在接收器40和41电路使用分开的本地振荡器42和43的实施例中，由从PLL 68引入的相位旋转还被用于补偿两个LO之间的频偏。在一些实施例中，另一相位旋转器(称为主PLL 70)和混频器73对组合输出信号进行相位旋转。经相位旋转后的组合输出信号被提供至解码器48，解码器确定所发送的符号的估计

在替换实施例中，主PLL 70和混频器73被放置在加法器69之前。在这些实施例中，主PLL 70首先对主管道的输出进行相位旋转，随后将其与辅助管道加法器69的输出相结合。

XPIC 46的组件包括均衡器64和66和PLL 68和70，它们通常被实现为诸如专用集成电路(ASIC)之类的集成电路中的数字硬件电路。特别地，图3中的乘法所示的相位调节操作被实现为对相关采样数据流进行的数字算术运算。可在硬件中、合适的微处理器上运行的软件中、或硬件和软件功能的结合中实现控制模块67。

前面提到的美国专利申请10/881,601中描述了可在XPIC 46中应用的XPIC电路的操作以及调节的其它方面。在此为了简化，对本发明的理解来说并非本质的数字解调电路和其它处理组件在附图中予以省略。对本领域技术人员而言，对于特定调制方案和系统20中所使用的通信协议，接收器32中所要求的其它组件是显而易见的。

从前面可以看出，图3仅示出了一个数字处理信道，其以降低的交叉极化干扰对水平极化信号进行解码。通常，XPIC 46包括其它垂直处理信道，该信道的结构类似于图3所示的配置，它类似地接收采样数据流x_H和x_V并对垂直极化信号进行解码。在垂直处理信道(未示出)的主管道和辅助管道中，以FFE4表示的均衡器类似于FFE1，以FFE3表示的均衡器类似于FFE2。在一些实施例中，单个控制模块67控制了所有的四个管道。可替换地，FFE1和FFE2由一个控制模块67控制，而FFE3和FFE4由另一个这种模块控制。

本领域已知的PLL包括闭合控制回路，其增益和带宽设置确定了PLL的性能。例如，宽带宽能进行快速相变并具有更快的稳定时间，但是有时候会产生更高水平的残留相位噪声。另一方面，窄带宽通常提供更平滑但更缓慢的动态特性。

在多个相位噪声的情况下，回路的增益和带宽通常对回路的稳定性具有直接影响，该稳定性由平均失锁时间(MTLL)测量。通常，对于任何给定的相位噪声和信噪比，存在能最大化MTLL的特定最佳PLL回路设置。例如，由McGraw Hill在Fifth edition，June 2003上发表的“Phase Locked Loops：Design，Simulation，AndApplication，”中很好地描述了PLL设计中的这种共知的折中方案。

在一些实施例中，模块67设置从PLL 68的配置参数(诸如其回路带宽和回路增益)以便改进接收器32的性能。在一些实施例中，模块67响应于所估计的交叉极化干扰程度或XPD的值而确定了从PLL 68的所希望的PLL参数值，这在下文中将进行详细描述。

为了确定合适的从PLL 68参数，控制模块67根据XPIC 46中的均衡器FFE1、…、FFE4的已知系数值来估计当前XPD值。随后的描述定义了用于计算所估计的XPD值的方法。可替换地，任何其它合适的估计方法都可以用于该目的。

XPD估计方法

根据图3的标记，XPD可写成：

[1], XPD = 10 \log [\frac{R_{yy} [0]}{R_{zz} [0]}],

其中y＝H*H₁并且z＝V*H₃。换句话说，信号y是希望的水平极化信号，它是由符号H和(时域)信道传递函数H₁的卷积产生的。信号z是耦合至水平信道的符号V的干扰分量。因此，z是通过符号V和信道传递函数H₃的卷积产生的。R_yy[0]表示偏移0下估计出来的信号y的自相关函数，它等于信号y的平均功率。类似的，R_zz[0]等于干扰信号z的平均功率。

现在我们用传递函数H₁和H₃来两个自相关函数R_yy[m]和R_zz[m]。

[2], R_{yy} [m] = \underset{k}{Σ} H_{1} [- k] R_{yH} [m - k]

[3], R_{yH} [n] = \underset{1}{Σ} H_{1} [1] R_{HH} [n - 1],

其中R_yH[n]表示信号y和H之间的互相关函数。从等式[2]和[3]可以得出：

[4], R_{yy} [0] = \underset{k}{Σ} H_{1} [- k] R_{yH} [- k] = \underset{k}{Σ} H_{1} [- k] \underset{1}{Σ} H_{1} [1] R_{HH} [- k - 1]

用m＝k+1得到：

[5], R_{yy} [0] = \underset{1}{Σ} \underset{m}{Σ} H_{1} [1 - m] H_{1} [1] R_{HH} [- m] .

我们假设符号H是不相关的，所以对于任何不为零的m，有R_HH[m]＝0。因此，写成

[6], R_{yy} [0] = R_{HH} [0] \underset{1}{Σ} H_{1} {[1]}^{2}

因此，我们可以用H₁的系数来表达R_yy[0]。利用类似的推导，我们可以用H₃的系数来表达R_zz[0]。

[7], R_{zz} [0] = R_{VV} [0] \underset{1}{Σ} H_{3} {[1]}^{2}

我们将等式[6]和[7]结合成单个表达式，其给出作为H₁和H₃的系数的函数的XPD：

[8], XPD = 10 \log \frac{R_{yy} [0]}{R_{zz} [0]} = 10 \log \frac{R_{HH} [0] \underset{1}{Σ} H_{1} {[1]}^{2}}{R_{VV} [0] \underset{1}{Σ} H_{3} {[1]}^{2}} = 10 \log \frac{\underset{1}{Σ} H_{1} {[1]}^{2}}{\underset{1}{Σ} H_{3} {[1]}^{2}}

其中，在最后一个等式中，假设了所发送的信号H和V的平均功率是相等的。

现在我们用均衡器FFE1、…、FFE4的系数来表达信道传递函数H₁[m]和H₃[m]。我们假设热噪声成分很小(也称为“迫零”方案)。利用频域计算，我们可写成这样：

[9], (\begin{matrix} X_{H} \\ X_{V} \end{matrix}) = (\begin{matrix} {\tilde{H}}_{1} & {\tilde{H}}_{3} \\ {\tilde{H}}_{2} & {\tilde{H}}_{4} \end{matrix}) (\begin{matrix} \tilde{H} \\ \tilde{V} \end{matrix})

其中X_H和X_V分别是在XPIC 46的输入端的采样数据流x_H和x_V的频域表达式。

和

分别是符号H和V的频域表达式。

分别表示信道传递函数H₁…H₄的频域表达式。我们可以等效地写出：

[10], (\begin{matrix} \tilde{H} \\ \tilde{V} \end{matrix}) = {(\begin{matrix} {\tilde{H}}_{1} & {\tilde{H}}_{3} \\ {\tilde{H}}_{2} & {\tilde{H}}_{4} \end{matrix})}^{- 1} (\begin{matrix} X_{H} \\ X_{V} \end{matrix}) = \frac{1}{{\tilde{H}}_{1} {\tilde{H}}_{4} - {\tilde{H}}_{2} {\tilde{H}}_{3}} (\begin{matrix} {\tilde{H}}_{4} & {- \tilde{H}}_{3} \\ {- \tilde{H}}_{2} & {\tilde{H}}_{1} \end{matrix}) (\begin{matrix} X_{H} \\ X_{V} \end{matrix})

对

进行求解得出：

[11], \tilde{H} = \frac{{\tilde{H}}_{4}}{{\tilde{H}}_{1} {\tilde{H}}_{4} - {\tilde{H}}_{2} {\tilde{H}}_{3}} X_{H} - \frac{{\tilde{H}}_{3}}{{\tilde{H}}_{1} {\tilde{H}}_{4} - {\tilde{H}}_{2} {\tilde{H}}_{3}} X_{V} .

可以看出，如果我们将FFE1和FFE2的频域传递函数(用

和

表示)设置为：

[12], FF \tilde{E} 1 = \frac{{\tilde{H}}_{4}}{{\tilde{H}}_{1} {\tilde{H}}_{4} - {\tilde{H}}_{2} {\tilde{H}}_{3}}

以及

[13], FF \tilde{E 2} = \frac{- {\tilde{H}}_{3}}{{\tilde{H}}_{1} {\tilde{H}}_{4} - {\tilde{H}}_{2} {\tilde{H}}_{3}}

那么，接收器32以极好的交叉极化干扰抵消重建了信号

类似地可以导出：

[14], FF \tilde{E 3} = \frac{- {\tilde{H}}_{2}}{{\tilde{H}}_{1} {\tilde{H}}_{4} - {\tilde{H}}_{2} {\tilde{H}}_{3}}

以及

[15], FF \tilde{E 4} = \frac{{\tilde{H}}_{1}}{{\tilde{H}}_{1} {\tilde{H}}_{4} - {\tilde{H}}_{2} {\tilde{H}}_{3}}

将等式[12]-[15](迫零方案)一起进行求解以提供作为

和

的函数的

和

例如，我们可以定义：

[16]

T = FF \tilde{E} 1 \cdot FF \tilde{E} 4 - FF \tilde{E} 2 \cdot FF \tilde{E} 3

于是：

[17], {\tilde{H}}_{1} = \frac{FF \tilde{E} 4}{T},

{\tilde{H}}_{3} = \frac{FF \tilde{E} 2}{T}, . . .

回到等式[8]，利用共知的Parseval定理，我们可以写出：

[18], XPD = 10 \log \frac{\underset{1}{Σ} H_{1} {[1]}^{2}}{\underset{1}{Σ} H_{3} {[1]}^{2}} = 10 \log \frac{\underset{i}{Σ} {| {\tilde{H}}_{1} [ω_{i}] |}^{2}}{\underset{i}{Σ} {| {\tilde{H}}_{3} [ω_{i}] |}^{2}}

其中

和

分别对

和

的离散频域分量进行求和。由于这些频域分量的值可由等式[12]-[15]获知，所以这些数值被代入等式[18]以提供作为均衡器FFE1、…、FFE4的系数的函数的XPD的估计。

在一些实施例中，可采用简化假设来进一步简化估计过程。例如，在一些实际情况中，信道26可被认为是对称的，即H₁＝H₄，H₂＝H₃。在这样的情况下，等式[12]-[15]可被化简为仅使用

和

的两个等式。

在其它的一些实施例中，可以不受迫零假设的限制。这种情况下，等式[12]-[15]是不成立的并且应该包括热噪声的影响。

从PLL操作模式

在一些实施例中，希望能够根据诸如当前的XPD值之类的XPIC电路的信号特征来调节从PLL 68的参数。通常，PLL参数的这种优化改进了解码器48上的均方误差(MSE)和/或误码率(BER)。根据XPD值来优化PLL参数还增大了PLL的平均失锁时间(MTLL)。

总的说来，接收器32在存在两种类型的噪声的情况下进行操作：热白噪声(thermal white noise)和相位噪声。在热噪声起支配作用的时候，通常需要在相对长的时间间隔内求平均值。该类平均值计算与具有窄回路带宽的情况相对应。另一方面，当相位噪声起支配作用的时候，通常需要尝试并跟踪相位误差。该类跟踪与具有宽回路带宽的情况相对应。因此，在两类噪声之间通常存在折中。对于任何给定程度的相位噪声和热噪声，都存在能最大化MTLL和/或最小化BER和MSE的最佳PLL带宽。对于回路增益也存在类似的折中。

在一些实施例中，控制模块67响应于所估计的XPD来为从PLL68载入配置参数的多个预定组中的一个(有时候称为控制组)。在图4A和4B所示的示例中，定义了用PLL_L、PLL_M、PLL_H表示的三个参数组。在载入了PLL_L参数组时，从PLL 68在相对低的回路增益下操作。PLL_H组包括相对高的回路增益，PLL_M组包括中间数值。在一些实施例中，利用前述估计方法，控制模块67根据均衡器FFE1、…、FFE4的系数来估计XPD的当前值。估计出来的XPD值随后被用于确定哪一个参数组应该被载入从PLL。

图4A是示意性地说明了根据本发明实施例的用于设置从PLL 68的操作模式的度量函数(用f(XPD)表示)的示图。在图4A的示例中，图上的横轴所示的f(XPD)的取值范围被分成三个区域，其中每个区域都对应于三个预定参数组中的一个。控制模块67将f(XPD)与用TH_L和TH_H表示的两个阈值进行比较，从而确定将要载入从PLL 68的合适的参数组。在一些实施例中，用△表示的迟滞间隔被用在每个阈值附近，以避免在f(XPD)的值接近阈值之一时发生的过度参数变换。

在示例性实施例中，阈值和参数组被布置成这样：对于XPD＝0，从PLL 68的增益被设置为等于主PLL 70的增益。从这点看来，XPD值每变化6dB，则从PLL 68的增益应该倍增。例如，TH_H可被设置成这样：当XPD＝12dB，从PLL 68的增益是主PLL 70的增益的四倍。可替换地，可以使用阈值和参数的任何其它合适的布置。

图4B是示意性地说明了根据本发明实施例的从PLL 68的操作模式之间的转变的状态图。在图4B的状态图中，用三个状态80、82和84描述了从PLL 68的状态。三个状态分别对应于参数组PLL_L、PLL_M、PLL_H。状态转变由箭线表示，箭线上附有相应的转变条件。

例如，当从PLL处于PLL_L状态80(即载入了PLL_L参数组)时，控制模块67周期性地估计f(XPD)。如果f(XPD)＞TH_H，那么模块67就将参数组PLL_H载入从PLL 68，从而进入PLL_H状态84。另一方面，如果TH_L+△＜f(XPD)≤TH_H，那么模块67就将参数组PLL_M载入从PLL 68，从而进入PLL_M状态82。否则，PLL保持在PLL_L状态80中。

状态图还展示了迟滞间隔△的使用。例如，考虑f(XPD)的值接近TH_L的情况。为了从PLL_L状态80进入PLL_M状态82，f(XPD)必须大于TH_L+△。为了反向地从PLL_M进入PLL_L，f(XPD)必须小于TH_L。

图4B示出了发送器22和接收器32之间的所有获取过程都结束之后当接收器32处于稳态操作时的状态和状态转变。在一些实施例中，在接收器最初获取发送器信号之后，控制模块67对当前XPD值进行估计。基于该估计，模块67确定是否从状态PLL_L、PLL_M、或PLL_H开始稳态操作。

图4A和4B的示例性实施例描述了三组配置参数和两个阈值。可替换地，可以定义任何个数的从PLL状态、参数和/或参数组。可以采用任何其它合适的机制来根据估计出来的XPD值确定希望的从PLL配置参数。进一步可选地，模块67还可自适应地根据估计出来的XPD值来计算配置参数的值，而无需使用预定参数组。

保持从PLL锁定

图5是示意性地说明了根据本发明实施例的用于控制从PLL 68的方法的流程图。如上所述，从PLL 68所引入的相位旋转可取决于相位噪声、信道26的波传播特性、以及接收器电路40和41的本地振荡器之间频偏。在正常操作中，当交叉极化干扰的程度较低(即XPD较高)，交叉极化校正信号(即FFE2的输出)对解码器48的性能的影响通常是不明显的。在这样的情况下，从PLL 68可不被锁定，但是这对解码器48的性能并没有影响。

当XPD变差，校正信号(FFE2的输出)对解码器48的性能的影响突然变得明显。这种恶化通常发生得非常迅速。如果从PLL 68未锁定，那么FFE2的输出将在未校正的相位上与FFE1的输出结合。接收器将继续在恶化的条件下操作，直到PLL 68的频率和相位被校正。从该状况下恢复可能会在延长的时期内造成严重的BER退化，甚至会造成接收器跟踪的丢失。图5的方法确保了当XPD降低并准备抵消掉交叉极化干扰时从PLL 68是以正确的相位和频率设置锁定的。

在所有的获取过程都结束以后，该方法从处于稳态操作下解码器48开始。在初始步骤90中，控制模块67定义了用XPDFLAG表示的标志并将其设置为0。XPDFLAG的使用将在下文中进行说明。

在XPD估计步骤92，模块67估计XPD的值。在一些实施例中，控制模块67利用前述估计方法并根据均衡器FFE1、…、FFE4的系数来估计XPD。可替换地，还可以使用任何用于估计XPD的适当方法。在阈值检查步骤94中，模块67对估计出来的XPD值和预定XPD阈值进行比较。通常，阈值被选择为一个中间值，其中交叉极化干扰对解码器48的性能的影响是可明显的却又无害的。例如，在使用128QAM调制时，数量级约为～25dB的XPD阈值通常被看作适合于该目的的。

如果估计出来的XPD大于阈值，那么方法返回步骤90并继续监测XPD。另一方面，在更新检查步骤96中，如果估计出来的XPD降至低于阈值，那么模块67对是否需要执行PLL频率更新进行检查。如果不需要进行更新(XPDFLAG＝1)，那么方法返回步骤92并继续监测XPD。否则，在随后的步骤98至106中，控制模块67在从PLL 68的频率设置的预定范围内执行对最佳实施频率设置的搜索。

在搜索初始化步骤98，控制模块67对从PLL频率进行初始化，通常将其设置为搜索范围的中点。在完成检查步骤100，模块67检查是否已经搜索了整个范围。如果搜索没有完成，那么在频率设置步骤102，模块67将范围中的下一频率设置载入从PLL。

在一些实施例中，搜索范围以反复的方式被覆盖。在这些实施例中，搜索从搜索范围的中心开始。控制模块将逐渐从搜索范围的中心向中心频率的两侧移动的频率设置载入。可替换地，可以采用任何其它合适的搜索策略来实施频率设置步骤102。

在一些实施例中，通过等待预定持续时间段，或者通过对PLL被锁定进行验证，模块67允许重新编程后的从PLL在每个频率设置之后变得稳定。

一旦PLL频率在下一个频率设置变得稳定，那么在MSE测量步骤104，模块67询问与当前PLL频率设置相对应的MSE值。MSE被解码器48测量并被提供至模块67。在最佳MSE更新步骤106，模块67检查当前的MSE值是否是在当前的搜索期间到目前为止测量到的最佳(最低)MSE值。如果当前的MSE是目前为止的最佳值，那么模块67就暂时地将该值与相应的PLL频率设置一起记录下来。随后，方法返回至完成检查步骤100以继续在预定搜索范围内的搜索。

一旦整个搜索范围都搜索了，那么在最佳频率设置步骤108，控制模块67就将提供最佳MSE的频率载入从PLL 68。随后，在标志设置步骤110，模块67设置XPDFLAG＝1。随后，方法返回至XPD估计步骤92以便继续监测XPD。

XPDFLAG机制的主要目的在于避免在不必要时更新PLL频率。例如，如果已经执行了更新，并且XPD小于XPD阈值，那么就没有必要执行更新。在这些条件下，假设的是，交叉极化干扰足够强到能够使FFE2输出有效校正信号，这就意味着从PLL 68在正确的频率下被锁定。在此情况下，方法在步骤92至96中循环，直到估计出来的XPD值越过阈值。

虽然上述实施例涉及对正交极化下发送的信号进行接收以及降低这些信号间的干扰，但是本发明的原理可被更普遍地用于降低被其它类型的多信道无线接收器接收到的信号中的干扰。例如，在受干扰限制的环境中，系统可使用一个天线来采集被干扰信号干扰的期望信号。第二个天线可用来采集干扰信号。将两个信号馈入数字处理信号将导致在解码器上的干扰信号内容的衰减。此外，本文所描述的接收器设计还有助于通过极化分集来改进通信系统的信噪比，甚至当发送器并不在正交极化下发送信号时也是如此。

因此，可以理解的是，所述实施例是通过示例的方式陈述的，本发明并不限于上文中已经特别地示出并描述的内容。相反，本发明的范围包括上文所述各种特征的组合和子组合，并且包括本领域技术人员在阅读上述说明时能够想到的并且未在现有技术中公开的变化和修改。

Claims

1.一种接收器，其包括：

干扰抵消电路，包括：

2.如权利要求1所述的接收器，其中所述第一信号包括由于所述第二信号而产生的干扰，并且其中所述干扰抵消电路进行操作以便响应于所述第一和第二输入采样数据流来产生第三输出采样数据流，该第三输出采样数据流代表了所述第一信号并且具有降低了的干扰程度。

3.如权利要求2所述的接收器，其中所述控制模块进行操作以便识别干扰程度的增大，并且响应于识别出来的增大来设置所述至少一个配置参数。

4.如权利要求3所述的接收器，其中所述相位旋转器包括锁相环，其中所述至少一个配置参数包括所述锁相环的频率设置，并且其中所述控制模块在识别了干扰程度的增大之后进行操作，以便在频率设置的预定范围内搜索响应于估计出来的信号特征而确定的最佳频率设置，并且将所述最佳频率设置载入所述锁相环。

5.如权利要求1或2所述的接收器，其中以各自的相互正交的第一和第二极化发送所述第一和第二信号，并且其中所述干扰抵消电路进行操作以便降低从所述第二信号耦合至所述第一信号的交叉极化干扰。

6.如权利要求1或2所述的接收器，其中所述相位旋转器包括锁相环，并且其中所述至少一个配置参数包括所述锁相环的回路带宽和回路增益中的至少一个。

7.如权利要求1或2所述的接收器，其中所述控制模块进行操作以便利用基于导频和基于批次的相位估计方法中的至少一种方法来计算所述可变相移。

8.如权利要求1或2所述的接收器，其中所述信号特征包括所述第一和第二信号间的交叉耦合程度。

9.如权利要求8所述的接收器，其中，响应于在其上接收所述第一和第二信号的通信信道上的条件，从而自适应地确定了所述第一和第二系数，并且其中所述控制模块进行操作以便基于所述第一和第二系数中的至少一些来执行计算进而估计所述交叉耦合的程度。

10.如权利要求1或2所述的接收器，其中所述控制模块进行操作以便存储所述至少一个配置参数中的两个或更多预定控制组，响应于估计出来的信号特征来估计度量函数，响应于估计出来的度量函数而从所述两个或更多预定控制组中选择一个选定的控制组，并且将选择出来的控制组载入所述相位旋转器。

11.如权利要求1或2所述的接收器，其中所述控制模块进行操作以便响应于估计出来的信号特征，自适应地计算所述至少一个配置参数。

12.如权利要求1或2所述的接收器，其中所述第二信号包括由于所述第一信号而产生的干扰，并且其中所述干扰抵消电路进一步进行操作以便响应于所述第一和第二输入采样数据流来产生第四输出采样数据流，该第四输出采样数据流代表了所述第二信号并且具有降低了的干扰程度。

13.一种无线通信系统，其包括：

发送器，其进行操作以便在空中发送第一和第二信号；以及

接收器，其包括：

干扰抵消电路，包括：

14.如权利要求13所述的系统，其中所述第一信号包括由于所述第二信号而产生的干扰，并且其中所述干扰抵消电路进行操作以便响应于所述第一和第二输入采样数据流来产生第三输出采样数据流，该第三输出采样数据流代表了所述第一信号并且具有降低了的干扰程度。

15.如权利要求14所述的系统，其中所述控制模块进行操作以便识别干扰程度的增大，并且响应于识别出来的增大来设置所述至少一个配置参数。

16.如权利要求15所述的系统，其中所述相位旋转器包括锁相环，其中所述至少一个配置参数包括所述锁相环的频率设置，并且其中所述控制模块在识别了干扰程度的增大之后进行操作，以便在频率设置的预定范围内搜索响应于估计出来的信号特征而确定的最佳频率设置，并且将所述最佳频率设置载入所述锁相环。

17.如权利要求13或14所述的系统，其中以各自的相互正交的第一和第二极化发送所述第一和第二信号，并且其中所述干扰抵消电路进行操作以便降低从所述第二信号耦合至所述第一信号的交叉极化干扰。

18.如权利要求13或14所述的系统，其中所述相位旋转器包括锁相环，并且其中所述至少一个配置参数包括所述锁相环的回路带宽和回路增益中的至少一个。

19.如权利要求13或14所述的系统，其中所述控制模块进行操作以便利用基于导频和基于批次的相位估计方法中的至少一种方法来计算所述可变相移。

20.如权利要求13或14所述的系统，其中所述信号特征包括所述第一和第二信号间的交叉耦合程度。

21.如权利要求20所述的系统，其中，响应于在其上接收所述第一和第二信号的通信信道上的条件，从而自适应地确定了所述第一和第二系数，并且其中所述控制模块进行操作以便基于所述第一和第二系数中的至少一些来执行计算进而估计所述交叉耦合的程度。

22.如权利要求13或14所述的系统，其中所述控制模块进行操作以便存储所述至少一个配置参数中的两个或更多预定控制组，响应于估计出来的信号特征来估计度量函数，响应于估计出来的度量函数而从所述两个或更多预定控制组中选择一个选定的控制组，并且将选择出来的控制组载入所述相位旋转器。

23.如权利要求13或14所述的系统，其中所述控制模块进行操作以便响应于估计出来的信号特征，自适应地计算所述至少一个配置参数。

24.如权利要求13或14所述的系统，其中所述第二信号包括由于所述第一信号而产生的干扰，并且其中所述干扰抵消电路进一步进行操作以便响应于所述第一和第二输入采样数据流来产生第四输出采样数据流，该第四输出采样数据流代表了所述第二信号并且具有降低了的干扰程度。

25.一种干扰抵消电路，用于处理代表了第一和第二信号的第一和第二输入采样数据流，该电路包括：

26.如权利要求25所述的电路，其中所述第一信号包括由于所述第二信号而产生的干扰，并且其中所述干扰抵消电路进行操作以便响应于所述第一和第二输入采样数据流来产生第三输出采样数据流，该第三输出采样数据流代表了所述第一信号并且具有降低了的干扰程度。

27.如权利要求26所述的电路，其中所述控制模块进行操作以便识别干扰程度的增大，并且响应于识别出来的增大来设置所述至少一个配置参数。

28.如权利要求27所述的电路，其中所述相位旋转器包括锁相环，其中所述至少一个配置参数包括所述锁相环的频率设置，并且其中所述控制模块在识别了干扰程度的增大之后进行操作，以便在频率设置的预定范围内搜索响应于估计出来的信号特征而确定的最佳频率设置、并且将所述最佳频率设置载入所述锁相环。

29.如权利要求25或26所述的电路，其中以各自的相互正交的第一和第二极化发送所述第一和第二信号，并且其中所述干扰抵消电路进行操作以便降低从所述第二信号耦合至所述第一信号的交叉极化干扰。

30.如权利要求25或26所述的电路，其中所述相位旋转器包括锁相环，并且其中所述至少一个配置参数包括所述锁相环的回路带宽和回路增益中的至少一个。

31.如权利要求25或26所述的电路，其中所述控制模块进行操作以便利用基于导频和基于批次的相位估计方法中的至少一种方法来计算所述可变相移。

32.如权利要求25或26所述的电路，其中所述信号特征包括所述第一和第二信号间的交叉耦合程度。

33.如权利要求32所述的电路，其中，响应于在其上接收所述第一和第二信号的通信信道上的条件，从而自适应地确定了所述第一和第二系数，并且其中所述控制模块进行操作以便基于所述第一和第二系数中的至少一些来执行计算进而估计所述交叉耦合的程度。

34.如权利要求25或26所述的电路，其中所述控制模块进行操作以便存储所述至少一个配置参数中的两个或更多预定控制组，响应于估计出来的信号特征来估计度量函数，响应于估计出来的度量函数而从所述两个或更多预定控制组中选择一个选定的控制组，并且将选择出来的控制组载入所述相位旋转器。

35.如权利要求25或26所述的电路，其中所述控制模块进行操作以便响应于估计出来的信号特征，自适应地计算所述至少一个配置参数。

36.如权利要求25或26所述的电路，其中所述第二信号包括由于所述第一信号而产生的干扰，并且其中所述干扰抵消电路进一步进行操作以便响应于所述第一和第二输入采样数据流来产生第四输出采样数据流，该第四输出采样数据流代表了所述第二信号并且具有降低了的干扰程度。

37.一种用于无线通信的方法，其包括：

估计干扰抵消电路的信号特征；以及

38.如权利要求37所述的方法，其中所述第一信号包括由于所述第二信号而产生的干扰，并且其中对所述第一和第二滤波输出进行求和包括在所述第三输出采样数据流中降低由于所述第二信号而产生的干扰。

39.如权利要求38所述的方法，其中对至少一个配置参数进行设置包括识别干扰程度的增大，以及响应于识别出来的增大来设置所述至少一个配置参数。

40.如权利要求39所述的方法，其中所述相位旋转器包括锁相环，其中所述至少一个配置参数包括所述锁相环的频率设置，并且其中对至少一个配置参数进行设置包括：在识别所述干扰程度的增大之后在频率设置的预定范围内搜索响应于估计出来的信号特征而确定最佳频率设置，并且将所述最佳频率设置载入所述锁相环。

41.如权利要求37或38所述的方法，其中对所述第一和第二信号进行接收包括接收以各自的相互正交的第一和第二极化发送的信号，并且其中将所述第一滤波输出与所述相移后的输出进行求和包括降低从所述第二信号耦合至所述第一信号的交叉极化干扰。

42.如权利要求37或38所述的方法，其中所述相位旋转器包括锁相环，并且其中设置所述至少一个配置参数包括设置所述锁相环的回路带宽和回路增益中的至少一个。

43.如权利要求37或38所述的方法，其中施加可变相移包括便利用基于导频和基于批次的相位估计方法中的至少一种方法来计算所述可变相移。

44.如权利要求37或38所述的方法，其中估计所述信号特征包括估计所述第一和第二信号间的交叉耦合程度。

45.如权利要求44所述的方法，其中，响应于在其上接收所述第一和第二信号的通信信道上的条件，从而自适应地确定了所述第一和第二系数，并且其中估计所述交叉耦合的程度包括基于所述第一和第二系数中的至少一些来执行计算进而估计所述交叉耦合的程度。

46.如权利要求37或38所述的方法，其中设置所述至少一个配置参数包括：

存储所述至少一个配置参数中的两个或更多预定控制组；

响应于估计出来的信号特征来估计度量函数；

响应于估计出来的度量函数，从所述两个或更多预定控制组中选择一个选定的控制组；以及

将选择出来的控制组载入所述相位旋转器。

47.如权利要求37或38所述的方法，其中设置所述至少一个配置参数包括：响应于估计出来的信号特征，自适应地计算所述至少一个配置参数。

48.一种用于估计干扰程度的方法，其包括：

49.如权利要求48所述的方法，其中对所述第一和第二输入采样数据流进行滤波包括利用各自的第一和第二自适应均衡器来对采样进行滤波。