CN101499725B - 具有线性周期展宽能力的调制器 - Google Patents

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Abstract

一种与电压调节器联用的调制器包括：用于接收输入电压的输入；用于提供周期性三角波形的输出；以及用于接收电压调节器处于不连续电流工作模式的指示的至少一个输入。该调制器内的电路响应于输入电压和电压调节器处于不连续电流工作模式的指示生成周期性三角波形。电路还包括响应于所述电压调节器的不连续电流工作模式中经缩减的负载而连续地增加周期性三角波形的周期。

Description

具有线性周期展宽能力的调制器
相关申请的交叉引用
本申请要求2007年10月25日提交且题为“MODULATOR WITH LINEARPERIOD STRETCHING IN DISCONTINUOUS CURRENT MODE(在不连续电流模式中具有线性周期展宽的调制器)”的专利S/N No.60/982,606的美国临时申请的权益，该申请的说明通过引用结合于此。
技术领域
本发明涉及用在电压调节器电路中可用的调制器，尤其涉及在不连续电流模式中工作时具有线性周期展宽能力的调制器。
背景
要求窄电压DC充电器(NVDC充电器)在降至15毫安电流的情况下维持70％效率。电压调节器电路内的某些调制器可满足这种要求但是需要使用类型3补偿。在轻负载时，使用类型3补偿，电压调节器的补偿引脚设置在其下箝位(clamp)电压，并且每次需要脉冲时，电压快速上升至纹波值。通过使用类型1补偿，补偿器引脚包括接地的电容。当电压调节器的误差放大器确定需要脉冲时，补偿引脚上升至纹波电压值需要长的时间周期。在补偿器引脚正在转向时，输出电压继续下降。直到补偿器引脚将达到纹波值时，在误差放大器确定已接收到足够脉冲之前需要若干脉冲，并且补偿器引脚退回其较低的箝位值。这在电压调节器电路中导致一阵脉冲和次谐波振荡。
附图说明
为了更全面地进行理解，现在结合附图参阅以下描述，在附图中：
图1是电压调节器电路的功能框图；
图2是具有PWM变换器电路的电压调节器的示意性框图；
图3是在不连续电流模式中包括线性脉冲展宽能力的振荡器和PWM比较器的示意图；
图4示出了图3的电路在连续电流模式中的各个输出；
图5示出了图3的电路在适度(soft)不连续电流模式中的各个输出；
图6示出了图3的电路在深度不连续电流模式中的各个输出；
图7示出了在不连续电流模式和连续电流模式中调制器电路频率对应输出电流的变化；
图8示出了包括在不连续电流模式中具有线性脉冲展宽能力的图3的电路的替换性实施例；以及
图9示出了在针对下降沿延迟块的各种设置的不连续电流模式和连续电流模式中图8的电路的频率。
概要
如本文所公开且描述的本发明在其一个方面中包括与用于电压调节器联用的调制器。该调制器包括：用于接收输入电压的输入；用于提供周期性三角波形的输出；以及用于接收电压调节器处于不连续电流工作模式的指示的至少一个输入。该调制器内的电路响应于输入电压和电压调节器处于不连续电流工作模式的指示生成周期性三角波形。该电路还响应于电压调节器的不连续电流工作模式中经缩减的负载连续地增加周期性三角波形的周期。
具体描述
尽管已详细描述了优选实施例，但是应当理解，可作出各种变化、替代和变换而不背离由所附权利要求所定义的本发明的精神和范围。
现在参看附图——具体参看图1，它示出了电压调节器电路102。每个电子电路被设计成以假定为恒定的某种类型的电源电压为动力来运转。电压调节器提供这种恒定DC输出电压，并包含不管负载电路或输入电压如何改变都将输出电压保持在预设值的电路。电压调节器102通过使用电压控制电流源104来强制在调节器输出端106出现固定电压来操作。感测/控制电路110监视输出电压，并调节电流源104以使输出电压保持在期望电平。电流源104的设计极限限定了电压调节器102可被提供并且还能保持电压调节的最大负载电流。
输出电压是使用要求某种类型的补偿来确保环路稳定的反馈环路来控制的。大多数电压调制器102具有内置补偿并且在没有外部组件的情况下十分稳定。然而，某些电压调节器102需要从输出引线连接到地以确保调节器稳定性的某种外部电容。电压调节器102的另一个特性在于，在负载电流需求改变之后，它需要有限的时间量来修正输出电压。时滞限定了电压调节器102的特征瞬态响应，该响应是电压调节器在负载改变之后返回到稳态有多快的量度。电压调节可被用在任何数目的电子设备中以控制输出电压。
在连续电流工作模式中，通过电感器的电流在计算循环期间从不降至零。在不连续工作模式中，负载所需的能量的量小至足以在比整个切换周期短的时间内被传送。在此情形中，通过电感器的电流在该周期部分降至零。因此，电感器在切换周期结束时被完全放电。
现在参看图2，它示出了PWM DC-DC变换器电路202(电压调节器)内的电压调节器。输出电压VOUT被调节成施加到误差放大器204的正输入的基准电压信号VREF。在PWM比较器208处，将误差放大器204的输出与振荡器/调制器206的输出——为三角波形——作比较。PWM比较器208的输出被施加到驱动晶体管214和216的栅极的驱动器电路210和212。此过程在连接到电感器220的第一侧的相位节点218处提供具有振幅VIN的脉宽调制波形。从相位节点218提供的PWM波形通过由电感器220和电容器222构成的输出滤波器来平滑。在连续电流工作模式中，通过电感器的电流在切换周期期间从不降至零。在不连续工作模式中，负载所需的能量的量小至足以在比整个切换周期短的时间内被传送。在此情形中，通过电感器的电流在该周期部分降至零。因此，电感器在切换周期结束时被完全放电。误差放大器204具有输入阻抗ZIN224和FB引脚阻抗ZFB226。输入阻抗224和FB引脚阻抗226包括用于误差放大器204的补偿环路。
现在参看图3，它更全面地示出了调制器电路206和比较器208更详细的示意图。如先前在图1中所示的，比较器208响应于从调制器206提供的三角波形的信号与来自电压调节器202的COMP引脚的输入之间的比较以提供PWM控制信号来驱动电路210和212(图2)。调制器206连接到比较器208的负输入，而电压调节器202的COMP引脚被连接到比较器208的正输入。输入信号VIN在节点302跨越由电阻器304和电阻器306构成的分压器电路被施加到调制器电路206。比较器308具有连接在电阻器304与电阻器306之间的节点310的负输入。比较器308的正输入在节点312处被连接到比较器208的负输入。比较器308的输出被连接到SR锁存器(latch)314的S输入。第二比较器318在节点316处通过其正节点被连接到电阻器306的下方。比较器318的负节点在节点312处也被连接到比较器208的负输入。比较器318的输出与SR锁存器314的R输入连接。SR锁存器的Q输出在节点320处作为信号CLK被提供。
放大器322具有连接到接收.75伏基准信号的负输入，以及连接到节点316的正输入。比较器322的输出被连接到晶体管324和326的栅极。晶体管324是其漏极/源极通路连接在节点316与大地之间的N沟道晶体管。晶体管326也是其漏极/源极通路连接在节点316与大地之间的N沟道晶体管。晶体管326是其漏极/源极通路连接在节点328和大地之间的N沟道晶体管。电容器330被连接到放大器322的输出与大地之间。晶体管326与晶体管324构成电流镜(current mirror)。由晶体管332和334构成的附加电流镜还与通过晶体管324的电流形成镜像。晶体管332是其漏极/源极通路连接在节点336和大地之间的N沟道晶体管。晶体管332的栅极被连接到其漏极并且还被连接到晶体管334的栅极。晶体管334是其漏极/源极通路连接在节点338与大地之间的N沟道晶体管。
放大器322驱动晶体管324以使得其连接到节点316的漏极处在.75伏。这将.75伏施加到比较器318的正输入。通过晶体管324的电流等于(VIN-.75v)/10*R，并且分别通过晶体管326、328、350、352、332和334形成镜像。电流还由晶体管356和358进行切换，即在对斜坡电容器360的充电和放电电流之间进行切换。当来自SR锁存器314的输出Q的CLK信号为高时，晶体管358导通，而晶体管356截止，从而导致电流朝大地对电容器360放电。当电容器充电达到.75伏时，比较器318检测到这种情况并重置锁存器从而使锁存器314的CLK信号为低。当CLK信号为低时，晶体管356导通而晶体管358截止。这导致从晶体管324形成镜像的电流对电容器360充电。当对电容器360充电达到.75伏+(VIN-.75v)/10时，比较器308检测到这种情况并置位锁存器314，从而使CLK信号变回高。此过程重复并导致峰间电压(Vin-0.75v)/10。这提供了前馈功能，因为峰间斜坡电压差不多与VIN成比例(假定VIN远大于.75v)。给定充电电流为(VIN-.75v)/(10*R)，并且电容器在半周期内转移(Yin-.75v)/10，使用欧姆定律，斜坡锯齿波的频率为1/(2RC)且与VIN无关。
控制信号UGON指示开关晶体管214是导通还是截止，而控制信号LGON指示晶体管216是导通还是截止。UGON和LGON被连接到OR(或)门340的输入。OR门340的输出被连接到P沟道晶体管342的栅极。P沟道晶体管342的源极/漏极通路被连接到VDD与节点344之间。多个P沟道晶体管346、348、350和352被连接成电流镜，并且各自具有彼此互连的栅极。晶体管346具有连接在节点344与节点328之间的源极/漏极通路。晶体管348具有连接在节点VDD与节点328之间的漏极/源极通路。晶体管348的栅极也在节点328处被连接到其漏极。晶体管350具有连接在节点VDD与节点336之间的源极/漏极通路。最后，晶体管352具有连接在节点VDD与节点354之间的源极/漏极通路。
在晶体管352与晶体管334之间串联连接的是P沟道晶体管356和N沟道晶体管358。这些晶体管被用于对连接到节点312与大地之间的电容器360充电和放电，如下文中将描述的。晶体管356具有连接在节点354与节点312之间的源极/漏极通路。晶体管358具有连接在节点312与节点338之间的漏极/源极通路。晶体管356和358各自的栅极在节点320处被连接到来自SR锁存器314的CLK信号。调制器206的三角波形是从节点312提供的。
由OR门340和晶体管342及346构成的电路使得调制器206能够随着电压调节器从不连续电流模式边界缩减而线性展宽斜坡信号的周期，并且在连续电流模式电流下保持固定频率。如图4中所示，当电路工作在连续电流模式中时，电路不具有显著的三态时间，且斜坡信号404的周期不被展宽，并且保持在固定频率。
如图5中所示，当调制器206工作在使用二极管仿真的不连续电流模式内时，当通过电感器220的电感器电流达到0安培且两个控制信号UGON和LGON为低时，在T1与T2之间发生三态时间。在此三态时间期间，晶体管342因UGON和LGON都为逻辑低而导通，从而在OR门340的输出处提供逻辑低信号。当晶体管342导通时，这导致晶体管346被设置成与晶体管348、350和352并联，从而将镜像主控宽度增大4倍，以使得进入电容器360的充电/放电电流被缩减4倍。由于电容器360被更缓慢地充电或放电，因此三态时间被展宽且频率被降低。这可在图5中从时间T1起始延至时间T2的时段观测到。
由于电容器360花费更长来充电或放电，因此斜坡输出周期增大。T1与T2之间的时段与电感器IL在T1与T2之间处于0的时间以及如由最后的波形502所指示的UGON和LGON值两者都为低的时间相一致。在图6中所示的深度不连续电流模式中，随着电压调节器的负载进一步缩减，T1与T2之间的三态时段被展宽得更多，且斜坡信号404的频率被进一步降低。在没有负载时，功率晶体管是三态的。通过针对大部分时段缩减充电/放电电流，频率跌至连续电流模式频率的四分之一。最小频率通过调整晶体管346的大小来设定。因此，此电路实现以下目标：随电压调节器的负载水平更深度地进入不连续电流模式而频率线性降低、连续电流模式中的恒定频率、在具有类型1补偿的轻负载下没有次谐波振荡、VIN前馈、以及用于防止音频噪声的最小频率控制。
现在参看图7，它示出了在不连续和连续工作模式中频率相对输出电流的变化。因此，当输出电流是在线702的部分上处于不连续工作模式中时，频率被视为随输出电流的变小而降低。一旦电压调节器在点704进入连续电流工作模式，频率在连续工作模式中保持恒定，如在706处总体所示的。
现在参看图8，它示出了图3的示意图的替换性实施例。现在参看图3，它更全面地示出了调制器电路206和比较器208更详细的示意图。如先前在图1中所示的，比较器208响应于从调制器206提供的三角波形式的信号与来自电压调节器202的COMP引脚的输入之间的比较以提供PWM控制信号来驱动电路210和212(图2)。调制器206连接到比较器208的负输入，而电压调节器202的COMP引脚被连接到比较器208的正输入。输入信号VIN在节点302跨越由电阻器304和电阻器306构成的分压器电路被施加到调制器电路206。比较器308具有连接到电阻器304与电阻器306之间的节点310的负输入。比较器308的正输入在节点312处被连接到比较器208的负输入。比较器308的输出被连接到SR锁存器314的S输入。第二比较器318在节点316处通过其正节点被连接到电阻器306的下方。比较器318的负节点在节点312处也被连接到比较器208的负输入。比较器318的输出与SR锁存器314的R输入连接。SR锁存器的Q输出在节点320处作为信号CLK被提供。
放大器322具有连接到接收.75伏基准信号的负输入，以及连接到节点316的正输入。比较器322的输出被连接到晶体管324和326的栅极。晶体管324是其漏极/源极通道连接在节点316和大地之间的N沟道晶体管。晶体管326是其漏极/源极通道连接在节点328和大地之间的N沟道晶体管。电容器330被连接到放大器322的输出与大地之间。晶体管326与晶体管324构成电流镜。由晶体管332和334构成的附加电流镜还对通过晶体管324的电流形成镜像。晶体管332是其漏极/源极通道连接在节点336和大地之间的N沟道晶体管。晶体管332的栅极被连接到其漏极并且还被连接到晶体管334的栅极。晶体管334是其漏极/源极通路连接在节点338与大地之间的N沟道晶体管。
放大器322驱动晶体管324以使得其连接到节点316的漏极处在.75伏。这将.75伏施加到比较器318的正输入。通过晶体管324的电流等于(VIN-.75v)/(10*R)，并且分别通过晶体管326、348、350、352、332和334形成镜像。电流还由晶体管356和358进行切换，即在对斜坡电容器360充电和放电电流之间进行切换。当来自SR锁存器314的输出Q的CLK信号为高时，晶体管358被导通，而晶体管356截止，从而导致电流朝大地对电容器360放电。当电容器充电达到.75伏时，比较器318检测到这种情况并重置锁存器从而使锁存器314的CLK信号为低。当CLK信号为低时，晶体管356导通而晶体管358截止。这导致从晶体管324形成镜像的电流对电容器360充电。当对电容器360充电达到.75伏+(VIN-.75v)/10时，比较器308检测到这种情况并置位锁存器314，从而使CLK信号变回高。此过程重复并导致峰间电压(Vin-0.75v)/10。这提供了前馈功能，因为峰间斜坡电压差不多与VIN成比例(假定VIN远大于.75v)。给定充电电流为(VIN-.75v)/(10*R)，并且电容器在半周期内转移(Vin-.75v)/10，使用欧姆定律，斜坡锯齿波的频率为1/(2RC)且与VIN无关。
控制信号UGON指示开关晶体管214是导通还是截止，而控制信号LGON指示晶体管216是导通还是截止。UGON和LGON被连接到OR门340的输入。OR门340的输出被连接到P沟道晶体管342的栅极。P沟道晶体管342的源极/漏极通路被连接到VDD与节点344之间。多个P沟道晶体管346、348、350和352被连接成电流镜，并且各自具有彼此互连的栅极。晶体管346具有连接在节点344与节点328之间的源极/漏极通路。晶体管348具有连接在节点VDD与节点328之间的漏极/源极通路。晶体管348的栅极也在节点328处被连接到其漏极。晶体管350具有连接在节点VDD与节点336之间的源极/漏极通路。最后，晶体管352具有连接在节点VDD与节点354之间的源极/漏极通路。
在晶体管352与晶体管334之间串联连接的是P沟道晶体管356和N沟道晶体管358。这些晶体管被用于对连接在节点312与大地之间的电容器360充电和放电，如下文中将描述的。晶体管356具有连接在节点354与节点312之间的源极/漏极通路。晶体管358具有连接在节点312与节点338之间的漏极/源极通路。晶体管356和358各自的栅极在节点320处被连接到来自SR锁存器314的CLK信号。调制器206的三角波形是从节点312提供的。
设置在OR门340与晶体管342之间的是下降沿延迟电路802。如果下降沿延迟电路802内的延迟被设为0微秒，则该电路的行为与先前参照图3所描述的相同。如果下降沿延迟电路802内的延迟被设比0微秒长，则频率开始下跌的负载落在CCM/DCM边界之下。在图9中更全面地示出了包括下降沿延迟电路802的电路的操作。线902示出了当下降沿延迟值被设成等于0时的情形。如可从图中看到的，频率在DCM/CCM边界处开始下跌。线904示出了下降沿延迟被设为大于0的情形，频率开始下跌的负载在CCM/DCM边界之下。
具有本公开示教的本领域技术人员应当领会，此电压调节器调制器具有线性周期展宽能力。应当理解，本文的附图和详细描述应当被认为是示例性的而非限制性的，并且无意限于所公开的特定形式和示例。相反，包括为本领域技术人员所显见的、不背离所附权利要求所限定的精神和范围的任何其它更改、改变、重排、替代、替换、设计选择和实施例。因此，所附权利要求旨在被解释为包括所有此类进一步更改、改变、重排、替代、替换、设计选择和实施例。

Claims (21)

1.一种电压调节器，包括：
开关电路，用于响应于误差补偿电压生成PWM波形；
输出滤波器，用于平滑所述PWM波形；
误差放大器，用于响应于输出电压和基准电压生成电压误差信号；
调制器电路，用于生成周期性三角波形，其中所述调制器电路响应于所述电压调节器的不连续电流工作模式中经缩减的负载连续地增加所述周期性三角波形的周期；以及
比较器，用于响应于所述周期性三角波形和所述电压误差信号生成所述误差补偿电压。
2.如权利要求1所述的电压调节器，其特征在于，所述调制器电路还在连续电流工作模式下维持所述周期性三角波形的固定频率。
3.如权利要求1所述的电压调节器，其特征在于，所述调制器电路还包括：
电容器；
第一电路，用于对所述电容器生成充电电流，其中所述第一电路将所述电容器充电至第一电压电平并将所述电容器放电至第二电压电平；以及
第二电路，用于在所述电压调节器的不连续电流工作模式下减小所述充电电流，其中所述充电电流的减小连续地增加所述周期性三角波形的所述周期。
4.如权利要求3所述的电压调节器，其特征在于，所述第二电路还包括：
控制逻辑，用于在所述电压调节器工作在所述不连续电流工作模式中时生成指示；以及
第三电路，用于将附加晶体管切换至电流镜以增加所述电流镜的宽度，其中所述电流镜宽度的增加将减小所述充电电流。
5.如权利要求4所述的电压调节器，其特征在于，所述附加晶体管的大小设定所述周期性三角波形的最小频率。
6.如权利要求4所述的电压调节器，其特征在于，所述电压调节器处于所述不连续电流工作模式的指示还包括所述开关电路的每个晶体管被截止的指示。
7.如权利要求4所述的电压调节器，其特征在于，还包括用于延迟来自所述控制逻辑的所述指示的延迟逻辑。
8.一种与电压调节器联用的调制器，包括：
用于接收输入电压的输入；
用于提供周期性三角波形的输出；
用于接收所述电压调节器处于不连续电流工作模式的指示的至少一个输入；
用于响应于所述输入电压和所述电压调节器处于所述不连续电流工作模式的所述指示生成所述周期性三角波形的电路，其中所述电路响应于所述电压调节器的不连续电流工作模式下缩减的负载连续地增加所述周期性三角波形的周期。
9.如权利要求8所述的调制器，其特征在于，所述电路还在所述电压调节器的连续电流工作模式下维持所述周期性三角波形的固定频率。
10.如权利要求8所述的调制器，其特征在于，所述电路还包括：
电容器；
第一电路，用于对所述电容器生成充电电流，其中所述第一电路将所述电容器充电至第一电压电平并将所述电容器放电至第二电压电平；以及
第二电路，用于在所述电压调节器的所述不连续电流工作模式下减小所述充电电流，其中所述充电电流的减小连续地增加所述周期性三角波形的所述周期。
11.如权利要求10所述的调制器，其特征在于，所述第二电路还包括：
控制逻辑，用于在所述电压调节器工作在所述不连续电流工作模式中时生成指示；以及
第三电路，用于将附加晶体管切换至电流镜以增加所述电流镜的宽度，其中所述电流镜宽度的增加将减小所述充电电流。
12.如权利要求11所述的调制器，其特征在于，所述附加晶体管的大小设定所述周期性三角波形的最小频率。
13.如权利要求11所述的调制器，其特征在于，所述电压调节器处于所述不连续电流工作模式的指示还包括所述开关电路的每个晶体管被截止的指示。
14.如权利要求11所述的调制器，其特征在于，还包括用于延迟来自所述控制逻辑的所述指示的延迟逻辑。
15.一种用于控制电压调节器的方法，包括以下步骤：
响应于周期性三角波形和电压误差信号生成PWM波形；
响应于输出电压和基准电压生成所述电压误差信号；
生成周期性三角波形；
响应于所述电压调节器的不连续电流工作模式中经缩减的负载连续地增加所述周期性三角波形的周期。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，还包括在所述电压调节器的连续电流工作模式下维持所述周期性三角波形的固定频率的步骤。
17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述连续地增加的步骤还包括以下步骤：
生成充电电流；
在所述电压调节器的所述不连续电流工作模式下减小所述充电电流，其中所述充电电流的减小连续地增加所述周期性三角波形的所述周期；
根据所述经减小的充电电流将所述电容器充电至第一电压电平；以及
根据所述经减小的充电电流将所述电容器放电至第二电压电平。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述减小充电电流的步骤还包括以下步骤：
在所述电压调节器工作在所述不连续电流工作模式中时生成指示；以及
将附加晶体管切换至电流镜以增加所述电流镜的宽度，其中所述电流镜宽度的增加将减小所述充电电流。
19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括通过调节所述附加晶体管的大小来设定所述周期性三角波形的最小频率的步骤。
20.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述生成电压调节器处于所述不连续电流工作模式的指示的步骤还包括生成所述电压调节器的每个开关晶体管被截止的指示的步骤。
21.如权利要求18所述的方法，其特征在于，还包括使所选时间周期的指示延时的步骤。
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