CN101512897A - 采用交织信号进行脉冲宽度调制纹波抑制的放大器 - Google Patents

Abstract

本发明描述了一种具有改进的失真特性的放大器(300)。放大器(300)包括响应于修改的输入信号(325)和一个或多个载波信号(390)而生成交织PWM脉冲的交织PWM放大器。放大器(300)的交织PWM脉冲被用于驱动功率级(315)，诸如，反向电流功率级。放大器(300)还包括，响应于修改的输入信号(325)和一个或多个另外的载波信号(390)来提供交织PWM脉冲的交织PWM发生器(370)。PWM发生器(370)使用的载波信号的相位可以不同于交织PWM放大器(305)用来生成其交织PWM脉冲时所使用的载波信号。在生成修改的输入信号时使用一个或多个反馈电路(350，375)。更具体地，(一个或多个)反馈电路基于待放大的输入信号(360)和交织PWM发生器(470)的交织PWM脉冲来生成修改的输入信号(325)。

Description

采用交织信号进行脉冲宽度调制纹波抑制的放大器

技术领域

本发明主要涉及放大器，更具体地，涉及采用交织信号进行PWM纹波抑制的交织放大器。

背景技术

通过集成作为开关的输出器件，而不是集成必须消耗大量功率的线性器件，音频应用中已经使用脉冲宽度调制(PWM)放大来提高效率。在PWM放大器中，音频输入信号被转换为脉冲宽度调制波形。为此，向放大器提供音频信号，以基于，例如，音频信号的幅度来调整超声波矩形波形的宽度。使用已调制的波形来驱动一个或多个作为开关的输出器件，这些输出器件或者是完全饱和的或者是关断的。通常利用开关功率晶体管来实现输出器件，将它们排列成半桥对，从该半桥对中的一个器件将正电压切换到输出端，同时另一器件将负电压切换到输出端。可以向低通滤波器的输入端提供切换后的输出信号，以试图消除超出所希望的输出波形的频谱的谐波信号和旁带信号。使用经过滤波的模拟信号来驱动诸如扬声器等负载。

一组脉冲宽度调制放大器架构，被称为D类放大器，理论上具有100％的效率，因为，输出晶体管或者完全开，或者完全关。然而，这些放大器可能有问题，因为，必须精确控制晶体管的开关时间。在D类放大器中，开关以时间交替的方式工作。理想地，开关被精确地定时，使得一个晶体管瞬时关断，同时另一个晶体管瞬时接通。如果开关不是精确定时的，正的和负的开关器件可能同时接通，导致高“直通(shoot-through)”电流，这将破坏放大器系统中下一级的电路。因此，实际中，可以在一个晶体管关断和另一个晶体管接通的时刻之间有意地引入延迟。两个开关都没有接通时的两个开关的导通间隔之间的时间被称为死时间(deadtime)。死时间可能导致变形，因此，应该被最小化。相反，此时间量不充分则会导致不希望出现的直通电流。

可从位于印地安纳州的埃尔克哈特的Crown Audio International购买到解决直通电流和死时间问题的放大器。将一些Crown Audio放大器中使用的放大器架构被称作各种不同的名称，包括反向电流放大器、平衡电流放大器

以及“I类”放大器。在该放大器架构中，对应于已调制的波形的正负开关脉冲在时间上互相交织。当音频输入信号处于零点交叉时，即，在这种情况下在放大器输出端不提供信号，此交织脉冲以50％占空因数的重叠方式将开关接通和关断。于是，通过开关相互直通连接的正负电源相互抵消，从而提供零输出信号。当待放大的进入信号超过零点交叉并进入正电压状态时，交织脉冲的占空因数是，使得直通连接正电源的开关的占空因数增大。当进入信号降到零点交叉以下并进入负状态时，发生相反的情况。

尽管此反向电流放大器架构相比常规的PWM放大器提供了显著的改善，但仍然可以对此架构进行改善。例如，如将在以下进一步阐明的，可以通过使用智能设计的反馈系统来对利用相互交织的多个反向电流放大器的放大系统的失真结果进行改善。

发明内容

以下描述具有改善的失真特性的放大器。该放大器包括交织PWM放大器，该交织PWM放大器响应于修改的输入信号和一个或多个载波信号而生成交织的PWM脉冲。放大器的交织PWM脉冲被用来驱动功率级，诸如反向电流功率级。此放大器还包括交织PWM发生器，该交织PWM发生器响应于修改的输入信号和一个或多个另外的载波信号而提供交织PWM脉冲。PWM发生器使用的载波信号的相位可以不同于交织PWM放大器用来生成交织PWM脉冲时所使用的载波信号。在生成修改的输入信号时使用一个或多个反馈电路。更具体地，(一个或多个)反馈电路基于待放大的输入信号和交织PWM发生器的交织PWM脉冲，生成修改的输入信号。

可以使用多个反馈电路。为此，可以实现第一反馈电路来反馈交织放大器的功率级的输出，以生成第一反馈信号，同时，可以实现第二反馈电路来反馈PWM发生器的交织PWM脉冲，以生成第二反馈信号。可使用组合器电路来组合输入信号、第一反馈信号和第二反馈信号，以生成修改的输入信号。

可控制各个放大器部分的信号传递特性，以满足所期望的失真降低程度。例如，可组合交织PWM放大器和第一反馈电路，以表现出第一信号传递特性，同时，可组合交织PWM发生器和第二反馈电路，以表现出第二信号传递特性。可选择第一和第二转移特性，使得它们之间的比例在放大器的输出波段的至少预定部分上与N_L和N_N之间的比值相同，其中，N_L是交织PWM发生器的交织阶数，N_N是交织PWM放大器的交织阶数。在一些放大器实现方式中，交织PWM放大器的交织阶数可以是一(没有交织)。

在研究下面的附图和详细说明之后，本领域技术人员将会明白本发明的其它系统、方法、特征以及优点。所有这样的其它系统、方法、特征以及优点都应当包含在该描述中、属于本发明的保护范围，并通过下述的权利要求得到保护。

附图说明

参考以下附图和说明可以更好地理解本发明。不需要对图中的组件进行比例缩放、强调，通过这些组件的布置即可阐明本发明的原理。并且，在这些附图中，同样的附图标记表示不同视图中的相对应部件。

图1是可用于实现图3到5所示的放大器系统的交织放大器的一个例子的示意性框图；

图2是示出图1所示的交织放大器的操作的信号图；

图3是使用从载波生成的交织PWM反馈信号的放大器的一个例子的框图，其中，此载波的相位不同于用来生成提供给放大器的功率级的PWM驱动信号的载波；

图4是使用从载波生成的交织PWM反馈信号的放大器系统的另一例子的框图，其中，此载波的相位不同于用来生成提供给放大器的功率级的PWM驱动信号的载波；

图5是使用从载波生成的交织PWM反馈信号的放大器系统的又一例子的框图，其中，此载波的相位不同于用来生成提供给放大器的功率级的PWM驱动信号的载波；

图6是使用交织PWM反馈信号的放大器系统的另一例子的框图，其中，可由衰减电路和延迟电路的特性来确定反馈信号的所希望的特性；

图7示出了可用来实现图3到6所示的一个或多个放大器系统的一些相关操作；

图8示出了可用来实现图3到6所示的一个或多个放大器系统的一些相关操作，其中，除了交织PWM反馈信号之外，还使用放大器功率级的输出信号来生成提供给交织PWM放大器的修改的输入信号；

图9是使用交织PWM信号进行PWM纹波抑制的另一放大器系统的框图；

图10示出了用来实现图9所示的放大器系统的一些交织操作。

具体实施方式

为了理解以下阐明的范例交织放大器系统，对更常规的PWM放大器的输出信号频谱进行理解是有帮助的。更具体地，自然的双边PWM处理的输出信号频谱可表示：

$y_0\left(t\right)={\mathrm{MV}}_0\cos \left({\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+\left(\frac{{4V}_0}{\mathrm{\π}}\right)\underset{m=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{m}\left[\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_n\left(\frac{\mathrm{Mm\π}}{2}\right)\sin \left(\frac{(m+n)\mathrm{\π}}{2}\right)\cos ({\mathrm{m\ω}}_{c}t+{\mathrm{n\ω}}_{s}t)\right]$

                                                                   (公式1)

M是调制指数，其中，0≤M≤1.0

ω_s是信号频率，单位为弧度/秒

ω_c是PWM载波/开关频率，单位为弧度/秒

V_o是PWM波形的峰输出电压

m是载波频带的整数谐波级次1≤m≤∞

n是旁带级次-∞≤n≤∞

首项余弦项是处理所希望的信号，其输入是弧度频率ω_s的余弦，其幅度相对于调制三角波形的比例是M。以单位幅度余弦形式给出三角波形如下：

$v\left(t\right)=\frac{8}{{\mathrm{\π}}^2}\underset{m=\mathrm{1,3,5}..}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{m^2}\cos \left({\mathrm{m\ω}}_{c}t\right)$ (公式2)

公式1的第二部分由调制三角波的谐波(m)和各个谐波附近的旁带对(±n)组成。各个旁带的幅度由第一类贝塞尔函数J_n(n阶)、调制指数M的函数，以及谐波级次m给出。由于m和n总是整数，所以正弦乘积项具有三个可能数值-1、0和+1。当m+n是偶数时，正弦项是零，没有旁带。类似地，在理想情况下，当n＝0时，没有载波。换言之，偶次谐波仅具有由信号频率的奇数倍隔开的旁带，而奇次谐波仅具有包括载波谐波的信号频率的偶数倍数。

在常规PWM放大器中，n＝1的旁带反馈产生增益误差而不是失真。n＝0并且m为奇数的项产生DC偏移误差。当产生位于放大器的信号通频带中的互调信号时，这些信号导致谐波失真。对于音频放大器，信号通频带可以小于或等于20KHz，但在高端音频系统中，常常可以高达40KHz。可以度量并使用落在通频带之外的信号作为放大器性能的指标。

一种减小PWM放大器输出信号的频谱中不希望的信号的方式是，使用利用交织PWM脉冲进行切换的功率级。当利用天然双边PWM实现时，这样的交织可以导致在谐波级次的扩展范围上对不希望的信号进行显著抑制。进一步，这样的交织将导致对不是以放大器的交织次数N为模数的频带进行显著的旁带抑制。

图1示出了可用于实现交织放大器系统的示例性反向电流放大器，一般性地用附图标记100表示。图示的系统包括脉冲宽度调制部分105和反向电流驱动部分110。脉冲宽度调制部分105包括输入部分113，此输入部分113包括误差放大器115。误差放大器115接收待放大的音频信号Vin以及反馈信号Vfb。误差放大器115从音频信号Vin中减去反馈信号Vfb，以在其输出端生成修改的输入信号+Vmod。此输出信号被提供到倒相电路120的输入端，倒相电路120生成与+Vmod的相位约相差180度的输出信号-Vmod。

分别向正脉冲调制器电路130和负脉冲调制器电路125的输入端提供+Vmod和-Vmod。调制器电路130和125利用由载波发生器140在一个或多个线路135上提供的载波信号来对他们各自的输入信号+Vmod和-Vmod进行调制。当使用系统100用于音频放大时，载波信号可以被实施为超声波频率三角波。也可以使用其它载波信号类型，这取决于特定的应用。

向反向电流驱动部分110提供正脉冲调制器130的输出作为输入，以控制开关器件160的状态。如图所示，使用开关器件160通过处于导通状态的低通滤波器将正电压+Vcc直通连接到负载。此例中的低通滤波器由电感器165和电容器155组成。类似地，负脉冲调制器125的输出被设置成作为反向电流驱动部分110的输入，以控制开关器件145的状态。如图所示，使用开关器件145通过处于导通状态的另一低通滤波器将负电压-Vcc直通连接到负载。此例中的另一低通滤波器由电感器150和电容器155组成。电感器150和165二者具有相同的电感值和特性。例如，可利用一个或多个各种不同的开关晶体管技术来实现开关器件145和160。二极管170和175在切换操作期间作为续流二极管。

图2示出了图1所示的反向电流放大器中生成的不同波形之间的关系。此例中所示出的单个三角载波波形205(Vcar)的中心是0V，并以附图标记210表示以点线示出的修改的输入信号+Vmod。分别通过波形215和220示出了提供给开关160和145的脉冲信号。向驱动电路提供脉冲信号215和220，以生成切换的电源电压，该图中示为225(Vcombined)，该电压可以经过，例如，滤波、处理等，以提供给负载。

为了便于说明，在图2的t0到t3时间段中，图中示出修改的输入电压210在0V的相对电平处。此时间段期间，信号215和220具有相同的幅度和持续时间。结果，切换的电源电压225保持为0V。然而，在时刻t3和t4之间，修改的输入信号205转变到0V以下，并且这种情况持续到时刻t5。修改的输入信号205的电平的这种改变导致脉冲信号215和220的占空因数出现对应的改变，这又导致生成了波形225中示出的负向的脉冲。类似地，在时刻t5和t6之间，修改的输入信号205转变到0V以上，这种情况下持续到时刻t7。修改的输入信号205的电平的这种改变同样导致脉冲信号215和220的占空因数出现对应的改变。在后一种情况下，占空因数的改变导致生成了波形225中示出的正向的脉冲。

下式给出了这样的交织PWM放大器的输出频谱：

$y_0\left(t\right)={\mathrm{MV}}_0\cos \left({\mathrm{\ω}}_{s}t\right)+\left(\frac{{4V}_0}{\mathrm{\π}}\right)\underset{p=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{\mathrm{pN}}\left[\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_n\left(\frac{\mathrm{MpN\π}}{2}\right)\sin \left(\frac{(\mathrm{pN}+n)\mathrm{\π}}{2}\right)\cos ({\mathrm{pN\ω}}_{c}t+{\mathrm{n\ω}}_{s}t)\right]$

                                                                (公式3)

其中：

N是整数交织阶数，1≤N≤∞；并且

pN是整数谐波数，并且1≤p≤∞。

当N＝1时，以上表达式与(公式1)相同，这也符合预期。在(公式1)中出现m的位置，现在出现的是pN，这表明交织架构已经理想地抑制了不以N为模数的m次谐波的所有频带。那些保持为N的整数(p)倍的频带(m)理想地具有与(公式1)相同的旁带和载波谐波。

前述交织放大器分析揭示了交织PWM放大器具有自滤波特性，这使得该放大器能够从信号通路中选择性地去除PWM频谱的整个频带。增加放大器的交织阶数N会导致，从切换的功率级提供的切换的电源输出信号中残余的PWM频谱的幅度相应地减小并且其频率相应地增加。可以从切换的电源信号中容易地过滤出这些低幅高频的频谱残余，以生成所希望的输出信号，以提供给负载，其中，所希望的输出信号组成放大器输入信号的忠实放大版本，仅有有限的失真。可以利用交织PWM脉冲来进一步减少由PWM频谱残余引起的所希望的输出信号的恶化，以增强对搀杂在PWM频谱中的低功率信号的滤波。该增强对低功率信号的滤波的方法可以与，例如，一种或多种反馈方法相组合。

图3中示出了放大器300的一个例子，其采用交织PWM脉冲来增强对低功率反馈信号的滤波，否则，这些低功率反馈信号可能会与调制PWM载波信号的频谱搀杂。此例中，放大器300包括交织PWM放大器305，PWM放大器305可包括脉冲宽度调制器310、输出驱动器315，以及输出滤波器320。脉冲宽度调制器310基于修改的输入信号325以及载波发生器335提供的一个或多个载波信号330，为输出驱动器315生成交织PWM脉冲。可以以如图1所示的方式生成交织PWM脉冲，可以至少部分地基于由修改的输入信号325调制的载波信号330的个数，将该交织PWM脉冲扩展至交织阶数NN。载波信号330可以是具有不同相位但有相同幅度的多个三角波形的形式。可以选择载波信号330的相位，使得它们对应的信号向量等分单位圆。

输出驱动器315可包括图1所示的类型的一个或多个切换功率级。如图1所示，使用由PWM调制器提供的交织PWM脉冲来接通和关断功率切换器件，诸如开关晶体管等。可以向输出滤波器320的输入端提供从输出驱动器315输出的作为结果的切换的功率输出。输出滤波器320可包括一个或多个滤波器，从而在向负载345提供所希望的信号340之前，去除超出放大器300的期望通频带的信号。输出滤波器320中也可以包括将输出驱动器315的多个切换的功率信号相互组合以提供给负载345所需的任何组件。

尽管交织PWM放大器305的交织架构使放大器300具有交织架构所固有的自滤波特性，也可以在放大器300中采用其它测量，以减小所希望的输出信号340中不希望出现的谐波、旁带等。例如，可以使用来自PWM输出驱动器315的输出端的所希望的输出信号340和/或信号343的负反馈，来校正放大器300的不太理想的实现中所出现的非线性和/或随机的缺陷。当利用实际组件实现放大器300时，自然会出现这样的缺陷，这可能与理论电路分析中经常使用的那些组件的理想化表示不同。

在所示的例子中，通过引导来自PWM输出驱动器315的输出端的所希望的输出信号340和/或信号343通过反馈信号通道350，在组合器电路355的输入端生成一个或多个负反馈信号353。可以利用反馈信号通道350中的组件处理来自PWM输出驱动器315的输出端的所希望的输出信号340和/或信号343，从而以一种或多种不同的方式生成反馈信号353。例如，可以利用通路350的组件对来自PWM输出驱动器315的输出端的所希望的输出信号340和/或信号343进行滤波、时间延迟、相位延迟、缩放等。图3所示的组合器电路355从输入信号360中减去反馈信号353，以完成对负反馈操作的追踪。输入信号360可以组成直接提供给放大器300的信号，以进行放大，或者可替代地，可以组成处理后的信号，以进行放大，此处理后的信号对应于被直接提供给放大器300的信号。

如上所述，放大器300还采用交织PWM脉冲来增强对低功率信号的滤波，否则，该低功率信号可能会与脉冲宽度调制器310所使用的调制PWM载波信号的频谱搀杂。在图3所示的例子中，交织PWM发生器370将交织PWM脉冲380提供到另一反馈信号通道375的输入端。反过来，反馈信号通道375向组合器电路355的输入端提供一个或多个其它反馈信号385，在组合器电路355，从输入信号360和负反馈信号353中减去此信号，以生成修改的输入信号325。可以利用反馈信号通道375中的组件处理交织脉冲380，从而以一种或多种不同的方式生成反馈信号385。例如，可以利用通路375的组件对交织脉冲进行滤波、时间延迟、相位延迟、缩放等。

脉冲宽度调制器370基于载波发生器335所提供的修改的输入信号325和一个或多个载波信号390，为反馈信号通道375生成交织PWM脉冲380。可以以如图1所示的方式生成交织PWM脉冲，至少可以部分地基于由修改的输入信号325调制的载波信号390的个数将该交织PWM脉冲扩展至交织阶数NL。载波信号390可以是具有不同相位但有相同幅度的多个三角波形的形式。进一步，载波信号390的相位可以不同于载波信号330的相位。可以选择载波信号330和390的相位，使得它们对应的信号向量等分单位圆。

图4是示出放大器300的示例性转移特性的信号流程图。此例中，放大器系统400接收输入信号Ein，并生成放大的输出信号Eout。在功率放大器的情况下，输出信号Eout将向诸如扬声器等负载传送能量。也可以在输出信号Eout和最终负载之间增加滤波。

块405表示具有信号传递特性G_N的交织PWM放大器。由块405表示的交织PWM放大器可以具有通过负反馈而被校正的一些非线性和/或随机缺陷。因此，通过反馈块410处理输出信号Eout，该反馈块410具有信号传递特性H_N。反馈块410的输出被提供到信号组合器415的输入端，在这里，从输入信号Ein中减去该输出，作为处理的一部分，此处理用来在信号组合器415的输出端生成修改的输入信号420。如图所示，块405使用修改的输入信号420来生成输出信号Eout。

块425包括图3的脉冲宽度调制器370，并具有信号传递特性G_L。此例中，块425可以是线性、低噪的增益块，其输出由块430进行处理，其中块430具有信号传递特性H_L。接着，又通过组合器电路415从输入信号Ein中减去块430的输出，作为用来生成修改的输入信号420的处理的一部分。

可以选择块430的信号传递特性H_L，使得G_L·H_L在放大器400的输出带宽的至少预定部分上标称(nomina1ly)与G_N·H_N成比例。在很多情况下，在设计的放大器的整个带宽上基本可以维持此比例性。在选择信号传递特性H_L时，可以考虑块405和425的交织阶数。假定块405具有交织阶数N_N，假定块425具有交织阶数N_L。于是，放大器400的反馈系统交织阶数为N_N+N_L＝N_S。当G_N·H_N与G_L·H_L的比例约等于N_N与N_L的比例时，系统交织阶数为N_S的放大器的旁带消除属性被增强。因此，可以根据该属性来选择信号传递特性H_L。

在G_N·H_N和G_L·H_L之间实现所期望的比例也需要对块425或块430的输出加以延时。此增加的延时可以用来补偿与对块405的功率级中的开关进行驱动相关联的固有延时。可替代地，或者附加地，可以在块425和430的一个或两者中包含延时补偿。

可以是N_N＝1。这样的情况下，块405没有交织，系统中唯一的交织阶数是由块425提供的，其中，N_L>0。参考图3所示的放大器300，可以仅通过用标准的非交织的PWM放大器取代交织的PWM放大器305来构建这样的系统。虽然进行了这样的替换，但当采用通过信号通路375的交织脉冲380的反馈时，可实现旁带和谐波信号的降低。

从反馈交织的观点来看，哪一个相位向量代表块405和425中调制的载波信号并不重要，只要N_S向量均分单位圆并具有基本相等的幅度即可。在一种实现中，块405中使用的相位向量均分单位圆，并且块425的相位向量均分块405的相位向量之间的角度。使用这样的相位向量配置有助于最小化驱动块405功率级的调制器中的噪声所引入的误差。

通过扩展它们的细节级别可以详细描述块405和425中的每一个，从而展示各块中出现的交织结构。在一些情况中，可以通过使用并行系统实现块405和425中的交织结构。然而，可以由串联交织元件实现交织结构。例如，可以利用输出电路与负载串联的两个半桥交织放大器实现经典的全桥功率转换器。

对放大器400以及其对应的信号传递特性进行分析，得到如下的闭环增益公式：

$\frac{\mathrm{Eout}}{\mathrm{Ein}}=\frac{G_N}{(1+G_L{H}_L+G_N{H}_N)}$ (公式4)

此公式中，在分母中表示出反馈因子，其中G·H项占支配地位。由于这些项与N_N和N_L的数值有关，随着N_L/(N_L+N_N)的值的增加，反馈因子减小。于是，当估计反馈系统的稳定性时，需要考虑N_L和N_N的数值。当N_L的数值不显著大于N_N时，系统稳定性最好。例如，可以选择N_L的数值，使其等于N_N的值的两倍。然而，容易理解，N_L和N_N之间也可以采用其它关系，同时仍保持系统的稳定性。

从使信号传递特性H_L尽可能地与负反馈信号的信号传递特性H_N尽量多地相同的观点来看，G_L·H_L与G_N·H_N的匹配/比率可以被逼近。该逼近可以用来减小图4所示的反馈架构的成本和复杂度。图5示出了一般性地以500表示的系统中的这样的逼近。如图所示，块405的输出被提供给信号传递特性为α的信号衰减器505的输入端，块425的输出被提供给延时值为Δt的延时电路510的输入端。信号衰减器505可用来补偿输出增益的差异，因为，信号传递函数G_N的输出和增益通常大于期望的信号传递函数G_L。由于块405中使用的功率级倾向于具有明显的传播延时，如果两个信号通路以合适的比例匹配，可能需要对此延时进行补偿，延时电路510在块405和425的输出信号之间提供时间补偿。组合器电路525将衰减信号515和延时信号520彼此相加，以生成反馈信号530。块535具有信号传递特性H，并表示反馈信号530可能经受的可选的信号处理和/或不希望出现的信号失真。块535的输出是初级反馈信号540，组合器电路545将该初级反馈信号540与输入信号Ein组合，以生成修改的输入信号420。在系统500中，可以通过调整α、G_N和G_L之中的参数来得到想要的N_N与N_L的比值。

可以在多通道放大器中使用图5所示的系统500，此放大器中可能已经存在用于较高阶的交织的调制波形。例如，在每个通道中已经具有两阶交织的双通道放大器中，第二通道可具有与第一通道所使用的调制波形在时间上正交形成的调制波形，从而得到四阶交织的通道之和输出桥接。这种情况下，块425的PWM调制器仅需要使用两个比较器，并可以对其提供与块405的调制器中所使用的比较器相同的主信号输入。一旦将延时加到块425的比较器输出上，这些输出信号就已经处于准备就绪而可以与来自主输出端的信号的衰减版本进行组合的状态。

根据设计标准，除了理想化的PWM调制处理，可以将信号传递函数G_L当作完全线性的。然而，也可能希望有意地在G_L中加入非线性，以有助于校正信号传递函数G_N的非线性。当两个信号传递函数的误差的形式相同时，则不会由于该与失真校正有关的技术而导致有效反馈因子的减小。如果对G_L的失真估计过高，则输出中可能出现一些局部位置的失真零位。在这样的系统中，信号传递特性G_L所表现出的失真可能自然地显得类似于信号传递特性G_N所表现出的一些失真，因为产生传播延时的机制也引入了一些这两者共有的失真。因此，如果将块425和/或延时电路510两者或者其中之一设计为包括一些与块405中所生成的相同的传播失真特性，则将在信号515和520中发现类似的失真。最后，将使用这些失真来生成修改的输入信号420，并且，导致输出信号Eout中的传播延时失真的影响降低。

可以在模拟域、数字域或者两者的组合中实现前述系统。图6示出了可以在组合域中实现这样的系统的一种方式。如图所示，放大器系统600包括调制器部分603和切换电源部分605。切换电源部分605包括反向电流开关电路607，该反向电流开关电路607对从调制器部分603提供的PWM脉冲驱动信号610做出响应。可将反向电流开关电路607的输出提供给求和电路/输出滤波器613，接着，此滤波器613将所希望的输出信号615提供给负载617。可通过将所希望的输出信号615提供给调制器部分603的组合器电路620的输入端来将该信号用于负反馈。可替代地，或者附加地，可将反向电流开关的输出端处所提供的驱动信号沿着线路619提供给组合器电路620的输入端，以用于提供负反馈。组合器电路620也接受一个或多个线路657处的信号。组合器电路620的输出被提供到一个或多个线路623处，接着，被提供到模拟-数字转换器625的输入端。在被提供给模拟-数字转换器625之前，信号623可以经过缩放、滤波，或者在模拟域中进行处理，从而，如果需要，可以简化数字域中的进一步反馈处理。

模拟-数字转换器625在一个或多个线路627上提供输出信号，该一个或多个线路627与信号623对应。由反馈处理器650对这些输出信号以及数字信号630进行数字处理，以生成修改的输入信号633。数字信号630对应于模拟信号输入635，其中模拟信号输入635已经通过模拟-数字转换器637被转换为数字格式。输入信号635可组成直接提供给放大器600的信号，以用于进行放大，可替代地，输入信号635可组成处理后的信号以用于进行放大，此处理后的信号对应于直接提供给放大器600的信号。

调制器部分603包括多相载波发生器640，该多相载波发生器640生成将利用修改的输入信号633进行PWM调制的各种载波信号的数字表示。在图示的系统中，第一集合的一个或多个模拟载波信号的数字表示643被提供到交点预测器645的输入端。第二集合一个或多个模拟载波信号的数字表示647被提供到交点预测器651的输入端。该数字化的载波信号643和647可对应于三角调制器信号。由数字化载波信号643表示的模拟载波信号的相位不同于由数字化载波信号647所表示的模拟载波信号。在图示的实现中，由数字化载波信号643表示的模拟载波信号可以具有等分单位圆的相位向量。类似地，可选择由数字化载波信号647表示的模拟载波信号，使得它们在与数字化载波信号643所表示的模拟信号对应的相位向量之间的角度处均分单位圆。

可通过交点预测器645对修改的输入信号633与数字化载波信号643进行比较，以确定信号633和数字化载波信号643将要相交的位置。可在预期时间交点的两侧使用多个输入数据样本，来计算交点。例如，可以利用数字信号处理器中实现的插值/求根软件来计算交点的确定。类似地，可通过交点预测器651对修改的输入信号633与数字化载波信号647进行比较，以确定信号633和数字化载波信号647将要相交的位置。向脉冲发生器653提供指示信号633和643之间的交点的数据，以生成交织PWM脉冲610。

可以以一些不同的方式使用指示信号633和647之间的交点的数据，以实现所期望的反馈效应。例如，可以向脉冲发生器655的输入端提供交点数据，以生成提供到组合器电路620的输入端的交织PWM脉冲657。可替代地，可以将交点预测器651的数字输出直接馈送到反馈处理器650。更进一步地，可以对交点预测器651、脉冲发生器655，和/或组合器电路620的输出采用中间处理，以执行，例如，所期望的N_N与N_L的任何比例匹配。

例如，可以在公共集成电路基板上集成放大器600的许多元件。例如，可以利用数字信号处理器和相应软件实现调制器部分603的许多元件。类似地，如果在模拟域中实现任意前述放大器系统的调制器和反馈元件，可以将它们有效地实现在公共集成电路基板上。

图7示出了可用于实现前述放大器中的一种或多种的一些相关操作。如图所示，在块705处，从修改的输入信号生成初级交织PWM脉冲。在块710处，使用初级交织PWM脉冲来驱动交织PWM放大器的功率级。在块715处，生成次级交织PWM脉冲。次级交织脉冲是利用一种或多种载波信号生成的，此载波信号的相位不同于在块705处用来生成初级交织PWM脉冲的载波信号。在块720处，从输入信号以及初级和次级交织PWM脉冲生成用于块705的修改输入信号。

图8示出了可用于实现前述放大器中的一种或多种的另一组相关操作。如图所示，在块805处，从修改的输入信号生成初级交织PWM脉冲。在块810处，使用初级交织PWM脉冲来驱动交织PWM放大器的功率级。在块815处，生成次级交织PWM脉冲。次级交织脉冲是利用一种或多种载波信号生成的，此载波信号的相位不同于在块805处用于生成初级交织PWM脉冲的载波信号。在块820处，通过组合输入信号、次级交织PWM脉冲以及与从放大器的功率级提供到例如负载的输出信号相对应的反馈信号，生成在块805处使用的修改的输入信号。

图9示出了另一种放大器系统900，其采用交织PWM信号进行PWM纹波抑制。可以在模拟域、数字域以及这两者的组合中实现系统900。此例中，在转换器905的输入端处提供将由系统900放大的信号902。向交织PWM发生器907的输入端提供转换器905的输出。当交织PWM发生器907被实现为数字电路时，转换器905可以是在通过放大器系统900的整个信号通路上具有全解析度和线性的模拟-数字转换器。在模拟实现中，转换器905可以被实现为增益级，其适用于输入信号滤波器中的主要输入级别，以避免与PWM调制处理相混淆。

交织PWM发生器907响应于从转换器905提供的信号来提供初级交织PWM脉冲集合和次级交织PWM脉冲集合。在线路909上提供初级交织PWM脉冲集合，并且初级交织PWM脉冲集合具有交织阶数N。在线路910上提供次级交织PWM脉冲集合，并且次级交织PWM脉冲集合具有交织阶数L。交织PWM发生器907利用载波信号来生成初级交织PWM脉冲集合，该载波信号在相位上不同于用来生成次级交织PWM脉冲集合的载波信号。此例中，交织阶数N＝L并且N>1。

初级交织PWM脉冲集合被提供到交织PWM校正器912的输入端。PWM校正器912响应于线路914上提供的一个或多个校正信号，调整初级交织PWM脉冲集合的脉冲宽度，以生成校正后的PWM驱动信号N’。接着，使用校正后的PWM驱动信号N’来驱动交织PWM输出级916的输出开关晶体管。由交织PWM输出级916通过输出滤波器918向诸如扬声器等的负载提供PWM已调制信号N”。

线路914上的校正信号是从与线路910上的次级交织PWM脉冲集合对应的一个或多个前馈信号得到的。此外，可以从与PWM已调制信号N”对应的一个或多个反馈信号得到校正信号，该PWM已调制信号N”是从交织PWM输出级916的输出端提供的。系统900既采用前馈电路通路，又采用反馈电路通路，以便于从次级交织PWM脉冲集合和PWM已调制信号N”这两者来获得(一个或多个)校正信号。为此，在线路910上，次级交织PWM脉冲集合被提供到转换器920的输入端。转换器920提供具有适当的响应和幅度的PWM波形，用来与PWM已调制信号N”的缩放版本相组合。在数字实现中，转换器920将数字代码转换为相关宽度的模拟脉冲波形。在模拟实现中，转换器920可以对线路910上的脉冲进行信号缩放。转换器920的输出可通过具有传递函数H_L的增益级924被提供到求和电路922的正极端子。传递函数H_L可对应于衰减和/或滤波操作，该衰减和/或滤波操作被设计成用来确保在次级交织PWM脉冲集合和PWM已调制信号N”之间存在适当的关系。然而，应理解，转换、增益和/或滤波等任何操作可以在单个功能块中执行，也可以在多个功能块之间以不同的方式划分。于是，系统900的前馈通路中使用的组件仅示出了可以实现这种操作的一种方式。

可以通过增益级926向求和电路922的负极端子的输入端提供PWM已调制信号N”。此例中，增益级926具有传递函数H_N。传递函数H_N可对应于衰减和/或滤波操作，该衰减和/或滤波操作被设计成用来确保在PWM已调制信号N”和次级交织PWM脉冲集合之间存在适当的关系。

求和电路922从增益级924的输出端的信号减去增益级926的输出端的信号，以生成一个或多个误差信号928。该(一个或多个)误差信号是从交织PWM发生器907提供的理想PWM信号输出和在交织PWM输出级916的输出端处提供的PWM已调制信号N”之间测量的误差。误差信号928被具有传递函数H_E的误差放大器930放大，并且可选地，可被转换器932转换为适当的形式，以提供给交织PWM校正器912。如果交织PWM校正器912被实现为数字电路，则转换器932可包括模拟-数字转换器，该模拟-数字转换器将来自误差放大器932的模拟输出转换为适当的数字格式，以输入到交织PWM校正器912。可以将这种模拟-数字转换器的转换时间选择成非常快，从而避免给反馈环增加大量相位滞后。此外，这样的转换器的动态范围可以很大。虽然误差信号的大小应该小于主信号的大小，但由未稳压的电源导致的误差仍然相当大。与交织PWM输出级916的增益级联的误差放大器930的传递函数H_E和传递函数H_N应该被选择为满足奈奎斯特稳定性标准。

相对于由交织PWM发生器907生成的初级交织PWM信号集合909，可以对次级交织PWM信号集合910进行延迟。如果N＝L，则次级交织PWM信号集合910可构成初级交织PWM脉冲集合的延迟版本。可通过，例如，转换器920、增益级924和/或利用独立的延时电路引入该延时。延时的大小可以被选择为对应于通过交织PWM输出级916的预期信号延时。初级交织PWM脉冲集合的相位可以被确定为均分单位圆。这样，被用作参考信号的次级交织PWM脉冲集合的相位也可以被确定为均分单位圆，仅在相位上比初级交织PWM脉冲集合稍微滞后。

实现误差放大器930，使其有利于生成具有高集成度的条件稳定的反馈系统。为此，可以利用高阶无源RC差分器来实现误差放大器930，以用于一个高增益反相放大器周围的反馈。在该反馈网络附近可以使用有源箝位电路，以抑制在系统过载期间所出现的失控的输出。

增益级924和926可以在内部组合它们的交织输入，并将其传送到它们的输出端进行求和。这样，在这两个增益级中的任一个的输出端处没有图9所示的信号计数。这两种形式在线性网络中是逻辑上等效的。这两种信号通路可具有相同的相对幅度和相位响应，以允许它们在交织PWM输出级916没有误差时产生零差值。

增益级926也可以从输出滤波器918接收低通滤波后的输入937。这可以利用高阶远程感应方法来容易地完成，此方法中，高频信号通路来自交织PWM输出级916，并且低频信号通路来自输出滤波器918。

图10是示出在采用交织PWM信号进行PWM纹波抑制的系统中可能执行的一些相关操作的流程图。如图所示，在块1005，生成交织PWM信号N的第一集合，并在块1010，生成交织PWM信号L的第二集合。可以同时执行块1005和1010所示的操作。通过利用待放大的信号来调制编号为N的载波信号，生成块1005所示的第一集合的交织PWM信号，并且通过利用待放大的信号来调制编号为L的载波信号，生成块1010处的第二集合的交织PWM信号。用于生成第一集合的交织PWM信号的载波信号可以在相位上不同于用于生成第二集合的交织PWM信号的载波信号。

在块1015，生成误差信号。此例中，从交织PWM输出级的输出信号以及在块1010处生成的第二集合的交织PWM信号获得误差信号。在块1020，使用该误差信号来校正第一交织PWM信号的脉冲宽度。接着，在块1025，使用该校正后的交织PWM信号来驱动放大器的交织PWM输出级。

虽然已经描述了本发明的各种实施例，然而，本领域普通技术人员将会理解，在本发明范围内还可以实现非常多的实施方式和实现方式。例如，有很多延时发生器以及怎样对它们进行调制和分流的实施方式。于是，本发明仅受到所附的权利要求及其等效体的限制。

Claims (49)

1.一种放大器，包括：

交织PWM放大器，其响应于修改的输入信号和一个或多个载波信号而生成交织PWM脉冲，以驱动所述交织PWM放大器的功率级；

交织PWM发生器，其响应于修改的输入信号和一个或多个另外的载波信号，提供交织PWM脉冲；以及

一个或多个反馈电路，其响应于输入信号和所述交织PWM发生器的所述交织PWM脉冲，生成所述修改的输入信号。

2.如权利要求1所述的放大器，其中，所述一个或多个另外的载波信号在相位上不同于所述交织PWM放大器用来生成其交织PWM脉冲所使用的所述一个或多个载波信号。

3.如权利要求1所述的放大器，其中所述一个或多个反馈电路包括：

第一反馈电路，其布置成，反馈所述交织放大器的功率级的输出，以生成第一反馈信号；

第二反馈电路，其布置成，反馈所述PWM发生器的交织PWM脉冲，以生成第二反馈信号；

组合器电路，其布置成，组合所述输入信号、所述第一反馈信号以及所述第二反馈信号，以生成所述修改的输入信号。

4.如权利要求3所述的放大器，其中，所述交织PWM放大器和所述第一反馈电路进行组合，以展现出第一信号传递特性，其中，所述交织PWM发生器和所述第二反馈电路进行组合，以展现出第二信号传递特性，其中，所述第一信号传递特性和所述第二信号传递特性在放大器的输出带宽的至少预定部分上相互成比例，并且它们之间的比例和N_L与N_N之比相同，并且其中，N_L是所述交织PWM发生器的交织阶数，N_N是所述交织PWM放大器的交织阶数。

5.如权利要求1所述的放大器，其中，所述交织PWM放大器的交织阶数为一。

6.一种放大器，包括：

交织阶数N_N>1的交织PWM放大器，其中，所述交织放大器响应于修改的输入信号和一个或多个载波信号而生成交织PWM脉冲，以驱动所述交织PWM放大器的功率级；

交织阶数N_L>1的交织PWM发生器，其中，所述交织PWM发生器响应于修改的输入信号和一个或多个另外的载波信号，提供交织PWM脉冲；

一个或多个反馈电路，其组合输入信号和所述交织PWM发生器的交织PWM脉冲，以生成所述修改的输入信号。

7.如权利要求6所述的放大器，其中，提供给所述交织PWM发生器的一个或多个另外的载波信号在相位上不同于提供给所述交织放大器的一个或多个载波信号。

8.如权利要求6所述的放大器，其中N_N和N_L是偶数。

9.如权利要求6所述的放大器，其中N_N＝2并且N_L＝2。

10.如权利要求6所述的放大器，其中，所述一个或多个反馈电路包括：

第一反馈电路，其布置成，反馈所述交织放大器的功率级的输出，以生成第一反馈信号；

第二反馈电路，其布置成，反馈所述PWM发生器的交织PWM脉冲，以生成第二反馈信号；

组合器电路，其布置成，组合所述输入信号、所述第一反馈信号以及所述第二反馈信号，以生成所述修改的输入信号。

11.如权利要求10所述的放大器，其中，所述交织PWM放大器和所述第一反馈电路进行组合，以展现出第一信号传递特性，其中，所述交织PWM发生器和所述第二反馈电路进行组合，以展现出第二信号传递特性，其中，所述第一信号传递特性和所述第二信号传递特性在所述放大器的输出带宽的至少预定部分上相互成比例，并且它们之间的比例与N_L和N_N之比相同。

12.如权利要求11所述的放大器，其中N_N和N_L是偶数。

13.如权利要求11所述的放大器，其中N_N＝2并且N_L＝2。

14.一种放大器，包括：

载波发生器电路，其至少提供第一载波输出信号和第二载波输出信号；

至少一个脉冲宽度调制器，其响应于所述第一载波输出信号和修改的输入信号，生成交织脉冲输出驱动信号；

至少一个反向电流输出驱动器，其响应于所述至少一个脉冲宽度调制器的所述交织脉冲输出驱动信号，生成用于驱动负载的负载信号；

反馈求和电路，其响应于第一次级反馈信号和第二次级反馈信号，生成提供到所述至少一个脉冲宽度调制器的所述修改的输入信号；

第一反馈电路，其布置成，反馈负载信号的至少一部分，作为所述反馈求和电路的所述第一反馈信号；

至少一个另外的脉冲宽度调制器，其响应于所述第二载波输出信号和所述修改的输入信号，生成另外的交织脉冲输出信号；

第二反馈电路，其布置成，反馈所述另外的交织脉冲输出信号的至少一部分，作为所述反馈求和电路的所述第二反馈信号。

15.如权利要求14所述的放大器，其中所述第一载波输出信号和所述第二载波输出信号在相位上互不相同。

16.一种放大器，包括：

交织放大器部分，其接收修改的输入信号，并提供放大的输出信号，其中，所述交织放大器部分具有对应于包括一个或多个相位向量的第一集合的传递特性G_N；

交织PWM部分，其接收所述修改的输入信号，并提供交织脉冲输出信号，其中，所述交织PWM部分具有对应于包括一个或多个相位向量的第二集合的传递特性G_L，该第二集合的一个或多个相位向量不同于所述第一集合的一个或多个相位向量；

求和电路；

反馈电路，其布置成，将所述交织放大器部分的所述放大的输出信号的至少一部分反馈给所述求和电路，其中，所述反馈电路具有传递特性H_N；

另外的反馈电路，其布置成，将所述交织PWM部分的交织脉冲输出信号的至少一部分反馈给所述求和电路，其中，所述反馈电路具有传递特性H_L；以及

其中，所述组合器电路通过从待放大的输入信号中减去所述反馈电路的输出信号和所述另外的反馈电路的输出信号，生成所述修改的输入信号。

17.如权利要求16所述的放大器，其中，G_L·H_L在放大器的输出带宽的至少预定的部分上标称与G_N·H_N成比例。

18.如权利要求17所述的放大器，其中，传递特性G_N对应于交织阶数N_N，传递特性G_L对应于交织阶数N_L，并且其中，G_L·H_L相对于G_N·H_N的比例约等于N_L相对于N_N的比例。

19.如权利要求16所述的放大器，其中，所述第一集合的相位向量被布置成相互成角度以等分圆。

20.如权利要求16所述的放大器，其中，所述第二集合的相位向量被布置成相互成角度以等分圆。

21.如权利要求19所述的放大器，其中，所述第二集合的相位向量等分圆的角度与所述第一集合的相位向量等分圆的角度不重合。

22.如权利要求19所述的放大器，其中，所述第一集合的相位向量和所述第二集合的相位向量进行组合，以等分圆。

23.一种放大器，包括：

交织放大器部分，其接收修改的输入信号，并提供放大的输出信号，其中，所述交织放大器部分具有传递特性G_N；

信号衰减器，其布置成，提供与来自所述交织放大器部分的所述放大的输出信号对应的衰减输出信号；

交织PWM部分，其接收所述修改的输入信号，并提供交织脉冲输出信号，其中，所述交织PWM部分具有传递特性G_L，并且其中，所述交织脉冲输出信号是利用一个或多个另外的载波信号生成的；

延时电路，其布置成，提供与所述交织PWM部分的所述交织脉冲输出信号对应的延时输出信号；

一个或多个组合器电路，其基于所述延时输出信号、所述衰减输出信号以及对应于待放大的信号的输入信号，生成所述修改的输入信号。

24.如权利要求23所述的放大器，其中，所述一个或多个另外的载波信号在相位上不同于所述交织放大器部分所使用的一个或多个载波信号。

25.如权利要求23所述的放大器，其中，所述交织PWM部分所使用的一个或多个载波信号对应于第一集合的相位向量，并且其中，所述第一集合的相位向量被布置成相互成角度以等分圆。

26.如权利要求23所述的放大器，其中，所述交织放大器所使用的所述一个或多个载波信号对应于第二集合的相位向量，并且其中，所述第二集合的相位向量被布置成相互成角度以等分圆。

27.如权利要求26所述的放大器，其中，所述第二集合的相位向量等分圆的角度与所述第一集合的相位向量等分圆的角度不重合。

28.如权利要求26所述的放大器，其中，所述第一集合的相位向量和所述第二集合的相位向量进行组合以等分圆。

29.如权利要求23所述的放大器，其中，所述一个或多个组合器电路包括第一组合器电路和第二组合器电路，所述第一组合器电路生成反馈信号，该反馈信号是所述衰减输出信号和所述延时输出信号之和，并且所述第二组合器电路从所述输入信号中减去所述反馈信号。

30.如权利要求29所述的放大器，进一步包括处理电路，其布置成，处理来自所述第一组合器电路的所述反馈信号，其中，处理后的反馈信号被提供给所述第二组合器电路。

31.如权利要求23所述的放大器，其中，所述延时电路被实现在所述交织PWM部分中，并包含在所述传递特性G_L中。

32.一种操作放大器的方法，该方法包括：

响应于修改的输入信号和一个或多个载波信号，生成初级交织PWM脉冲；

利用所述初级交织PWM脉冲来驱动功率级；

响应于所述修改的输入信号和一个或多个另外的载波信号，生成次级交织PWM脉冲；以及

从输入信号和次级交织PWM脉冲生成所述修改的输入信号。

33.如权利要求32所述的操作放大器的方法，其中，用于生成所述次级交织PWM脉冲信号的所述一个或多个另外的载波信号在相位上不同于用于生成所述初级交织PWM脉冲信号的所述一个或多个载波信号。

34.如权利要求32所述的操作放大器的方法，其中，用于生成所述初级交织PWM脉冲的所述一个或多个载波信号具有大小相等并且等分单位圆的对应的相位向量。

35.如权利要求32所述的操作放大器的方法，其中，用于生成所述次级交织PWM脉冲的所述一个或多个另外的载波信号具有大小相等并且等分单位圆的对应的相位向量。

36.如权利要求35所述的操作放大器的方法，其中，用于生成所述次级交织PWM脉冲的所述一个或多个另外的载波信号具有大小相等并且等分单位圆的对应的相位向量，这些相位向量等分单位圆的角度与用于生成所述初级交织PWM脉冲的所述一个或多个载波信号不重合。

37.如权利要求35所述的操作放大器的方法，其中，所述一个或多个载波信号和所述一个或多个另外的载波具有等分单位圆的对应的相位向量。

38.一种放大器，包括：

交织PWM发生器，其响应于输入信号而提供初级交织PWM脉冲集合和次级交织PWM脉冲集合；

交织PWM输出级，其响应于与初级交织PWM脉冲集合对应的校正后的交织PWM脉冲，生成放大的PWM输出脉冲；

交织PWM校正器，其响应于从对应于次级交织PWM脉冲集合的一个或多个前馈信号得到的一个或多个校正信号，生成所述校正后的交织PWM脉冲，以供所述交织PWM输出级使用。

39.如权利要求38所述的放大器，其中，利用载波信号生成所述初级交织PWM脉冲集合，该载波信号与用于生成次级交织PWM脉冲集合的载波信号在相位上不同。

40.如权利要求38所述的放大器，其中，所述交织PWM校正器进一步响应于与放大的PWM输出脉冲对应的一个或多个反馈信号，生成所述校正后的交织PWM脉冲，以供所述交织PWM输出级使用。

41.如权利要求43所述的放大器，其中，所述初级交织PWM脉冲集合的交织阶数N>1，并且所述次级交织PWM脉冲集合的交织阶数为L，并且其中N＝L。

42.如权利要求40所述的放大器，其中，所述初级交织PWM脉冲集合的交织阶数N>1，并且所述次级交织PWM脉冲集合的交织阶数为L，并且其中N＝L。

43.一种放大器，包括：

交织PWM发生器，其响应于输入信号而提供初级交织PWM脉冲集合和次级交织PWM脉冲集合；

前馈电路，其提供从所述次级交织PWM脉冲集合得到的一个或多个前馈信号；

交织PWM输出级，其响应于与初级交织PWM脉冲集合对应的校正后的交织PWM脉冲，生成放大的PWM输出脉冲；

反馈电路，其提供从所述放大的PWM输出脉冲得到的一个或多个反馈信号；

交织PWM校正器，其响应于从所述一个或多个前馈信号以及所述一个或多个反馈信号得到的一个或多个校正信号，生成校正后的交织PWM脉冲，以供所述交织PWM输出级使用。

44.如权利要求43所述的放大器，其中，从载波信号生成所述初级交织PWM脉冲集合，该载波信号与用于生成所述次级交织PWM脉冲集合的载波信号在相位上不同。

45.如权利要求43所述的放大器，其中，所述初级交织PWM脉冲集合的交织阶数为N，所述次级交织PWM脉冲集合的交织阶数为L，并且其中N＝L。

46.如权利要求43所述的放大器，其中，所述前馈电路包括：

转换器，其布置成，接收所述次级交织PWM脉冲集合；以及

增益电路，其具有传递函数H_L。

47.如权利要求45所述的放大器，其中，所述反馈电路包括具有传递函数H_N的增益电路。

48.如权利要求47所述的放大器，进一步包括求和电路，其提供一个或多个求和输出信号，该求和输出信号对应于在所述反馈电路的增益电路输出端处提供的一个或多个信号以及在所述前馈电路的增益电路的输出端处提供的一个或多个信号之间的差异。

49.如权利要求48所述的放大器，进一步包括信号处理电路，其响应于所述求和的输出信号，向所述交织PWM校正器提供所述一个或多个校正信号。

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