CN101641867A - 数字双回路输出电压调节 - Google Patents

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Abstract

开关式电压调节器具有包括双数字控制回路的数字控制系统。电压调节器包括适于在电压调节器的相应输入端子和输出端子之间输送功率的至少一个电源开关和适于响应电压调节器的输出来控制电源开关的操作的数字控制器。数字控制器还包括第一控制回路以较低的调节精确度提供高的速度并且第二控制回路以较低的速度具有高的精确度的双数字控制回路。因此，数字控制系统同时提供高速和高调节精确度的优点。

Description

数字双回路输出电压调节
(相关申请数据)
本专利申请是在2006年11月27日提交的申请第11/605045号的部分继续申请(CIP)，第11/605045号申请又是在2005年3月18日提交、已在2006年11月28日授权为美国专利第7141956号的申请第11/084766号的继续申请。
技术领域
本发明涉及电压调节器电路，更特别地，涉及对于使用用于改善的调节的双反馈回路的开关式电压调节器的数字控制。
背景技术
在现有技术中，将可用的直流(DC)电平电压转换成另一DC电平电压的开关式电压调节器是已知的。开关式电压调节器通过将电流的流动切换到输出电感器中来选择性地在与负载耦接的输出电感器中存储能量从而向负载提供调节的DC输出电压。降压转换器(buckconverter)是一种特定类型的开关式电压调节器，该开关式电压调节器包括一般由MOSFET晶体管提供的两个电源开关。与负载并联耦接的滤波电容器减少输出电流的波纹。脉宽调制(PWM)控制电路用于以交替的方式控制电源开关的选通，以控制输出电感器中的电流的流动。PWM控制电路使用反映输出电压和/或电流电平的反馈信号，以响应变化的负载条件调整应用于电源开关的占空因数。
常规的PWM控制电路是通过使用诸如运算放大器和比较器的模拟电路部件来构建的。但是，由于数字电路占用较少的物理空间并且需要较少的功率，因此期望以数字电路代替模拟电路部件。常规的数字PWM控制电路包括产生代表受控信号(例如，输出电压(Vo))和基准电压之间的差值的误差信号的减法器。模数转换器(ADC)将误差信号转换成数字信号。数字误差信号被提供给具有对于电压调节器反馈回路提供稳定性的传递函数H(z)的回路补偿滤波器。数字脉宽调制器(DPWM)然后产生用于控制电压调节器的电源开关的比例脉宽调制信号。
为了使PWM控制电路保持具有低的复杂性，期望将数字信号的位数保持为小的数。但是，同时，数字信号的位数需要足够高，以提供足够的分辨率来确保输出值的精确控制。如果输出电压需要是可大范围编程的，那么在减法器上保持小的DC误差是更加困难的，因此设定点精确度误差将增加。虽然可通过提供可调整的增益和偏移使电路在宽的范围上较为精确，但这伴随附加的成本和复杂性。并且，ADC需要迅速响应变化的负载条件，并使得能够实现反馈回路的快速瞬时响应。当前的微处理器表现出达20A/μs的电流转换速率(slew rate)，并且将来的微处理器可望达到高于350A/μs的转换速率，由此需要电压调节器的极快响应。通常，快速响应时间和DC精度常常是矛盾的需要。数字信号的位大小还影响实现传递函数H(z)的数字电路的复杂性，并由此影响相关的成本。
因此，提供克服现有技术的这些和其它缺点的用于数字控制开关式电压调节器的系统和方法会是有利的。更特别地，提供用于通过使用具有更好的可重复性和精确度的数字电路来控制开关式电压调节器的双回路输出电压控制电路会是有利的。
发明内容
本发明提供具有数字控制系统的开关式电压调节器。一般地，电压调节器包括适于在电压调节器的相应输入端子和输出端子之间输送功率的至少一个电源开关和适于响应电压调节器的输出来控制电源开关的操作的数字控制器。数字控制器还包括第一控制回路以较低的调节精确度提供高的速度并且第二控制回路以较低的速度具有高的精确度的双数字控制回路。因此，本发明同时提供高速和高精度的优点。
具体而言，第一数字控制回路包括提供代表电压调节器的第一输出测量结果和基准值之间的差值的第一数字误差信号的第一模数转换器、基于第一数字误差信号提供数字控制输出的第一数字滤波器和向电源开关提供控制信号的数字脉宽调制器。控制信号具有与数字控制输出相对应的脉冲宽度。第二数字控制回路包括提供电压调节器的第二输出测量结果的第二模数转换器。第二数字控制回路提供代表第二输出测量结果和基准值之间的差值的第二数字误差信号。第二模数转换器具有比第一模数转换器高的分辨率。第二数字误差信号被施加到第一数字控制回路上，以由此提高第一输出测量结果的精确度。
在本发明的实施例中，第一数字控制回路还包括提供电压调节器输出的第一数字测量结果的第一模数转换器、基于第一数字误差信号和第二数字误差信号提供数字控制输出的数字滤波器和基于数字控制输出向至少一个电源开关提供控制信号的数字脉宽调制器。第一数字误差信号包括第一数字测量结果和数字基准值之间的差值。第二数字误差信号包括第一数字误差信号与数字基准值的时间变化部分的和。
第二数字控制回路包括提供电压调节器输出的第二数字测量结果的第二模数转换器。第二模数转换器具有比第一模数转换器高的分辨率。第二数字控制回路基于期望的输出电压设定点提供数字基准值。第二数字控制回路基于第二数字测量结果和输出电压设定点之间的差值提供数字基准值的时间变化部分。
具体而言，数字滤波器包括比例运算单元、积分运算单元和导数运算单元。第一数字误差信号被提供给比例运算单元和导数运算单元。第二数字误差信号被提供给积分运算单元。
考虑优选实施例的以下的详细说明，将向本领域技术人员提供用于数字控制开关式电压调节器的系统和方法的更加完整的理解及其附加优点和目的的实现。将首先参照附图进行简要说明。
附图说明
图1示出具有常规的数字控制电路的开关式电压调节器；
图2示出具有带有第二模拟控制回路的数字控制电路的开关式电压调节器；
图3示出根据本发明的第一实施例的具有数字双回路控制电路的开关式电压调节器；
图4示出供图3的数字双回路控制电路使用的示例性数字滤波器；
图5示出根据本发明的第二实施例的具有数字双回路控制电路的开关式电压调节器；
图6示出供图5的数字双回路控制电路使用的示例性数字滤波器；
图7示出根据本发明的第三实施例的具有数字双回路控制电路的开关式电压调节器；
图8示出供图7的数字双回路控制电路使用的具有设定点调整的示例性数字控制器。
具体实施方式
本发明提供用于控制开关式电压调节器的数字双回路输出电压控制电路。在以下的详细说明中，相同的附图标记用于说明在一个或更多个图中示出的相同的元件。
图1示出具有常规的数字控制电路的开关式电压调节器10。电压调节器10包括用于将输入的DC电压Vin转换成向电阻负载20(R负 载)施加的输出DC电压Vo的降压转换器布局(topology)。电压调节器10包括由MOSFET器件提供的一对电源开关12、14。高侧电源开关14的漏极端子与输入电压Vin耦接，低侧电源开关14的源极端子接地，并且，电源开关12的源极端子和电源开关14的漏极端子耦接在一起以限定开关节点。输出电感器16被串联耦接在开关节点和提供输出电压Vo的端子之间，并且，电容器18与电阻负载R负载并联耦接。相应驱动器22、24交替驱动电源开关12、14的栅极端子。而数字控制电路30(下面说明)控制驱动器22、24的操作。电源开关12、14的断开和闭合在开关节点处提供具有大体为矩形波的中间电压，并且，由输出电感器16和电容器18形成的滤波器将矩形波转换成基本上为DC的输出电压Vo。
数字控制电路30从电压调节器10的输出部分接收反馈信号。如图1所示，反馈信号与输出电压Vo相对应，但应理解，反馈信号可选择地(或另外地)与由电阻负载R负载牵引的输出电流或它们的组合相对应。反馈路径还可包括由电阻器26、28提供的分压器，以将检测到的输出电压Vo降低到代表性的电压电平。数字控制电路30提供具有被控制为在期望的电平上调节输出电压Vo(或输出电流)的占空因数的脉宽调制波形。尽管示例性的电压调节器10被示为具有降压转换器布局，但应理解，使用数字控制电路30的电压调节器10的反馈回路控制的使用同样适用于其它已知的电压调节器布局，诸如隔离或非隔离配置的升压和降压-升压转换器。
更特别地，数字控制电路30包括减法器32、模数转换器(ADC)34、数字滤波器36和数字脉宽调制器(DPWM)38。减法器32接收反馈信号(即，输出电压Vo)和基准电压(Ref)作为输入，并且提供模拟电压误差信号(Ref-Vo)。ADC 34产生电压误差信号的数字代表。数字滤波器36具有将电压误差信号变换成向DPWM 38提供的数字输出的传递函数H(z)，该DPWM 38将数字输出转换成具有比例脉冲宽度的波形。如上面讨论的那样，由DPWM 38产生的脉冲调制波形通过相应驱动器22、24与电源开关12、14的栅极端子耦接。数字滤波器36还可包括具有滤波系数的无限脉冲响应(IIR)滤波器，可选择性地通过适当的输入来修改该滤波系数以由此改变数字滤波器的性能特性。如上面讨论的那样，常规的数字控制电路30的缺点是，减法器32具有有限的静态精确度。
为了提高数字控制电路30的输出电压设定点精确度，如图2所示，可以增加第二模拟控制回路40。第二控制回路包括放大器46和积分器48。如同第一控制回路那样，第二控制回路40从与输出电压Vo相对应的电压调节器10的输出部分接收反馈信号。反馈路径还可包括由电阻器42、44提供的分压器，以将检测到的输出电压Vo降低到代表性的电压电平。反馈信号被提供给放大器46的反相输入端子，并且，放大器的非反相输入端子与基准电压耦接。放大器46被选择为具有比减法器32低的带宽，由此使得能够以较低的速度实现较高的精确度。放大器46的输出被提供给积分器48，该积分器48又通过适当的电阻器将调整的电压提供给第一回路的减法器32。积分器48保证第二控制回路的误差信号在稳定状态操作期间保持为零。第一控制回路提供第一瞬时响应，而第二控制回路在稳定状态条件下提供高DC精确度。
现在参照图3，根据本发明的第一实施例示出具有数字双回路控制电路的开关式电压调节器。数字控制电路包括串行接口52，该串行接口52允许与主机系统进行双向数据通信以接收数据来控制数字控制电路并由此控制电压调节器的操作，并将状态信息发送回主机系统。数模转换器56与串行接口52耦接。经由串行接口52从主机系统提供(或保存在串行接口52内的存储器中)的数字基准值通过数模转换器56被转换成基准电压，即，又被提供给减法器32以用于与输出电压Vo的代表相比较。这样，主机系统可限定基准电压，并由此控制输出电压Vo。串行接口52还将滤波系数值从主机系统传送给数字滤波器36，以由此控制数字滤波器36的特性。在这些方面，数字控制电路包括基本上与上面参照图1说明的电路相同的第一控制回路。
第二数字控制回路由模数转换器58和数字滤波器电路70提供。模数转换器58接收与输出电压Vo相对应的反馈信号，该输出电压Vo通过由电阻器62、66提供的分压器降低到代表性的电压电平。模数转换器58通过监视电路54与串行接口52耦接。这样，模数转换器58提供输出电压的精确数字测量结果，并且，该信息可通过监视电路和串行接口52被传送回主机系统。在本发明的优选实施例中，数模转换器56具有比监视模数转换器58低得多的分辨率。数模转换器56的分辨率被选择为与不同的负载R负载的具体电源电压需求相对应。模数转换器34具有小的转换范围，但是需要十分迅速。由于在调节器的输出处总是存在一些残余波纹电压并且模数转换器34需要具有快速的响应时间，因此波纹电压不能被滤除，原因是这会使转换过程变慢。波纹因此让步于第一回路中的附加误差信号。监视模数转换器58可以以相当低采样率运行，但应该精确。为了提高精确度，监视模数转换器58将在其输入上包括还将减少在调节器的输出上看到的波纹电压的抗混叠滤波器。该模数转换器58将因此测量输出的真实平均值，并因此具有固有地比模数转换器34好的精确度。
数字滤波器电路70还包括数字比较器76、数字滤波器64和可变电阻器72。数字比较器76在第一输入处接收由主机系统提供的数字基准值，并在第二输入处接收输出电压Vo的数字测量结果，并且产生数字误差值。数字误差值通过数字滤波器74并且控制可变电阻器72的设置。可变电阻器72是由电阻器28和64限定的分压器的一部分。因此，可通过控制可变电阻器72的设置调整向减法器32提供的输出电压Vo的代表。
图4更加详细地示出数字滤波器电路70的实施例。如上面讨论的那样，数字基准值将通常具有比模数转换器58的监视输出低的分辨率。在图4的实施例中，基准信号具有九位分辨率，并且，监视输出具有十二位分辨率。数字比较器82被示为具有两个十二位输入。基准信号乘以八(即，通过添加三个末尾0位)，以将其调整到与监视输出相同的宽度。数字比较器82将这些值相比较，并且产生两个输出(即，A＞B和A＜B)。这两个信号控制用作积分器的上/下计数器84。因此，当基准信号超过监视输出(A＞B)时计数器加1，并且，当监视输出超过基准信号(A＜B)时计数器减1。选择计数器84，使得它不过运转(over-roll)(即，计数器不低于零并且在达到其最大值时停止)。如图4所示，计数器84具有从零到十五的范围的四位分辨率。
可变电阻器由场效应晶体管861～864形成，每个场效应晶体管具有与接地点耦接的源极端子和与电阻器882～885耦接的相应漏极端子。电阻器881和921～924被串联耦接在一起，并被耦接在晶体管861～864的连续晶体管之间。晶体管861～864的栅极端子与计数器84的四位输出的相应位耦接。通过激活场效应晶体管861～864中的各单个场效应晶体管并由此并联耦接电阻器中的相关的一个，改变可变电阻器的有效电阻。可以选择电阻器的值，使得当计数器从零变为十五时输出电压改变(例如，从-2％变为+2％)。
计数器84由具有明显比第一数字控制回路的PWM频率低的频率的信号计时。在本发明的实施例中，计数器84由具有比PWM频率低100～1000倍的频率的信号计时。因此，第二数字控制回路明显比第一数字控制回路慢，而且，由于监视模数转换器58的更大的分辨率，提供更高的精确度。
由于数字比较器82和计数器84是简单的数字电路，因此在包括两个数字控制回路的单一数字控制电路内实现这些电路是相对容易的。本实施例的缺点在于，数字滤波器74仍作用于模拟电路，即，可变电阻器72。因此，数字校正值在作用于第一数字控制回路之前被转换回模拟信号。因此，具有可通过使用完全数字电路实现的控制电路是更加有利的。
现在参照图5，根据本发明的第二实施例示出具有数字双回路控制电路的开关式电压调节器。本实施例与前面的实施例的不同之处在于，包括具有数字比较器102、数字滤波器104和加法器106的数字滤波器电路100。如在前面的实施例中那样，数字比较器102将由主机系统提供(或保存在存储器中)的数字基准值与输出电压Vo的数字测量结果相比较，并产生数字误差值。数字误差值通过数字滤波器104并向加法器106提供数字值。加法器将数字基准值与滤波的数字值组合以产生调整的数字基准值。调整的数字基准值被提供给数模转换器56，该数模转换器56将数字基准值转换成基准电压，该基准电压又被提供给减法器32以用于与输出电压Vo的代表相比较。因此，数字滤波器104直接而不是通过使用第一控制回路的电阻分压器修改基准值。
由于基准数模转换器56具有比监视模数转换器58低的分辨率，因此调整的数字基准值会落在数模转换器的离散点之间，第二数字控制回路在低得多的频率下运行的事实加重这一点。因此，在本发明的实施例中，数字滤波器电路100适于实际上增加基准数模转换器56的分辨率。此外，数字滤波器电路100利用第一数字控制回路具有低通滤波器特性的事实。特别地，如果可通过足够快的一个计数上下切换数字基准值，那么第一数字控制回路将切换基准值平均化并在基准数模转换器56的输出处给出平均基准值。
具体而言，图6更加详细地表示图5的数字滤波器电路100。数字滤波器电路包括提供数字基准值的抖动(dithering)的相位累加器。数字滤波器电路进一步被示为包括计数器112、加法器114、116、120和相位转换器118。如在图4的实施例中那样，数字比较器102将监视值和基准值相比较，并产生两个输出(即，A＞B和A＜B)。这两个信号控制用作积分器的上/下计数器112。因此，当基准信号超过监视输出(A＞B)时计数器加1，并且，当监视输出超过基准信号(A＜B)时计数器减1。计数器112产生六位数字误差值，该六位数字误差值被分割，使得最有效的两个位被提供给加法器114，并且最低有效的四个位被提供给加法器120。这些最低有效的位被视为校正信号的小数部分，并且通过存储四位误差值的连续的和的相位寄存器118随着时间抖动(dither)。与相位寄存器118一起提供相位累加器的加法器120又反馈回相位寄存器，该相位累加器将误差值的后四位加到相位值上。每当加法器120溢出时，它产生向加法器116提供的进位位。通过从由加法器114产生的数字误差值添加进位，加法器116导致数字误差值E(5:0)的小数部分抖动。
作为例子，可以在范围达到0、1/16、2/16...15/16...314/16、315/16等的增量中设置抖动基准的平均值。因此，可以在小数量中对数模转换器56分辨率的分辨率进行编程，以允许在不需要具有高分辨率的数模转换器的情况下以更加精确的方式控制第一回路的输出电压。
现在参照图7，根据本发明的第三实施例示出具有数字双回路控制电路的开关式电压调节器。本实施例与前面的实施例的不同之处在于，直接将输出电压Vo转换成数字值，而不是输出电压Vo的误差。输出电压Vo被直接施加到向减法器132提供数字值的模数转换器34。如在前面的实施例中那样，数字比较器102在第一输入处接收由主机系统提供的数字基准值并在第二输入处接收输出电压Vo的数字测量结果，并且产生数字误差值。数字误差值通过数字滤波器104并向加法器106提供数字值。加法器106将数字基准值与滤波的数字值组合以产生调整的数字基准值。调整的数字基准值被提供给减法器132，该减法器132从调整的数字基准值减去输出电压Vo的数字值。
如同前面的实施例那样，数字滤波器104直接而不是通过使用第一控制回路中的电阻分压器修改基准值。但是，该配置的缺点在于，由第二反馈相位累加器产生的时间变化基准值将噪声加到主反馈回路上。这对于开关式电压调节器的输出电压波纹和噪声造成不利影响。
图8示出供使主反馈回路中的噪声最小化的开关式电压调节器之用的数字控制器。主回路和二次回路均被分开，使得基准值包括时间不变部分(即，缓慢地变化)和包含用于提供小数最低有效位(LSB)设定点精确度的调制的时间变化部分。在主回路中，数字滤波器被实现为具有不同的比例144运算单元、积分运算单元146和导数142运算单元的典型的PID滤波器，这些运算单元具有由加法器148组合的输出。如在图7中那样，调整的数字基准值被提供给减法器132，该减法器132将从调整的数字基准值减去输出电压Vo的数字值，以产生第一误差信号(VERR1[7:0])。第一误差信号被直接提供给导数运算单元和比例运算单元142、144，并且通过加法器152被加到基准值(进位(Carry))的时间变化部分上，以产生第二误差信号(VERR2[7:0])。第二误差信号被提供给积分运算单元146。比例运算单元、积分运算单元和导数运算单元144、146、142的组合输出被提供给数字脉宽调制器(DPWM)38。
如在图7中那样，二次回路包括数字滤波器，该数字滤波器包括提供数字基准值的抖动的相位累加器。数字滤波器包括计数器162、加法器174和相位转换器172。计数器162和相位转换器172被共同的时钟驱动。数字比较器102将监视电压值和基准电压值相比较，并产生两个输出(即，A＞B和A＜B)。这两个信号控制用作积分器的上/下计数器162。因此，当基准信号超过监视输出(A＞B)时计数器162加1，并且，当监视输出超过基准信号(A＜B)时计数器减1。计数器162产生六位数字误差值(E[5:0])，该六位数字误差值被分割，使得最有效的两个位(E[5:4])被提供给加法器106，并且最低有效的四个位(E[3:0])被提供给加法器174。这些最低有效的位被视为校正信号的小数部分，并且通过存储四位误差值的连续的和的相位寄存器172随着时间抖动(dither)。与相位寄存器172一起提供相位累加器170的加法器174又反馈回相位寄存器，该相位累加器将误差值的后四位加到相位值上。每当加法器174溢出时，它产生向加法器152提供的进位位。通过从由加法器174产生的数字误差值添加进位，加法器152导致数字误差值E(5:0)的小数部分抖动。
滤波器的积分运算单元146设置输出电压Vo平均值。比例运算单元和导数运算单元144、142保证良好的瞬时响应。通过仅对于数字滤波器的积分部分提供时间变化误差值，本发明实现两个目的。第一，主回路中的输出电压Vo的测量结果将解决时间变化基准值的平均，该平均是模数转换器34(VO[7:0])的输出的最低有效位(LSB)的小数部分。这允许用比模数转换器34正常允许的步骤少的步骤设置平均输出电压Vo。第二，基准值的时间变化部分仅被提供给数字滤波器的积分运算单元146。由于这种积分器提供低通滤波器，因此基准值的变化由于积分运算单元146而高度衰减。这使控制回路的增加的噪声保持为最低。
虽然已说明了用于数字控制开关式电压调节器的系统和方法的优选实施例，但本领域技术人员很容易理解，已实现该系统的某些优点。还应理解，可以在本发明的范围和精神内提出其各种修改、适应性和替代性实施例。本发明进一步由以下的权利要求限定。

Claims (26)

1.一种电压调节器，包括：
适于在所述电压调节器的相应输入端子和输出端子之间输送功率的至少一个电源开关；和
适于响应所述电压调节器的输出来控制所述至少一个电源开关的操作的数字控制器，所述数字控制器包括：
包括提供所述电压调节器输出的第一数字测量结果的第一模数转换器、基于第一数字误差信号和第二数字误差信号提供数字控制输出的数字滤波器和基于所述数字控制输出向所述至少一个电源开关提供控制信号的数字脉宽调制器的第一数字控制回路，该第一数字误差信号包括第一数字测量结果和数字基准值之间的差值，该第二数字误差信号包括第一数字误差信号与数字基准值的时间变化部分的和；和
包括提供所述电压调节器输出的第二数字测量结果的第二模数转换器的第二数字控制回路，所述第二模数转换器具有比所述第一模数转换器高的分辨率，所述第二数字控制回路基于期望的输出电压设定点提供数字基准值，所述第二数字控制回路基于所述第二数字测量结果和所述输出电压设定点之间的差值提供数字基准值的所述时间变化部分。
2.根据权利要求1所述的电压调节器，还包括与所述第二数字控制回路操作耦接并适于接收所述输出电压设定点的串行接口。
3.根据权利要求2所述的电压调节器，其中，所述串行接口还适于向主机传送所述第二数字测量结果。
4.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述数字滤波器包括比例运算单元、积分运算单元和导数运算单元。
5.根据权利要求4所述的电压调节器，其中，所述第一数字误差信号被提供给所述比例运算单元和导数运算单元。
6.根据权利要求4所述的电压调节器，其中，所述第二数字误差信号被提供给所述积分运算单元。
7.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述第二数字控制回路还包括接收所述第二数字测量结果和所述输出电压设定点的数字比较器和与所述数字比较器操作耦接的计数器，所述计数器在所述第二数字测量结果比所述输出电压设定点小的情况下沿第一方向计数并在所述第二数字测量结果比所述输出电压设定点大的情况下沿相反方向计数。
8.根据权利要求7所述的电压调节器，其中，所述第二数字控制回路还包括与提供数字基准值的所述时间变化部分的计数器操作耦接的相位累加器。
9.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述第二数字控制回路与所述第二数字测量结果一致地相对缓慢地调整所述数字基准值。
10.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述第一模数转换器具有比所述第二模数转换器的相应采样率明显高的采样率。
11.一种控制电压调节器的方法，该电压调节器包括适于在所述电压调节器的输入端子和输出端子之间输送功率的至少一个电源开关，所述方法包括：
接收所述电压调节器的第一和第二输出测量结果；
对所述第一输出测量结果进行采样，以提供代表所述输出测量结果和基准值之间的差值的第一数字误差信号；
对所述第二输出测量结果进行采样，以提供所述第二输出测量结果和基准值之间的差值的时间变化部分；
组合时间变化部分和第一数字误差信号以提供第二数字误差信号；
对所述第一和第二数字误差信号进行滤波以提供数字控制输出；和
向所述至少一个电源开关提供控制信号，所述控制信号具有与所述数字控制输出相对应的脉冲宽度，
其中，在与所述第二采样步骤相比明显较高的速度和明显较低的分辨率下执行所述第一采样步骤。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括接收限定所述基准值的基准数据。
13.根据权利要求11所述的方法，还包括发送与所述第二输出测量结果相对应的监视数据。
14.根据权利要求11所述的方法，其中，所述滤波步骤还包括对第一数字误差信号进行导数和比例滤波和对第二数字误差信号进行积分滤波。
15.根据权利要求11所述的方法，还包括通过使用所述第二输出测量结果调整所述基准值。
16.根据权利要求11所述的方法，其中，时间变化部分还包括所述第二输出测量结果和基准值之间的差值的至少一个最低有效位。
17.一种用于电压调节器的数字控制器，该电压调节器具有适于在所述电压调节器的相应输入端子和输出端子之间输送功率的至少一个电源开关，所述数字控制器适于响应所述电压调节器的输出来控制所述至少一个电源开关的操作，所述数字控制器包括：包括提供所述电压调节器输出的第一数字测量结果的第一模数转换器、基于第一数字误差信号和第二数字误差信号提供数字控制输出的数字滤波器和基于所述数字控制输出向所述至少一个电源开关提供控制信号的数字脉宽调制器的第一数字控制回路，该第一数字误差信号包括第一数字测量结果和数字基准值之间的差值，该第二数字误差信号包括第一数字误差信号与数字基准值的时间变化部分的和；和
包括提供所述电压调节器输出的第二数字测量结果的第二模数转换器的第二数字控制回路，所述第二模数转换器具有比所述第一模数转换器高的分辨率，所述第二数字控制回路基于期望的输出电压设定点提供数字基准值，所述第二数字控制回路基于所述第二数字测量结果和所述输出电压设定点之间的差值提供数字基准值的所述时间变化部分。
18.根据权利要求17所述的数字控制器，还包括与所述第二数字控制回路操作耦接并适于接收所述输出电压设定点的串行接口。
19.根据权利要求18所述的数字控制器，其中，所述串行接口还适于向主机传送所述第二数字测量结果。
20.根据权利要求17所述的数字控制器，其中，所述数字滤波器包括比例运算单元、积分运算单元和导数运算单元。
21.根据权利要求20所述的数字控制器，其中，所述第一数字误差信号被提供给所述比例运算单元和导数运算单元。
22.根据权利要求20所述的数字控制器，其中，所述第二数字误差信号被提供给所述积分运算单元。
23.根据权利要求17所述的数字控制器，其中，所述第二数字控制回路还包括接收所述第二数字测量结果和所述输出电压设定点的数字比较器和与所述数字比较器操作耦接的计数器，所述计数器在所述第二数字测量结果比所述输出电压设定点小的情况下沿第一方向计数并在所述第二数字测量结果比所述输出电压设定点大的情况下沿相反方向计数。
24.根据权利要求23所述的数字控制器，其中，所述第二数字控制回路还包括与提供数字基准值的所述时间变化部分的计数器操作耦接的相位累加器。
25.根据权利要求17所述的数字控制器，其中，所述第二数字控制回路与所述第二数字测量结果一致地相对缓慢地调整所述数字基准值。
26.根据权利要求17所述的数字控制器，其中，所述第一模数转换器具有比所述第二模数转换器的相应采样率明显高的采样率。
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