CN101668370A - 升压调节器的瞬变抑制 - Google Patents

Abstract

本发明涉及升压调节器的瞬变抑制，其中公开了一种用于产生对多个LED串的顶节点的输出电压的电路。该电路包括其中有负载电流流过的电感器和响应于开关控制信号的开关晶体管。积分器响应于LED串的底节点处的电压和基准电压产生补偿电压。用于组合偏置与补偿电压的电路系统响应于补偿电压和流过电感器的负载电流。该偏置仅在负载电流的步进负载变化期间产生，而且其显著减少来自补偿电压和输出电压的电压瞬变。累加电路累加包括偏置的补偿电压与至少LED串的底节点处的电压来产生第一控制信号。闩锁电路响应于第一控制信号和前沿消隐信号产生开关控制信号。

Description

升压调节器的瞬变抑制

相关申请的交叉引用

本申请要求2008年7月15日提交的题为“多通道LED驱动器(MUTLI-CHANNEL LED DRIVER)”(律师案卷号INTS-29,040)的美国临时专利申请S/N.61/080,947的优先权，该申请通过引用结合在本文中。

附图说明

为了更全面的理解，现参考以下结合附图进行的描述，在附图中：

图1是LED驱动器电路的框图；

图2是更全面地示出用于实现LED驱动器电路内的动态净空控制的电路系统的简化框图；

图3是描述图2的电路的操作的流程图；

图4是更全面地描述LED驱动器的升压转换器内的瞬变抑制的方式的简化框图；

图5示出由LED驱动器的输出处的负载变化产生的升压瞬变；

图6是描述用于抑制升压瞬变的电路系统的操作的流程图；

图7示出图4的电路响应于电感器负载电流的变化来抑制升压瞬变的方式；

图8是示出在LED驱动器内提供升压涟波阻绝的方式的简化框图；以及

图9a和9b公开了示出在使用和未使用采样保持电路系统的情况下图8的电路的操作的波形。

具体实施方式

现在参考附图，其中在全部附图中相同的附图标记用来指代相同的元件，说明和描述了用于LED驱动器的动态净空控制的多个视图和实施例，还描述了其它可能的实施例。这些附图不一定是按比例绘制的，而且仅为说明目的起见，在某些实例中有几处已将附图放大和/或简化。本领域普通技术人员将可理解基于可能实施例的以下示例的许多可能应用和变型。

LED驱动器用于驱动各种应用中的LED。多通道LED驱动器可用于驱动供用于诸如背光之类的各种应用中的多个LED串(即通道)。现有的LED驱动器在为LED串提供足够的净空方面存在问题，而且还存在由负载电流变化引起的LED驱动器中的开关转换器的输出内的过度瞬变。

现在参考附图，更具体而言参考图1，示出了LED驱动器102的一个实施例的框图。将LED驱动器102连接以驱动多个LED串104。图1的驱动器102控制八个通道的LED电流，以使LED串104能用于LCD背光应用。通过开关电感器108中的电流，从输入电压节点106调节LED串的驱动电压。该驱动电压被提供给各个LED串104的顶端。动态净空控制块110监控各个LED串104的底部处的电压以确定各个串的底部处的电压。放大器112响应于来自连接至电位降(pot-down)的反馈组的电压信息根据馈送至OVP模块中的驱动电压在节点114处产生COMP电压。来自节点114的COMP电压以及其它信息被输入到累加电路116，该累加电路116向控制逻辑118提供控制输出，控制逻辑118用于控制FET驱动器电路系统120，FET驱动器电路系统120控制开关晶体管122的操作，开关晶体管122又通过控制电感器108中的电流调节LED驱动电压。

现在参考图2，示出了用于在LED驱动器102内提供动态净空控制的电路系统的简化框图。在LED驱动器102内，利用升压控制器202和升压转换器(包括组件202、207、208、212、216、218以及220)操作LED串204的多个通道以产生一电压，该电压被施加到若干组串联LED串204的顶端，这些组各自并联连接至LED串204的底端处的独立电流源。虽然图2中的例示仅给出了与升压转换器连接的单个LED串204，但在操作中，多个LED串204可与升压转换器连接，从而可存在电路块206的多个重复，每个LED串一个电路块206。输入电压V_输入被施加到电感器207的第一侧。电感器207的另一侧在节点210处被连接至二极管208的阳极。电容器212连接在二极管208的阴极与接地之间。二极管208的阴极在节点214处连接至LED串204的顶端。开关晶体管216具有在节点210与节点218之间连接的漏/源路径。晶体管216的栅极接收来自升压控制器202的驱动信号。节点218连接至升压控制器202的电流感测(CS)输入。电阻器220连接在节点218与接地之间。

在节点214处LED串的顶端包括输出电压节点V_输出，其连接至包括电阻器222和224的电阻分压器。电阻器222连接在节点214与节点226之间。电阻器224连接在节点226与接地之间。在节点226处进行电压测量(从通常用于过电压保护目的的引脚)，并将测量值作为反馈电压V_FB提供给升压调节器202。LED串204由在节点214与节点228之间串联连接的多个单独的LED 215构成。在节点228处在LED串的底端设置电流源。该电流源由相连接以在非反相输入端接收基准电压V_设置(VSET)的放大器230构成。利用该电压V_设置来设置电流。放大器230的输出端连接至晶体管232，该晶体管232的漏/源路径连接在节点228与节点234之间。放大器230的另一输入连接至节点234。放大器230的反相输入端连接至节点234。电阻器236连接在节点234与接地之间。所公开的实施例包括电流源的一个示例。不过，可使用电流源的其它实现。

节点228处产生的电压被施加给比较器238的非反相输入端和比较器240的反相输入端。比较器238的反相输入端被连接以接收基准电压V_高。比较器240的非反相输入端被连接以接收基准电压V_低。比较器238的输出端连接至与门242的一个输入端。与门242的余下输入端可从与每一个其它电路块206相关联的每一个其它通道的比较器238的输出端。同样，比较器240的输出端连接至或门244的一个输入端。或门244的余下输入端可连接至来自电路块206的每一个其它通道中的比较器的输出端。与门242的输出被提供给计数/步进算法246的降(DOWN)输入端。或门244的输出连接至计数/步进算法246的升(UP)输入端。计数/步进算法246通过总线248产生输入到数模转换器250的计数值。数模转换器250产生输出模拟值，该模拟值用作为被施加回升压调节电路202的基准电压V_REF。

利用升压/降压开关调节器的多通道LED配置在节点214处产生单电压来驱动多个串联LED串204的顶端。LED串204的串联组在底部节点228处各自并联连接至单独的电流源。通过在多个LED串204之间共用开关调节器，这允许节省电路硬件。此配置在无需过高电压的情况下驱动大量的LED。不过，必须小心地调节电压，以消除将引起热问题和限制总电路效率的电流源功耗。因为LED的电压是变化的(随过程、温度以及老化效应变化)，所以这些系统的以前的实现将节点228处的电流源的输出端处的电压用作调节器的反馈点，从而使调节器能自适应并移动最佳工作电平。这使电流源上的电压降引起的功耗最小化。通常，这通过使各个LED串204的底端处的模拟电压传递至控制块来实现，该控制块从各个LED串中挑选出最低电压电平，并将选出的此电压作为反馈电压来传递。此反馈电压被调节至已定义的电平，以使电流源具有足以不被推动到线性工作区的净空(通常为几百毫伏)。这能在所有LED串以相同的脉宽调制(PWM)减光信号运行时良好工作，因为只要任一串导通，则所有串导通。这意味着当升压调节器在开关的任何时候，关于哪个串具有最低电压的实时信息都可用。

然而，对于其中对不同通道使用不同的PWM减光信号的系统而言，有可能不存在所有通道同时导通的时候。有可能仅基于在给定时间点时导通的那些通道来调节，这导致开关调节器输出电压电平随不同通道打开和关闭而不同。然而，此解决方案提供了糟糕的输出电压瞬态响应，导致在串之间存在不匹配的情况下，短电流脉冲显著被抑制。

例如，如果除其中一个需要高一伏的电压外所有LED串204具有相同的导通电压，且该LED串每500毫秒仅在490纳秒脉冲内接通(例如在运行在2KHz PWM频率上的10位PWM减光方案中的最低减光信号的情况)，升压调节器202可能必须在显著少于此时间内作出响应。为此应用制造具有动态地快于490纳秒的瞬态响应的升压调节器202是不实际的。实际上，响应时间将是数十到数百微秒的时间段，这太慢了。这意味着当电路需要额外的净空时，升压调节器202将错过该490纳秒时段，这又可能意味着电流源没有足够的净空，而且该490纳秒电流脉冲将不会到达其预期的峰值电流。这种电流抑制将引起该LED串的亮度的相应降低，因为该LED串将比系统中的其它串的PWM占空比低且正向电压高。关于图2所描述的实现使用不同的途径来确定由升压调节器202提供的开关调节器输出电压。

基准电压V_高和V_低之间的电压窗口被设置成大于可由控制方案引入到升压调节器输出电压节点214的最小单步幅度，从而保证至少一个输出电平将获得稳定的工作点。通过将升压调节器202的输出电压调节为由数模转换器(DAC)250产生的基准电压输入V_REF来实现电压控制。计数/步进算法246控制由DAC 250提供的基准电压，以使多个LED串204的最低电压节点的下部的电压保持在高基准电压与低基准电压之间。可通过由计数/步进算法246提供的数字控制信号、由数字控制方案基于从监控各个LED串204的底端处的通道电压获得的信息将DAC 250输出升高和降低至所需电平。将节点226处监控得到的OVP信号用作升压调节器202的反馈信号，升压调节器202被调节至根据从DAC 250提供的基准电压决定的电压电平。不论特定LED串导通的时间多短，这都为LED串204提供具有最高正向电压要求的正确电压。此外，稳定性较从LED串的底端取升压反馈的系统得到改善，因为从控制回路消除了通常由于与电流源瞬态响应和LED特性的相互作用而引入反馈通路中的相移。

DAC 250被配置成使连续变化变得越来越大(最高达最大步长限制)以到达目标点，除非输出保持恒定超过特定时间或改变方向。任何后续的改变将较小以允许LED的正向电压的温度变化、和由系统噪声引起的变化所需的电平中的微小波动。优化控制算法以使输出电压下降比其上升快，因为如果输出电压太高，它会迅速引起LED驱动器的热问题。

LED驱动器监控节点226处的开关调节器输出电压，以防止如果升压调节器未能跟上目标基准值则基准电压V_REF被改变，并响应于该基准电压产生输出电压。这防止一旦升压调节器202已经跟上，基准电压“跑离”所需值，并花费长时间返回所需值。当升压调节器202输出电压下降时，这尤其重要。这是因为升压调节器202能产生非常快的输出电压上升，而降低输出电压的唯一方法是允许电流源在其正常导通时间对输出电容器放电的事实。如果LED占空比很低，则这将花费大量时间来降低输出电压。因此，如果输出电平的反馈显著低于当前基准电压，则系统将不允许基准电压升高，且如果输出电平的反馈显著高于当前基准电压，则系统将不允许基准电压降低。此配置还在不需要附加电路系统的情况下提供过电压保护，因为存在升压调节器202不会超过的最大DAC码。可通过改变对引脚的电位降比例来改变此电平。

现在参考图3，示出了描述图2电路的操作的流程图。在步骤302在各个LED串204的底端上在节点228处测量电压信息。此信息不像对FB引脚的反馈一样实时馈送给升压调节器202。替代地，通过由电阻器222和224构成的分压器电路监控节点214处的输出电压。从电阻分压器的节点226提供对FB引脚的反馈电压。利用比较器238和240在基准电压V_高与V_低之间建立电压窗口。利用这两个比较器238和240，该电路在LED串的导通期间尝试调节LED串上的最低通道电压。如果询问步骤312确定在导通期间节点228处的至少一个电压是否低于基准电压V_低，这使得该通道上相关联的比较器240成为逻辑“高”电平，该“高”电平将或门244的输出驱动成逻辑“高”电平，从而在步骤314处产生UP信号。或门244的输出端处的逻辑“高”信号使计数/步进算法246与DAC 250在步骤316处增大基准电压V_REF。被增大的基准电压V_REF在步骤31处使升压调节器202所提供的经调节电压相应地增大。

如果询问步骤312确定LED串的节点228处没有电压落到基准电压V低以下，则询问步骤304确定在整个PWM周期期间与各个LED串204相关联的所有通道(除了那些完全关闭的通道(即0％PWM/禁用))是否导通至少一次，以及在导通期间是否所有通道在其LED串的底端处的电压均超过V_高。如果是这样，则经调节电压被计数/步进算法246降低。在这种情况下，对于由LED驱动器驱动的每一个LED串，比较器238的输出将处于逻辑“高”电平，而且这些信号可将与门242的输出端驱动为逻辑“高”电平，从而在步骤306产生DOWN信号。响应于DOWN信号，基准电压V_REF在步骤308被计数/步进算法246和DAC 250降低。在步骤310，由DAC 250提供的降低的基准电压将使节点214处由升压调节器202提供的经调节电压相应地降低。

如果询问步骤304确定在整个PWM周期期间节点228处的所有通道电压均不超过基准电压V_高，则节点228处的至少一个电压在所建立的电压窗口内，而且在步骤320该基准电压被保持。在步骤322，这使经调节电压保持在所建立的电平上。该过程在步骤324继续且返回至步骤302以继续监控节点228处的各个LED串的底端处的电压。

现参考图4，更具体地示出了升压调节器202内的用于在从节点210提供的输出电压V_输出内提供瞬变抑制的电路的替代实施例。通过在通过电感器207的负载电流IL改变的同时对COMP电压V_COMP加偏置，可显著减少已知步幅的升压调节器202瞬变。从积分器402的输出端提供COMP电压V_COMP。向积分器402的输出端加偏置免除了积分器402必须设置为新值，而且避免了所得的过/低电流在设置期间被传递到输出。不过，此配置没有改变各个负载条件下的基本回路性质。积分器402接收来自节点228的LED组204底端的反馈电压FB，不过它也可如图2中一样配置。另外，积分器402在第二输入端接收基准电压V_REF 404。积分器402的输出端通过节点410连接至加法电路406与控制算法和DAC 408。连接在节点410和接地之间的电容器412也被连接至节点410。

控制算法和DAC 408产生校正偏置，该校正偏置与从积分器402的输出端提供的COMP电压相加，以如上所述地显著减少升压瞬变。控制算法和DAC 408响应于来自控制输入414的所提供的COMP电压和所提供的负载信息产生校正偏置。该负载信息可包括通过电感器207的负载电流。包括校正偏置的COMP电压被提供给累加电路416的输入端。被提供为累加电路416的输入的还有斜率补偿斜坡信号、反馈电压V_FB、基准电压V_REF、开关晶体管216的源极以及至系统接地的连接处的节点218处监控到的电压。累加电路416的输出被提供为闩锁电路418的R输入的控制输出。闩锁电路418还在其S输入处接收前沿消隐信号(LEB)。前沿消隐信号是具有极低占空比(短“高”时间)的固定频率的时钟信号，其将418设置为触发电路。如果该触发电路418被设置为占优，则该信号也可用作前沿消隐信号。双稳态电路418在其Q输出端产生至开关晶体管216的驱动信号。

在开关调节器202中，当使用了比例控制方案时，负载调节将非常糟糕。通过电感器207的高于电感器207的导通点的负载电流中的任何增大将导致输出电压V_输出的相应降低。然而，当对负载步幅的响应引起输出电压电平的变化时，稳定至新的电压电平所需的时间是非常快的。在积分系统中，利用低频时的额外增益来消除此负载调节特性的大部分。这是以损害快速瞬态响应为代价的，因为该系统仅能响应具有由积分器gm和回路滤波器(COMP)网络阻抗所限定的带宽的瞬变。这意味着负载电流的步进增大将引起初始输出电压下降和随后的校正。同样，当负载步进减小时，初始瞬变沿正方向。负载电流瞬变越大，相应的输出瞬变越大。在图5中更完整地示出了这些情形。

现在参考图5，示出了负载电流502、补偿电压504以及输出电压506随一段时间的变化。如图所示，当负载电流502在时刻T₁、T₂以及T₄步进增大时，COMP电压504的相应瞬态升高在COMP电压稳定至稳定状态电平之前出现。响应于COMP电压504，输出电压V_输出经历瞬态尖峰降低，直到输出电压稳定回经调节的电压电平。而且，当负载电流502中存在步进减小时，COMP电压以相应的减小作出反应，而且经调节的输出点电压506在稳定回经调节的电压电平之前引发瞬态尖峰增大。通过在与输入414处所提供的负载信息所指示的负载改变的同时在加法器406处将来自控制算法和DAC 408的偏置加到COMP电压，可显著减少这些负载瞬变。这使积分器402免于必须稳定至新的反馈电压电平，而且避免在稳定时间期间将所得的过/低电流传送至输出。该配置具有不改变各个负载状态下的基本回路性质的附加好处。

在图5中所示的这些瞬变中存在难以校正的分量，该分量由使电感器电流缓升或缓降至新值所花费的时间引起。然而，这不是主要的项。图4中所示的实现适用于负载已知的系统，而且有可能校正改变的余下部分。这与其中存在已知的分立可能负载组的包括多串LED驱动器的电路尤其相关。这些系统中的任何负载调节或瞬态尖峰特性有可能在LED驱动器中引起功耗增加，而且有可能将电流源推送至它们的线性工作区。后一状况要求系统必须被设计成在电流源中给予足够的净空，以使这些事件不会将它们推送至它们的线性工作区，从而增大片上功耗；或者替代地接受由向线性区中的多次转变引起的糟糕的LED电流控制。

例如，如果该电路被设计成驱动8组LED，则存在9种可能的负载状况。这些负载状况是0安培(所有组断开)、I_LED(一个组导通)、2XI_LED(两个组导通)、……、8XI_LED(所有8个组导通)。因此，在整个操作过程中，可提供专属于每一个这些负载状况的控制项。与图4的电路相关的控制方案尝试向回路提供能减少积分器输出节点所需的电压偏移量的输入。这使回路中的积分控制得以保持，同时消除瞬态电压事件的主要分量。

这可通过控制算法和DAC 408用多种方法实现。在第一实施例中，简单的方案使用由积分器402定义的放大对回路的输入的增益项。如果积分项与电感器电流I_L成比例(超过连续导通点)，则可改变增益以尝试减小可能负载电流范围上的积分器402输出总范围。在使用PWM控制来使LED减光的LED驱动器系统中，可对各个可能的负载组合(0至N个LED串导通)施加差分增益，从而提供大量减少的积分器输出摆动和较小的电压瞬变。这可基于设计或模拟时对电感器电流的计算，其中通过显示积分器在各种负载状况期间的输出特性的模拟挑选出增益。在负载已知但具有比实际要离散实现的更多状态的非LED系统中，增益项可就所设计的最佳配合该应用的负载与增益之间的关系连续。这可能不会给出完全配合，但只要总的积分器范围减小，则瞬态响应得到改善。

在替代实施例中，在分立负载步幅的情况下可使用更复杂的方案。可监控积分器输出并利用数字控制方案来尝试将输出值拉至已知电平。例如，积分器输出电压响应于较高的负载电流升高，且系统将通过块408内的数模转换器(DAC)向回路施加作用，以尝试使输出电压降低。同样，当输出电压降低时，从回路移除作用以尝试将其变回期望电平。可针对各个可能的负载水平存储所使用的最新数模控制器代码，并在呈现特定负载的任何情况开始时应用该代码。以此方式，系统可建立并将已存储的预定偏置值集合用作对回路的输入，以限制积分器输出范围且使输出电压瞬变最小化。此方法优于第一替代例的优点在于，在无需提供变化的与负载电流成比例的增益的情况下，通过使用与补偿电容器串联的电阻器，回路中的积分器项的有效增益不会随负载水平改变，而且比例控制仍可实现。

现参考图6，示出了描述了利用所述控制算法的升压调节器202的操作的流程图。首先，在步骤602，由积分器402响应于FB电压和V_REF电压确定补偿电压。块408内的控制算法响应于所提供的补偿电压和由导通的LED串204的数量指示的负载信息来确定控制偏置值。所产生的偏置控制值控制控制块408内的数模转换器以产生校正偏置模拟电压，该模拟电压在步骤606被加至加法电路406内的补偿电压。在通过累加电路416和闩锁电路418产生输出电压时使用此偏置补偿电压，其中闩锁电路418在步骤608产生控制节点210处的输出电压V_输出的开关控制信号。

现在参考图7，示出了利用如上所述的升压瞬变抑制方法的系统的负载电流I_L702、COMP电压704以及输出电压V_输出706。如上所述，负载电流在时刻T₁、T₂以及T₄增大。与关于图5示出的波形不同，COMP电压704稳定得非常快，因为这些电平由于所添加的COMP电压偏置非常接近先前的电平。因此，在输出电压信号V_输出706内仅留下小的瞬态电压尖峰，这些尖峰由使电感器电流缓变至新电平所花费的时间引起。在时刻T₃和T₅，在负载电流逐步降低的情况下，可以看到类似的情况。图5和7中的例示之间的比较示出通过与电压补偿信号一起使用校正偏置所提供的显著的瞬变抑制。

现参考图8，示出了可将升压调节器202配置成提供涟波阻绝的方式。积分控制如上所述地通过积分器402被包括在DC/DC控制器回路中，以改善绝对精度，同时保持比等效的比例控制方案中的相同精度所需更小的输出电容器。DC/DC输出上的电压涟波由包括V_输入、V_输出、I_低、I电感器值、输出电容以及输出电容电容器有效串联电阻的多个因素限定。这些通过以下方程关联：

占空比D＝(V_输出-V_输入)/V_输出

平均电感器电流IL平均(平均)＝I负载*V输出/(V输入*效率)

峰值电感器电流IL峰值＝IL平均+V_输入/L*D*T*0.5(对于连续系统)

电容器涟波电流I涟波＝IL峰值

电容器涟波电压V涟波＝ESR*IL峰值

在这些项的大多数已限定的给定系统中，限定涟波的重要数字是由负载电流和其它因素限定的峰值电感器电流和输出电容器ESR。在许多LED串联连接的诸如LED驱动器之类的高压应用中，用来获得所需输出电容的电容器类型可具有相对高的ESR。这可提供高电平的输出涟波。积分控制方案的操作将意味着此涟波波形的平均值将被调节至所需电平。对于大多数应用，这是可接受的。不过，LED驱动器系统尝试调节LED串顶端处的电压，以使底端处的电压仅足以使电流源正确工作。这通过使LED驱动器中的功耗最小化实现。如果此较低电平被调节成目标电平的平均值，则涟波的较低部分低于目标值，而且它们将电流源推送至其线性工作区。当负载电流和ESR增大而且如果LED的数量增多从而使电感器电流增大时，这将变得更糟。为解决此问题，必须升高目标电压以保证它不会影响操作。实际上这难以实现，而且会导致电流源的净空被设置得比所需的更高以确保永远不出问题，从而在不需要它的情况下增大了可能的功耗。

图8示出了提供将FB引脚处的反馈信号施加到积分器402的输入端的新方法的升压转换器。通常馈送至控制回路中的积分器402和累加电路416中的电压反馈项的FB引脚的输入由积分器402的输入端上的开关802采样和保持。通过在开关节点处于双稳态电路418的输出队列处的逻辑“低”电平时采样和保持此电压，积分器402将调节点设置成输出涟波波形的最低点。这使波形中的各部分与基准电压对准。这意味着可将电流源的净空设置成低得多的电平，同时确保该涟波不会将电流源推送至它们的线性工作区。

现参考图9a和9b，示出了关于未使用采样和保持开关的电路(图9a)和使用了采样和保持开关的电路(图9b)的电感器电流I_L和基准电压反馈(FB)波形。当未使用采用和保持电路时，反馈电压在操作期间的多个点处落到基准电压V_REF以下。图9b示出采样和保持电路的使用，以及反馈电压FB与所提供的负载电流I_L无关地一直保持在基准电压V_REF之上。

升压调节器产生使具有最高正向电压降的LED串204能在经编程电流下运行所需的最小电压。该电路采用具有快电流感测回路和慢电压反馈回路的电流模式控制升压架构。该架构实现了快速瞬态响应，这对其中功率是在不呈现显著的可视噪扰的情况下对电池的严重消耗或对AC/DC适配器的即时充电的笔记本背光应用很重要。可由该电路驱动的LED的数量取决于该应用选择的LED的类型。

该电路能够升压至34.5伏并驱动每个通道的串联的9个LED。然而，在替代实施例中可支持其它升压水平和LED数量。动态净空控制电路控制最高正向电压的LED组或有效地控制来自任意输入电流引脚的最低电压。最低电压的输入电流引脚被用作升压调节器的反馈信号。升压调节器将输出驱动至正确电平，以使处于最低电压的输入电流引脚处于目标净空电压。因为所有这些LED串被连接至相同的输出电压，所以其它输入电流引脚将具有较高的电压，但各个通道上的经调节电流源将确保各个通道具有相同的经编程电流。输出电压将逐个循环地调节，而且始终参照该架构中的最高正向电压串。

本领域普通技术人员将能理解的是，在获得此公开的益处的情况下，当驱动多个通道中的LED串时，此LED驱动器提供改进的工作特性。应当理解的是，本文中的附图和详细描述应被认为是说明性而不是限制方式，而且不旨在受限于所公开的特定形式和示例。反之，如所附权利要求所限定地，在不背离本发明的精神和范围的情况下，所包括的是对本领域的普通技术人员而言明显的任何进一步修改、变化、重新排列、替换、替代物、设计选择以及实施例。因此，旨在使所附权利要求被解释为包含所有这些进一步修改、变化、重新排列、替换、替代物、设计选择以及实施例。

Claims (16)

1.一种用于产生对多个LED串的顶节点的输出电压的电路，包括：

电感器，其中有负载电流流过；

开关晶体管，其响应于开关控制信号；

积分器，响应于LED串的底节点处的电压和基准电压产生补偿电压；

电路系统，用于响应于所述补偿电压和流过所述电感器的负载电流将偏置与所述补偿电压组合，其中所述偏置仅在所述负载电流的步进负载变化期间产生，而且显著减少来自所述补偿电压和所述输出电压的电压瞬变；

累加电路，用于累加包括所述偏置的补偿电压与至少所述LED串的底节点处的电压以产生第一控制信号；

闩锁电路，用于响应于所述第一控制信号和前沿消隐信号产生所述开关控制信号。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述用于组合的电路系统还包括：

控制逻辑，用于响应于所述补偿电压和所述负载电流的步进负载变化产生所述偏置；以及

加法电路，用于将所述偏置加到所述补偿电压，以显著减少所述电压瞬变。

3.如权利要求2所述的电路，其特征在于，所述控制逻辑还包括：

电路系统，用于实现一控制算法，所述控制算法用于响应于所述补偿电压和所述负载电流的步进负载变化产生所述偏置的数字值；以及

数模转换器，用于响应于所述偏置的所述数字值产生模拟格式的偏置。

4.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述累加电路还累加所述补偿值、所述LED串的底节点处的电压、斜率补偿斜坡信号以及电流感测信号以产生所述第一控制信号。

5.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电路的基本回路性质在各种负载状况下保持不变。

6.如权利要求1所述的电路，其特征在于，还包括在所述积分器与所述LED串的底节点之间的采样和保持电路。

7.一种用于产生对多个LED串的顶节点的输出电压的电路，包括：

电感器，其中有负载电流流过；

开关晶体管，其响应于开关控制信号；

积分器，用于响应于所述LED串的底节点处的电压和基准电压产生补偿电压；

电路系统，用于实现一控制算法，所述控制算法用于响应于所述补偿电压和所述负载电流的步进负载变化产生所述偏置的数字值；

数模转换器，用于响应于所述偏置的所述数字值产生模拟格式的所述偏置；

加法电路，用于将所述偏置加到所述补偿电压，以显著减少来自所述补偿电压和所述输出电压的电压瞬变；

累加电路，用于累加包括所述偏置的补偿电压与至少所述LED串的底节点处的电压以产生第一控制信号；以及

闩锁电路，用于响应于所述第一控制信号和前沿消隐信号产生所述开关控制信号。

8.如权利要求7所述的电路，其特征在于，所述累加电路还累加所述补偿值、所述LED串的底节点处的电压、斜率补偿斜坡信号以及电流感测信号以产生所述第一控制信号。

9.如权利要求7所述的电路，其特征在于，所述升压调节器的基本回路性质在各种负载状况下保持不变。

10.如权利要求7所述的电路，其特征在于，还包括在所述积分器与所述LED串的底节点之间的采样和保持电路。

11.一种用于控制对多个LED串的顶节点的输出电压的方法，包括以下步骤：

响应于LED串的底节点处的电压和基准电压产生补偿电压；

仅在所述负载电流的步进负载变化期间产生偏置；

将所述偏置与所述补偿电压组合，其中所述偏置显著减少来自所述补偿电压和所述输出电压的电压瞬变；

累加包括所述偏置的补偿电压与至少所述LED串的底节点处的电压以产生第一控制信号；

响应于所述第一控制信号和前沿消隐信号产生开关控制信号；以及

响应于输入电压和所述开关控制信号产生所述输出电压。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述组合的步骤还包括将所述偏置加到所述补偿电压以显著减少所述电压瞬变的步骤。

13.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述产生偏置的步骤还包括以下步骤：

利用控制算法响应于所述补偿电压和所述负载电流的步进负载变化产生所述偏置的数字值；以及

将所述偏置的数字值转换成模拟格式的所述偏置。

14.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述累加步骤还包括累加所述补偿值、所述LED串的底节点处的电压、斜率补偿斜坡信号以及电流感测信号以产生所述第一控制信号的步骤。

15.如权利要求11所述的方法，其特征在于，还包括保持升压调节器的基本回路性质在各种负载状况下不变的的步骤。

16.如权利要求11所述的方法，其特征在于，还包括采样和保持用来产生补偿电压的所述LED串的底节点处的电压的步骤。

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