CN101695005A

CN101695005A - 单个用户检测

Info

Publication number: CN101695005A
Application number: CN200910226411A
Authority: CN
Inventors: 帕萨雷丁·帝; 艾利拉·莱拉; 潘俊霖; 曼尼·拉吉·米斯拉
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 2000-11-09
Filing date: 2001-11-08
Publication date: 2010-04-14
Also published as: US20080317103A1; DE60120740D1; US7106719B2; MXPA03004107A; MY140055A; KR100669959B1; ES2264995T3; US20020131383A1; US20020141372A1; US20020154599A1; US7126962B2; JP2004525539A; US7126960B2; CN101692618A; TW540200B; IL155792A; US20020136160A1; KR20040028682A; JP4087705B2; JP2012165468A

Abstract

一发射器侧系在一码分多址(CDMA)通信系统之一共享频谱上，传输复数数据信号。其中，各传输数据信号系经历一类似信道响应。首先，接收所述传输数据信号之一组合信号。随后，利用该片码速率之一倍数，取样该组合信号。接着，决定该组合信号之一信道响应。接着，利用所述组合信号取样及所述估计信道响应，决定一扩频数据向量之一第一元素。接着，利用该第一元素决定步骤之一因子，决定该扩频数据向量之其余元素。最后，利用该扩频数据向量之所述决定元素，决定所述数据信号之数据。

Description

单个用户检测

本申请是PCT国际申请号为PCT/US 01/46747、国际申请日为2001年11月8日、中国国家申请号为01818588.6、题为“单个用户检测”的申请的分案申请。

背景

本申请主张美国临时专利申请60/246947之优先权，其申请日为2000年11月9日。

本发明涉及无线通信系统。特别是，本发明涉及无线通信系统中的数据检测。

图1系表示一无线通信系统10。这个通信系统10系具有基站12₁至12₅(12)，其系与使用者设备(UE)14₁至14₃(14)进行通信。各基站12系具有一关连操作区域，其中，这个基站12系与其操作区域之使用者设备(UE)14进行通信。

在部分通信系统中，诸如：码分多址(CDMA)及利用码分多址之时分双工(TDD/CDMA)，多个通信系传输于相同频谱上。这些通信系利用其信道编码区分。为更有效地使用这个频谱，利用码分多址之时分双工(TDD/CDMA)通信系统系使用重复帧，其进一步切割为多个通信时隙。在这类系统中传送之一通信系指派一个或多个关连信息码及时隙。在一时隙中之一信息码使用系称为一资源单位。

由于多个通信可以传送于相同频谱及相同时间，在这类系统中之一接收器必须能够区分这些多个通信。检测这类信号之一种方法系多重使用者检测。在多重使用者检测中，关连所有使用者设备(UE)14，使用者之信号系同时检测。实施多重使用者检测之方法系包括利用一Cholesky或一近似Cholesky分解之方块线性等化基础联合检测(BLE-JD)。这些方法系具有一高度复杂性。这个高度复杂性会增加功率消耗，并在使用者设备(UE)14₁处，进一步降低电池寿命。因此，本发明之主要目的便是提供其他检测接收数据之方法。

发明概述

一发射器侧系在一码分多址(CDMA)通信系统之一共享频谱上，传输多个数据信号。其中，各传输数据信号系经历一类似信道响应。首先，接收所述传输数据信号之一组合信号。随后，利用该片码速率之一倍数，取样该组合信号。接着，决定该组合信号之一信道响应。接着，利用所述组合信号取样及所述估计信道响应，决定一扩频数据向量之一第一元素。接着，利用该第一元素决定步骤之一因子，决定该扩频数据向量之其余元素。最后，利用该扩频数据向量之所述决定元素，决定所述数据信号之数据。

附图说明

图1是一无线通信系统。

图2是一简化发射器及一单一使用者检测接收器。

图3是通信突发(burst)。

图4是单一使用者检测(SUD)之一延伸前向替代法之流程图。

图5是单一使用者检测(SUD)之一近似条纹Cholesky方法之流程图。

图6是单一使用者检测(SUD)之一Toeplitz方法之流程图。

图7是应用于单一使用者检测(SUD)之信道关连矩阵的快速傅立叶转换(FFT)之流程图。

图8是利用有效组合之单一使用者检测(SUD)之一快速傅立叶转换(FFT)之流程图。

图9是利用零值填满之单一使用者检测(SUD)之一快速傅立叶转换(FFT)之流程图。

具体实施方式

图2系表示在利用码分多址之时分双工(TDD/CDMA)通信系统中，使用单一使用者检测(SUD)之一简化发射器26及接收器28，虽然这种单一使用者检测方法亦可以应用在其他系统中，诸如：利用码分多址之分频双工(FDD/CDMA)。在一典型系统中，一发射器26系位于各个使用者设备(UE)14中，且传送多个通信之多个传输电路26系位于各个基站12中。这种单一使用者检测(SUD)接收器28系可以位于一基站12处、使用者设备(UE)14处、或同时位于两处。通常，单一使用者检测(SUD)系经由一特定发射器、检测单一或多重信息码(multicode)传输之数据。当所有信号系经由相同发射器传送时，在这种多重信息码传输中之各个信道信息码信号(channel code signal)系经历相同信道脉冲响应(channel impulse response)。特别是，单一使用者检测(SUD)系用于下行传输，其中，所有传输系源自一基站天线或天线阵列。另外，单一使用者检测(SUD)亦可用于上行传输，其中，单一使用者系利用单一信息码或多重信息码传输独占一时隙。

这种发射器26系在一无线发射信道(wireless radio channel)30上传送数据。在这种发射器26中之一数据产生器32系产生欲传输至这种接收器28之数据。一调制/展频序列插入装置34系利用这个适当指派时隙中之一本文训练序列及将这个数据展频之信息码，对这个数据进行展频处理、并对这个展频参考序列数据进行分时多工处理，藉以产生一通信猝发(burst)或多个通信猝发。

一典型通信猝发16系具有一本文(midamble)20，一保护周期18、及二数据猝发22、24，如图3所示。这个本文20系分离这两个数据段(data field)22、24，且这个保护周期18系分离这些通信猝发，藉以允许不同发射器26之传输猝发之到达时间差。这两个数据猝发22、24系包含这个通信猝发之数据。

这个或这些通信猝发系利用一调制器36调制为射频(RF)。一天线38系经由这个无线发射信道30，将这个射频(RF)信号发射至这个接收器28之一天线40。传输通信使用之调制类型可以是本领域中普通技术人员所熟悉之任何类型，诸如：正交相移键控(QPSK)或M级正交振幅调制(QAM)。

这个接收器28之天线40系接收各种射频(RF)信号。这些接收信号系利用一解调器42进行解调，藉以产生一基频信号。这个基频信号系利用一取样装置43(诸如：一个或多个模拟数字转换器)、利用这些传输猝发之片码速率或这个片码速率之一倍数进行取样。举例来说，这些取样系利用一信道估计装置44及一单一使用者检测(SUD)装置46，在这个时隙中、利用指派给这些接收猝发之适当信息码进行处理。这个信道估计装置44系利用这个基频取样之本文训练序列元件提供信道信息，诸如：信道脉冲响应。这个信道脉冲响应可以视为一矩阵H。这个信道信息系提供这个单一使用者检测(SUD)装置46使用，藉以估计这些接收通信猝发之传输数据，藉以做为软符号(soft symbol)。

这个单一使用者检测(SUD)装置46系使用这个信道估计装置44提供之信道信息及这个发射器26使用之已知展频信息码，藉以估计这些想要接收通信猝发之数据。虽然单一使用者检测(SUD)之说明系利用第三代合作项目(3GPP，third generation partnership project)通用地表无线存取(UTRA)时分双工(TDD)系统做为基础通信系统，但是这种单一使用者检测(SUD)亦可以应用于其他系统。这个系统系一直接序列之宽频码分多址(W-CDMA)系统，其中，上行传输及下行传输系限制于互斥时隙。

这个接收器28系利用其天线40接收同时到达之总共K个猝发48。这K个猝发系在单一观察期间彼此重叠。对于第三代合作项目(3GPP)通用地表无线存取(UTRA)时分双工(TDD)系统而言，一时隙之各个数据段系对应于单一观察期间。

对于一观察期间而言，这个数据检测问题系可由等式(1)得知：

r＝H·d+n 等式(1)

其中，r系这些接收取样。H系这个信道响应矩阵。d系这个扩频数据向量。这个扩频数据矩阵系包括各个信道传输之数据，其系与这个信道之展频信息码混合。

当过度取样这个接收信号时，各个传输片码之多重取样会产生，并进而得到接收向量r₁，r₂，…，r_N(48)。同样地，这个信道估计装置44系决定这些信道响应H₁、H₂、…、H_N，其对应于这些接收向量r₁，r₂，…，r_N(50)。对于两倍片码速率而言，等式(1)将会演变为等式(2)：

[\begin{matrix} r_{1} \\ r_{2} \end{matrix}] = [\begin{matrix} H_{1} \\ H_{2} \end{matrix}] \cdot d + n

等式(2)

其中，r₁系这些偶数取样(利用这个片码速率)，且r₂系这些奇数取样(与这些r₁取样偏移半个片码)。H₁系这些偶数取样之信道响应矩阵，且H₂系这些奇数取样之信道响应矩阵。

对于N倍片码速率而言，等式(1)将会演变为等式(3)：

[\begin{matrix} r_{1} \\ r_{2} \\ . \\ . \\ . \\ r_{N} \end{matrix}] = [\begin{matrix} H_{1} \\ H_{2} \\ . \\ . \\ . \\ H_{N} \end{matrix}] \cdot d + n

等式(3)

其中，r₁、r₂…r_N系这些片码速率取样之倍数，其中，各个偏移系1/N个片码。H₁、H₂、…、H_N系对应之信道响应。虽然以下讨论系着重于两倍片码速率之一接收器取样，但相同方法亦可以应用于片码速率之任何倍数。

对于两倍片码速率取样而言，矩阵H₁及H₂之大小系(N_S+W-1)×N_S。N_S系在这个观察期间中传输之展频片码数目，且W系这个信道脉冲响应之长度，诸如：57个片码之片码。由于这个接收信号系具有N_S个展频片码，r₁及r₂之长度系N_S。因此，等式(2)将可以改写为等式(4)：

等式(4)

其中，r₁(i)、r₂(i)、h₁(i)、h₂(i)分别系这些对应向量矩阵r₁、r₂、H₁、H₂之第i个元素。

决定这个扩频数据向量之一种方法系延伸前向替代法，其步骤系配合图4进行详细说明。对于延伸前向替代法而言，这个接收数据向量系重新排列，藉以使各个偶数取样系跟随其对应之奇数取样。另外，在这个信道响应矩阵上系执行一类似之重新排列，如等式(5a)所示：

[\begin{matrix} r_{1} (0) \\ r_{2} (0) \\ r_{1} (1) \\ r_{2} (1) \\ . \\ . \\ . \\ r_{1} (W - 1) \\ r_{2} (W - 1) \\ . \\ . \\ . \\ r_{1} (N_{S} - 1) \\ r_{2} (N_{S} - 1) \end{matrix}] = [\begin{matrix} h_{1} (0) & 0 & 0 & . . . \\ h_{2} (0) & 0 & 0 & . . . \\ h_{1} (1) & h_{1} (0) & 0 & . . . \\ h_{2} (1) & h_{2} (0) & 0 & . . . \\ . & . & . \\ . & . & . & . . . \\ . & . & . \\ h_{1} (W - 1) & h_{1} (W - 2) & . . . & h_{1} (1) & h_{1} (0) & 0 & 0 \\ h_{1} (W - 1) & h_{2} (W - 2) & . . . & h_{2} (1) & h_{2} (0) & 0 & 0 \\ . & . & . & . & . & . \\ . & . & . & . & . & . \\ . & . & . & . & . & . \\ 0 & 0 & . . . & h_{1} (W - 1) & h_{1} (W - 2) & . . . & h_{1} (1) & h_{1} (0) \\ 0 & 0 & . . . & h_{2} (W - 1) & h_{2} (W - 2) & . . . & h_{2} (1) & h_{2} (0) \end{matrix}] \cdot [\begin{matrix} d (0) \\ d (1) \\ . \\ . \\ . \\ . \\ . \\ . \\ d (d_{S} - 1) \end{matrix}] + n

等式(5a)

同样地，对于N倍片码速率取样而言，其排列方式系表示于等式(5b)：

等式(5b)

d(i)系这个扩频数据向量d之第i个元素。这个扩频数据向量之长度系N_S。利用延伸前向替代法，决定d(0)、d^(0)之零值强迫方法(zero-forcing solution)系根据等式(6a)及等式(7a)：(52)

[\begin{matrix} h_{1} (0) \\ h_{2} (0) \end{matrix}] \cdot d (0) = [\begin{matrix} r_{1} (0) \\ r_{2} (0) \end{matrix}]

等式(6a)

d^(0) = {[\begin{matrix} h_{1} (0) & h_{2} (0) \end{matrix}] [\begin{matrix} h_{1} (0) \\ h_{2} (0) \end{matrix}]}^{- 1} [\begin{matrix} h_{1} (0) & h_{2} (0) \end{matrix}] [\begin{matrix} r_{1} (0) \\ r_{2} (0) \end{matrix}]

等式(7a)

等式(6a)系d(0)之通式。等式(7a)系d^(0)的零值强迫方法(zero-forcing solution)。同样地，对于N倍片码速率而言，等式(6b)及(7b)系可以采用：

[\begin{matrix} h_{1} (0) \\ h_{2} (0) \\ . \\ . \\ . \\ h_{N} (0) \end{matrix}] \cdot d (0) = [\begin{matrix} r_{1} (0) \\ r_{2} (0) \\ . \\ . \\ . \\ r_{N} (0) \end{matrix}]

等式(6b)

d^(0) = {[\begin{matrix} h_{1} (0) & . . . & h_{N} (0) \end{matrix}] [\begin{matrix} h_{1} (0) \\ . \\ . \\ . \\ h_{N} \end{matrix}]}^{- 1} [\begin{matrix} h_{1} (0) & . . . & h_{N} (0) \end{matrix}] [\begin{matrix} r_{1} (0) \\ . \\ . \\ . \\ r_{N} (0) \end{matrix}]

等式(7b)

在解答等式(7a)及等式(7b)时，为提供后续运算使用，v^H系利用等式(8)决定，藉以得到等式(7a)之v^H、并进行储存：(52)

V^{H} = {[\begin{matrix} h_{1} (0) & h_{2} (0) \end{matrix}] [\begin{matrix} h_{1} (0) \\ h_{2} (0) \end{matrix}]}^{- 1} [\begin{matrix} h_{1} (0) & h_{2} (0) \end{matrix}]

等式(8)

并且，d^(0)系利用v^H，根据等式(9)加以决定：

d^(0) = V^{H} [\begin{matrix} r_{1} (0) \\ r_{2} (0) \end{matrix}]

等式(9)

利用这个H矩阵之Toplitz结构，其余扩频数据元素便可以利用零值强迫方法(zero forcing)、根据等式(10a)依序决定：(54)

d^{^} (i) = V^{H} {[\begin{matrix} r_{1} (i) \\ r_{2} (i) \end{matrix}] - [\begin{matrix} h_{1} (i) \\ h_{2} (i) \end{matrix}] d^{^} (0) + Σ_{j = 1}^{i - 1} - [\begin{matrix} h_{1} (j) \\ h_{2} (j) \end{matrix}] d^{^} (i - j - 1)}

等式(10a)

对于N倍片码速率而言，等式(10b)系可以采用：

d^(i) = V^{H} {[\begin{matrix} r_{1} (i) \\ . \\ . \\ . \\ r_{N} (i) \end{matrix}] - [\begin{matrix} h_{1} (i) \\ . \\ . \\ . \\ h_{N} (i) \end{matrix}] d^{^} (0) - Σ_{j = 1}^{i - 1} [\begin{matrix} h_{1} (j) \\ . \\ . \\ . \\ h_{N} (j) \end{matrix}] d^(i - j - 1)}

等式(10b)

待这个扩频数据向量决定后，各个通信猝发之数据系利用解展频方法决定，诸如：将这个扩频数据向量与各个猝发之信息码混合。(56)

利用这种延伸前向替代法(不包括解展频方法)的复杂性系总结于第一表中。

计算V^H	四个乘法及一个倒数
计算V^H	四个乘法及一个倒数	计算d^(0)	二个乘法
计算d^(1)	四个乘法	计算d^(0)	二个乘法
计算d^(1)	四个乘法	计算每个解答直到d^(W-1)	二个乘法
自d^(W)至d^(N_S-1)计算每个d^(i)	(2W+2)个乘法	计算每个解答直到d^(W-1)	二个乘法
自d^(W)至d^(N_S-1)计算每个d^(i)	(2W+2)个乘法	乘法总数	2N_S+(W-1)W+2W..(N_S-W+1)
计算总数	2N_S+(W-1)W+2W..(N_S-W+1)+5	乘法总数	2N_S+(W-1)W+2W..(N_S-W+1)

表1

对于一时分双工(TDD)猝发类型II而言，N_S系1104且W系57，利用每秒200次之延伸前向替代法、解答d系需要99.9016百万个即时运算/秒(MROPs)(对于两倍片码速率取样而言)或49.95百万个即时运算/秒(MROPs)(对于片码速率取样而言)。

估计数据之另一种方法系近似条纹Cholesky方法，其步骤系配合图5详细说明如下。其中，一交叉相关矩阵R系决定，藉以使其成为正方形(N_S×N_S)，并根据等式(11)变为条纹：(58)

R＝H^HH 等式(11)

其中，(.)^H系表示Hermetian函数。H之大小系2(N_S+W-1)×N_S。对于两倍片码速率取样而言，等式(11)系改写为等式(12a)：

R = [\begin{matrix} H_{1}^{H} & H_{2}^{H} \end{matrix}] \cdot [\begin{matrix} H_{1} \\ H_{2} \end{matrix}] = H_{1}^{H} H_{1} + H_{2}^{H} H_{2}

等式(12a)

另外，对于N倍片码速率取样而言，等式(12b)系可以采用。

R = [\begin{matrix} H_{1}^{H} & H_{2}^{H} & . . . & H_{N}^{H} \end{matrix}] \cdot {[\begin{matrix} H_{1} \\ H_{2} \\ . \\ . \\ . \\ H_{N} \end{matrix}]}_{2},

或

R = Σ_{i = 1}^{N} H_{i}^{H} H_{i}

等式(12b)

利用等式(12a)或(12b)，对于两倍片码速率取样而言，得到交叉相关矩阵R之大小系N_S×N_S、并根据等式(13)变为条纹，其中，W等于3且N_S等于10。

R = [0\begin{matrix} R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & R_{2} & R_{1} & R_{0} \end{matrix}]

等式(13)

一般而言，这个交叉相关矩阵R之频宽系根据等式(14)决定：

p＝W-1 等式(14)

利用一种近似Cholesky方法，交叉相关矩阵R之子块(R_SUB)，其大小系N_col×N_col系可以使用。这个子块R_SUB之典型大小系(2W-1)×(2W-1)，虽然其他大小之矩阵亦可以采用。这个子块(R_SUB)系利用Cholesky分解法、根据等式(15)加以分解：(60)

R_sub＝GG^H 等式(15)

这个Cholesky因子G之大小系N_col×N_col。一5×5之Cholesky因子G矩阵(W＝3)系根据等式(16)加以决定：

G = [\begin{matrix} G_{11} & 0 & 0 & 0 & 0 \\ G_{21} & G_{22} & 0 & 0 & 0 \\ G_{31} & G_{32} & G_{33} & 0 & 0 \\ 0 & G_{42} & G_{43} & G_{44} & 0 \\ 0 & 0 & G_{53} & G_{54} & G_{55} \end{matrix}]

等式(16)

其中，G_ij系Cholesky因子G矩阵在第i行第j列之元素。这个Cholesky因子G矩阵系在Cholesky因子G矩阵之最后一列后，将Cholesky因子G矩阵之最后一列每列右移一个元素，藉以延伸为N_S×N_S之矩阵G_full(62)。对于N_S＝10而言，等式(16)系根据等式(17)加以延伸。(62)

G_{full} = [\begin{matrix} G_{11} & 0 \\ G_{21} & G_{22} & 0 \\ G_{31} & G_{32} & G_{33} & 0 \\ 0 & G_{42} & G_{43} & G_{44} & 0 \\ 0 & G_{53} & G_{54} & G_{55} & 0 \\ 0 & G_{55} & G_{54} & G_{55} & 0 \\ 0 & G_{53} & G_{54} & G_{55} & 0 \\ 0 & G_{53} & G_{54} & G_{55} & 0 \\ 0 & G_{53} & G_{54} & G_{55} & 0 \\ 0 & G_{53} & G_{54} & G_{55} \end{matrix}]

等式(17)

这个扩频数据向量系利用前向及后向替代法加以决定(64)。对于两倍片码速率取样而言，前向替代法系根据等式(18a)决定y；并且，对于N倍片码速率取样而言，前向替代法系根据等式(18a)决定y。

G_{full} y = H_{1}^{H} r_{1} + H_{2}^{H} r_{2}

等式(18a)

G_{full} y = H_{1}^{H} r_{1} + H_{2}^{H} r_{2} + . . . + H_{N}^{H} r_{N}

等式(18b)

后向替代方法系接着根据等式(19)解答这个扩频数据向量。

G_{full}^{H} d = y

等式(19)

待决定这个扩频数据向量(d)后，各个猝发数据便可以利用解展频方法决定(66)。

对于两倍片码速率取样而言，近似Cholesky分解法(不包括解展频方法)之复杂性系根据第二表决定。

运算	计算数目
运算	计算数目	计算H^HH	W(W+1)
计算Cholesky分解法	N_col(W-1)²/2+3N_col(W-1)/2-(W-1)³/3-(W-1)²-2(W-1)/3	计算H^HH	W(W+1)
计算Cholesky分解法	N_col(W-1)²/2+3N_col(W-1)/2-(W-1)³/3-(W-1)²-2(W-1)/3	计算H^Hr	2N_SW
前向替代法	〔N_S-(W-1)/2〕W及N_S实数的倒数	计算H^Hr	2N_SW
前向替代法	〔N_S-(W-1)/2〕W及N_S实数的倒数	后向替代法	〔N_S-(W-1)/2〕W及N_S实数的倒数

表2

对于一时分双工(TDD)猝发类型II而言，N_S＝1104，且对于W＝57而言，利用两倍片码速率执行每秒200次之近似条纹Cholesky方法系需要272.56百万个即时运算/秒(MROPS)。相对地，一精确条纹Cholesky方法系需要906.92百万个即时运算/秒(MROPS)。对于片码速率取样而言，这种近似条纹Cholesky方法系需要221.5百万个即时运算/秒(MROPS)。

数据检测之另一种方法系使用一种Toeplitz方法(Levinson-Durbin类型演算法)，其步骤系配合第6图详细说明如下。这里，等式(12a)及等式(12b)之交叉相关矩阵R系根据等式(12a)及(12b)加以重制：

R = [\begin{matrix} H_{1}^{H} & H_{2}^{H} \end{matrix}] \cdot [\begin{matrix} H_{1} \\ H_{2} \end{matrix}] = H_{1}^{H} H_{1} + H_{2}^{H} H_{2}

等式(12a)

对于N倍片码速率而言，等式(12b)系可以采用：

R = [\begin{matrix} H_{1}^{H} & H_{2}^{H} & . . . & H_{N}^{H} \end{matrix}] \cdot {[\begin{matrix} H_{1} \\ H_{2} \\ . \\ . \\ . \\ H_{N} \end{matrix}]}_{2},

或

R = Σ_{i = 1}^{N} H_{i}^{H} H_{i}

等式(12b)

这个交叉相关矩阵R系对称及Toeplitz(频宽p＝W-1)(68)。这个交叉相关矩阵R之左上角R(k)，其系一k×k矩阵，系根据等式(20)加以决定：

等式(20)

另外，另一向量R_k系利用交叉相关矩阵R之元素、根据等式(21)加以决定：(72)

R_{k} = [\begin{matrix} R_{1} \\ R_{2} \\ . \\ . \\ . \\ R_{k} \end{matrix}]

等式(21)

粗体系表示一矩阵，其系包括至其下标之所有元素。在(k+1)阶，这个系统系根据等式(22)解答：

R(k+1)d(k+1)＝[H^Hr]_k+1 等式(22)

[H^Hr]_k+1系H^Hr之前(k+1)个成分。d(k+1)系根据等式(23)、分解成一长度k之向量d₁(k+1)及标量d₂(k+1)：

d (k + 1) = [\begin{matrix} d_{1} (k + 1) \\ d_{2} (k + 1) \end{matrix}]

等式(23)

这个矩阵R(k+1)系根据等式(24)加以分解：

等式(24)

E_k系一交换矩阵。这个交换矩阵系将一个向量之所有元素反转。

采用Yule-Walker等式进行线性估计，等式(25)便可以得到(78)：

等式(25)

使用顺序递回，等式(26)、等式(27)、及等式(28)便可以得到：

y₁(k)＝y(k-1)+y₂(k)E_k-1y(k-1) 等式(26)

y_{2} (k) = - \frac{[R_{k} + R_{k - 1}^{H} E_{k - 1} y (k - 1)]}{[1 + R_{k - 1}^{H} y (k - 1)]}

等式(27)

y (k) = [\begin{matrix} y_{1} (k) \\ y_{2} (k) \end{matrix}]

等式(28)

利用y(k)，d(k+1)系根据等式(29)、等式(30)、及等式(31)加以决定(74)：

d₁(k+1)＝d(k)+d₂(k+1)E_ky(k) 等式(29)

d_{2} (k + 1) = [\frac{{(H^{H} r)}_{k + 1} - R_{k}^{H} E_{k} d (k)}{1 + R_{k}^{H} y (k)}]

等式(30)

d (k + 1) = [\begin{matrix} d_{1} (k + 1) \\ d_{2} (k + 1) \end{matrix}]

等式(31)

其中，(H^Hr)_k+1系H^Hr之第(k+1)个元素。

待适当启动这些递回后，这些递回系针对k＝1、2、...、N_S进行计算。d(N_S)系等式(32)之解答(74)：

Rd＝H^Hr 等式(32)

这个扩频数据向量d系利用猝发信道信息码以回复数据(76)。

这个交叉相关矩阵R之条纹结构系影响这些递回如下。R(2)及R2系根据等式(33)加以决定：

R (2) = [\begin{matrix} R_{0} & R_{1} \\ R_{1} & R_{0} \end{matrix}], R 2 = [\begin{matrix} R_{1} \\ R_{2} \end{matrix}]

等式(33)

等式(27)及(30)中之内积计算分别需要两个乘法。为方便说明，这个交叉相关矩阵R(以k＝6为例)系根据等式(34)加以决定：

R (6) = [\begin{matrix} R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 & 0 & 0 \\ R_{1} & R_{2} & 0 & 0 \\ R_{2} & R_{2} & 0 \\ 0 & R_{2} & R_{2} \\ 0 & 0 & R_{2} & R_{1} \\ 0 & 0 & 0 & R_{2} & R_{0} \end{matrix}], R_{6} = [\begin{matrix} R_{1} \\ R_{2} \\ 0 \\ 0 \\ 0 \\ 0 \end{matrix}]

等式(34)

这个向量R₆之非零元素数目系等于这个交叉相关矩阵R之频宽p。当计算等式(27)中之内积R₆ ^HE₆y(k)及等式(30)中之内积R₆ ^HE₆d(k)时，这种方法仅需要p个(而不是k个)乘法。对于等式(26)及(29)之递回而言，这种方法则无法减少任何计算。

第三表系表示实施Toeplitz方法之复杂性。

计算	计算数目	百万个即时运算/秒(MROPS)
计算	计算数目	百万个即时运算/秒(MROPS)	各猝发计算H^HH时执行一次之功能	1.3224
解答Yule-Walker以得到y	672888×100/10⁶	269.1552	各猝发计算H^HH时执行一次之功能	1.3224
解答Yule-Walker以得到y	672888×100/10⁶	269.1552	各猝发计算H^Hr时执行两次之功能	100.68
解答R(k+1)d(k+1)H^Hr	672888×200/10⁶	538.3104	各猝发计算H^Hr时执行两次之功能	100.68

表3

对于一时分双工(TDD)猝发类型而言，这种Toeplitz方法之全部百万个即时运算/秒(MROPS)系909.4656百万个即时运算/秒(MROPS)(利用两倍片码速率取样时)，以及，系858.4668百万个即时运算/秒(MROPS)(利用一倍片码速率取样时)。

数据检测之另一种方法系使用快速傅立叶转换(FFT)，其步骤系配合第7图详细说明如下。若利用一倍片码速率取样，这个信道矩阵H系正方形，除了边缘效应(edge effect)以外。利用这个H矩阵之一循环近似(circulantapproximation)，数据估计便可以利用接收向量之一快速傅立叶转换(FFT)及这个信道向量H得到。

对于倍数片码速率取样而言，诸如两倍片码速率取样，这个H矩阵并不是正方形及循环的。然而，等式(13)之信道关连矩阵R＝H^HH之一子矩阵，如虚线所示，却是循环的，如等式(35a)所示：

R = [\begin{matrix} R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ . . . & . . . & . . . & . . . & . . . & . . . & . . . & . . . & . . . & . . . \\ R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} & R_{2} \\ . . . & . . . & . . . & . . . & . . . & . . . & . . . & . . . & . . . & . . . \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & R_{2} & R_{1} & R_{0} & R_{1} \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & R_{2} & R_{0} \end{matrix}]

等式(35a)

对于一N倍片码速率取样而言，这个信道关连矩阵系根据等式(35b)加以决定。

R = [\begin{matrix} H_{1}^{H} & H_{2}^{H} & . . . & H_{N}^{H} \end{matrix}] [\begin{matrix} H_{1} \\ H_{2} \\ . \\ . \\ . \\ H_{N} \end{matrix}] = Σ_{i = 1}^{N} H_{i}^{H} H_{i}

等式(35b)

将这个信道关连矩阵R近似为循环的，等式(36)、(37)、及(38)便可以使用：

R^H＝DΔD^H 等式(36)

其中，Δ等于diag(D(R)₁)

d^= diag (D [\begin{matrix} R_{0} \\ R_{1} \\ R_{2} \\ 0 \\ . \\ . \\ . \\ 0 \end{matrix}])

等式(37)

其中，(R)₁系这个关连矩阵R延伸之第一行延伸为一个对角矩阵(diagonalmatrix)。虽然这里是以第一行为例进行说明，但是这种方法亦可以加以调整以应用于这个关连矩阵R的任何一行(86)。然而，这种方法最好是使用具有最多非零元素之那一行，诸如：R₂、R₁、R₀、R₁、R₂。通常，这些行系距离两侧至少W行的任何行，诸如：在W及N_S-W-1间且包括这两行的任何行。等式(38)及等式(39)系用于一种零值强迫等化(zero-forcing equalization)方法。

Rd^＝H^Hr 等式(38)

d^＝R^-1(H^Hr) 等式(39)

由于D系一正交数字傅立叶转换(DFT)矩阵，等式(40)、(41)、及(42)便可以得到。

D^HD＝N_SI 等式(40)

D^{- 1} = (\frac{1}{N_{S}}) D^{H}

等式(41)

R^{- 1} = \frac{1}{N_{S}} D^{H} Δ^{- 1} \frac{1}{N_{S}} D

等式(42)

因此，d^系可以根据等式(43)、(44)、及(45a)、利用一傅立叶转换(FT)加以决定：

R^{- 1} = \frac{1}{N_{s}^{2}} D^{H} Δ^{- 1} [D (D^{H} r)]

等式(43)

D^{H} d^= \frac{1}{N_{S}} Δ^{- 1} [F (H^{H} r)]

等式(44)

F (d^) = \frac{F (H^{H} r)}{N_{S} F ({(R)}_{1})}

等式(45a)

其中，(.)₁系第一行，虽然一类似等式亦可以应用于这个关连矩阵R之任一行。F(.)系表示一傅立叶转换函数。F(H^Hr)最好系根据等式(45b)、利用快速傅立叶转换(FFT)加以计算：

F(H^Hr)＝N_C[F(h₁)F(r₁)+...+F(h_N)F(r_N)] 等式(45b)

对等式(45a)之结果进行反向傅立叶转换F^-1(.)系产生这个扩频数据向量(88)。另外，这个传输数据可以利用适当信息码、利用解展频(dispreading)方法回复(90)。

表4系表示这种快速傅立叶转换(FFT)方法之复杂性。

各猝发计算执行一次之功能	计算数目	百万个即时运算/秒(MROPS)
各猝发计算执行一次之功能	计算数目	百万个即时运算/秒(MROPS)	计算H^HH	1.3224
F([R]₁)N_Slog₂N_S	11600×100/10⁶	4.4640	计算H^HH	1.3224
F([R]₁)N_Slog₂N_S	11600×100/10⁶	4.4640	利用快速傅立叶转换之各猝发计算H^Hr执行两次之功能	38
计算等式(45)		0.8832	利用快速傅立叶转换之各猝发计算H^Hr执行两次之功能	38
计算等式(45)		0.8832	F^-1(d)N_Slog₂N_S	8.9280
总和		55MROPS	F^-1(d)N_Slog₂N_S	8.9280

表4

相较于其他方法，这种快速傅立叶转换(FFT)方法之复杂性较低。然而，这种循环近似却可能会降低效能。

对于倍数片码速率取样而言，利用快速傅立叶转换(FFT)解答这个数据向量之另一种方法系利用加权方式组合这些取样，如使用第8图所示。为方便说明两倍片码速率取样，r₁系偶数取様、且r₂系奇数取样。r₁之各个元素，诸如：第一个元素r₁(0)，系根据等式(46)加权、并与r₂之一对应元素，诸如：第一个元素r₂(0)，组合。

r_eff(0)＝W₁r₁(0)+W₂r₂(0) 等式(46)

其中，r_eff系一有效组合矩阵r_eff之一有效组合元素。W₁及W₂系权值。对于N倍片码速率取样而言，等式(47)系可以采用：

r_eff(0)＝W₁r₁(0)+...+W_Nr_N(0) 等式(47)

接着，这些信道响应矩阵H₁至H_N系执行类似加权动作以产生H_eff(92)。因此，等式(13)便可以变为等式(48)：

r_eff＝H_effd+n 等式(48)

这个得到系统系一N_S×N_S系统，其等式系可以根据等式(49)、利用快速傅立叶转换(FFT)解答(94)：

F (d) = \frac{F (r_{eff})}{F ({(H_{eff})}_{1})}

等式(49)

利用反向傅立叶转换，这个扩频数据向量便可以决定。这个猝发之数据系利用这些猝发之信息码、利用解展频(dispreading)方法加以决定(96)。虽然等式(49)系使用H_eff之第一行，但是这种方法亦可调整，藉以使用H_eff之任何代表行。

利用快速傅立叶转换(FFT)之另一种方法系利用零值填满法(zero padding)，其步骤系配合第9图详细说明如下。根据这种方法，等式(5)之调整系将这个数据向量填满零值，藉以使各个其他元素，诸如：偶数元素，均为零值(98)。调整后之矩阵d系表示为d～。另外，这个矩阵H亦可以延伸为矩阵H～。矩阵H之延伸系重复各行至这行之右侧、将各个元素下移一列、并将平移行之上方填满零值。对于两倍片码速率取样而言，这类系统，W等于3且N_S等于4，系表示为等式(49a)：

[\begin{matrix} r_{1} (0) \\ r_{2} (0) \\ r_{1} (1) \\ r_{2} (1) \\ r_{1} (2) \\ r_{2} (2) \\ r_{1} (3) \\ r_{2} (3) \end{matrix}] = [\begin{matrix} h_{1} (0) \\ h_{2} (0) & h_{1} (0) \\ h_{1} (1) & h_{2} (0) & h_{1} (0) \\ h_{2} (1) & h_{1} (1) & h_{2} (0) & h_{1} (0) \\ h_{1} (2) & h_{2} (1) & h_{1} (1) & h_{2} (0) & h_{1} (0) & h_{2} (0) \\ h_{2} (2) & h_{1} (2) & h_{2} (1) & h_{1} (1) & h_{2} (0) & h_{1} (0) & h_{2} (0) \\ 0 & h_{2} (2) & h_{1} (2) & h_{2} (1) & h_{1} (1) & h_{2} (0) & h_{1} (0) & h_{2} (0) \\ 0 & 0 & h_{2} (2) & h_{1} (2) & h_{2} (1) & h_{1} (1) & h_{2} (0) & h_{1} (0) \end{matrix}] \cdot [\begin{matrix} d (0) \\ 0 \\ d (1) \\ 0 \\ d (2) \\ 0 \\ d (3) \\ 0 \end{matrix}] + n

等式(49a)

对于N倍片码速率取样而言，等式(49b)系可以采用，如下列等式，且为方便说明，N_S＝3。

等式(49b)

一般而言，这个N倍矩阵H～系(NN_S)×(NN_S)。这个矩阵H～系正方形、Toeplitz、及近似循环，且大小系2N_S×2N_S。这个零值强迫方法(zero forcingsolution)系根据等式(50)加以决定(100)：

F (d^) = \frac{F (r)}{F ({(H^{-})}_{1})}

等式(50)

另外，第一行以外之其他行亦可以用于一模拟快速傅立叶转换(FFT)。再者，由于任何行均可以使用，本发明便可以估计一行d，其可能是来自原始信道响应矩阵H之一行、或这个响应矩阵H之一行所导出之这个N倍矩阵H～之一估计延伸行。利用适当信息码，d便可以进行解展频(despread)以回复数据(102)。

Claims

1.一种用于处理码分多址通信的方法，其特征在于，所述方法包括：

在共享频谱上接收已经以片码速率同时从通信站传输的多个不同数据信号的组合信号；

以所述片码速率的倍数取样所述组合信号；

以所述片码速率的所述倍数估计所述组合信号的信道响应；

利用所述组合信号的取样和所述估计的信道响应来决定扩频数据向量；以及

利用所述扩频数据向量估计所述不同数据信号中的每一个数据信号的数据。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述扩频数据向量的决定包括：

利用所述组合信号的取样和所述估计的信道响应来决定扩频数据向量的第一元素；以及

利用来自所述第一元素的决定中的因子来决定所述扩频数据向量的其余元素。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，利用所述信道响应导出所述因子，

以及所述因子是在决定所述其余元素之前储存。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述片码速率的所述倍数率为N个片码速率，且所述因子为v^H，且与N个片码速率中的每一个片码速率对应的每一个信道响应矩阵的第一元素为h₁(0)，h₂(0)...h_N(0)，且

v^{H} = {\{\begin{matrix} [h_{1} (0) . . . h_{N} (0)] & [\begin{matrix} h_{1} (0) \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ h_{N} (0) \end{matrix}] \end{matrix}\}}^{- 1} [h_{1} (0) . . . h_{N} (0)] .

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，除了所述第一元素以外，所述扩频数据向量的第i个元素d^(i)是根据下列等式来决定：

d^(i) = v^{H} {[\begin{matrix} r_{1} (i) \\ | \\ r_{N} (i) \end{matrix}] - [\begin{matrix} h_{1} (i) \\ | \\ h_{N} (i) \end{matrix}] \hat{d} (0) - Σ_{j = 1}^{i - 1} [\begin{matrix} h_{1} (j) \\ | \\ h_{N} (j) \end{matrix}] \cdot d (i - j - 1) .

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述数据的估计是通过解扩频所述扩频数据向量来实现的。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述扩频数据向量的决定包括：

利用所述估计的信道响应来决定交叉相关矩阵；

选择所述交叉相关矩阵的子块；

决定所述子块的Cholesky因子；

延伸所述Cholesky因子；以及

利用所述延伸的Cholesky因子、所述信道响应的版本以及所述取样来决定所述扩频数据向量。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，估计所述信道响应作为信道响应矩阵，且所述交叉相关矩阵是所述信道响应矩阵的Hermetian矩阵乘以所述信道响应矩阵。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述倍数是所述片码速率取样的两倍，且所述信道响应矩阵具有偶数矩阵取样H₁及奇数矩阵取样H₂。

10.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述倍数是所述片码速率取样的N倍，且所述信道响应矩阵具有N组矩阵取样。

11.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述子块具有所述交叉相关矩阵的(2W-1)×(2W-1)个元素，且W是脉冲响应的长度。

12.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述扩频数据向量的决定利用前向及后向替代法。

13.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述扩频数据向量的决定包括：利用所述估计的信道响应来决定交叉相关矩阵；以及

利用顺序递回，决定所述扩频数据向量，所述顺序递回通过使用所述交叉相关矩阵的元素决定第一扩频数据估计、并使用所述交叉相关矩阵的其它元素递回地决定其它估计。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，通过组合所述扩频数据估计的标量部分及向量部分决定所述扩频数据估计。

15.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述扩频数据向量的决定是利用Yule-Walker等式执行。

16.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述第一扩频数据估计是利用所述交叉相关矩阵的左上角的元素决定。

17.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述扩频数据向量的决定包括：

利用所述估计的信道响应决定信道关连矩阵的行；以及

利用所决定的行、所述估计的信道响应、所述接收的组合信号及傅立叶转换决定所述扩频数据向量。

18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，所决定的行是所述信道关连矩阵的第一行。

19.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，所述组合信号的脉冲响应的长度是W，且所决定的行距离所述信道关连矩阵的边界至少(W-1)行。

20.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，所述扩频数据向量的决定是利用信道响应矩阵的Hermetian矩阵乘以所述接收的组合信号的傅立叶转换。

21.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，所述扩频数据向量的决定是利用所决定的行的傅立叶转换，且将所决定的行的傅立叶转换乘以所述数据信号中传输的几个展频片码。

22.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述扩频数据向量的决定包括：

组合倍数片码速率取样作为有效片码速率取样；

组合倍数片码速率估计信道响应作为有效片码速率信道响应；以及

利用所述有效取样、所述有效信道响应及傅立叶转换决定扩频数据向量。

23.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，所述倍数片码速率取样及所述倍数片码速率估计信道响应是在组合前加权。

24.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，所述有效片码速率信道响应是有效信道响应矩阵。

25.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，所述扩频数据向量的决定利用信道响应矩阵的行，所述信道响应矩阵是利用所述有效片码速率响应所导出。

26.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，所述行是所述信道响应矩阵的第一行。

27.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，所述扩频数据向量的决定还利用反向傅立叶转换。

28.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信道响应的估计是作为所述组合信号在所述片码速率的所述倍数的信道响应矩阵，且所述扩频数据向量的决定包括：

利用所述信道响应矩阵的行、所述估计的信道响应矩阵、所述取样及傅立叶转换来决定扩频数据向量的填满版本，所述扩频数据向量具有与所述倍数片码速率对应的大小；以及

通过去除所述填满版本的元素来估计所述扩频数据向量，使所述估计的扩频数据向量具有与所述片码速率对应的大小。

29.根据权利要求28所述的方法，其特征在于，所述片码速率的所述倍数是所述片码速率的N倍，且所述估计的扩频数据向量包括间隔N个元素的所述填满版本的元素。

30.根据权利要求29所述的方法，还包括通过对所述信道响应矩阵的每一行加入(N-1)行来决定所述信道响应矩阵的延伸版本。

31.一种用于码分多址通信的无线通信装置，其特征在于，所述无线通信装置包括：

接收器，被配置用于在共享频谱上接收以片码速率同时传输的多个不同数据信号的组合信号；

取样装置，被配置用于以所述片码速率的倍数取样所述组合信号；

信道响应估计电路，被配置用于以所述片码速率的所述倍数估计所述组合信号的信道响应；

扩频数据向量决定电路，被配置用于利用所述组合信号的取样和所述估计的信道响应来决定扩频数据向量；以及

数据信号估计电路，被配置用于利用所述扩频数据向量估计所述不同数据信号的数据。

32.根据权利要求31所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于通过利用所述组合信号的取样和所述估计的信道响应来决定扩频数据向量的第一元素，以及通过利用来自所述第一元素的决定中的因子来决定所述扩频数据向量的其余元素，从而决定所述扩频数据向量。

33.根据权利要求32所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于利用所述信道响应导出所述因子，以及在决定所述其余元素之前储存所述因子。

34.根据权利要求33所述的无线通信装置，其特征在于，所述片码速率所述倍数为N个片码速率，以及所述扩频数据向量决定电路被配置用于决定所述因子为v^H，并决定与所述N个片码速率中的每一个片码速率对应的每一个信道响应矩阵的第一元素为h₁(0)，h₂(0)...h_N(0)，且

v^{H} = {\{\begin{matrix} [h_{1} (0) . . . h_{N} (0)] & [\begin{matrix} h_{1} (0) \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ h_{N} (0) \end{matrix}] \end{matrix}\}}^{- 1} [h_{1} (0) . . . h_{N} (0)] .

35.根据权利要求34所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于根据下列等式来决定所述扩频数据向量的除了所述第一元素以外的第i个元素d^(i)：

d^(i) = v^{H} {[\begin{matrix} r_{1} (i) \\ | \\ r_{N} (i) \end{matrix}] - [\begin{matrix} h_{1} (i) \\ | \\ h_{N} (i) \end{matrix}] \hat{d} (0) - Σ_{j = 1}^{i - 1} [\begin{matrix} h_{1} (j) \\ | \\ h_{N} (j) \end{matrix}] \cdot d (i - j - 1) .

36.根据权利要求31所述的无线通信装置，其特征在于，所述数据信号估计电路被配置用于通过解扩频所述扩频数据向量来估计数据。

37.根据权利要求31所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于利用所述估计的信道响应来决定交叉相关矩阵、选择所述交叉相关矩阵的子块、决定所述子块的Cholesky因子、延伸所述Cholesky因子、以及利用所述延伸的Cholesky因子、所述信道响应的版本以及所述取样来决定所述扩频数据向量。

38.根据权利要求37所述的无线通信装置，其特征在于，所述信道响应估计电路被配置用于估计所述信道响应作为信道响应矩阵，且所述扩频数据向量决定电路被配置用于根据所述信道响应矩阵的Hermetian矩阵乘以所述信道响应矩阵来决定所述交叉相关矩阵。

39.根据权利要求38所述的无线通信装置，其特征在于，所述倍数是所述片码速率取样的两倍，其中所述信道响应估计电路被配置用于估计所述信道响应作为具有偶数矩阵取样H₁及奇数矩阵取样H₂的信道响应矩阵。

40.根据权利要求38所述的无线通信装置，其特征在于，所述倍数是所述片码速率取样的N倍，且所述信道响应估计电路被配置用于估计所述信道响应作为具有N组矩阵取样的信道响应矩阵。

41.根据权利要求37所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于决定所述子块具有所述交叉相关矩阵的(2W-1)×(2W-1)个元素，且W为脉冲响应的长度。

42.根据权利要求37所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于利用前向及后向替代法来决定所述扩频数据向量。

43.根据权利要求31所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于利用所述估计的信道响应来决定交叉相关矩阵、以及利用顺序递回来决定所述扩频数据向量，所述顺序递回通过使用所述交叉相关矩阵的元素决定第一扩频数据估计、并使用所述交叉相关矩阵的其它元素递回地决定其它估计。

44.根据权利要求43所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于通过组合所述扩频数据估计的标量部分及向量部分决定所述扩频数据估计。

45.根据权利要求43所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于利用Yule-Walker等式来决定所述扩频数据向量。

46.根据权利要求43所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于利用所述交叉相关矩阵的左上角的元素来决定所述第一扩频数据估计。

47.根据权利要求31所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于利用所述估计的信道响应来决定信道关连矩阵的行、以及利用所决定的行、所述估计的信道响应、所述接收的组合信号及傅立叶转换来决定所述扩频数据向量。

48.根据权利要求47所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于决定所决定的行作为所述信道关连矩阵的第一行。

49.根据权利要求47所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于决定所述组合信号的脉冲响应的长度是W，且所决定的行距离所述信道关连矩阵的边界至少(W-1)行。

50.根据权利要求47所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于利用信道响应矩阵的Hermetian矩阵乘以所述接收的组合信号的傅立叶转换来决定所述扩频数据向量。

51.根据权利要求47所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于利用所决定的行的傅立叶转换来决定所述扩频数据向量，其中所决定的行的傅立叶转换乘以所述数据信号中传输的几个展频片码。

52.根据权利要求31所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于组合倍数片码速率取样作为有效片码速率取样、组合倍数片码速率估计信道响应作为有效片码速率信道响应、以及利用所述有效取样、所述有效信道响应及傅立叶转换来决定扩频数据向量。

53.根据权利要求52所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于在进行组合前先加权所述倍数片码速率取样及所述倍数片码速率估计信道响应。

54.根据权利要求52所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于决定所述有效片码速率信道响应为有效信道响应矩阵。

55.根据权利要求52所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于利用信道响应矩阵的行来决定所述扩频数据向量，所述信道响应矩阵是利用所述有效片码速率响应所导出。

56.根据权利要求52所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于决定所述行作为所述信道响应矩阵的第一行。

57.根据权利要求52所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于利用反向傅立叶转换来决定所述扩频数据向量。

58.根据权利要求31所述的无线通信装置，其特征在于：

所述信道响应估计电路被配置用于估计所述信道响应作为所述组合信号在所述片码速率的所述倍数的信道响应矩阵；以及

所述扩频数据向量决定电路被配置用于利用所述信道响应矩阵的行、所述估计的信道响应矩阵、所述取样及傅立叶转换来决定扩频数据向量的填满版本，所述扩频数据向量具有与所述倍数片码速率对应的大小；且所述扩频数据向量决定电路被配置用于通过去除所述填满版本的元素来估计所述扩频数据向量，使得所述估计的扩频数据向量具有与所述片码速率对应的大小。

59.根据权利要求58所述的无线通信装置，其特征在于，所述片码速率的所述倍数是所述片码速率的N倍，其中所述扩频数据向量决定电路被配置用于决定所述估计的扩频数据向量为间隔N个元素的所述填满版本的元素。

60.根据权利要求59所述的无线通信装置，其特征在于，所述扩频数据向量决定电路被配置用于通过对所述信道响应矩阵的每一行加入(N-1)行来决定所述信道响应矩阵的延伸版本。

61.根据权利要求31-60任一项所述的无线通信装置，其特征在于，所述无线通信装置被配置为第三代合作项目通用地表无线接入系统的基站。

62.根据权利要求31-60任一项所述的无线通信装置，其特征在于，所述无线通信装置被配置为第三代合作项目通用地表无线接入系统的使用者设备。