CN101764774B - 小波多载波通信设备 - Google Patents

Abstract

接收器的检波部件，具有：涉及相互正交的多个小波滤波器的第一小波变换器，用于对接收波形数据进行小波变换；希耳伯特变换器，用于对接收波形数据进行希耳伯特变换；与第一小波变换器具有相同结构的第二小波变换器，用于对希耳伯特变换器的输出进行小波变换；代码转换器，用于逆变第二小波变换器的输出当中奇数位置的输出的代码；电平转换器，用于校正希耳伯特变换器的波动造成的代码转换器的输出的涨落；和复数据生成器，用于通过将第一小波变换器的输出定义成复信息的同相分量和将电平转换器的输出定义成复信息的正交分量，来生成复数据。

Description

小波多载波通信设备

本申请是以下专利申请的分案申请：

申请号：03825000.4

申请日：2003年9月24日

发明名称：小波多载波通信设备

技术领域

本发明涉及应用多载波传输方法(数字小波多载波传输方法，下文称之为“DWMC传输方法”)的通信设备，这种通信设备借助于利用实系数小波滤波器组的数字调制和解调过程进行数据传输。

背景技术

涉及利用实系数小波滤波器组的数字调制和解调过程的传输方法是一种利用实系数滤波器组合成多个数字调制波以生成传输信号的多载波调制方法。PAM(脉冲幅度调制)用作调制每个载波的方法。

基于DWMC传输方法的数据传输将参照图15到18加以描述。图15是示出小波波形的例子的波形图。图16是示出根据DWMC传输方法传输的波形的例子的波形图。图17是示出基于DWMC传输方法的传输谱的例子的谱图。图18例示了一个帧，以示出根据DWMC传输方法传输的帧的结构例子。

当根据DWMC传输方法传输数据时，如图15所示，在副载波中以相互重叠关系传输每个副载波的脉冲响应。如图16所示，每个传输码元(symbol)变成时间波形，该时间波形是每个副载波中的脉冲响应的组合。图17示出了幅度谱的例子。根据DWMC传输方法，收集数量范围从几十到几百的如图16所示的传输码元，以形成要传输的一个帧。图18示出了DWMC传输帧的结构例子。DWMC传输帧包括用于帧同步的码元和用于均衡(equalization)的码元，以及用于传输信息数据的码元。

图14是应用DWMC传输方法、由发送器299和接收器199组成、基于现有技术的通信设备的方块图。

在图14中，标号110代表A/D转换器；标号120代表小波变换器；标号130代表将并行数据转换成串行数据的P/S转换器；标号140代表判断接收信号的判断单元；标号210代表将位数据转换成码元数据以进行码元映射的码元映射器；标号220代表将串行数据转换成并行数据的S/P转换器；标号230代表逆小波变换器；标号240代表D/A转换器。

现在描述具有这样结构的通信设备的操作。

首先，在发送器299上，码元映射器210将位数据转换成码元数据，并且，根据每项码元数据进行码元映射(PAM调制)。串行到并行转换器(S/P转换器)220供应具有由逆小波变换器230在时间轴上对其进行逆离散小波变换的实数“di”(i＝1到M，M是大于1的数)的每个副载波。因此，生成具有时间轴波形的采样值，以生成代表发送码元的一系列采样值。D/A转换器240将该系列采样值转换成在时间上连续的基带模拟信号波形，然后，发送该波形。时间轴上通过逆离散小波变换生成的采样值的数目通常是2的n次幂(n是正整数)。

在接收器199上，A/D转换器110将接收信号转换成数字基带信号波形，然后，以与发送器的采样率相同的采样率采样该数字基带信号波形。小波变换器120在频率轴上对该系列采样值进行离散小波变换，此后，由并行到串行转换器(P/S转换器)130对其进行串行转换。最后，判断单元140计算每个副载波的幅度，以判断接收信号并获取接收数据。

由于在通信期间传输路径的阻抗涨落和多路径的影响会引起幅度失真和相位失真，因此处理幅度和相位参数两者，即，复信息的能力会适宜。但是，由于基于现有技术的DWMC传输方法只能处理幅度信息，无法使失真依传输路径的状况来校正，这导致传输效率显著下降的问题(例如，参见如下文件)。

Hitoshi KIYA“Digital Signal Processing Series 14，Multi-Rate SignalProcessing”，Shokodo，October 6，1995，pp.186-190。

因此，如上所述，基于现有技术的应用利用实系数滤波器组的传输方法的通信设备存在只能处理作为传输数据的幅度信息以及接收器不能执行处理复信息的过程的问题。

发明内容

要求这样的通信设备应该使用允许处理复信息的DWMC传输方法。

为了满足这样的要求，本发明提供了应用允许处理复信息的DWMC传输方法的通信设备。

为了解决这个问题，本发明提供了应用多载波传输方法的通信设备，这种通信设备借助于利用实系数小波滤波器组的数字多载波调制和解调过程进行数据传输，该通信设备包括执行数字多载波解调过程的接收器，其中，接收器具有检波部件，检波部件具有：涉及相互正交的M个实系数小波滤波器的第一小波变换器，用于对接收信号的波形数据进行小波变换；希耳伯特(Hilbert)变换器，用于对波形数据进行希耳伯特变换；第二小波变换器，用于对希耳伯特变换器的输出进行小波变换；和复数据生成器，用于通过将第一小波变换器的输出定义成复信息的同相(in-phase)分量和将第二小波变换器的输出定义成复信息的正交分量，来生成复数据。

根据本申请的一个方面，提供了应用多载波传输方法的通信设备，借助于利用实系数小波滤波器组的数字多载波调制和解调过程来进行数据传输，该通信设备包括执行数字多载波解调过程的接收器，其中所述接收器具有检波部件，该检波部件具有：第一小波变换器，其具有第一原型滤波器、M个向下采样器、M-1个“一个采样”延迟元件、和快速M点离散余弦变换器，该第一原型滤波器包括具有实系数的第一多相滤波器，其中M是不小于2的整数；第二小波变换器，其具有第二原型滤波器、M个向下采样器、M-1个“一个采样”延迟元件、和快速M点离散正弦变换器，该第二原型滤波器包括具有实系数的第二多相滤波器；复数据生成器，用于通过将第一小波变换器的输出定义成复信息的同相分量和将第二小波变换器的输出定义成复信息的正交分量，来生成复数据。

根据本申请的另一个方面，还提供了应用多载波传输方法的通信设备，借助于利用实系数小波滤波器组的数字多载波调制和解调过程来进行数据传输，该通信设备包括执行数字多载波调制过程的发送器和执行数字多载波解调过程的接收器，其中，所述发送器具有：同步数据生成器，用于生成在几个连续码元的持续时间内保持相同和在接收器中已知的用于同步的数据；和逆小波变换器，用于对同步数据进行逆小波变换，所述接收器具有：检波部件，该检波部件具有第一小波变换器、第二小波变换器和复数据生成器，所述第一小波变换器具有第一原型滤波器、M个向下采样器、M-1个“一个采样”延迟元件、和快速M点离散余弦变换器，该第一原型滤波器包括具有实系数的第一多相滤波器，M是不小于2的整数，所述第二小波变换器具有第二原型滤波器、M个向下采样器、M-1个“一个采样”延迟元件、和快速M点离散正弦变换器，该第二原型滤波器包括具有实系数的第二多相滤波器，所述复数据生成器用于通过将第一小波变换器的输出定义成复信息的同相分量和将第二小波变换器的输出定义成复信息的正交分量，来生成复数据；均衡器，用于利用先前为均衡过程指定的用于均衡的已知信号对从检波部件获得的复信息进行均衡；判断单元，用于利用从均衡器获得的信号对接收信号做出判断；和同步定时估计电路，用于根据从检波部件输出的相邻复副载波之间的相位差来估计码元的同步定时。

因此，提供了应用允许处理复信息的DWMC传输方法的通信设备。

附图说明

图1是形成基于本发明第一实施例的通信设备的接收器的部分的检波部件的方块图；

图2是形成基于本发明第二实施例的通信设备的接收器的部分的检波部件的方块图；

图3是形成图1和图2中的检波部件的部分的小波变换器的方块图；

图4是示出图3中具有多相结构的原型(prototype)滤波器的结构的方块图；

图5是图1中的小波变换器的方块图；

图6是示出图5中具有多相结构的原型滤波器的结构的方块图；

图7是图1中的另一个小波变换器(第二小波变换器)的方块图；

图8是形成基于本发明第五实施例的通信设备的部分的接收器的方块图；

图9A是形成基于本发明第六实施例的通信设备的部分的发送器的方块图；

图9B是形成基于本发明第六实施例的通信设备的部分的接收器的方块图；

图10是示出副载波和正弦波频率之间的关系的图形；

图11是形成基于根据本发明第七实施例的通信设备的接收器的部分的检波部件的方块图；

图12是形成基于本发明第八实施例的通信设备的发送器的部分的调制器的方块图；

图13A是基于本发明第九实施例的通信设备的发送器的方块图；

图13B是基于本发明第九实施例的通信设备的接收器的方块图；

图14是应用DWMC传输方法、由发送器和接收器构成、基于现有技术的通信设备的方块图；

图15是示出小波波形的例子的波形图；

图16是示出基于DWMC传输方法的传输波形的例子的波形图；

图17是示出基于DWMC传输方法的传输谱的例子的谱图；

图18例示了一个帧，以示出根据DWMC传输方法传输的帧的结构例子；

图19是形成基于本发明第五实施例的通信设备的部分的发送器的方块图；

图20是形成基于本发明第十实施例的通信设备的部分的发送器的方块图；

图21是形成基于本发明第十实施例的通信设备的部分的接收器的方块图；和

图22是基于本发明第十一实施例的电力线(power line)通信系统的方块图；

具体实施方式

现在参照图1到图21描述本发明的优选实施例。在下述的实施例中，除非另有说明，由余弦调制滤波器组进行小波变换。

(第一实施例)

图1是形成基于本发明第一实施例的通信设备的接收器的部分的检波部件的方块图。它的发送器在结构上与图14中的发送器299相同。

在图1中，标号“101”代表接收单元的检波部件；标号“102”代表对接收信号的波形数据(下文称为“接收波形数据”)进行小波变换的小波变换器；标号“103”代表对接收波形数据进行希耳伯特变换的希耳伯特变换器；标号“104”代表对希耳伯特变换器的输出进行小波变换、与小波变换器102具有相同结构的小波变换器；标号“105”代表逆变(invert)来自小波变换器104的输出“di”(i＝1到M，M是大于1的数)当中奇数位置的代码的代码转换器；标号“106”代表校正由希耳伯特变换器103的波动(ripple)特性造成的代码转换器105输出的数据的幅度的涨落的电平转换器；标号“107”代表生成具有从小波变换器102输出的实部(I分量)和从电平转换器106输出的虚部(Q分量)的复数据的复数据生成器。

假设通信设备容纳赋予了副载波编号1到M的M个副载波，现在描述具有这样结构的通信设备的操作。

首先，小波变换器102对已经接收的波形数据进行小波变换，以获得与M个副载波的每一个同相的分量。希耳伯特变换器103对接收的波形数据进行希耳伯特变换，以生成其中包括在接收信号中的每个频率分量偏移了π/2的波形数据，小波变换器104获取与每个副载波正交的分量。此时，由于来自小波变换器104的奇数位置的输出是将它们的代码逆变输出的，因此代码转换器105校正它们。并且，由于希耳伯特变换器103的波动特性，每个副载波中数据的幅度存在涨落，电平转换器106校正它。复数据生成器107生成由分别来自小波变换器102和电平转换器106的输出构成的具有同相分量和正交分量的复数据。

尽管上面参照具有相同结构的两个小波变换器的使用对本实施例作了描述，但也可以应用只使用一个小波变换器的结构。当将高精度希耳伯特变换器或均衡器用于幅度校正时，不需要电平转换器和代码转换器。

由于如上所述，本实施例不仅可以处理幅度而且可以处理相位信息，因此，即使因为由群延迟等造成的传输路径状况差而使副载波不同步，也可以校正每个副载波的相位旋转以提高接收性能。

(第二实施例)

图2是形成基于本发明第二实施例的通信设备的接收器的部分的检波部件的方块图。它的发送器在结构上与图14中的发送器299相同。

在图2中，标号“108”代表接收单元的检波部件；标号“109”代表对同时接收的波形数据进行希耳伯特变换、小波变换、和逆变奇数位置的代码的过程的小波变换器；标号“107a”代表生成具有从小波变换器102输出的实部数据(I分量)和从小波变换器109输出的虚部数据(Q分量)的复数据的复数据生成器。

该设备基本上与第一实施例相同地操作，唯一不同之处在于，在本实施例中同时进行在第一实施例中一个接一个进行的希耳伯特变换、小波变换、和代码逆变过程。

这样的结构使处理比在第一实施例中所述的结构更快，并且，使电路更简单。

(第三实施例)

图3是形成图1和图2中的检波部件的部分的小波变换器102的方块图。图4是示出图3中具有多相结构的原型滤波器的结构的方块图。图5是图1中的小波变换器的方块图。图6是示出图5中具有多相结构的原型滤波器的结构的方块图。

在图3中，标号“102”代表如图1或2所示的小波变换器；标号“121”代表将接收的波形数据延迟一个采样周期的延迟元件；标号“122”代表将接收波形数据的采样率降低因子M的向下(down)采样器；标号“123”代表原型滤波器；标号“124”代表快速离散余弦变换器(TYPE(类型)4)。在图3中，使用的延迟元件121和向下采样器122的数量分别是M-1和M个。

在图4中，标号“123”代表如图3所示的原型滤波器；标号“131”代表滤波系数与原型滤波器的滤波系数相同的乘法器；标号“132”代表双输入加法器；标号“133”代表引入一个码元周期(M个采样周期)的延迟的延迟元件。如图4所示的原型滤波器123的阶(order)是2M。

在图5中，标号“109A”代表功能与如图2所示的小波变换器109的功能相同的小波变换器；标号“121”代表将接收的波形数据延迟一个采样周期的延迟元件；标号“122”代表将接收波形数据的采样率降低因子M的向下采样器；标号“125”代表原型滤波器；标号“126”代表快速离散正弦变换器(TYPE 4)。延迟元件121和向下采样器122的数量分别是M-1和M。

在图6中，标号“125”代表如图5所示的原型滤波器；标号“131”代表滤波系数与原型滤波器的滤波系数相同的乘法器；标号“132”代表双输入加法器；标号“133”代表引入一个码元周期(M个采样周期)的延迟的延迟元件。如图6所示的原型滤波器的阶是2M。

该设备在操作上与第二实施例相同，与第二实施例的不同之处在于，第二实施例中由FIR(有限脉冲响应)滤波器构成的部件被本实施例中与离散余弦变换或离散正弦变换的使用结合在一起的具有多相结构的原型滤波器所取代。

虽然本实施例的第一小波变换器(小波变换器102)和第二小波变换器(小波变换器109A)被配置成完全分立的元件，但它们也可以共享相同的电路。显而易见，由于变换器的原型滤波器具有仅仅相互逆变的滤波系数并且由于离散余弦变换和离散正弦变换的唯一不同之处在于过程使用不同的系数，所以这是可能的。

由于多相结构涉及到比FIR滤波器结构中更少量的计算，上述结构使处理比在第二实施例中所述的结构更快。

(第四实施例)

图7是图1中的小波变换器(第二小波变换器)的方块图。

在图7中，标号“109A”代表其功能与如图5所示的小波变换器109的功能相同的小波变换器；标号“121”代表将接收的波形数据延迟一个采样周期的延迟元件；标号“122”代表将接收波形数据的采样率降低因子M的向下采样器；标号“125”代表原型滤波器；标号“127”代表将一序列输入中每M个采样的时序逆变的时序逆变器；标号“124”代表快速离散余弦变换器(TYPE 4)；标号“128”代表逆变输入数据的奇数位置的代码的代码转换器。在图7中，延迟元件121和向下采样器122的数量分别是M-1和M个。

该设备在操作上与第三实施例相同，与第三实施例的不同之处在于，第三实施例中由离散正弦变换器128构成的部件被本实施例中的时序逆变器127、离散余弦变换器124、和代码转换器128所取代。虽然本实施例具有将时序逆变器127配备在离散余弦变换器124之前和将代码转换器128配备在离散余弦变换器124之后的结构，但时序逆变器127和代码转换器128也可以互换位置，结果不变。

上述结构使处理比在第二实施例中所述的结构更快。由于第三实施例中由离散余弦变换器124和离散正弦变换器126构成的部件可以只由离散余弦变换器124构成，因此可以实现电路共享，使电路规模更小。

(第五实施例)

图8是形成基于本发明第五实施例的通信设备的部分的接收器的方块图。它的发送器与图14中的发送器相同。

在图8中，标号“100”代表接收器；标号110代表A/D转换器；标号“108a”代表在结构上与如图1或2所示的检波部件相似的检波部件；标号“120”代表均衡器；标号“130”代表并行到串行转换器(P/S转换器)；标号“140”代表判断单元。

现在描述具有这样结构的接收器的操作。

在接收器100，A/D转换器110对接收的信号进行数字转换，以获得接收波形数据。检波部件108a检测接收波形数据并获取有关包括在接收信号中的多个副载波的复信息，作为它的输出。然后，均衡器120通过将从检波部件108a获得的复信息与为了均衡的目的事先分配的已知数据进行比较来获得均衡量。在实际数据传输码元的间隔利用如此获得的均衡量均衡复信息并将其供应给并行到串行转换器130。最后，判断单元140根据均衡复信息判断数据。这是在接收器100中执行的一系列操作。均衡器120获取每个副载波的幅度和相位相对于已知信号的偏差作为均衡量。取决于传输路径，可以使用利用多个抽头(tap)的自适应滤波器(LMS或RLS滤波器)。

上述结构使得即使传输路径处在不良状况下也可以进行精确解调。

本实施例的均衡器120可以按如下所述的方式使用。

图19是形成基于本发明第五实施例的通信设备的部分的发送器的方块图。

在图19中，标号“200”代表发送器；标号“201”代表在几个连续码元的持续时间内为每个副载波生成相同数据的同步数据生成器；标号“210”代表根据同步数据进行码元映射(PAM调制)的码元映射器；标号“230”代表逆小波变换器；标号“220”代表对逆小波变换器的输出进行串行转换的串行到并行(S/P)转换器；标号“240”代表转换由串行到并行转换器220输出的待发送波形数据的D/A转换器。

现在参照图10描述具有这样结构的通信设备的操作。图10是示出副载波和正弦波频率之间的关系的图形。为了简化描述，假设使用8个小波波形，即，8个副载波。

在发送器200，同步数据生成器201在几个连续码元的持续时间内首先将每个副载波的相同数据(例如，1)输出到码元映射器210。此时分配给每个副载波的数据是接收器100已知的数据。然后，逆小波变换器230变换该数据。此时，逆小波变换器230输出来源于具有如图10所示的频率“fn”的正弦波的复合波。复合波数据由串行到并行转换器220和D/A转换器240转换成然后将发送的模拟信号。

在接收器100，A/D转换器110首先对接收信号进行数字转换，以获得接收波形数据。检波部件108检测接收波形数据并获取有关包括在接收信号中的多个正弦波的复信息，作为它的输出。检波部件108将复数据(复信息)供应给均衡器120。均衡器120通过利用从检波部件108获得的复信息来对比它们的相位，来合成第(2n-1)和第2n输出(1≤n≤(M/2-1)，从0到M-1编号副载波)，以便高精度地获得要用于每个副载波的均衡系数。利用如此获得的均衡系数和为了均衡的目的事先分配的已知数据来确定均衡量。由于均衡系数是通过将相同的正弦波用于第(2n-1)和第2n副载波获得的，所以可以实施这种方法。然后，在实际数据传输码元的间隔利用如此获得的均衡量来均衡复数据，并将其供应给并行到串行转换器130。最后，判断单元140根据均衡复数据判断数据。

在如上所述的结构中，由于可以为每对副载波获取均衡量，因此可以以比通过为每个副载波确定均衡量而取得的精度更高的精度进行计算。

(第六实施例)

图9A是形成基于本发明第六实施例的通信设备的部分的发送器的方块图，图9B是形成基于本发明第六实施例的通信设备的部分的接收器的方块图。

图9B中的接收器100、A/D转换器110、检波部件108a、均衡器120、P/S转换器130、和判断单元140与图8中的那些相似，用一致的标号表示它们，这里不再对它们加以描述。在图9B中，标号“141”代表引入一个采样周期的延迟的延迟电路；标号“142”代表复除法器；标号“143”代表累加输入其中的复数据的复加法器；标号“144”代表同步偏移计算器；标号“145”代表同步定时估计电路。在图9A中，标号“200”代表发送器；标号“201”代表在几个连续码元的持续时间内为每个副载波生成相同数据的同步数据生成器；标号“210”代表根据同步数据进行码元映射(PAM调制)的码元映射器；标号“230”代表逆小波变换器；标号“220”代表对逆小波变换器的输出进行串行转换的串行到并行转换器(S/P转换器)；标号“240”代表将由串行到并行转换器220输出的待发送波形数据转换成模拟信号的D/A转换器。

现在参照图10描述具有这样结构的通信设备的操作。图10是示出副载波和正弦波频率之间的关系的图形。为了简化描述，假设使用8个小波波形，即，8个副载波。

在发送器200，同步数据生成器201在几个连续码元的持续时间内首先将每个副载波的相同数据(例如，1)输出到码元映射器210。此时分配给每个副载波的数据是接收器100已知的数据。逆小波变换器230变换该数据。此时，逆小波变换器230输出来源于具有如图10所示的频率“fn”的正弦波的复合波。复合波数据由串行到并行转换器220和D/A转换器240转换成然后将发送的模拟信号。

在接收器100，A/D转换器110首先对接收信号进行数字转换，以获得接收波形数据。检波部件108a检测接收波形数据并获取有关包括在接收信号中的多个正弦波的复信息，作为它的输出。此时，当以精确的定时使码元同步时，来自检波部件108a的所有输出的值是相等的。当不同步时，取决于偏移的程度“τ”和副载波频率“fc”，输出处在反映“2πfc·τ”所代表的相位旋转的值上。然后，延迟电路141和复除法器142进行相邻副载波之间的复相除(division)，以便在复坐标上计算相位差。由于相邻副载波对之间的频率间隔“fi”都相同，所有相位差(复值)具有“2πfi·τ”的相同值(实际上，受传输路径的影响，它们的值偏离“2πfi·τ”)。复加法器143累加副载波之间的相位差“θc”，以获得平均值“θm”，同步偏移计算器144从副载波间隔“fi”和平均副载波相位差“θm”获取同步偏移“τm”。将结果供应给同步定时估计电路145，以便将同步定时的反馈提供给检波部件108a。从每个副载波相位差(θc-θm)中减去平均副载波相位差，以获得新参数“c”(副载波相位差数)，同步偏移计算器144利用这个新参数“c”标识每个副载波的同步定时与平均同步定时之间的差“τc”，以计算每个副载波的同步定时相对于平均同步定时的偏移。利用差“τc”对每个副载波的同步定时进行精调。由于受传输路径的影响，每个副载波的同步定时发生了偏移，并且必须将其调整到平均值，所以需要精调。但是，由于平均值不代表每个副载波完全同步，所以要标识每个副载波的同步定时相对于平均同步定时的任何偏移，并根据偏移量精调每个副载波的同步定时。上述操作使得可以校正由每个副载波的同步定时的偏移造成的(同步数据的)接收信号和已知信号之间的信号点的任何偏移。这使随后均衡的性能得到提高，并由此使接收性能得到提高。

在建立了同步定时之后，检波部件108a将复数据(复信息)供应给均衡器120。均衡器120比较检波部件108a提供的复数据和为了均衡(同步)的目的事先分配的已知数据，以获得均衡量。在实际数据传输码元的间隔利用如此获得的均衡量均衡复数据，并将其供应给并行到串行转换器130。最后，判断单元140根据均衡复数据判断数据。

借助于上述结构，由于即使对于处在不良状况下的传输路径，也可以高精度估计同步的定时，所以可以高精度进行解调。

引用由检波部件108a确定的值，在对比它们的相位的同时，通过合成第(2n-1)和第2n输出(1≤n≤(M/2-1)，从0到M-1编号副载波)，可以高精度确定相位旋转量。如图10所示，由于第(2n-1)和第2n副载波的相位旋转量是利用相同的正弦波确定的，所以可以实施这种方法。

借助于上述结构，由于可以为每对副载波确定由不同步造成的相位旋转量，可以以比为每个副载波确定相位旋转量而获得的精度更高的精度进行计算。

(第七实施例)

图11是形成根据本发明第七实施例的通信设备的接收器的部分的检波部件的方块图。它的发送器与如图9B所示的发送器相同。

在图11中，标号“151”代表接收器的检波部件；标号“152”代表由相互正交的M个实系数小波滤波器构成的小波变换器；标号“153”代表生成复数据的复数据生成器，复信息的同相分量(I信道)是小波变换器152的第(2n-1)输出，复信息的正交分量(Q信道)是小波变换器152的第2n输出(1≤n≤(M/2))；标号“154”代表对串行输出的复数据进行串行转换的并行到串行转换器(P/S转换器)。

现在参照图10描述具有这样结构的检波部件151的操作。为了简单起见，在存在8个副载波的假设下加以描述。在本实施例中，假设来源于具有在图10中粗实线(f1，f2，和f3)所指的频率的正弦波的复合波被输入接收器中，并且正弦波分别具有相位φ1、φ2、和φ3。此时，每个正弦波处在范围从-π到π中的任意相位“φn”(n＝1，2，或3)。

检波部件151借助小波变换器152对接收的波形数据进行小波变换。此时，第(2n-1)和第2n副载波输出(1≤n≤(M/2-1)，从0到M-1编号副载波)分别是图10中具有频率fn的正弦波的cos(φn)和sin(φn)。复数据生成器153生成包括由cos(φn)构成的实部数据和由sin(φn)构成的虚部数据的复数据。最后，并行到串行转换器154获取串行复数据。

虽然本实施例应用了(M/2-1)个复数据生成器153，但通过对小波变换器152的输出进行并行到串行转换以及进行定时控制，以便将串行数据的第(2n-1)和第2n项输入到复数据生成器153，其可以通过利用单个复数据生成器来实现。

尽管局限于由正弦波构成的接收信号，但上述结构使得可以以较少计算量(大约第三实施例中的计算量的一半)获取复信息(复数据)。

(第八实施例)

图12是形成基于本发明第八实施例的通信设备的发送器的部分的调制器的方块图。

在图12中，标号“251”代表调制器；标号“252”代表将位数据转换成码元数据，以便根据每项码元数据进行码元映射(QAM调制)的码元映射器；标号“253”代表对一个接一个地输入其中的数据项进行并行转换的串行到并行转换器(S/P转换器)；标号“254”代表将输入其中的复数据分解成实部和虚部的复数据分解器；标号“255”代表逆小波变换器。

现在参照图10描述具有这样结构的发送器的调制器251的操作。为了简单起见，在存在8个副载波的假设下加以描述。在本实施例中，假设发送器输出来源于具有在图10中粗实线(f1，f2，和f3)所指的频率的正弦波的复合波，并且正弦波分别具有相位φ1、φ2、和φ3。此时，每个正弦波处在范围从-π到π中的任意相位“φn”(n＝1，2，或3)。

首先，调制器251借助码元映射器252将待发送数据(位数据)转换成码元数据，并且，根据码元数据进行QAM调制，以便在复坐标上提供信号点。从这个过程中获取如下公式1。

e^jφn        ...公式1

然后，串行到并行转换器253将该数据转换成并行复数据，复数据分解器254将每项复数据分解成实部数据(cos(φn))和虚部数据(sin(φn))。将cos(φn)和sin(φn)分别分配到逆小波变换器255的第(2n-1)和第2n输入(1≤n≤(M/2-1))。然后，逆小波变换器255输出来源于具有如图10所示的频率fn和初相φn的正弦波、和cos(2πfn·t+φn)的复合波。

虽然本实施例总共应用了M/2-1个复数据分解器，但也可以只用一个复数据分解器来实现。

在上述结构中，由于可以自由地将码元映射器252提供的复坐标平面上的初相赋给每个副载波(确切地说，由第(2n-1)和第2n副载波构成的每对副载波)，通过将数据设置成使副载波的相位不重叠，可以抑制发送输出时的瞬时峰电压。

(第九实施例)

图13A是形成基于本发明第九实施例的通信设备的部分的发送器的方块图，图13B是基于本发明第九实施例的通信设备的接收器的方块图。

在图13B中，标号“150”代表接收器；标号“110”代表将接收的信号转换成数字信号的A/D转换器；标号“151”代表如图11所示的检波部件；标号“146”代表使相位在复平面上旋转的相位旋转器；标号“141”代表引入一个采样周期的延迟的延迟电路；标号“142”代表复除法器；标号“143”代表累加输入其中的复数据的复加法器；标号“144”代表同步偏移计算器；标号“145”代表同步定时估计电路。在图13A中，标号“250”代表发送器；标号“256”代表在几个连续码元的持续时间内为每个副载波生成相同数据的同步数据生成器；标号“251”代表如图12所示的调制器；标号“240”代表将调制器251生成的待发送波形数据转换成模拟信号的D/A转换器。

现在参照图10描述具有这样结构的通信设备的发送器250和接收器150的操作。假设使用8个小波波形，即，8个副载波。

在发送器250，同步数据生成器256在几个连续码元的持续时间内首先将每个副载波的相同数据输出到调制器251。分配给每个副载波的数据是接收器150已知的数据。调制器251调制同步数据。此时，调制器251输出来源于具有如图10所示的频率fn的正弦波的复合波。每个正弦波的相位取决于输入同步数据，这里相位用φn表示。最后，复合波数据由D/A转换器240转换成然后将发送的模拟信号。

在接收器150，A/D转换器110首先对如此接收的信号进行数字转换，以获得接收波形数据。检波部件151检测接收波形数据，以获得有关包括在接收信号中的多个正弦波的每一个的复信号点信息。由于如此获得的复信号点信息具有旋转了“φn”的相位，相位旋转器146使相位在复坐标上反向旋转“φn”。当以精确的定时使码元同步时，来自相位旋转器146的所有输出的值是相等的。当不同步时，这些值反映取决于偏移的程度“τ”和副载波频率“fc”的“2πfc·τ”的相位旋转。然后，延迟元件141和复除法器142进行相邻副载波之间的复相除，以便在复坐标上计算相位差。由于所有相邻副载波对都具有相同的频率间隔“fi”，所有副载波相位差(复值)处在“2πfi·τ”的相同值(实际上，受传输路径的影响，这些值偏离“2πfi·τ”)。复加法器143累加副载波相位差，以获得平均值“φm”，同步偏移计算器144从副载波频率间隔“fi”和平均副载波相位差“φm”确定同步偏移值“τ”。将结果供应给同步定时估计电路145，以便将同步定时的反馈提供给检波部件。

借助于上述结构，可以用单个小波变换器配备第六实施例中由两个小波变换器构成的部件，从而使电路的规模缩小。

(第十实施例)

虽然本发明可应用于各种各样发送和接收信号的通信设备，但也适用于可以使用处在不良状况下的传输路径的电力线通信系统。

图20是形成基于本发明第十实施例的通信设备的部分的发送器的方块图，图21是形成基于本发明第十实施例的通信设备的部分的接收器的方块图。

在图20中，标号“600”代表发送部件；标号“610”代表将位数据转换成码元数据并将码元数据映射成某种排列的信号点的码元映射器；标号“220”代表将串行数据转换成并行数据的S/P转换器；标号“620”代表通过对其进行逆变换将涉及相互正交的M个滤波器的滤波器组用于调制待发送信号的调制器；标号“240”代表将数字信号转换成模拟信号的D/A转换器；标号“700”代表接收部件；标号“110”代表将模拟信号转换成数字信号的A/D转换器；标号“630”代表通过对其进行变换将涉及相互正交的M个滤波器的滤波器组用于解调接收信号的解调器。

现在参照图20和21描述这个设备的操作。

在发送器的发送部件600，码元映射器610将位数据转换成码元数据并根据某信号点映射信息对其映射；滤波器组型调制器620通过对其进行逆变换来调制作为由码元映射器610排列的信号点的待发送信号；D/A转换器240将数字信号转换成模拟信号。在接收器的检波部件700，A/D转换器110将模拟信号转换成数字信号，滤波器组型解调器630通过对其进行变换来解调接收信号。可以使用的滤波器组包括基于小波的余弦变换滤波器组和基于FFT的脉冲成形(shaping)型OFDM。图中例示了利用余弦调制滤波器组(具有4M的滤波长度)获得的幅度谱。在该图中，通过禁止(disable)与业余(amateur)无线电频带重叠的副载波来形成陷波(notch)。通过利用如此描述的滤波器组执行调制和解调过程可以进行利用限带(band-limited)(脉冲成形)副载波的多载波传输。限带多载波的使用使电力线通信更能抵抗窄带干扰波和载波内干扰。由于每个副载波的频带受到限制，通过禁止几个副载波可以形成尖锐的陷波。

使用反常规(deregulation)以允许使大约2M到30M的频带用于电力线通信。但是，其它现有系统(例如，业余无线电和短波广播)使用相同的频带。由于不允许对这样的其它现有系统造成干扰，在电力线通信期间不应该将信号发送到其它现有系统使用的频带上。通常，陷波滤波器由分立滤波器形成，以禁止至现有系统使用的频带的发送。在HomePlug颁布的“HomePlug1.0”中使用30dB的陷波滤波器，HomePlug是美国电力线通信商业联盟。因此，抑制对其它现有系统的干扰的可能目标是30dB或更大。

根据本发明的方法，滤波器组用于限制每个副载波的频带，以禁止与现有系统使用的频带重叠的副载波，从而无需形成陷波滤波器就可以实现与现有技术的方法中(在其它现有系统使用的频带中形成陷波的操作；见图)相同的操作。形成的陷波越深，滤波器组(固定滤波器的数目M)的每个滤波器的滤波长度就越长。在这种情况下，需要关心滤波器引起的延迟(陷波深度以滤波器延迟为代价)。因此，可以形成30dB或更大的陷波并通过将用于电力线通信的滤波器组的滤波长度限制在4M以抑制滤波器延迟。

(第十一实施例)

图22是基于本发明第十一实施例的电力线通信系统的方块图。在该图中，标号“800”代表建筑物；标号“810”代表电力线；标号“820”代表电话网、光网络、或CATV网络；标号“700”代表根据本发明、利用涉及相互正交的M个滤波器的滤波器组的通信设备；标号“710”代表诸如电视机、视频、DVD、或DV摄像机之类的AV设备；标号“720”代表诸如路由器、ADSL、VDSL、媒体转换器、或电话之类的通信设备；标号“730”代表诸如打印机、传真机、或扫描仪之类的文件设备；标号“740”代表诸如摄像机密钥或对讲机之类的保密设备；标号“750”代表个人计算机；标号“760”代表诸如空调、冰箱、洗衣机、或微波炉之类的家用电气设备。

现在参照图22描述本实施例的操作。该设备通过电力线形成网络并利用使用涉及相互正交的M个滤波器的滤波器组的通信设备进行双向通信。关于到因特网的通信，可以通过经由电力线配备在建筑物中的家用网关进行连接。或者，可以通过在作为媒体的电话网、光网络、或CATV网络上通信的通信设备进行连接。或者，可以通过具有无线电功能的通信设备进行无线连接。由于这里使用的通信设备像在第十实施例中所述的那样，利用涉及相互正交的M个滤波器的滤波器组执行调制和解调过程，因此，通过禁止与其它现有系统使用的频带重叠的副载波，可以抑制对其它现有系统的干扰。并且，由于滤波长度限于4M，在实现30dB或更大的陷波深度时，可以抑制滤波器造成的延迟。相反，可以降低来自其它现有系统的窄带干扰的影响。

并且，当要在某个频带中形成陷波时，要求的只是禁止与该频带重叠的任何副载波。因此，可以灵活地和容易地遵守各个国家的规则。即使在本系统付诸使用之后，规则发生了改变，也可以通过诸如固件更新之类的工作灵活地加以调整。

Claims (3)

1.应用多载波传输方法的通信设备，借助于利用实系数小波滤波器组的数字多载波调制和解调过程来进行数据传输，该通信设备包括执行数字多载波解调过程的接收器，其中所述接收器具有检波部件，该检波部件具有：

第一小波变换器，其具有第一原型滤波器、M个向下采样器、M-1个“一个采样”延迟元件、和快速M点离散余弦变换器，该第一原型滤波器包括具有实系数的第一多相滤波器，其中M是不小于2的整数；

第二小波变换器，其具有第二原型滤波器、M个向下采样器、M-1个“一个采样”延迟元件、和快速M点离散正弦变换器，该第二原型滤波器包括具有实系数的第二多相滤波器；

复数据生成器，用于通过将第一小波变换器的输出定义成复信息的同相分量和将第二小波变换器的输出定义成复信息的正交分量，来生成复数据。

2.根据权利要求1所述的通信设备，其中所述接收器还具有：

均衡器，用于利用先前为均衡过程指定的用于均衡的已知信号对从检波部件获得的复信息进行均衡；和

判断单元，用于利用从均衡器获得的信号对接收信号做出判断。

3.应用多载波传输方法的通信设备，借助于利用实系数小波滤波器组的数字多载波调制和解调过程来进行数据传输，该通信设备包括执行数字多载波调制过程的发送器和执行数字多载波解调过程的接收器，其中，

所述发送器具有：

同步数据生成器，用于生成在几个连续码元的持续时间内保持相同和在接收器中已知的用于同步的数据；和

逆小波变换器，用于对同步数据进行逆小波变换，

所述接收器具有：

检波部件，该检波部件具有第一小波变换器、第二小波变换器和复数据生成器，所述第一小波变换器具有第一原型滤波器、M个向下采样器、M-1个“一个采样”延迟元件、和快速M点离散余弦变换器，该第一原型滤波器包括具有实系数的第一多相滤波器，M是不小于2的整数，所述第二小波变换器具有第二原型滤波器、M个向下采样器、M-1个“一个采样”延迟元件、和快速M点离散正弦变换器，该第二原型滤波器包括具有实系数的第二多相滤波器，所述复数据生成器用于通过将第一小波变换器的输出定义成复信息的同相分量和将第二小波变换器的输出定义成复信息的正交分量，来生成复数据；

均衡器，用于利用先前为均衡过程指定的用于均衡的已知信号对从检波部件获得的复信息进行均衡；

判断单元，用于利用从均衡器获得的信号对接收信号做出判断；和

同步定时估计电路，用于根据从检波部件输出的相邻复副载波之间的相位差来估计码元的同步定时。

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