CN1017855B - 自适应滤波单比特编码器和译码器 - Google Patents

Abstract

一个自适应单比特编码器和译码器，其自适应功能由把消息频带动态地分成Δ-∑调制工作段和Δ调制工作段而决定。在实际实现中，它是由改变漏积分器形式的可变频率低通滤波器(14，14′)的转角频率实现的，结果低于转角频率时工作于Δ-∑调制，高于转角频率时工作于Δ调制。自适应控制电路(18，18′)消除来自编码比特流的时钟信号分量以提供一个代表比特流信息或载荷的模拟信号用于产生控制信号。该模拟信号被峰值整流(22，22′)、平滑(24，24′)，并(可选择)被非线性处理(26，26′)以提供控制信号。

Description

总的说来，本发明涉及用于高质量音频信号的自适应“单比特（△调制和△-∑调制）数字编码和译码系统，音频信号中消息的频带从20Hz到50Hz量级的非常低的音频频率延伸到约15KHz。然而，本发明不限于这些应用。具体的说，本发明涉及这样的系统，借助于一个自适应滤波器，其自适应功能可变地把消息的频带分成△调制和△-∑调制工作段。本发明还涉及一个用来根据在比特流中的信息（“比特流载荷”）提供一个自适应控制信号的电路。

简单的单积分△调制器是一种单比特数字编码器，它这样地把音频信号编成1，0系列：在一个短的时间周期内1的平均数代表音频信号的瞬时斜率。该比特流的每一比特字都令△调制的译码器向上或向下走一个阶梯重新形成一个音频信号。该阶梯的大小是一个设计参数：小阶梯得小量化误 差但限制该信号的最大斜率，而阶梯大到足以适应高频高电平信号就产生大的量化误差。自适应△调制器动态地改变这一阶梯的大小以在量化误差和高频信号处理能力之间获得一个可以接受的折衷。

在也是单比特数字器件的△-∑调制器中，在一个短的时间周期内的1的平均数代表音频信号本身而不代表它的斜率。因此，与△调制器不同。△-∑调制器的过载特性与频率无关。自适应△-∑调制系统也是众所周知的。

实现△调制编码器和译码器的一个普通的方法是利用一个固定频率的低通滤波器来获得积分功能，该滤波器的转角频率（极点）处在消息信号通带的低端（在先前的高质量音频△调制系统技术中是300Hz）。这一种电路称之为“漏积分器”（“Leaky    integrator”）：低于滤波器的转角（分岔）频率（“漏”频率或“漏”时间常数”）时，该调制器起一个△-∑调制器的作用，高于转角频率时，该调制器起一个△调制器的作用。在自适应系统中，固定频率低通滤波积分器的增益被改变以达到自适应。很显然，电路设计者由于两个主要原因利用了漏积分器：与纯积分器不同，漏积分器在低频率上不要求有无限的增益，而且漏积分器与纯积分器之不同之点还在于，由于它的相当短的时间常数，它快速地把误差耗散在比特流中。

本发明认识到，对消息信号通常分为△调制工作段和△-∑调制工作段的划分是有希望的，但性能上的进一步改进和实施上的进一步简化是由动态改变把该信息通带划分成两个工作段的频率完成的。这一点是把漏积分器的转角频率（极点）作为该系统的自适应参数来动态改变并在某些信号条件下允许漏积分器的转角频率在消息信号的通带内取用相当高的频率来实现的。

在任何一个自适应单比特数字编码和译码系统中，要求电路决定在任何给定时刻所需要的自适应量。许多先前的数字式自适应△调制器为确定所需的自适应量，当长串的1或0出现在已编码数字音频比特流中时，利用各种比特计数算法和电路来增加步长。另一种先前技术是模拟△调制器自适应控制电路，有代表性的是利用类似在模拟音频信号压缩器和展宽器的控制电路中所用的技术，其中包括利用“加速”网络以便使暂态过程一开始的过载最小。本发明的控制电路，尽管它也工作在模拟范围，但它考虑到被编码的数字式比特流载着特制适合自适应控制的音频信息而且该音频信号能够被简单地作为模拟信号取得和处理以用于自适应控制信号。

按照本发明的一个见解，在一个单比特数字编码和译码系统中的自适应功能是由根据自适应控制信号把消息频带动态地划分为第一和第二工作段，在属于第一工作段的消息频带的部分中的自适应功能以△-∑调制方式起作用，在属于第二工作段的消息频带部分中的自适应功能以△调制的方式起作用。在一个所推荐的实例中，这是由改变漏积分器的低通滤波的转角频率实现的，这同先前技术中具有一个固定频率的低通滤波器和一个可变增益漏积分器的电路相反。因此，在低于该滤波器的转角频率时，该电路作为△-∑调制器工作，而在高于该频率时，该电路作为△调制器工作。在某些信号条件下，与先前技术中的漏积分器中一般应用的低的、固定的转角频率（靠近消息频带的底部）相比，该可变低通滤波器的转角频率可采用消息频带内的相当高的频率。

根据本发明的这一见解，按照控制信号调整△调制和△-∑调制之间的转折频率，一个可变频率单极点低通滤波器就能完成自适应功能。并不要求改变积分器增益。因此，该可变低通滤波器，或者可变“漏积分器”简单便宜地在其可变截止频率以上提供△调制积分功能，因而也就构成一个积分器，其积分频率是变化的但其在低于该滤波器截止频率的频率上的增益是不变的。当截止频率移动时，在截止频率以上的频率上增益的变化是由于单极点低通滤波器特性移动引起的，在所推荐的实例中，该特性以6dB/倍频程滑离。

由于吸取了△调制器和解调器△-∑调制器和解调器的特性适应动态变化信号条件的优点，确信这新的电路能提供改善的信噪比性能，特别是对存在高电平高频率信号场合的低频噪声也是如此。该电路还保持了漏积分器对积分误差低灵敏度的优点。另外，在实际电路实现中，由于可变频率低通滤波器在低频和直流上具有固定增益，当滤波器频率快速变化时，在自适应滤波电路的输入上的失调不大会引起音频噪声。

在一个推荐的具体电路中，靠近增益可变的积分器设置一个宽带负反馈而实现可变频率低通滤波 器。在通过积分器的正向增益以足够大的盈余超过反馈系数的那些频率上，频率响应是反馈网络响应的倒数-一个平坦的响应。在更高的频率上，积分器的增益小于反馈系数，整个响应变成了积分器的响应。这样，频率响应从平坦向积分器响应变化处的频率是作为积分器增益的函数而变化的;该电路所起的作用就像一个频率可变单极点低通滤波器。

在所推荐的具体线路中，该电路附加一个与可变滤波器级联的倾斜的低通滤波器。该附加滤波器既作为一个固定的预加重（在编码器中）和去加重（在译码器中）网络以降低噪声调制的可闻度，并且又作为第二积分器用于噪声整形和改善调制器的空载特性。另外，在所推荐的编码器的具体电路中，另一个倾斜低通滤波器接在到比较器的反馈回路中以便附加噪声整形。

按照本发明的第二个见解，一个自适应控制信号产生器测量有效的“比特流载荷”以便产生一个控制信号来调整可变低通滤波器的频率。比特流载荷是一个在被编码的音频比特流中所载信息量的指示器。按照本发明的自适应控制信号产生器工作于模拟形式以提供一个简单且有效的方法保持高比特流载荷。另外，本发明的自适应信号产生器由于整流和平滑电路的性质固有地能够快速响应，而且不需像在某些先前技术的自适应电路中为使暂态起点过载最小所用的加速网络。对于包括前述可变增益、固定频率漏积分器电路的通常的△调制系统，本发明的这一见解也是有效的。

由于△调制信号可以用一个积分器译码，△调制比特流的音频信息可以认为是当该比特流被积分时所产生的译码后的音频信号的时间导数。一个音频信号的导数当然就是它的斜率。本发明的这一观点是基于这种认识：因为自适应△调制器是根据斜率的变化调整阶梯的大小，（例如，一个理想的自适应△调制器总是适应所加的音频信号斜率），比特流的音频信息，斜率的指示器，十分适于用在调整△调制系统或混合的△调制/△-∑调制系统的斜率的控制能力。当比特流的音频信息（比特流载荷）增加时，这表示在比特流中存在有越来越多的信息并且△调制器在接近斜率过载。理想的情况是，在该比特流中的信息达最大而无斜率过载。

按照本发明的这一见解，该比特流的音频信息被变换成模拟形式，再整流、平滑。有时、整流、平滑后的信号再加到诸如指数器、平方或立方器件的非线性电路，它把控制信号加到在反馈回路中的自适应单元。在某些应用中，非线性电路可以省略。不论有没有非线性电路，一个音频模拟信号压缩器方式的作用被达到了。如果用非线性电路，当比特流载荷到越来越高的电平时，自适应度也以一个一直增长的速率增加并且达到一个类似于压缩器的理论极限的有限的极限。在非线性电路被省略的情况下，形成了一个固定的压缩比，它由控制线路的增益决定。

在本发明的这一见解的所推荐的具体电路中，把编码的比特流加到转角频率刚刚高出消息频带但是低于用以产生比特流的时钟频率的固定的低通滤波器就能把比特流的音频信息变换成模拟形式，所以处于高于音频通带频率上的时钟信号分量被消除了。滤波器的输出是一个模拟信号，被峰值检波、用一个非线性时常数平滑并加到附加的非线性电路以用小可变低通滤波器的控制输入。滤波器的截止频率是所加的控制信号的线性函数。当峰值比特流载荷增加时，可变低能滤波器的截止频率也增加。

图1是实施在一个调制器和编码器中的，本发明一个所推荐的具体实例的原理方块图，它包括本发明第一个见解的可变频率低通自适应滤波器和包括本发明第二见解的按比特流载荷变化的自适应控制信号产生器。

图2是实施在解调器或译码器中的，本发明的一个所推荐的具体实例。

图3表示图1和图2中可变频率滤波器14和14′的一组论响应曲线（增益对频率（对数作标）），其中用实线表示该滤波器的静态低频极端位置和静态高频极端位置，它们都达到了极限，并且用虚线表示中间位置的几个例子。

图4表示图1和图2中的单极点低通倾斜滤波器16和16′的理论响应曲线。

图5表示图1中的单极点低通滤波器17的理论响应曲线。

图6表示图1中的单极点低通滤波器16和17的理论联合响应曲线。

现在参看这些图，图1表示体现在一个调制器或编码器中的一个本发明所推荐的具体实例的原理 方块图，结合本发明的第一见解它包括可变频率低通滤波器，结合本发明的第二见解，它还包括比特流载荷敏感的自适应信号产生器。图2是本发明所推荐的一个具体实例。包括一个解调器或译码器。因为编码器包含译码器，因此只详细解说图1中的编码器。同样也出现在编码器中的译码器的相应的功能单元一般标记相同的参考数字，只是在图2的译码器中冠明“：”。

参看图1，模拟音频输入加到输入端2，被送到减法器6，在此计算输入的音频信号与在该编码器的本地译码器的输出端上重建的模拟音频信号之间的差。用一个运算放大器比较器8把这差信号量化成两二进制电平之一，然后由被来自端点4的时钟信号控制的D触发器作时间采样。D触发器10把已编码的数字信号输出送至输出端口12同时也送到可变频率低通自适应滤波器14。减法器6、滤波器17、比较器8、触发器10组成对加到减法器6的两个模拟信号敏感并对由端口4来并加到触发器10的时钟采样信号敏感的量化装置以便产生在端口12可得到的数字或编码输出信号。输出信号是一个数字的比特流，其中每个单个数字比特都响应于每个时钟时刻上两个模拟信号的函数（滤波后的差）。

图3表示可变频率滤波器14和14′的一组理论响应曲线，其中实线表示滤波器的低频静态位置和高频极限位置，虚线表示中间位置的几个采样。当然，滤波器的转角频率实质上可以根据DC控制信号采用无限多位置。

可变频率低通滤波器14的输出馈到低通倾斜滤波器16，该滤波器提供一个本地模拟译码信号（可在端口11得到）用于减法器6的反相输入。滤波器16在编码器中提供一个固定的预加重;滤波器16′在译码器中提供一个固定的去加重。滤波器16和16′都提供噪声整形并起第二积分器的作用。图4表示低通单极点倾斜滤波器16和16′的理论响应曲线。倾斜响应的突变频率f₁和f₂将在下面讨论。在图1的编码器中，滤波器16提供预加重效应，因为它包括在到减法器6的负反馈回路中。因此，在编码器中，它的响应在f₁和f₂之间是以6dB/倍频程上斜，这对图4所示响应是互补的。在图2的译码器，滤波器16′按其所示响应提供一个去加重效应，即，在f₁和f₂之间以6dB/倍频程滚降下落。

在编码器中减法器6和比较器8之间是另一低通倾斜滤波器117。滤波器17在编码器中提供了另一个噪声整形，把噪声整形到较波波器16所提供的更低的频率。滤波器17的位置使它对预加重没影响并对编码器的过载能力影响很小。图5表示出低通倾斜网络17的理论响应曲线。滤波器17倾斜响应的突变频率f₃和f₄将在下面讨论。滤波器16的突变频率f₁和滤波器17的突变频率f₄接近相同。因此，在编码器中，滤波器16和17的级联导至一个联合响应，它也是低通倾斜特性。图6表示了滤波器16和17的理论联合响应曲线。

从D触发器10来的数字比特流同时加到自适应控制信号产生器18，该产生器把一个控制信号加到可变频率滤波器14以控制它的转角（截止）频率。自适应控制信号产生器18包含有一个低通滤波器20，一个全波峰值响应整流器22，一个平滑电路24，和一个具体实现单调增加斜率功能（如作指数运算的线路）的电路26。虽然平方电路和三次方电路都合适，但实际上所用的是指数电路，因为这种电路利用双极晶体管就能很容易地实现。尽管当选用非线性电路时性能获得了改善，但是在某些应用中希望省略非线性电路，在图2所示的译码器中，数字输入端口28得到一数字信号，比如是由图1的编码器输出端口12提供的。当译码器从图1的编码器收到已编码的数字信号时，译码器终端30的音频输出信号是图1的编码器的端口2上的输入信号的很接近的复制品。在图2的译码器的输入端加一个D触发器是为给自适应滤波器14′提供一个干净的数字比特流。

可变频率滤波器14可以用各种方法实现。一种方法是把它作为一个在反馈回路内的可变增益积分器来实现。例如，一个可变增益积分器可以做成一个运算放大器同一个用作为可变电流增益放大器的可变互导放大器的结合。一个合适的成品的可变放大器是RCACA3280集成电路片，它具有两个双可变运算放大器。两个可变放大器之一可以用于编码器，而另一个用于译码器。当应用本发明的编码器和译码器时，如在同一物结构装中把数字信号提供给数字延时线。这样一种安排特别有用。在另外一些应用中，在编码器和译码器不是处在同一电路板上而不能共享同一集成电路片上的器件，众所 周知的分机匹配和温度补偿技术可能是需要的。而且，其应用和实际封装允许用高时钟频率，在1到2NHz量级。然而，这一高时钟频率对本发明不是关键。

与可变放大器的内部线性化二极管的电阻并联的外电容可以用来决定低通倾斜滤波器16的极点（突变频率f₁），一电阻同另一电容器联合决定滤波器16的零点（突变频率f₂）已经知道，由可变放大器的内线性化二极管和外电容决定的极点是随信号强度和温度变化。但是在具体实现时编码器和译码器是在同一印刷电路板上并利用同一集成电路器件的两半的场合，两者的性能十分靠近。在另外一些应用中，如前所述，利用熟知的技术做组件匹配和温度补偿可能是必要的。

当利用1至2MHZ这样非常高的时钟频率时，低通倾斜滤波器的零点（滤波器16的突变频率f₂）可能处在音频频谱上，在一个具体实例中，零点约处在20至30KHz，获得了预加重和去加重全部效果。在低时钟频率的情况下，零点必需在频率上向下移以保持系统稳定。

虽然准确的突变频率不是关键，在所推荐的具体实例的实际实现中，取6KHZ为预加重和去加重/噪声整形倾斜网络的极点频率（低端突变频率，对应于图1中滤波器16的f₁），因为它是自适应范围与信号处理能力之间的合理的折衷。选择6KHZ的原理在于，大多数音乐谱包络平均来说是这样：音乐的低频分量较之高频分量处在更高的电平并且这些分量近似地依循以25微秒速率转移的曲线-单极点在6KHZ处转移。这样，在6KHZ有单极点的一个预加重曲线“预白化”了音乐信号：它向上推高频分量，结果所得到的信号具有一个白（平坦的）均衡谱。虽然预加重似乎会增加在高频上的透载概率，但这种倾向不会发生，因为大多数音乐不包含甚至在预加重后会使系统过载的高电平高频分量。

在实际的具体实例中，可变频率低通滤波器的转角频率趋近作为理论值的6KHZ。因此，可变滤波器同预加重/去加重倾斜滤波器级联的总的效果是一个在高于6KHZ频率上的两极点转移。两极点转移提供一个在高频噪声调制削减方面较单极点转移好得多，同时它影响高频过载能力。但这可由牺牲动态范围来解决，动态范围是足够的。本发明的一个具体实现的动态范围多于110dB，这样，降低到该电路的额定输入电平使得单极点预加重的高频过载能力重新提高了与音频频谱顶端附加提升相同的量，约8dB。

反馈通路改变该电路的工作模式，把可变增益积分器变成了可变频率积分器;如果设有反馈通路该电路起一个具有由低通倾斜网络提供的附加噪声整形的可变阶梯步长的△调制器的作用。

可变频率积分器从△调制器到△-∑调制器转换的转置频率随自适应控制信号而变化。与可变增益放大器联合工作的运算放大器的反馈通路上的外电容影响结果提供了形成可变频率漏积分器的极点。

（其中所说的可变增益放大器与围绕可变增益放大器和运算放大器联合所加的反馈协同工作）。围绕该网络所加的反馈将低频增益限制在一个固定值上：在低频当围绕运算放大器和可变增益放大器之组合的回路增益大于1小时，频率响应是平坦的，由反馈通路上的电阻决定。在高频率当回路增益下落到低于1时，总增益实质上就是开环增益因为反馈电阻的贡献变将可以忽略。这样，结果是一个频率上变化的低频极点，因为低频增益保持不变而前向增益是变化的。当前向增益变化时由反馈引起的固定增益与变化的开环增益相交的那一点引起极点运动。

在这类的实际实现中，滤波器的自适应范围是有限的，滤波器能达到的最高频率近似地等于倾斜滤波器的极点频率。这就在自适应范围和信号处理能力上提供一个合理的折衷。如果降低倾斜网络的极点频率，最大信号电平曲线在频率上也会向下移，因而相对于低频信号也就削减了高频信号的处理能力。

在稳态情况下，该电路这样工作的，使可变频率滤波器的转角频率大体上同所加的在最大幅度电平上的正弦滤频率配准。如果所加的正弦波的幅度电平小于线路参数选择的最大电平，滤波器的转角频率不能完全移到该正弦波的频率而是低于该频率;滤波器采用低于正弦滤频率的转角频率以便在正弦波频率上提供足够的编码器增益以保持合适的比特流载荷。

该电路的另一优点是它本质上消除了在先前技术中可变步长△调制器中的音频噪声，在该调制 器中不但应用可变增益调制器而且也用脉冲高度调制，例如，在本发明的线路中低频和直流的增益不变，因此电压控制单元输入偏置的放大量是不变的，而在先前技术中用的是可变增益积分器型△调制器。本发明的这一电路不必在可变放大器做任何偏置微调。

如前所述，当此编码器和译码器用于数字音频延时线的场合，1至2MHz的时钟频率是合适的。然而在很多应用中可用低得多的时钟频率，况且，时钟频率对本发明不是关键。在作为延时线的应用中，这里编码器和详码器非常贴近，它们的触发器10和10′可以安放在一个单集成电路片上。

在很多应用中，低通滤波器20可以做一个单极点RC滤波器。然而在一些应用中，如果所用时钟频率较低，即大概需要用二阶低通滤波器。滤波器的转角频率可以正好处在或略高于全系统所处理的音频带的上限。例如，约在23KHz的主滤波器对用在要处理高达15KHz的信号是合适的。该低通滤波器滤除时钟信号分量以提供代表数字比特流中编码音频的连续模拟信号的输出。因为触发器输出用作模拟信号，应该对电源进行噪声滤波。

整流器22快速随低通滤波后的比特流峰值给平滑电容器充电。平滑电路24有一个快增长/慢衰落特性。在实际实现中，所用的衰落和增长的时间比为10∶1。

自适应控制信号产生器18含有设置门限电平的装置。高于比门限控制信号调整可变频率滤波器14的状态，低于此门限控制信号不对可变频率滤波器起作用。高于该门限电平时，当控制信号（如一个电流）按滤波后。整流后、平滑过的比特流信号的指数函数（方块26的一个结果）增加时，滤波器的转角频率在频率上向上移动。因为指数器是一个与控制线路的反馈环路相串联的非线性电路，随着信号电平的增长，它使得所加的环路增益愈来愈大。随着比特流载荷的增加，压缩系数增加使得在足够高比特流加载电平上它是以具有无限压缩斜率的自动增益控制电路的方式起作用。在低电平下，压缩斜率随意降低了误跟的机会。

译码器同样也是利用到目前为止已除述过的全部电路，但编码器需要某些附加电路：减法器6，它被做成运算放大器来计算加入的输入音频信号和在编码器的本地译码器的输出端口上重建的音频信号之间的差值。这个差值由比较器8量化成两二进制电平之一，然后被D触发器10时间取样。加到编码器的模拟音频输入到输入端口2，再送到工作为减法器6的运算放大器的一个输入端。来自滤波器16的重建的音频信号加到运算放大器，而其极性是与输入音频信号做减法。

图1的低通倾斜网络16的噪声整形特性可由扩展其低频响应而获改善。这是滤波器17的功能，它是在运算放大器减法器6的反馈通路上的一个RC网络。在一个实际实例中。这就指供了一个倾斜网络，其极点频率（图1中滤波器17的突变频率f₃）等于运算放大器开环响应的频率，约在50至100Hz。在运算放大器的反馈通路上的串联电阻和电容产生了倾斜网络的零点（滤波器17的突变频率f₄），约在6KHz。在线路中的这个环节上设置极点和零点而不是在输出上（与滤波器14有关），仅仅噪声整形特性受到影响而预加重不受影响。这样该电路的过载余度大体上也不受影响。

到现在，有关电路工作原理的讨论主要考虑是静态而不是动态运行。因为本发明的装置是一个输出控制反馈环路系统，对于与音频信号压缩器和展宽器中相同的动态信号效应例如，在压缩器中的信号尖峰和在展宽器中的信号负尖峰，它是敏感的。如果一个包络快速上升的音频信号加到本发明的编码器，在稳态自适应电平之上所提供的空间的大小（headroom）决定该系统可采用多高电平超调不使比特流过载。调整在自适应电平控制信号通路上的门限可以选择稳态自适应电平值和比特流的过载点之间空间的大小。

理想上，前述的△调制器的运行使得比特流载荷量最佳。即是，可变频率低通滤波器的转角频率的选择使在无过载和削波时比特流中的信息最大。当比特流过载时它就放出一长串的1或0，表明它已经尽可能地转向正或负。在此条件下，低通滤波后的比特流呈削波波形即或者正或者负的水平直线。例如，如果这样一种削波信号加到一个固定增益积分器，该积分器的输出就是一个固定增长或下降的电压-转换频率的极限。调整在自适应电平控制信号电路中非线性平滑网络的增长时间，能设置系统的增长时间以制止信号过量超越某一最大幅度。增长时间随同稳态自适应电平一起调整使系统很可能适应不使比特流极度过载和削波的信号过

Claims (8)

1、一种工作在一个信息频带内的自适应单比特数字译码器，用来根据一个数字编码的输入信号产生代表该输入信号的一个模拟输出信号，该译码器包括

控制信号产生装置(18′)，它响应于数字编码的输入信号用来产生一个自适应控制信号；

适应装置(14′)，用来利用一个漏积分器由数字编码的输入信号产生一个译码的模拟信号，该漏积分器具有一个响应于自适应控制信号的可变的转角频率；

输出装置(30)，它接收译码的模拟信号，以提供模拟输出信号；

上述译码其特征在于：

一个噪声整形滤波器装置(16′)插置于自适应装置与输出装置之间，用来修正被译码的模拟信号的频率响应，该噪声整形滤波器装置具有一个单极点频率(f₁)和一个零频率(f₂)的低通倾斜响应；和上述漏积分器可获得的最小时常数近似与相应于噪声整形滤波器装置(16′)的极点频率(f₁)的时常数相同。

2、根据权利要求1所述的数字译码器。

其特征在于：所述控制信号产生装置包括

装置（20′）用来从数字编码输入信号中移去时钟抽样信号成分以提供一个代表由数字编码输入信号携带的信息量的模拟信号;

装置（22′），用来对从数字比特流中取得的模拟信号进行整流;

装置（24′），用来平滑该被整流的信号，

3、根据权利要求2的数字译码器，

其特征在于：用于整流由数字编码输入信号中取得的模拟信号的装置包括一个峰值响应整流器。

4、根据权利要求2或3的数字译码器，

其特征在于：用来平滑整流后的信号的装置包括一个具有快充电和慢放电时间的恒时电路。

5、根据权利要求4的数字译码器，

其特征在于：控制信号产生装置还包括用来非线性处理该平滑信号的装置（26）。

6、根据权利要求5的数字译码器，

其特征在于：用于非线性处理平滑信号的装置包括一个指数电路。

7、一种工作在一个信息频常内的自适应单比特数字编码器，用来根据一个模拟输入信号和一个时钟抽样信号产生代表该模拟输入信号的数字编码的输出信号，该编码器包括：

数字化装置（6，8，10），它响应于该模拟输入信号，一个模拟自适应信号及所述时钟抽样信号，用来产生数字编码输出信号，输出信号是一个数字比特流，在该比特流中，每个单数字比特在每个时钟抽样信号抽样时刻上响应于模拟输入信号和模拟自适应信号的函数，及

一个本地数字一模拟译码器，包接收作为其数字编码输入信号的输出信号，它的模拟输出被用作为模拟自适应信号，

其特征在于：

将权利要求1至6中任何权利要求中的所述的数字译码器用作为该本地数字一模拟译码器。

8、根据权利要求7的数字编码器，

其特征在于：所述数字化装置还包括噪声整形滤波器装置（17），该装置具有一个一极点频率（f₃）和零频率（f₄）的低通倾斜响应，零频（f₄）近似与噪声整形滤波器装置（16）的极点频率（f₁）相同，从而该两噪声整形滤波装置一起产生一个伸延到一个比噪声滤波器装置（16）的频率响应还要低的频率上的低通倾斜频率响应。

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