CN101795075B - 用于调节轻载/空载下的功率变换器输出电压的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种示例性装置，用于调节在轻载/空载状态下的功率变换器的输出电压，该装置包括一驱动电路、一反馈电路和一可调整的基准电压电路。所述驱动电路被连接以输出一驱动信号，以将电源开关在接通状态和断开状态之间切换，以调节所述功率变换器的输出。所述反馈电路被连接至所述驱动电路，并且其还被连接以响应于一输出电压信号输出一允许信号，以将所述电源开关切换至接通状态。所述可调整的基准电压电路被连接以调整基准电压，从而使得功率变换器的偏置绕组电压，响应于要被连接至功率变换器的输出端的负载，被非线性地调整。

Description

用于调节轻载/空载下的功率变换器输出电压的方法和装置

技术领域

本发明总体涉及功率变换器(power converter)，更具体而言，本发明涉及对轻载/空载状态下的输出电压的调节进行改进。

背景技术

许多电气设备，例如蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、膝上电脑等都由直流电源供电。因为功率通常以高压交流功率通过墙上插座来传送，所以需要诸如功率变换器之类的设备来将高压交流功率转化为对许多电气设备可用的直流功率。在运行过程中，功率变换器可使用一控制器来对被传送至电气设备的能量进行调节，该电气设备一般可被称为负载。有一情形是，控制器可通过响应输出电压的反馈信息以将电源开关接通或断开，来控制能量脉冲的传输，以不断对功率变换器输出端处的输出电压进行调节。

在某些应用中，功率变换器可包括一能量传输元件，以将功率变换器的输入侧和输出侧分隔开。更具体而言，能量传输元件可提供如下的电流绝缘，即防止直流电流在功率变换器的输入端和输出端之间流动，由于一些特定的安全规定，可能要求有这种电流绝缘。能量传输元件的常见实施例是耦合电感，其中由输入侧上的输入绕组所接收的电能被存储为磁能，然后再在功率变换器的输出侧被转化为跨于输出绕组上的电能。

对于某些功率变换器设计，可能需要将输出电压调节在指定电压范围内。为了实现该目标，一些功率变换器可能使用“初级反馈”以允许从功率变换器的输入侧间接检测输出电压，从而将输出电压调节在指定范围内。为了降低成本，可能使用初级反馈，而不是使用直接检测功率变换器输出端处的输出电压的电路。初级反馈的一个实例是将一偏置绕组电连接至功率变换器的输入侧，使得偏置绕组也被磁耦合(非直接连接)至能量传输元件的输出绕组。这使得偏置绕组能够产生一个跨于偏置绕组上的代表了功率变换器的输出电压的电压，该偏置绕组与功率变换器的输入侧电连接。以这样的方式，功率变换器获取一个代表了输出电压的反馈信号，而不直接检测在功率变换器的输出端处的输出电压。

然而，当对基本轻载/空载状态下(其中负载需要非常小的功率或不需要功率)的功率变换器的调节应用初级反馈时，输出电压会相当大地偏离其所需值。这会阻止输出电压在轻载/空载状态下落在指定的输出电压范围内。

附图说明

参照附图描述了本发明的非限制性且非穷举的实施方案和实施例，若非另有说明，则其中多个不同附图中的相同参考数字指的是相同部分。

图1A示出了根据本发明教导的示例性功率变换器的功能方框图。

图1B是一个根据本发明教导的示例性波形，该波形示出了通过图1A的电源开关106的开关电流I_SW。

图2是一个根据本发明教导的示例性波形，该波形示出了没有调整偏置绕组电压波形下，初级反馈功率变换器的输出电压。

图3A和3B示出了根据本发明教导的，经调整的偏置电压的示例波形。

图4是根据本发明教导的用于调整基准电压以改变偏置电压的示例性控制器的功能方框图。

图5是根据本发明教导的用于调整限流以改变偏置电压的示例性控制器的功能方框图。

图6是示出了根据本发明教导的示例性的可调整的基准电压电路的功能方框图。

图7是示出了根据本发明教导的包括了电源开关和控制器的示例性集成电路的功能方框图。

图8是根据本发明教导的可调整的基准电压电路的示例性示意图。

图9是一曲线图，示出了根据本发明教导的图8的被调基准电压对功率变换器的输出电流的响应关系。

图10是一个流程图，示出了一种根据本发明教导的响应输出电流来调整偏置电压的方法。

具体实施方式

公开了一种用于对一定负载状态下的功率变换器的输出电压的调节进行改进的方法和装置。更具体而言，公开了一种响应于功率变换器的变动负载状态来非线性调整偏置电压的方法和装置。在下面的说明中，列出了许多具体细节以便提供对本发明的彻底理解。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是，实施本发明并不必需使用这些具体细节。在其他情况下，那些众所周知的材料或方法没有被详细描述，以免混淆本发明。

所提及的贯穿该说明书的“一个实施方案”、“一实施方案”、“一个实施例”或“一实施例”意味着，针对所述实施方案或实施例所描述的特定特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施方案中。由此，贯穿该说明书的在各个位置中出现的短语“在一个实施方案中”、“在一实施方案中”、“一个实施例”或“一实施例”未必全指的是相同的实施方案或实施例。而且，在一个或多个实施方案或实施例中，具体的多个特征、结构或特性可被结合到任何合适的组合和/或子组合中。另外，应理解的是，此处所提供的附图是用于对本领域普通技术人员进行解释的目的的，所述附图未必按比例画出。

现在参照图1A，一功能方框图示出了根据本发明教导的功率变换器100。在所示出的实施例中，功率变换器100包括集成电路102、能量传输元件108、反馈电路110、二极管D₁、输出电容器C_OUT、以及预负载电阻器(pre-load resistor)R_PL，所述集成电路102进一步包括控制器104和电源开关106。集成电路102还包括漏极端子D、源极端子S、反馈端子FB，以及旁路端子BP。如所示的，反馈电路110被示为包括偏置绕组128、二极管D₂、第一电阻器R₁和第二电阻器R₂，以及偏置电容器C_BIAS。

如所示的，功率变换器100被配置为逆向变换器(flybackconverter)。在运行中，功率变换器100从一个未调节的直流输入电压V_IN——自此被称为“输入电压”——向负载119提供输出功率。在图1的实施例中，能量传输元件108是耦合电感，该耦合电感自此被称为“变压器”，该耦合电感具有输入绕组124和输出绕组126。“输入绕组”也可被称为“初级绕组”，“输出绕组”也可被称为“次级绕组”。在一个实施例中，能量传输元件108可提供电流绝缘。更具体而言，电流绝缘防止直流电流在功率变换器100的输入侧和输出侧之间流动，并且通常需要有电流绝缘，以满足安全规定。如所示的，输入返回105电连接至功率变换器100“输入侧”上所指示的电路。类似地，输出返回107被电连接至功率变换器100“输出侧”上的电路。

在一个实施例中，初级绕组124连接至电源开关106，使得在运行中，当电源开关106处于接通状态时，能量传输元件108接收输入电流为I_IN的能量，当电源开关106处于断开状态时，能量传输元件108将能量输送至功率变换器100的输出端。

如所示的，电源开关106可在“接通(on)”状态和“断开(off)”状态之间切换，在“接通”状态时，使电流传导通过该开关，在“断开”状态时，阻止电流传导通过该开关。在运行中，控制器104输出一开关信号U_SW，以使电源开关106在接通状态和断开状态之间切换。在一个实施例中，控制器104可操作该开关106以将输出电压V_OUT调节至其所需值。在一个实施例中，控制器104包括一个振荡器(未示出)，该振荡器限定了基本规则的、开关106在其间可为导通或不导通的开关周期T_S。更具体地，对输出电压V_OUT的调节是这样实现的：响应反馈信号U_FB——它间接代表了输出电压V_OUT——而切换电源开关106以控制从功率变换器100的输入端传递至输出端的能量的量。在一个实施例中，反馈信号U_FB可直接将偏置电压V_BIAS调节至所需的代表了所需输出电压V_OUT值的电压。例如，偏置电压V_BIAS可被调节为20V，以便间接地将输出电压V_OUT调节为5V。

在一个实施例中，电源开关106是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。在一个实施例中，集成电路102可被实现为单片集成电路，或者可使用分立的电气元件、或者分立的元件与集成电路的组合来实现。在一个实施例中，集成电路102被制造为包括控制器104和电源开关106的混合集成电路或单片集成电路。在另一实施例中，电源开关106不包括在集成电路102中，其中，控制器104将被连接至一如下的电源开关，该电源开关被制造为一个与控制器104分立的器件。在功率变换器100的运行中，电源开关106的切换在二极管D₁中产生脉动电流，该脉动电流被输出电容器C_OUT滤波以产生基本恒定的输出电压V_OUT。

如所示的，反馈电路110适于提供初级反馈，所述初级反馈允许从电源的输入侧间接检测输出电压V_OUT。在运行中，反馈电路110将反馈信号U_FB提供至控制器104。在一个实施例中，反馈信号U_FB可代表偏置电压V_BIAS。如所示的，偏置绕组128磁耦合至输出绕组126。由于磁耦合，在运行中，能量传输元件108将能量传送至输出绕组126，当电源开关106处于断开状态时，将能量传送至偏置绕组128。更具体而言，所感应的跨于输出绕组126上的电压可与跨于偏置绕组128上的电压基本成比例。以这种方式，在电源开关106处于断开状态期间，二极管D₂导通以向电容器C_BIAS充电时，偏置电压V_BIAS——其被限定为电容器C_BIAS上的电压——增加至一个代表了输出电压V_OUT的电压。

如所示的，二极管D₂连接在偏置绕组128和偏置电容器C_BIAS之间，以防止当电源开关106导通时，该偏置电容器C_BIAS放电。在一实施例中，偏置绕组电压V_BIAS包括一直流电压，并且还包括一随时间而变化的电压分量——其也被称为波纹电压。在一实施例中，V_BIAS的波纹电压由于电容器C_BIAS的充电和放电而发生。更具体而言，电容器C_BIAS的充电发生在当能量被传送至偏置绕组128且二极管D₂导通时。电容器C_BIAS的放电发生在当二极管D₂未导通且能量以基本恒定的速率通过R₁和R₂释放时。如所示出的，包括电阻器R₁和电阻器R₂的电阻分压器连接在偏置电容器C_BIAS上。在一实施例中，所述电阻分压器被连接以提供一被分割的偏置电压V_BIAS至集成电路102的反馈引脚FB。

在运行中，功率变换器100通过直接调节间接地(通过磁耦合)代表了所需的输出电压V_OUT值的偏置电压V_BIAS来实施初级反馈。因此，如果输出电压V_OUT相对其所需值开始改变，那么输出电压中的改变将成比例地改变偏置电压V_BIAS。控制器104将相应地切换电源开关106，以通过调整输送至输出端的能量从而将偏置电压V_BIAS恢复至其所需值。以这种方式，输出电压V_OUT被偏置绕组电压V_BIAS间接调节。

在一实施例中，对于调节输出电压V_OUT的电源开关106，控制器104决定是否使电源开关106在开关周期T_S内响应反馈信号U_FB而导通。如上所述，开关周期T_S可以是由控制器104中的振荡器(未示出)所设置的恒定时间周期。其中允许开关106导通的开关周期T_S是“允许(enabled)”周期。其中不允许开关106导通的开关周期T_S是“禁止(disabled)”周期。换言之，控制器104决定在每个开关周期内是将电源开关106导通还是将电源开关106断开，以控制传送至功率变换器100的输出的能量。以这样的方式，控制器104可响应于反馈信号U_FB来调节功率变换器100的输出电压V_OUT。

现在参照图1B，示出了根据本发明教导的用于多个允许和禁止开关周期T_S的图1A的开关电流I_SW的示例性波形。如所示的，图1B中示出了用于多个允许和禁止开关周期T_S——从T₀到T_N+1——的开关106中的开关电流I_SW的示例性波形。在图1B的实施例中，开关106在每个允许开关周期T₀、T₁和T_N的开始处导通。开关106导通直到开关106中的开关电流I_SW达到限流I_LIMIT。当开关电流I_SW达到限流I_LIMIT时，开关电流位于其峰值，该值被称为峰值开关电流I_SWPEAK。通过调整限流I_LIMIT，开关电流I_SW在开关周期T_S内的峰值被改变，从而改变了电源开关在一个允许开关周期内的接通时间期间所存储的能量的量。所储存的能量和峰值电流之间的关系被表示为：

$E_{\mathrm{TS}}=\frac{1}{2}{\mathrm{LI}}_{\mathrm{SWPEAK}}^2$ 等式1

其中E_TS是在开关周期T_S内所存储的能量，L是初级绕组124的电感，I_SWPEAK是电源开关106中的峰值电流。继续来讲所示的实施例，开关106在禁止开关周期T₂、T_N-2、T_N-1和T_N+1内不导通。

再次参照图1A，如所绘实施例中所示的，电流传感器146被连接以检测流过电源开关106的开关电流I_SW。更具体而言，电流传感器146可被用于测量开关电流I_SW，所述电流传感器在各种实施例中可以是变流器、或者分立电阻、或者当晶体管导通时的晶体管的主导电沟道、或者构成了晶体管的一部分的敏感场效应晶体管元件(senseFETelement)。在运行中，电流传感器146产生一代表了开关电流I_SW的电流检测信号U_SENSE。在一实施例中，电流检测信号U_SENSE被控制器104用于确定，在图1B所示的每个允许开关周期T_S内，开关电流I_SW何时达到限流I_LIMIT。

在运行中，控制器104可连续检测功率变换器100的输出端的负载状态，并响应于负载状态调整偏置电压V_BIAS。在一实施例中，可响应于开关信号U_SW而检测负载状态。例如，当开关信号U_SW表明电源开关106在几乎所有开关周期T_S均被允许时，这可对应于高负载状态，因为功率变换器100正向功率变换器100的输出端发送几近最大量的功率。相反，如果开关信号U_SW表明电源开关106在几乎所有开关周期T_S均被禁止，这可对应于轻载/空载状态，因为功率变换器100正在向功率变换器100输送少量功率。空载状态可被限定为当连接至功率变换器100的输出端的负载119基本不需要输出电流I_OUT时。高负载状态可被限定为当负载119需要几近最大量的输出电流I_OUT时。更清楚地说，当负载需要更多功率时，传送至功率变换器100的输出端的输出电流I_OUT增加。当连接至输出端的负载要求较少功率时，传送至功率变换器100的输出端的输出电流I_OUT减少。在特定情况下，例如空载/轻载状态下，功率变换器100可能仍需要在功率变换器100的输出端保持一个所需的输出电压。然而，在空载状态下，当负载119需要少量功率时，在开关周期T_S内被传送至功率变换器100的输出端的能量可能会大大增加电容器C_OUT上的输出电压V_OUT。

在一实施例中，预负载电阻器R_PL可跨接到功率变换器100的输出端，以向功率变换器100的输出端的输出电流I_OUT提供一额外通路，使得输出电压V_OUT在轻载/空载状态下(当负载119接收较少/不接收输出电流I_OUT时)不会大大增加。换言之，预负载电阻器R_PL可被设计为总是允许功率变换器100的输出端处有一最少量的输出电流I_OUT可以用。

如上所讨论的，控制电源开关106的切换以调节所述偏置电压V_BIAS，该偏置电压被设计用于代表输出电压V_OUT。在运行中，当偏置电压V_BIAS位于所需值之上时，其代表输出电压V_OUT位于所需值之上。在该情况中，反馈信号U_FB将指示控制器104，使电源开关106在接下来的各开关周期内被禁止，直到偏置电压V_BIAS降低到其所需值以下(例如，在二极管D₂不导通时通过借助于电阻器R₁和R₂的放电来实现)——这表明输出电压V_OUT已降低至其所需值以下。

在轻载/空载状态下，偏置电压V_BIAS可以以较快速率降低至所需值，该速率比输出电压V_OUT降低至其所需值的速率更快。偏置电压降低的速率基于电阻电容(RC)时间常数，且相关于R₁、R₂和C_BIAS的值。由此，在所有负载状态下，从电容器C_BIAS中释放出特定量电荷所需的时间将是基本恒定的。然而，从电容器C_OUT中释放出特定量电荷所需的时间将取决于在功率变换器100的输出端的负载状态。更具体而言，功率变换器100基于运行需要而改变被传送至负载119的功率。由此，负载119可被视为一如下的可变电阻，该可变电阻被调整以允许将变化的输出电流I_OUT传送至功率变换器100的输出端。在轻载/空载状态下，输出电压V_OUT的减少速率可大大低于偏置绕组电压V_BIAS的减少速率。从而，当由于偏置电压V_BIAS已降到其所需值以下，反馈信号U_FB指示控制器104使开关周期为允许开关周期时，输出电压V_OUT可能仍在其所需值以上，并将接收更多的高出所需的能量。以这种方式，输出电压V_OUT进一步在其为轻载/空载状态时的所需值上增加。

现在参照图2，曲线图200示出代表了输出电压V_OUT的一条输出电压曲线202。如所示的，曲线202示出输出电压V_OUT响应于输出电流I_OUT的非线性变化。该关系通过如下的等式2描述：

$\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{V_{\mathrm{OUTDESIRED}}}=1+\frac{{\mathrm{LI}}_{\mathrm{SWpeak}}^2}{2V_{\mathrm{BIAS}}^2{C}_{\mathrm{BIAS}}}\left(\frac{1}{1+\frac{P_{\mathrm{OUT}}}{P_{\mathrm{BIAS}}}}\right)$ 等式2

其中V_OUTDESIRED代表所需(被调节的)输出电压(如图2中所示)，V_OUT代表在功率变换器100的输出端的实际输出电压，L代表初级绕组124的电感值，I_SWPEAK代表通过电源开关106的峰值开关电流(在图1B中示出)，V_BIAS是偏置电压，C_BIAS是偏置电容器的电容，P_OUT是被传送至功率变换器100的输出的功率(V_OUT乘以I_OUT)量，P_BIAS是被传送至功率变换器100的偏置绕组128的功率的量。

如等式2中所示，括号内的表达式表明输出电压随着输出功率P_OUT接近于零而非线性增加。更具体而言，在所需输出电压V_OUTDESIRED和输出电压V_OUT之间的最大差值出现在轻载/空载状态下。当功率变换器100运行时，目标是保持V_OUT/V_OUTDESIRED比率基本为1，换言之，保持输出电压V_OUT基本相同于所需输出电压V_OUTDESIRED。

现在参照图3A和图3B，示出了根据本发明教导的偏置电压波形。如图3A中所示，将第一偏置电压波形302与第二偏置绕组电压304相比较以示出，基准电压调整时，第一平均偏置电压V_AVGBIAS1A和第二平均偏置电压V_AVGBIAS2A之间的变化。如所示的，偏置电压波形302和304示出电容器C_BIAS上的电压的波纹部分。在一实施例中，偏置电压V_BIAS的直流值可为大约20V，波纹电压可为大约1V。如进一步示出的，偏置电压波形302和304存在周期性。一个周期被限定为一波纹周期T_RIP。更具体而言，波纹周期T_RIP表明在偏置电压V_BIAS的调节过程中在电源开关106的接通状态之间的时间。更具体而言，当偏置电压波形302达到第一可调整的基准值V_ADJREF1时，电源开关106切换至接通状态。在一实施例中，基准电压V_ADJREF1可被用于调节偏置电压V_BIAS，使得输出电压V_OUT被间接调节。

在一实施例中，在轻载/空载状态下，波纹周期T_RIP基本大于一个开关周期T_S。例如，波纹周期T_RIP可由50至200个连续的跳动的开关周期T_S组成。如所示的，在波纹周期T_RIP的开始处，波形302接近电压峰值V_PEAK1A。更具体而言，电压峰值V_PEAK1A在当功率变换器100的二极管D₂导通时的一开关周期内达到。在一实施例中，电压从第一基准V_ADJREF1到电压峰值V_PEAK1A的变化可代表在一开关周期T_S内被传送至功率变换器100的偏置电容器C_BIAS的能量的量。

在波纹周期T_RIP的剩余部分内，波形302中的电压一直减少直到达到基准电压V_ADJREF1。更具体而言，波形302的偏置电压以基于RC时间常数的速率减少，所述RC时间常数由R₁、R₂和C_BIAS的值决定。在一个实施例中，如波形302所示，在功率变换器100运行中，当电源开关106未导通时，偏置电容器C_BIAS通过电阻器R₁和R₂放电。平均偏置绕组电压V_AVGBIAS1A是偏置电压波形302的平均电压。

如所示的，电压波形304类似于电压波形302但向下移动。如进一步示出的，代表了偏置电压波形304的平均电压的平均偏置电压V_AVGBIAS2A，是从平均偏置电压V_AVGBIAS1A向下移动的。该向下移动的发生是因为第二基准电压V_ADJREF2相对于第一基准电压V_ADJREF1较低。在一示例性运行中，当偏置电压波形304达到第二基准值V_ADJREF2时，电源开关106切换至接通状态。如示出的，在波纹周期T_RIP的开始处，波形304达到电压峰值V_PEAK2A。更具体而言，电压峰值V_PEAK2A是在当功率变换器100的二极管D₂导通时的一个开关周期内达到的。在波纹周期T_RIP的剩余部分内，波形304的电压一直减少直到达到基准电压V_ADJREF2。如所示的，通过将基准电压从第一基准电压V_ADJREF1降低至第二基准电压V_ADJREF2，电压波形304的波纹已从第一电压峰值V_PEAK1A减少到第二电压峰值V_PEAK2A。如所示的，第一基准电压V_ADJREF1和第一峰值电压V_PEAK1A之间在电压上的变化相同于第二基准电压V_ADJREF2和第二峰值电压V_PEAK2A之间在电压上的变化。这是因为每个开关周期T_S被传送至偏置电容器V_BIAS的能量基本上未变化。换言之，只有峰值电压的大小从第一峰值电压V_PEAK1A变化至第二峰值电压V_PEAK2A。以这种方式，第一平均偏置电压V_AVGBIAS1A已被降低至第二平均偏置电压V_AVGBIAS2A。在根据本发明的教导的一个实施例中，响应于负载状态调整偏置电压V_BIAS，换言之，响应于负载119所要求的输出功率P_OUT调整偏置电压V_BIAS。由于输出电压V_OUT被调节，负载变化也可被看作输出电流I_OUT变化。在一个实施例中，控制器104中的反馈基准电压可被非线性地调整以基本补偿在轻载/空载条件下输出电压V_OUT的升高。

现在参照图3B，将第一偏置电压波形310与第二偏置电压波形312进行比较以示出当控制峰值开关电流I_SWPEAK的限流I_LIMIT被调整时，在第一平均偏置电压V_AVGBIAS1B和第二平均偏置电压V_AVGBIAS2B之间的变化。如所示的，偏置电压波形310和312示出电容器C_BIAS上的电压的波纹部分。如进一步示出的，偏置电压波形310和312存在周期性。第一波纹周期T_RIP1相应于电压波形310，第二波纹周期T_RIP2相应于电压波形312。在运行中，当偏置电压波形302达到基准值V_ADJREF时，允许所述电源开关106在接下来的开关周期T_S内切换至接通状态。在一实施例中，限流I_LIMIT可被用于调节偏置电压V_BIAS，使得输出电压V_OUT被间接调节。

如所示的，在波纹周期T_RIP1的开始处，波形310接近电压峰值V_PEAK1B。更具体而言，电压峰值V_PEAK1B是在当功率变换器100的二极管D₂导通时的一个开关周期内达到的。在一实施例中，波形310中的从基准电压V_ADJREF到第一电压峰值V_PEAK1B的电压变化，可代表在一开关周期T_S内被传送至功率变换器100的偏置电容器C_BIAS的能量。在波纹周期T_RIP1的剩余部分，电压波形310上升直至达到基准电压V_ADJREF。平均偏置绕组电压V_AVGBIAS1B是偏置电压波形310的平均电压。

如所示的，电压波形312的平均值从电压波形310向下移动，因为峰值电压V_PEAK1B向下移动至电压峰值V_PEAK2B。如进一步示出的，平均偏置电压V_AVGBIAS2B——其代表偏置电压波形312的平均电压——也向下移动。在接通状态，电源开关106响应于限流I_LIMIT来限制开关电流I_SW。在一个实施例中，对控制器104中的限流I_LIMIT的调整，改变了在一允许开关周期T_S中，被传送至偏置绕组128的能量的量。能量和峰值电流之间的这种关系被表示为如下的等式3：

$E=\frac{1}{2}{\mathrm{LI}}_{\mathrm{SWPEAK}}^2$ 等式3

其中E是在一个开关周期内被传送的能量，L是初级绕组124的电感，I_SWPEAK是电源开关106中的峰值电流。以这种方式，可控制偏置电容器C_BIAS上的峰值电压的变化，从而控制平均偏置电压。

如所示的，在波纹周期T_RIP2的开始处，波形312接近电压峰值V_PEAK2B。更具体而言，电压峰值V_PEAK2B是在当功率变换器100的二极管D₂导通时的一个开关周期内达到的。在波纹周期T_RIP2的剩余部分，波形312的电压减少直到达到基准电压V_ADJREF。如所示的，通过降低控制器104中的限流I_LIMIT以限制通过电源开关106的开关电流I_SW，电压波形312的波纹已从第一电压峰值V_PEAK1B降低至第二电压峰值V_PEAK2B。

在根据本发明的教导的一个实施例中，响应于负载状态调整偏置电压V_BIAS，换言之，响应于负载119所要求的输出功率P_OUT的量而调整偏置电压V_BIAS。由于输出电压V_OUT一直被调节，负载的变化也可被看作是输出电流I_OUT的变化。在一个实施例中，控制器104中的反馈基准电压可被非线性地调整，以基本降低在轻载/空载状态下的输出电压V_OUT的增加。

现在参照图4，示出了根据本发明教导的一示例性控制器400。更具体而言，根据本发明的教导，控制器400可被纳入到功率变换器中以通过调整反馈基准电压来调整偏置绕组电压。所示出的功率变换器400实施例包括控制器电源402、保护电路404、驱动电路406、振荡器408、反馈电路410以及可调整的基准电压电路412。如所示的，控制器400接收功率信号U_POWER、反馈信号U_FB，并输出一开关信号U_SW以切换一电源开关。在一个实施例中，控制器400、功率信号U_POWER、反馈信号U_FB以及开关信号U_SW可分别代表图1A的控制器104、功率信号U_POWER、反馈信号U_FB以及开关信号U_SW的可行的实施形式。

如所示的，控制器电源402连接至电源以使保护电路404、驱动电路406、振荡器408、反馈电路410和可调整的基准电压电路412运行。在一个实施例中，保护电路404连接至驱动电路406，并输出一保护信号U_PROTECT，以在控制器400的电路恰好接收了不足的电压或过量的电压的情况下，阻止开关信号U_SW的运行。如所示的，振荡器408连接至驱动电路406。在运行中，振荡器408输出一时钟信号U_CLOCK，该时钟信号设定功率变换器中的电源开关的开关周期的时间段。在一个实施例中，时钟信号U_CLOCK指示每个开关周期的开始，使得驱动电路406能够决定允许或禁止接下来的开关周期。“允许”开关周期可限定为其中功率变换器的电源开关能够在该开关周期的一部分内传导电流的开关周期。“禁止”开关周期可被限定为其中功率变换器的电源开关不能传导电流的开关周期。

如所示的，反馈电路410反馈信号U_FB。在一个实施例中，反馈信号U_FB代表一个间接代表了功率变换器的输出电压的偏置电压V_BIAS。反馈电路410被连接至驱动电路406，且该反馈电路被连接以输出判决信号U_DECISON。在运行中，判决信号可被驱动电路406用于调节偏置电容器上的电压，由此间接调节功率变换器的输出电压。在一个实施例中，反馈电路410将反馈信号U_FB——其代表一偏置电压——与一基准电压(未示出)进行比较。如果偏置电压低于基准电压，则判决信号U_DECISION将指示驱动电路406切换功率变换器的电源开关，以对输出端传送更多能量。以这种方式，判决信号U_DECISION决定是应允许还是应禁止一开关周期。如所示的，可调整的基准电压电路412被连接至驱动电路406和反馈电路410。在运行中，可调整的基准电压电路412输出一个调整反馈电路410中的反馈基准电压的可调整的基准电压信号U_ADJREF。可调整的基准电压电路412从驱动电路406接收开关信号U_SW以确定在功率变换器的输出端的负载。在一个实施例中，响应连接至功率变换器的输出端的负载所引起的输出电流，可调整的基准电压电路412确定反馈电路410中的基准电压的调整量。在运行中，可调整的基准电压电路412可基于有效开关频率确定负载所引起的输出电流。更具体而言，有效开关频率可被限定为电源开关在多个开关周期内的平均开关频率。可调整的基准电压电路412所接收的开关信号使得可以确定一有效的开关频率。在一个实施例中，响应于连接至功率变换器的输出端的负载的负载状态，可调整的基准电压电路412非线性地调整反馈电路410的基准电压。

现在参照图5，示出了根据本发明教导的一示例性控制器500。更具体而言，根据本发明的教导，控制器500可被纳入到功率变换器中以通过调整电源开关的限流来调整偏置绕组电压。在运行中，控制器500控制通过功率变换器的电源开关的峰值电流。通过调整控制器500中的限流，可控制通过电源开关的峰值电流，从而调节偏置绕组电压。在一个实施例中，当电流检测信号U_SENSE检测到电源开关中的已达到限流的开关电流时，将从驱动电路506输出开关信号U_SW，以禁止电源开关。所示的功率变换器实施例包括控制器电源502、保护电路504、驱动电路506、振荡器508、反馈电路510和限流调整电路512。如所示的，控制器500接收功率信号U_POWER、反馈信号U_FB和电流检测信号U_SENSE，并输出一开关信号U_SW以切换电源开关。在一个实施例中，控制器电源502、保护电路504、驱动电路506、振荡器508以及反馈电路510、功率信号U_POWER、反馈信号U_FB以及开关信号U_SW可分别代表图4的控制器电源402、保护电路404、驱动电路406、振荡器408以及反馈电路410、功率信号U_POWER、反馈信号U_FB以及开关信号U_SW等的可行的实施形式。

如所示的，驱动电路506接收检测信号U_SENSE。在一个实施例中，检测信号U_SENSE代表传导通过功率变换器的电源开关的开关电流。在运行中，驱动电路506控制通过电源开关的电流以调整功率变换器上的偏置绕组电压。在一个实施例中，响应于被传送至功率变换器的输出端的负载的输出电流，驱动电路506调整电源开关的限流。如所示的，限流调整电路512连接至驱动电路506。在运行中，限流调整电路512输出一调整驱动电路506中的限流的被调整的限流信号U_ADJLIMIT。限流调整电路512接收来自驱动电路506的开关信号U_SW，以确定在功率变换器的输出端的负载。在一个实施例中，响应于由连接至功率变换器的输出端的负载所引起的输出电流，限流调整电路512确定将驱动电路506中的限流调整多少。在运行中，限流调整电路512可基于开关信号U_SW确定由负载所引起的输出电流。在一个实施例中，限流调整电路可从开关信号U_SW确定电源开关的有效开关频率。在一个实施例中，响应于连接至功率变换器的输出端的负载的负载状态，限流调整电路512非线性地调整驱动电路506的限流。

现在参照图6，其示出了根据本发明教导的一示例性可调整的基准电压电路600。所示出的可调整的基准电压电路600的实施例包括第一阈值调整电路602、第二阈值调整电路604、“第N”阈值调整电路608以及平均电路606。如所示的，可调整的基准电压电路600被连接以接收代表了电源开关的切换的一个开关信号U_SW，并且该可调整的基准电压电路被连接以输出一可调整的基准电压信号U_ADJREF。在一个实施例中，可调整的基准电压600可以是图4中的可调整基准电压的可行的实施形式。在另一个实施例中，可调整的基准电压信号V_ADJREF和开关信号U_SW可分别代表图1和图4的可调整基准电压信号V_ADJREF和开关信号U_SW的可行的实施形式。如所示的，第一阈值调整电路602连接至平均电路606，并且该第一阈值调整电路被连接以接收一代表了功率变换器的电源开关的切换的开关信号。在运行中，第一阈值调整电路602输出一代表对基准阈值的第一调整的第一阈值调整信号U_THRESH1。在一实施例中，第一阈值调整电路602确定第一负载状态，并向平均电路606输出第一阈值调整信号U_THRESH1——其代表低于第一负载状态的负载。在另一实施例中，第二阈值调整电路604确定第二负载状态，并向平均电路606输出第二阈值调整信号U_THRESH2——其代表低于第二负载状态的负载。第一调整电路602和第二调整电路604可分别响应有效的开关频率确定负载状态。

如所示的，平均电路606响应第一阈值调整信号U_THRESH1和第二阈值调整信号U_THRESH2输出一被调整的基准信号U_ADJREF。在一个实施例中，响应于在相当大数量的开关周期上对阈值调整信号的平均值的计算，平均电路606输出被调整的基准电压信号U_ADJREF。由此，被调整的基准电压信号U_ADJREF在大小上逐渐改变，并且可被认为在很多开关周期内基本恒定。如所示的，可添加另外的阈值电路，使得存在“N”个阈值调整电路，以作用于可调整的基准电压U_ADJREF。通过添加第二阈值调整电路，平均电路606响应开关信号非线性地调整可调整的基准电压U_ADJREF。更具体而言，开关信号可被用于确定连接至功率变换器的输出端的负载状态。

现在参照图7，其示出了根据本发明教导的用于功率变换器的示例性集成电路700的示意图。如所示的，集成电路700包括漏极端子D、源极端子S、旁路端子BP，以及反馈端子FB。集成电路700还包括电源开关701、调节器702(以调节V_SUPPLY)、保护电路704、可调整的基准电压电路706、驱动电路708、振荡器710、信号变换器711以及反馈电路712。在一个实施例中，保护电路704、驱动电路708、可调整的基准电压电路706、振荡器710和反馈电路712可代表图4和图5中的相应的对应部分的可行的实施形式。保护电路704还包括第一比较器714和第二比较器716。驱动电路708还包括限流比较器718、前沿消隐LEB电路720、第一与门722和第二与门724、第三与门726、一个或门728以及一个RS触发器730。

如所示的，电源开关701连接在漏极端子D和源极端子S之间。在运行中，当电源开关处于接通状态且能够导电时，开关电流流过电源开关701。调节器702直接连接至漏极端子D，以接收待要供给至集成电路700中的电路的功率。尽管未示出，调节器702被连接以提供一被调节的供电电压，以向集成电路700中的多个组件提供运行用的电。第一比较器714连接至调节器702。在运行中，比较器714将电源电压V_SUPPLY与欠压基准V_UNDER相比较。在电源电压V_SUPPLY降低到欠压基准V_UNDER以下的情况中，比较器714将向与门722输出一低信号，从而禁止电源开关701的切换。如所示的，第二比较器716连接至调节器702。在运行中，比较器716将电源电压V_SUPPLY与过压基准V_OVER相比较。在电源电压V_SUPPLY大于过压基准V_OVER的情况下，比较器716将向与门726输出一低信号，以禁止电源开关701接通。

如所示的，可调整的基准电压电路706连接至反馈电路712，并且该可调整的基准电压电路被连接以从信号变换器711中接收允许信号U_ENABLE。在一个实施例中，允许信号U_ENABLE是根据开关信号U_SW而确定的，该允许信号对于整个允许开关周期T_S是高的，对于整个禁止开关周期T_S是低的。在另一实施例中，基准电压电路706可直接接收开关信号U_SW。在另一运行中，响应于功率变换器的输出端的负载状态，可调整的基准电压电路706调整反馈电路712的基准电压。更具体而言，响应于从信号变换器711中接收的允许信号U_ENABLE，可调整的基准电压电路706确定负载状态。如所示的，反馈电路712连接至反馈引脚FB和可调整的基准电压电路706。在运行中，当偏置绕组电压信号U_VBIAS大于可调整的基准电压U_ADJREF时，反馈电路712输出一低信号以禁止电源开关701的切换。如所示的，振荡器710连接至与门726和RS触发器730。在运行中，振荡器710输出一时钟信号U_CLOCK以设置电源开关701的开关频率。在一个实施方案中，U_CLOCK是固定信号。振荡器710还被连接以输出一最大占空比信号DC_MAX，以防止电源开关701在接通状态下持续一限定时间。更具体而言，占空比是电源开关701的接通时间与开关周期T_S的总时间之比。

如所示的，限流比较器718连接至与门724。在运行中，限流比较器718将开关电流I_SW与限流I_LIMIT相比较。当开关电流达到限流I_LIMIT时，比较器718输出一高信号以将电源开关701转向闭合状态。以这种方式，控制通过电源开关701的开关电流。如所示的，前沿消隐(LEB)电路720连接至与门722的输出端和与门724的输入端。在运行中，当电源开关701导通时，前沿消隐电路720防止电源开关701由于电流中的尖峰而断开。更具体而言，LEB电路720在每个接通时间的开始处提供一延迟，使得电流中的过冲不导致限流比较器718过早地将电源开关切换至断开状态。

如所示的，或门728被连接以输出一信号从而将电源开关701从接通状态切换至断开状态。与门726被连接以输出一信号从而将电源开关701从断开状态切换至接通状态。如所示的，RS触发器730连接至与门726和或门728。在运行中，RS触发器730被连接以响应于来自与门726和或门728的输出来输出一开关信号U_SW。电流源732被连接以从反馈端子FB灌入电流。

现在参照图8，示出了根据本发明教导的一示例性的可调整基准电压电路800。如所示的，可调整基准电压电路800包括第一阈值调整电路802、第二阈值调整电路804、反相器805和平均电路806。在一个实施例中，阈值调整电路802、阈值调整电路804、调整器电路806可以分别是图6的第一阈值调整电路602、第二阈值调整电路604和平均电路606的可行的实施形式。如所示的，阈值调整电路802包括n沟道晶体管808、p沟道晶体管810、电流源812、电容器814和反相器816。类似地，阈值调整电路804包括n沟道晶体管818、p沟道晶体管820、电流源822、电容器824和反相器826。如进一步示出的，平均电路806包括电流源828、电流源830、电流源832、电流源834、电阻器836、电阻器838、电容器840、n沟道晶体管842、n沟道晶体管844以及n沟道晶体管846。更具体而言，n沟道晶体管和p沟道晶体管执行相反功能，从而导致n沟道导通的逻辑信号将导致p沟道截止。

如所示的，晶体管842被连接以接收一反相允许信号U_EN。根据一个实施方案，允许信号U_ENABLE代表一允许开关周期或禁止开关周期。更具体而言，允许信号U_ENABLE在其中电源开关已导通(允许周期)的整个开关周期内是高的，而在当电源开关未导通时的整个开关周期(禁止开关周期)内是低的。在运行中，反相允许信号U_EN在禁止开关周期中变为高(即，电源开关在开关周期中未开启)，晶体管842被接通以导通电流。更具体而言，电流源828提供传导通过晶体管842的电流。以这种方式，电阻器836上的电压被降低，因为通过该电阻器836的电流将因电流源828而减少一定量的电流。根据所示例的实施方案，每当电源开关在开关周期内不切换时，电阻器836上的电压将被减少以一特定量。在运行中，电容器840将电阻器836上的电压平均。在一实施例中，当允许信号U_ENBLE在一禁止开关周期之后被允许时，晶体管842截止，允许电流源834的全电流为电容器840充电，且将可调整的基准电压V_ADJREF增加至最大值。如果“x”个数目的开关周期被连续禁止，则晶体管844将接通，电阻器836上的电压将在任意接下来的连续禁止的开关周期内被减少以一更大量，从而以更大速率减少电压V_ADJREF。如果“x”个数目的开关周期是被连续地禁止的，则晶体管846将接通，电容器840在每个禁止开关周期将以更大量进行放电。在一个实施例中，“x”个数目的开关周期少于“y”个数目的开关周期。例如，开关周期“x”数目可以是5，而开关周期的“y”数目可以是10。所述“x”和“y”的值可分别由电容器814和824的大小确定。更具体而言，如果电容器814或824的大小增加，则在电容器814或824上的电压变得足够低以触发晶体管844或846之一，从而进一步降低可调整的基准电压V_ADJREF之前，将需要通过一些附加的禁止的开关周期。从而，由于被传送至功率变换器的输出端的输出电流被减小，通过以此方式调整基准电压，偏置电压将被非线性地调整，从而将功率变换器的输出端的输出电压保持在其所需值。在一个实施例中，可调整的电压电路800可包括额外的阈值调整电路，以提高反馈基准电压的改变速率的分辨率(resolution)。

如所示的，第一电压阈值调整器802被连接以接收一反相允许信号U_EN。如所示的，电压源V_SUPPLY连接至晶体管810。在运行中，当允许信号U_EN高时，晶体管808导通，晶体管810截止，电容器814从电压源V_SUPPLY的初始电压开始放电。当电容器814已放电达“x”个开关周期时，反相器816将输出一高信号。以这种方式，晶体管844被触发导通，晶体管836上的电压在接下来的禁止开关周期被进一步减少，以进一步增加反馈基准电压V_REF的改变速率。类似地，第二阈值电压调整器804被连接以接收反相允许信号U_EN。如所示的，电压源V_SUPPLY连接至晶体管820。在运行过程中，当反相允许信号U_EN为高时，晶体管818接通，晶体管820截止，电容器824从电压源V_SUPPLY放电。当电容器824已放电达“y”个开关周期时，反相器826将输出一个高信号。以这种方式，晶体管846被触发以接通，电容器840上的电压被降低，以进一步增加反馈基准电压V_REF的改变速率。如所示的，电容器840被连接以通过电阻器838和电阻器836放电。在一个实施例中，电容器840相对于电源开关的开关周期的时间帧具有相对高的时间常数。这允许基准电压V_REF在多个开关周期内逐渐改变。在一个实施例中，电阻器838的值是14MΩ，电容器840的值是14pF。

现在参照图9，曲线图900示出了响应于负载状态的图8的基准电压V_REF。如所示的，对于越接近于零的输出电流而言，没有输出电流I_OUT的基准电压波形902的变化就越大。也就是说，在示出的实施例中，基准电压波形902的斜度对于在零和第二阈值之间的输出电流是最大的。基准电压波形902还包括对于在第二阈值和第一阈值之间的输出电流的不同的(例如，较小的)斜度，以及对于大于第一阈值的输出电流的第三斜度(例如，更小的)。由此，在一个实施例中，基准电压的非线性调整可包括每个都具有不同斜度的多个线性段。以这种方式，可调整的基准电压被以分段的线性方式设计，以更准确地保持功率变换器的输出端处的所需的输出电压。

现在参照图10，一流程图示出了用于对初级侧反馈功率变换器的调节进行改进的方法1000。更具体而言，方法1000非线性地降低可调整的基准电压，使得偏置电压响应于负载状态而非线性地降低。在处理方框1010中，控制器响应于可调整的基准电压调节功率变换器的输出电压。在决定方框1020中，如果负载小于第一负载状态，则方法1000继续至决定方框1030。否则，方法1000继续返回至决定方框1010。在一个实施例中，可响应于功率变换器中的电源开关的开关频率而确定第一负载状态。在处理方框1030内，响应于负载，控制以第一速率对所述可调整的基准电压进行降低。在处理方框1040中，确定所述负载是否低于第二负载状态。如果负载低于第二负载状态，方法1000继续至方框1050。否则，方法1000继续返回至1030。在处理方框1050中，可响应于负载进一步增加调整基准电压的降低速率。在一个实施例中，第二速率高于第一速率。在运行中，随着负载状态移向空载状态(负载消耗零输出功率)，将响应于负载以更高速率降低可调整的基准电压。在一个实施例中，可使用不止两个速率来调整所述可调整的基准电压。如上所述，通过调整反馈基准电压，偏置绕组电压被调整。由于在可调整的基准电压和偏置电压之间存在比例关系，以这种方式，方法1000响应于负载状态而非线性地调整偏置电压。

Claims (28)

1.用于于初级侧控制功率变换器的控制器，该功率变换器从电源的输入侧间接检测输出电压，所述控制器包括：

一驱动电路，其被连接以输出一驱动信号，用以将电源开关在接通状态和断开状态之间切换，从而调节所述功率变换器的输出；

一反馈电路，其被连接至所述驱动电路，其中所述反馈电路被连接，以将代表偏置绕组电压的一反馈信号和一基准相比较以及输出一允许信号，该偏置绕组电压间接代表功率变换器的输出电压，该允许信号允许驱动电路将所述电源开关切换至接通状态，所述允许信号确定一开关周期是被允许还是被禁止；以及

一可调整的基准电压电路，其被连接以调整所述基准，从而使得功率变换器的偏置绕组电压，响应于要被连接至功率变换器的输出端的负载，被非线性地调整。

2.根据权利要求1的控制器，其中一电流传感器输出一电流检测信号，该电流检测信号代表通过所述电源开关的开关电流，其中所述驱动电路响应于负载限制电源开关中的电流。

3.根据权利要求1的控制器，还包括一振荡器，其被连接至所述驱动电路，其中所述振荡器输出一时钟信号以设置所述电源开关的基本恒定的开关周期。

4.根据权利要求3的控制器，其中所述可调整的基准电压电路还被连接，以响应于所述电源开关的有效开关频率，来确定被连接至功率变换器的输出端的负载。

5.根据权利要求4的控制器，其中响应开关的有效开关频率调整所述基准电压。

6.根据权利要求3的控制器，其中所述可调整的基准电压电路还包括第一阈值调整电路，其中所述阈值调整电路响应第一负载状态对所述基准电压调整一个第一量。

7.根据权利要求6的控制器，其中所述可调整的基准电压电路还包括第二阈值调整电路，其中所述第二阈值调整电路响应于第二负载状态对所述基准电压调整一个第二量，其中从第一量到第二量的百分数变化大于从第一负载状态到第二负载状态的百分数变化。

8.根据权利要求7的控制器，其中所述可调整的基准电压电路还包括如下一平均电路，该平均电路响应一个或多个阈值调整电路产生的阈值调整信号来改变所述基准电压的值。

9.用于功率变换器的集成电路，所述集成电路包括：

一电源开关，其被连接以在接通状态和断开状态之间切换；

一控制器，其被连接以将所述电源开关在接通状态和断开状态之间切换，从而调节所述功率变换器的输出，其中所述控制器适于响应流经所述电源开关达到开关电流阈值的开关电流，禁止该电源开关；

一反馈端子，其被连接至所述控制器以接收代表了功率变换器的输出电压的偏置绕组电压，其中所述控制器被连接以响应要被连接至功率变换器的输出端的负载，非线性地调整所述偏置绕组电压，

其中所述控制器被连接以非线性地调整被包括在该集成电路中的反馈电路的可调整的基准电压，从而调整所述偏置绕组电压，所述反馈电路被连接以将代表所述偏置绕组电压的一反馈信号和所述可调整的基准电压相比较。

10.根据权利要求9的集成电路，其中所述偏置绕组电压是在一基本大于电源开关的开关周期的时间段内的平均电压。

11.根据权利要求9的集成电路，其中所述控制器是初级侧控制器。

12.根据权利要求9的集成电路，其中所述控制器被连接以在一定范围的负载状态期间，调整偏置绕组电压。

13.根据权利要求9的集成电路，其中所述功率变换器从电源的输入侧间接检测输出电压。

14.功率变换器，包括：

一电源开关；

一控制器，其被连接至所述电源开关，以将电源开关在接通状态和断开状态之间切换，从而调节所述功率变换器的输出；

一能量传输元件，其连接至所述电源开关，以使功率变换器的输入与输出电流绝缘，并且在功率变换器的输入和输出之间传输能量；

一偏置绕组，其被连接至所述能量传输元件，其中所述偏置绕组上的偏置绕组电压代表功率变换器的输出端的输出电压，并且其中所述控制器响应于要被连接至所述电源输出端的负载，对所述偏置绕组电压进行非线性调整，

其中所述控制器被连接以非线性地调整被包括在集成电路中的反馈电路的可调整的基准电压，从而调整所述偏置绕组电压，所述反馈电路被连接以将代表所述偏置绕组电压的一反馈信号和所述可调整的基准电压相比较。

15.根据权利要求14的功率变换器，其中所述偏置绕组电压是所述偏置绕组上的在一基本大于电源开关的开关周期的时间段内的平均电压。

16.根据权利要求14的功率变换器，其中所述控制器被包含在一集成电路中。

17.根据权利要求14的功率变换器，其中所述电源开关和所述控制器被集成为单片集成器件。

18.根据权利要求14的功率变换器，其中所述控制器响应于所述电源开关的有效开关频率，确定要被连接至所述功率变换器的输出端的负载。

19.根据权利要求14的功率变换器，其中所述控制器响应于对多个禁止周期的探测，对反馈基准电压进行调整。

20.根据权利要求14的功率变换器，其中该功率变换器从电源的输入侧间接检测输出电压。

21.一种用于调整电源的偏置绕组电压的方法，所述方法包括：

通过将电源开关在接通状态和断开状态之间进行切换，对初级反馈功率变换器的输出电压进行调节，该功率变换器从电源的输入侧间接检测输出电压，其中当通过电源开关的开关电流超过一开关电流阈值时，所述电源开关被调整为回复至断开状态；

确定要被连接至所述功率变换器的输出端的负载的负载状态；以及

响应于所述负载状态非线性地调整偏置绕组电压,

其中响应于所述负载状态非线性地调整偏置绕组电压包括，非线性地调整一可调整的基准电压，以及将该可调整的基准电压与代表所述偏置绕组电压的反馈信号相比较，所述方法还包括，如果偏置绕组电压大于所述可调整的基准电压，就禁止所述电源开关的切换。

22.一种用于功率变换器的集成电路控制器，所述控制器包括：

一驱动电路，其被连接以输出一驱动信号，用以控制电源开关的切换，从而调节所述功率变换器的输出；

一反馈电路，其被连接至所述驱动电路，以在偏置绕组电压大于可调整的基准电压时，禁止所述电源开关的切换；以及

一可调整的基准电压电路，其被连接以响应于功率变换器的输出端的负载状态，对所述可调整的基准电压进行非线性调整，其中所述反馈电路被连接以将代表所述偏置绕组电压的一反馈信号和所述可调整的基准电压相比较。

23.根据权利要求22所述的控制器，其中所述可调整的基准电压电路包括：

第一阈值调整电路，其被连接以响应于功率变换器的输出端处的第一负载状态而输出第一阈值调整信号；

第二阈值调整电路，其被连接以响应于功率变换器的输出端的第二负载状态而输出第二阈值调整信号；以及

平均电路，其被连接以产生可调整的基准电压，并且响应于所述第一和第二阈值调整信号来调整该可调整的基准电压。

24.根据权利要求23所述的控制器，其中所述平均电路包括一电容器，该电容器被连接以存储所述可调整的基准电压，其中所述电容器还被连接以响应于所述第一和第二阈值调整信号而被选择性放电。

25.根据权利要求24所述的控制器，其中平均电路还包括第一和第二电流源，其中所述第一电流源被连接以响应于所述第一阈值调整信号来选择性地以第一速率减少电容器上的平均电压，并且其中所述第二电流源被连接以响应于所述第二阈值调整信号，以第二速率减少电容器上的平均电压。

26.根据权利要求23所述的控制器，其中所述第一阈值调整电路被连接以响应于所述驱动信号的第一数目的连续地禁止的开关周期，输出所述第一阈值调整信号，并且其中所述第二阈值调整电路被连接以响应于所述驱动信号的第二数目的连续地禁止的开关周期，输出所述第二阈值调整信号。

27.根据权利要求22所述的控制器，其中所述电源开关被集成进所述集成电路控制器中。

28.根据权利要求22所述的控制器，其中该功率变换器从电源的输入侧间接检测输出电压。