CN101889396A - 数字电源控制系统的自跟踪adc - Google Patents

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Abstract

自跟踪模数转换器(ADC)，包括提供可变参考电压的数模转换器(DAC)，提供对应于输入电压Vi和可变参考电压之间的差的误差信号ek的窗口化的快速ADC，以及基于ek产生用于DAC的控制信号的数字电路。数字电路包括第一数字电路，响应于ek提供函数值f(ek)，表示将被应用于可变参考电压的校正。第二数字电路提供将f(ek)与前一计数器状态Nk结合以提供下一计数器状态Nk+1，其是至DAC的输入。第三数字电路，使用系数M缩放前一计数器状态Nk以及将缩放后的计数器状态M·Nk与ek结合以提供表述输入电压Vi的数字输出值Dk。

Description

数字电源控制系统的自跟踪ADC
相关申请
本申请是2006年2月7日提交的ADC TRANSFER FUNCTIONPROVIDING IMPROVED DYNAMIC REGULATION IN ASWITCHED MODE POWER SUPPLY的共同未决申请第11/349,853号的部分继续申请，该部分继续申请是2004年2月2日提交的序列号10/779,475的继续申请，现在在2006年4月4日被授予美国专利第7,023,190号，其依次是2003年2月10日提交的第10/361,667号DIGITAL CONTROL SYSTEM AND METHOD FOR SWITCHEDMODE POWER SUPPLY的部分继续申请。
技术领域
本发明涉及电源电路，以及更具体地涉及开关电源电路的数字控制系统和方法。
背景技术
在现有技术中已知开关电源将可用的直流(DC)或交流(AC)等级电压转换为另一DC等级电压。降压转换器是一种特定类型的开关电源，其通过切换流入输出电感器中的电流来选择性地在连接至负载的输出电感器中存储能量，从而将调节的DC输出电压提供至该负载。其包括两个通常由MOSFET晶体管提供的电源开关。与负载并联的滤波电容器减少输出电流的纹波。脉宽调制(PWM)控制电路用于以交替模式控制电源开关的选通从而控制输出电感器中的电流的流动。PWM控制电路响应于改变的负载情况，使用通过反馈回路传递的反映输出电压和/或输出电流等级的信号来调节应用于电源开关的占空比。
传统的PWM控制电路是使用模拟电路元件以及一些类似逻辑门和触发器的数字电路元件构成的，所述模拟电路元件是诸如运算放大器、比较器和类似用于环路补偿的电阻器和电容器的无源元件。但是，期望使用全部数字的电路来代替模拟电路元件，这是因为数字电路占用更小的物理空间，吸收更少的功率，以及允许实施可编程特征或适应性控制技术。通常的数字控制电路包括模数转换器(ADC)，其将表示将被控制的信号(例如，输出电压(Vo))和参考值之间的差的误差信号转换为具有n位的数字信号。数字控制电路使用数字误差信号来控制数字脉宽调制器，数字脉宽调制器将具有某一占空比的控制信号提供至电源开关，从而使得电源的输出值跟踪该参考值。为了保持PWM控制电路的低复杂性，期望将数字信号的位数保持为小的数目。然而，同时，数字信号的位数需要足够高以提供好到足以确保精确控制输出值的分辨率。此外，ADC需要非常快以响应改变的负载状态。当前的微控制器呈现达到20A/μs的电源电流变化率，以及未来的微控制器期望达到大于350A/μs的变化率，因此要求电源极快地响应。
单级(例如快速)ADC拓扑由于其具有非常低的延迟(即，特定采样的输入和输出之间的全部延迟)而被用在电源控制电路应用中。如果标准快速ADC装置被用来以期望的分辨率(例如5mV)来量化调节器输出电压的整个范围，则该装置必然需要大量的比较器，这消耗了不期望的数量的功率。在正常操作中，调节器的输出电压Vo保持在小窗口中，这意味着该ADC不需要在整个范围内都具有高分辨率。因此，“窗口化的”ADC拓扑允许了在被参考电压(Vref)跟踪的相对小的电压范围上的高分辨率。由于量化窗口跟踪参考电压Vref，则由ADC产生的信号将是电压误差信号。因此，窗口化的ADC提供了ADC和误差放大器的双重功能，使得进一步减少了元件和相关的功率消耗。
尽管有这些优点，窗口化的ADC拓扑的缺点在于该装置可能会由于导致超出窗口范围的瞬间负载状态而进入饱和。例如，4位窗口化的ADC具有大约5mV的最低有效位(LSB)分辨率。这意味着低至±40mV的输出电压误差将迫使ADC进入饱和。然后，即使实际误差可能变得更大，ADC会持续反映相同的误差信号(即，最大值)，这被称作数字控制系统的“终结”状态。在该终结状态下，反馈回路的反应可能难以预料，这是因为没有正确的关于误差大小的信息，数字控制系统不再作为线性系统工作。这种行为可以是非常有害的，因为其可能由于过电流和/或过电压而损害负载，以及也可能损害电源本身。
该ADC的另一缺点是其仅数字化回路误差。因此，不存在绝对输出电压(Vo)的数字表示。为了监视电源以及反馈回路，经常非常有必要增加其他的监控电路来提供诸如欠电压保护、功率-好-低监视器、功率-好-高监视器以及过电压保护的功能。由于由这些监控电路监视的电压阈值通常不在ADC电路的范围内，因此其他的模拟比较器和模拟电压阈值将是必要的。这导致成本增加，并且非常经常地不是非常准确。
因此，具有一种提供需要被调节的参数(例如电源的绝对输出电压)的数字表示的ADC电路将是有利的，从而使得任何其他的监视和监控电路能够被实施为完全的数字电路。此外，提供一种在电源的稳态工作点附近具有高分辨率、但是也可以迅速设置到新的工作点的ADC电路是有利的。
发明内容
本发明提供了一种自跟踪模数转换器(ADC)，用于在诸如开关电源的应用中使用。该自跟踪ADC通过提供被调节的参数(电源的绝对输出电压)的数字表示，从而使得任何其他监视和监控电路能够被实施为完全的数字电路，由此克服现有技术中的缺点。
在本发明的一个实施例中，自跟踪模数转换器包括数模转换器(DAC)，适于提供可变的参考电压；窗口化的快速模数转换器(ADC)，适于提供与输入电压Vi和可变参考电压之间的差相对应的误差信号ek；以及数字电路，适于基于误差信号ek产生用于DAC的适当的控制信号。更具体地，数字电路包括第一数字电路，适于响应于误差信号ek提供第一函数值f(ek)，该第一函数值f(ek)表示将被应用于可变参考电压的校正量。第二数字电路适于提供计数器，其将第一函数值f(ek)与前一计数器状态Nk相结合以提供下一计数器状态Nk+1，该下一计数器状态Nk+1被应用为至数模转换器的输入。第三数字电路适于以系数M来缩放前一计数器状态Nk，以及将缩放后的计数器状态M·Nk与误差信号ek结合以提供表示输入电压Vi的数字输出值Dk。
在本发明的另一实施例中，开关电源包括至少一个电源开关，适于在电源的输入端和输出端之间传送功率；以及数字控制器，适于响应于电源的输出测量控制该至少一个电源开关的操作。数字控制器包括自跟踪模数转换器；数字滤波器，基于自跟踪模数转换器的数字输出和参考值之间的差提供数字控制输出；以及数字脉宽调制器，提供控制信号至该至少一个电源开关。该自跟踪模数转换器包括数模转换器(DAC)，适于提供可变参考电压；窗口化的快速模数转换器(ADC)，适于提供对应于输出测量和可变参考电压之间的差的误差信号ek；第一数字电路，适于响应于误差信号ek产生第一函数值f(ek)，该第一函数值f(ek)表示将被应用于可变参考电压的校正量；第二数字电路适于提供计数器，其将第一函数值f(ek)与前一计数器状态Nk相结合以提供下一计数器状态Nk+1，该下一计数器状态Nk+1被作为输入应用于DAC；以及第三数字电路适于以系数M来缩放前一计数器状态Nk以及将缩放后的计数器状态M·Nk与误差信号ek结合以提供表示输出测量的数字输出值Dk。
通过考虑下面对于优选实施例的具体描述，将向本领域的技术人员提供对于开关电源中的自跟踪ADC的更加全面的理解，以及将意识到自跟踪ADC的其他优点和目的。首先被简要描述的附图将被参考。
附图说明
图1示出了具有数字控制电路的开关电源；
图2示出了提供高和低饱和信号的窗口化的快速ADC；
图3示出了具有无限冲击响应滤波器和误差控制器的数字控制器；
图4示出了线性ADC传递函数的曲线图；
图5是示出了根据本发明的实施例的在窗口边界处具有增加的步长的线性ADC传递函数的曲线图；
图6是示出了根据本发明的另一实施例的在窗口边界处具有增加的步长和增加的增益的非线性ADC传递函数的曲线图；
图7是根据本发明的实施例的自跟踪ADC的框图；
图8图示了图7的自跟踪ADC的示例性比较器阈值的范围；
图9是根据本发明的另一实施例的自跟踪ADC的框图；
图10图示了图9的自跟踪ADC的示例性比较器阈值的范围；
图11图示了避免极限循环振荡的自跟踪ADC的替换实施例的示例性比较器阈值的范围；以及
图12示出了具有包括自跟踪ADC的数字控制电路的开关电源。
具体实施方式
本发明提供了一种对开关电源进行数字控制的方法。更具体地，本发明提供了一种ADC电路，其产生需要被调节的参数(例如电源的绝对输出电压)的数字表示，从而使得任何其他监视和监控电路能够被实施为完全数字电路。在下面的具体描述中，类似的元件标号被用于描述在一个或多个图中示出的类似的元件。
图1示出了根据本发明的一个实施例的具有数字控制电路的示例性开关电源10。电源10包括降压转换器拓扑，用于将输入DC电压Vin转换为施加至电阻性负载20(Rload)的输出DC电压Vo。电源10包括由MOSFET器件提供的一对电源开关12、14。上端的电源开关12的漏极端连接到输入电压Vin，下端电源开关14的源极端接地，以及电源开关12的源极端连接到电源开关14的漏极端以限定相位节点。输出电感器16串联连接在相位节点和提供输出电压Vo的端子之间，以及电容器18与电阻性负载Rload并联连接。相应的驱动器22、24交替地驱动电源开关12、14的栅极端。接着，驱动器22、24被数字控制电路30(将在下面描述)控制。电源开关12、14的打开和闭合在相位节点处提供具有通常矩形波形的中间电压，以及由输出电感器16和电容器18形成的滤波器将矩形波形转换为大体上的DC输出电压Vo。
数字控制电路30接收来自电源10的输出部的反馈信号。如图1所示，反馈信号对应于输出电压Vo，尽管应该理解反馈信号可以可选地(或另外地)对应于由电阻性负载Rload汲取的输出电流或表示将由数字控制电路30控制的参数的任何其他信号。反馈路径还可以包括分压器(未示出)以将检测到的输出电压Vo减少至表示的电压等级。数字控制电路30提供具有受控的占空比的脉宽调制波形从而以期望等级调节输出电压Vo(或输出电流)。尽管示例性电源10被示出为具有降压转换器拓扑，但是应该理解使用数字控制电路30的电源10的反馈回路控制的使用同样可适用于其他已知的电源拓扑，例如隔离和非隔离结构的升压和降压转换器，以及适用于被称为电压模式、电流模式、充电模式和/或平均电流模式控制器的不同控制策略。
更具体地，数字控制电路30包括模数转换器(ADC)32、数字控制器(G(z))34，以及数字脉宽调制器(DPWM)36。ADC 32还包括窗口化的快速ADC，其接收作为输入的反馈信号(即，输出电压Vo)和电压参考值(Ref)以及产生表示输入之间的差(Ref-Vo)的数字电压误差信号(VEdk)。在图1的实施例中，数字控制器34具有将电压误差信号VEdk转换为提供至DPWM 36的数字输出的传递函数G(z)，DPWM将信号转换为具有成比例的脉宽(PWMk)的波形。如上所讨论的，由DPWM 36产生的脉冲调制波形PWMk通过相应的驱动器22、24连接到电源开关12、14的栅极端。
图2示出了用在数字控制电路30中的示例性窗口化的快速ADC40。该ADC 40接收作为输入的电压参考值Ref和输出电压Vo。电压参考值被应用于电阻梯的中心，电阻梯包括串联连接在参考电压端和连接到正电源电压(VDD)的电流源之间的电阻器42A、42B、42C、42D，以及串联连接在参考电压端和接地的电流源之间的电阻器44A、44B、44C、44D。每个电阻器具有相应的电阻值以与电流源一起限定在电压参考值Ref上下范围内变动的多个电压增量。电阻值和/或电流源的幅值可以被选择以定义ADC 40的LSB分辨率。比较器阵列连接到电阻梯，包括多个正极侧的比较器46A、46B、46C、46D和多个负极侧的比较器48A、48B、48C、48D。每个正极侧比较器46A、46B、46C、46D都具有连接到输出电压Vo的非反相输入端子，以及连接到相应的电阻器42A、42B、42C、42D的反相输入端子。类似地，每个负极侧比较器48A、48B、48C都具有连接到输出电压Vo的非反相输入端子以及连接到相应的电阻器44A、44B、44C、44D的反相输入端子。负极侧比较器48D具有接地的非反相输入端子以及连接到输出电压Vo的反相输入端子。应该理解可以包括更多数量的电阻器和比较器以增加电压增量的数量，从而增加ADC 40的范围，以及应该理解图2中示出的有限数量的电阻器和比较器仅是用于示例性的目的。
ADC 40还包括连接到比较器46A、46B、46C和48A、48B、48C的输出端子的逻辑装置52。逻辑装置53接收比较器的输出以及提供表示数字电压误差VEdk的多位(例如4-位)的并行输出。例如，超过参考电压Ref一个半电压增量的输出电压Vo可以使比较器46B、46A、48A、48B和48C的输出变高，而比较器46C、46D和48D保持为低。逻辑装置52将其解释为逻辑等级9(或二进制1001)以及产生相关的电压误差信号VEdk。应该理解电压参考值Ref是可变的，从而移动ADC 40的窗口。如果输出电压Vo超过电阻梯的最高电压增量，则比较器46D的输出端子提供HIGH饱和信号。类似的，如果输出电压Vo低于电阻梯的最低电压增量，则比较器48D的输出端子提供LOW饱和信号。
在传统的窗口化的快速ADC中，电阻器44A、44B、44C、44D具有相同的值，从而定义n个(多个)电压参考值，其位于参考电压Ref之上和之下的距离相同。该n个比较器46A、46B、46C和48A、48B、48C将实际输出电压Vo与n个电压参考值进行比较，以及产生相应的“温度计”码，从而比较器0至X具有1的输出，以及比较器X+1至n具有0的输出，其中X取决于Vo信号的电压幅值。
应该理解，窗口化的快速ADC 40能够转换成数字信号的范围被每个参考电压之间的步长和比较器的数量限制。为了将该电路的复杂性保持为合理的程度，示例性实施方式可以包括16个比较器。通过选择电阻器的适当值，应保持电路的步长大小足够低(例如，5mV)以在反馈回路中提供足够的分辨率。步长大小与输出电压静态调节和由于误差信号的量化而添加至输出电压的噪声直接相关。在16个比较器和5mV的步长大小的情况下，整个窗口仅是±40mV。如果在电源10的输出上发生突然且大的电流变化(例如由于负载电流变化)，则动态电压偏移可能很容易超过40mV。在该种情况下，ADC 40饱和，以及电压误差信号VEdk不再是线性的，即，其不与实际误差成比例。如上所述，比较器46D的输出端提供HIGH饱和信号以反映该饱和状态。
图4示出了表示根据传统窗口化的快速ADC的线性ADC传递函数的曲线。曲线的水平尺寸表示输入至逻辑装置52中的模拟误差信号，以及垂直尺寸表示来自逻辑装置的数字输出。如图所示，由于选择具有相同值的电阻器，其提供相等的电压增量和相同增量的数字输出值与输入误差信号的映射，所以在转换窗口中在输入模拟误差信号和ADC的数字输出之间存在线性关系。因此，实际的ADC窗口大小都相当有限，这无疑具有缺点。即，其使得反馈系统在大且突然的负载变化期间是非线性的，这就倾向于使得难以保证在这种情况下的稳定性。此外，当由于饱和而导致对输出的校正变化得太多而使其立即落入相反饱和时，电路可以变得不稳定，并在各ADC窗口边界之间产生极限环振荡。
图5示出了表示根据本发明的实施例的步长大小改变的ADC传递函数的曲线。如图4所示，曲线的水平尺寸反映输入至逻辑装置52的模拟误差信号，以及垂直尺寸反映逻辑装置的数字输出。通过在边界区域中使用不同的电阻器值，在邻近ADC窗口边界的区域中增加步长大小。此外，逻辑装置52被改变，从而比较器之外的“温度”码被映射为与窗口的边界处的增加的步长大小相匹配的数字值。这就将ADC的整个传递函数保持为线性。尽管窗口被整体放大，但是增益基本上不受影响。ADC边界区域处减小的分辨率是可接受的，这是因为ADC的稳态电压总是在零误差附近(假设控制器的传递函数在零处具有极点)。在零误差处，分辨率与前面的实施例相同，从而稳定性和输出电压精确性不受影响。ADC的较大步长大小仅在大动态改变(即负载电流中的步长大小增加或减少)期间影响该电路。由于这是动态过程，所以调节的精确性不重要，但是通过提供与实际误差成正比的增益数值，提高了电路的整体稳定性。
图5的实施例示出了使用两个不同的步长大小，即，在ADC窗口的中心的第一步长大小，以及在窗口的外围区域的第二较大的步长大小。应该理解，可替换地，可以在从ADC窗口的中心的第一步长大小至外围的第二步长大小范围内存在多个中间等级的步长大小。这些等级的步长大小中的每一个仍然被映射为与相应步长大小匹配的数字值，以保持ADC的整个传递函数的线性。
尽管图5的ADC传递函数增加了ADC窗口尺寸以改进稳定鲁棒性以及在较大窗口尺寸上提供了ADC输入和输出之间的线性关系，但是其在瞬时调节情况期间没有提供更快的稳定时间。在图6的实施例中，如前述的实施例，传递函数被进一步修改以增加在窗口边界处的步长大小，以及还使得传递函数在朝向窗口边界时是非线性的，从而使得汇报给控制器36的误差大于实际值。在窗口的中心，步长大小和与数字值的映射与前述实施例相同。但是，在窗口的外围区域，数字输出的幅值不与模拟输入的步长增量成比例。窗口的外围区域中的非线性映射有助于对于大动态误差加速反馈回路，而不改变稳态下的小信号的稳定性。如上述实施例，曲线的水平尺寸反映输入至逻辑电路52的模拟误差，以及垂直尺寸反映逻辑电路的数字输出。应该理解，在ADC窗口的边界处可以具有多个等级的步长大小以及到数字值的映射。
现在返回到图3，示出了具有数字滤波器和ADC 62的数字控制器。数字滤波器还包括无限冲击响应(IIR)滤波器，其根据前面的电压误差输入VEdk和前面的输出PWMk’产生输出PWMk’。如上所讨论的，ADC 40提供电压误差输入VEdk。数字滤波器输出PWMk’被提供至数字脉宽调制器(DPWM)36，其将脉宽调制控制信号(PWMk)提供至电源的电源开关。
IIR滤波器以框图形式示出，以及包括第一多个延迟寄存器72、74、…、76(每个被标记为z-1)，具有系数71、73、…、77(标记为C0、C1、…、Cn)的第一多个数学运算器(乘法器)，第二多个数学运算器(加法器)92、94、96，第二多个延迟寄存器82、84、…、86(每个标记为z-1)，以及具有系数83、87(标记为B1、…、Bn)的第三多个数学运算器(乘法器)。每个第一延迟寄存器72、74、76保持电压误差VEdk的前一采样，其然后通过各个系数71、73、77被加权。类似地，每个第二延迟寄存器82、84、86保持输出PWMk’的前一采样，其然后通过各个系数83、87被加权。加法器92、94和96将加权的输入和输出采样结合。应该理解，在IIR过滤器中可以包括更多数量的延迟寄存器和系数，以及图3中示出的有限数量仅是为了示例性的目的。图3中示出的数字滤波器结构是下面传递函数G(z)的示例性实施方式：
G ( z ) = PWM ( z ) VEd ( z ) = C 0 + C 1 · z - 1 + C 2 · z - 2 + . . . + C n · z - n 1 - B 1 · z - 1 - B 2 · z - 2 - . . . - B n · z - n
误差控制器62接收反映ADC 40和数字滤波器的误差状态的多个输入信号。更具体地，误差控制器62接收来自ADC 40的分别反映输出电压Vo高于和低于ADC的电压窗口的HIGH和LOW饱和信号。每个数学运算器(加法器)92、94、96将反映数学运算器的溢出状态(即，进位位)的溢出信号提供至误差控制器62。数字滤波器还包括限幅器81，其在达到上或下限幅的情况下修剪输出PWMk。在该种情况下，限幅器81向误差控制器62提供相应的限制信号。
误差控制器62使用这些输入信号来改变数字滤波器的操作以改进数字滤波器对变化的负载状态的响应性。误差控制器62连接到第一多个延迟寄存器72、74、76和第二多个延迟寄存器82、84、86的每一个，以使得存储在其中的值能够被重置和/或预置。如在此所使用的，“重置”指的是将该值设置为初始值(例如，零)，而“预置”指的是将该值设置为另一预定值。具体地，误差控制器62可以使用改变电源表现的预定值来代替电压误差VEdk和输出PWMk’的先前采样。数字控制器还包括多路复用器64，其使得能够在PWMk’输出信号和由误差控制器62提供的预定输出信号之间进行选择。由误差控制器62提供的选择信号确定哪个信号通过多路复用器64。当ADC 40进入HIGH或LOW饱和时，误差控制器62通过控制多路复用器64来将PWMk’信号设置为特定预定值(或部分基于前面采样的值的序列)。为了从这种状态平滑地恢复，误差控制器还可以通过重新加载第一多个延迟寄存器72、74、76和第二多个延迟寄存器82、84、86来改变延迟的输入和输出采样。这将在ADC 40从饱和恢复时保证反馈回路的被控行为。
例如，如果ADC 40经历正饱和，即，从低状态变化至高状态的LOW信号，则PWMk’采样可以被重置为零以帮助减少误差。通过重将PWMk’采样重置为零，传递至电源10的上部电源开关12的脉宽转为零，有效地切断了至电阻性负载20的功率(见图1)。为了从该饱和平滑地恢复，采样PWMk-1’、PWMk-2’、…、PWMk-n’也可以被重置为零或被预设为另一值以允许平滑恢复。类似地，如果ADC 40经历负饱和，即从低状态变化至高状态的HIGH信号，则PWMk’采样可以被预设为最大值以增加传递至上部电源开关12的脉宽以减少误差。同样，当发生数字滤波器的内部数字溢出时，误差控制器62能够采取行动来防止电源的电源开关的未受控制的命令，例如，改变数字滤波器的输入和输出采样。
在本发明的另一实施例中，ADC被配置为提供绝对输出电压(Vo)的数字表示。该输出电压Vo的数字表示随后还可以被其他电源监控电路使用以提供诸如欠压保护、Power-Good-Low监视、Power-Good-High监视、以及过压保护的功能。因此，可以使用数字电路来实现电源的整个控制电路，从而消除了对诸如比较器的模拟电路元件的需要。
图7示出了具有模拟部分110和数字部分120的自跟踪ADC的示例性实施例。模拟部分110包括窗口化的快速ADC 112和数模转换器(DAC)114。减法器115产生表示输入电压(Vi)和由DAC 114产生的可变参考电压之间的差的电压。窗口化的快速ADC 112数字化该电压差以及将误差信号ek提供至数字部分120，其校正DAC可变参考电压，从而其跟踪该输入电压Vi。应该理解，如同上述实施例中所述的，至自跟踪ADC的输入电压Vi实际上可以是电源的输出电压Vo。可选地，输入电压Vi可以是调节所需的任何其他电压。
数字部分120还包括钳位电路122、积分器124、加法器125、以及函数电路128，其结合起来产生新的数字参考值Nk，其将被DAC 114转换回模拟电压。误差信号ek还被用于与参考值Nk一起产生输入电压Vi的绝对表示。粗略的输入电压Vi表示由Nk提供，以及粗略的DAC参考值Nk和实际输入电压之间的精确差值由值ek提供。
更具体地，快速窗口化的ADC 112的输出ek被施加于函数电路128。该函数电路128产生表示将被应用于可变参考电压的校正的值f(ek)，从而其更接近地跟踪输入电压。该值f(ek)可以被如下地计算：
f(ek)＝ROUND(ek/M)
该值f(ek)被应用于由积分器124、钳位电路122和加法器125形成的计数器。加法器125将值f(ek)与前一计数器状态Nk结合并由钳位电路122进行钳位。钳位电路122提供对应于下一计数器状态Nk+1的输出。钳位电路122用于限制计数值并防止计数器翻转。计数器的下一状态Nk+1被应用于DAC 114，以及由积分器124在下一时钟周期进行采样。
计数器状态Nk与ADC误差信号ek一起被用来确定绝对输入电压Vi的数字表示。计数器状态Nk由乘法器126使用分辨率差M来缩放，以及其结果被加法器127加至ADC误差ek。最后，另一钳位电路130可以连接到加法器127的输出以避免负数字值或过高的值。输出值Dk表示绝对输入电压Vi的数字表示。
应该理解，与窗口化的快速ADC 112的中段分辨率相比，DAC 114的分辨率被常数因子M降低了。例如，ADC 112可以具有5mV的中段最低有效位(LSB)分辨率。因此，使用因子M＝5，DAC 114的LSB分辨率因此可以为25mV。从而，DAC 114因此产生接近于输入电压的相对粗糙的参考电压，以及ADC 112将产生与该粗糙参考电压相比的误差ek。窗口化的快速ADC 112在其窗口的中间还具有更高的分辨率；相反，该分辨率向着窗口的边缘而减少。这就具有如下的优点，对于给定数量的比较器的窗口大小更大。缺点是在窗口边缘处的准确性降低了，但是这在绝大部分电源应用中通常不是所关心的问题。同样，具有较大ADC窗口是有利的，因为这有助于使用较大的步长大小来校正DAC参考电压，从而该参考电压可以跟踪更快的信号。
继续上述示例，DAC 114可以具有总共8位(例如，定义从0至6.375V的范围)，窗口化的快速ADC 112可以具有总共18个比较器，具有5mV的中段分辨率，以及M可以等于5。组合电路的分辨率因此是log2(5·28)＝10.3位。有利地(但不是必须的)，ADC 112的外段分辨率等于或多个DAC分辨率，因此在该示例中是25mV、50mV、…等。
图8示出了对于假设的1.2V左右的输入电压以及DAC参考值Nk＝50(具有如前所述的其他参数)的比较器阈值、来自ADC 112的相应的误差值ek、函数值f(ek)、下一计数器状态Nk+1以及数字输出Dk的示例。在该示例中，ADC 112还能够跟踪以每个时钟周期7-25mV的速度改变的输入信号。
在图7的实施例中，可以看出，将被加至M·Nk以产生输出Dk的值ek可能相对较大，但是因为窗口ADC 112在其边界上的粗略分辨率，全部范围中仅几个值将被实际应用。这对于某些应用来说代表着浪费资源。同样，ADC 112可以不直接产生值ek，而更倾向于产生对应于比较器输出的位模式。
在第二实施例中，以不同的方式产生输出Dk来简化实施方式。具体地，图9示出了修改的数字部分140，其包括如图7中所布置的钳位电路142、积分器144以及加法器145以提供计数器。代替函数电路，图9的实施例包括查找表(LUT)146，其将第一函数值f(ek)提供至加法器145。如前面实施例所述，得到的数字参考Nk+1将由DAC114转换回模拟电压。LUT 146还提供用于产生绝对输入电压Vi的数字表示的第二函数值g(ek)。新的计数器状态Nk+1由乘法器148使用分辨率差M来缩放，以及结果由加法器147加至第二函数值g(ek)。另一钳位电路150可以被连接到加法器17的输出以避免负的数字值或过高的值。输出值Dk表示绝对输入电压Vi的数字表示。
更具体地，根据下面表达式来确定输出值Dk：
Dk＝M·Nk+ek
Nk+1＝Nk+f(ek)
该输出值Dk还涉及下面表达式之一：
Dk＝M·(Nk+1-f(ek))+ek
Dk＝M·Nk+1+ek-M·f(ek)
通过定义g(ek)＝ek-M·f(ek)，以及使用上述的f(ek)的定义产生：
g(ek)＝ek-M·ROUND(ek/M)
应该理解函数g(ek)可以仅采用由下面不等式给出的值：
-M/2＜g(ek)＜M/2
在上面的示例中，g(ek)因此仅是-2、-1、0、1或2，其更容易处理。因此，查找表可以被用来代替运算电路产生函数g(ek)。图10示出了对于作为示例的大约1.2V左右的输入电压Vi和Nk＝50的不同函数的相应值。
在稳态状态下(即，输入电压Vi实质上是恒定DC电压)，使得DAC参考值为恒定是有利的。例如，对于Nk，稳态输入电压Vi可以被转化为ek＝+3。在下一循环中，DAC 114将被增加1，以及结果理论上应是ek＝-2，Nk+1＝Nk，以及由于误差小不足以引起参考电压变化(即，f(ek)＝0)，因而结果保持在那里。但是，因为DAC 114的LSB大小和快速窗口化的ADC 112的比较器阈值的小误差和，转换结果可以是ek＝-3，Nk+1＝Nk。该结果可以再次将DAC 114的输出降低1LSB。由于下一周期中相同的不确定性，DAC 114可以再次被增加1。这些连续的极限环振荡在调节应用中是尤其不希望的。
为了避免这样的极限环振荡，使得DAC 114阈值在中段增加和减小的切换点应当不是对称的。这将引入小的滞后并且将消除极限环振荡。例如，如图11所示的g(ek)和f(ek)的不同编码将具有相同的效果。注意，对前面图10的改变在图11中用灰色标记。因为在f(ek)的+1和-1值之间的不对称，所以图11中图示出了该滞后。
最后，图12示出了示例性开关电源(如图1中)，其包括具有如上参考图7-11所讨论的自跟踪ADC的数字控制电路。与图1中相同，数字控制电路包括数字控制器34和数字脉宽调制器(DPWM)36。在该实施例中，数字控制电路还包括自跟踪ADC，包括DAC 114、加法器115以及快速窗口化的ADC 112，基本上如上面图7和9中所述的。加法器115还连接到由跨开关电源输出端的串联连接的电阻器164、162形成的分压器的连接点。应该理解，分压器的连接点处的电压是开关电源的输出电压Vo的缩放后的表示，以及对应于上面参考图7-11所述的输入电压Vi。
DAC 114和ADC 112还连接到对应于图7的数字部分120的跟踪电路120。可替换地，应该理解跟踪电路120可以由图9的数字部分140提供。跟踪电路120提供如下输出值，所述输出值对应于开关电源的绝对输出电压Vo的缩放后的表示的数字表示。该输出电压Vo的该数字表示被减法器160从参考电压中减去，这提供差值(或电压误差)至数字控制器34。应该理解，输出电压Vo的数字表示还可以被其他控制电路使用，用于监视和调节开关电源的性能。
因为已经描述了在开关电源中使用的自跟踪ADC的优选实施例，所以本领域的技术人员应该理解本系统的特定优点已经被实现。还应该理解在本发明的范围和精神内可以进行各种修改、改编以及替换实施例。本发明进一步由下面的权利要求限定。

Claims (19)

1.一种自跟踪模数转换器，包括：
数模转换器DAC，适于提供可变的参考电压；
窗口化的快速模数转换器ADC，适于提供与输入电压Vi和所述可变参考电压之间的差相对应的误差信号ek；
第一数字电路，适于响应于所述误差信号ek提供第一函数值f(ek)，所述第一函数值f(ek)表示将被应用于所述可变参考电压的校正量；
第二数字电路，适于提供计数器，其将所述第一函数值f(ek)与前一计数器状态Nk结合以提供下一计数器状态Nk+1，所述下一计数器状态Nk+1被应用为至所述数模转换器的输入；以及
第三数字电路，适于以系数M来缩放所述前一计数器状态Nk，以及将缩放后的计数器状态M·Nk与所述误差信号ek结合以提供表示所述输入电压Vi的数字输出值Dk。
2.根据权利要求1所述的自跟踪模数转换器，其中所述DAC具有利用所述系数M低于所述ADC的相应中段分辨率的分辨率。
3.根据权利要求1所述的自跟踪模数转换器，其中所述第一数字电路还包括查找表。
4.根据权利要求1所述的自跟踪模数转换器，其中，所述第一数字电路还适于与所述误差信号ek和使用M缩放后的所述第一函数值f(ek)之间的差相对应地提供第二函数值g(ek)。
5.根据权利要求4所述的自跟踪模数转换器，其中所述第一数字电路提供根据下面等式的所述第二函数值g(ek)：
g(ek)＝ek-M·ROUND(ek/M)。
6.根据权利要求1所述的自跟踪模数转换器，其中所述ADC具有传递函数，其在相应的误差窗口的中心处提供基本线性的区域。
7.根据权利要求6所述的自跟踪模数转换器，其中所述传递函数还包括在所述误差窗口的所述中心中的第一步长大小，以及在所述误差窗口的外围区域中的至少一个其他步长大小，所述至少一个其他步长大小中的每一个大于所述第一步长大小。
8.一种开关电源，包括：
至少一个电源开关，适于在所述电源的输入端和输出端之间传递功率；以及
数字控制器，适于响应于所述电源的输出测量控制所述至少一个电源开关的操作，所述数字控制器包括：
数模转换器DAC，适于提供可变的参考电压；
窗口化的快速模数转换器ADC，适于提供与所述输出测量和所述可变参考电压之间的差相对应的误差信号ek；
第一数字电路，适于响应于所述误差信号ek产生第一函数值f(ek)，所述第一函数值f(ek)表示将被应用于所述可变参考电压的校正量；
第二数字电路，适于提供计数器，其将所述第一函数值f(ek)与前一计数器状态Nk结合以提供下一计数器状态Nk+1，所述下一计数器状态Nk+1被应用为至所述DAC的输入；以及
第三数字电路，适于以系数M来缩放所述前一计数器状态Nk以及将缩放后的计数器状态M·Nk与所述误差信号ek结合以提供表示所述输出测量的数字输出值Dk；
数字滤波器，基于所述数字输出值Dk和参考值之间的差提供数字控制输出；以及
数字脉宽调制器，提供控制信号至所述至少一个电源开关，所述控制信号具有对应于所述数字控制输出的脉宽。
9.根据权利要求8所述的开关电源，其中所述DAC具有利用所述系数M低于所述ADC的相应中段分辨率的分辨率。
10.根据权利要求8所述的开关电源，其中所述第一数字电路还包括查找表。
11.根据权利要求8所述的开关电源，其中，所述第一数字电路还适于与所述误差信号ek和使用M缩放后的所述第一函数值f(ek)之间的差相对应地提供第二函数值g(ek)。
12.根据权利要求11所述的自跟踪模数转换器，其中所述第一数字电路提供符合下面等式的所述第二函数值g(ek)：
g(ek)＝ek-M·ROUND(ek/M)。
13.根据权利要求8所述的开关电源，其中所述ADC具有传递函数，其在相应误差窗口的中心处提供基本线性的区域。
14.根据权利要求13所述的开关电源，其中所述传递函数还包括在所述误差窗口的所述中心中的第一步长大小，以及在所述误差窗口的外围区域中的至少一个其他步长大小，所述至少一个其他步长大小中的每一个大于所述第一步长大小。
15.根据权利要求14所述的开关电源，其中所述第一步长大小和所述至少一个其他步长大小的每一个都反映所述电压差和所述相应的数字值之间的线性关系。
16.根据权利要求14所述的开关电源，其中所述第一步长大小反映所述电压差和所述相应的数字值之间的线性关系，以及所述至少一个其他步长大小反映所述电压差和所述相应的数字值之间的非线性关系。
17.根据权利要求8所述的开关电源，其中所述数字滤波器还包括无限冲击响应滤波器。
18.根据权利要求17所述的开关电源，其中所述无限冲击响应滤波器提供下面的传递函数G(z)：
G ( z ) = PWM ( z ) VEd ( z ) = C 0 + C 1 · z - 1 + C 2 · z - 2 + . . . + C n · z - n 1 - B 1 · z - 1 - B 2 · z - 2 - . . . - B n · z - n
其中PWM(z)是所述数字控制输出，VEd(z)是误差信号，C0...Cn是输入侧系数，以及B1...Bn是输出侧系数。
19.根据权利要求8所述的开关电源，还包括分压器，操作地连接到所述电源的所述输出端以提供所述输出测量。
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