CN101960700B

CN101960700B - 对降压直流-直流转换器的零电感器电流的高端感测

Info

Publication number: CN101960700B
Application number: CN2009801078782A
Authority: CN
Inventors: 黄丛中; 沈士山
Original assignee: Intersil Inc
Current assignee: Intersil Corp
Priority date: 2008-03-03
Filing date: 2009-03-03
Publication date: 2013-10-16
Anticipated expiration: 2029-03-03
Also published as: US8067929B2; WO2009111438A2; TWI483528B; CN101960700A; TWI538371B; US20090218708A1; TW200945749A; USRE46333E1; US20090218998A1; TW201528673A; WO2009111438A3; DE112009000505T5; KR20100123854A

Abstract

一种直流-直流转换器电路包括用于响应于输入电压和监测到的输出电压在直流-直流转换器的相节点处产生PWM波形信号的电路系统。该电路系统进一步包括连接在输入电压与该相节点之间的高端开关晶体管和连接在该相节点与接地之间的低端开关晶体管。输出滤波器连接至用于产生该PWM波形信号的电路系统。该输出滤波器包括电感器，该电感器的第一端连接至相节点，且第二端连接至输出电压节点。检测电路系统响应于高端开关晶体管两端的电压和低端开关晶体管两端的电压来检测电感器中的电流零交叉。

Description

对降压直流-直流转换器的零电感器电流的高端感测

相关申请交叉参照

本申请是2008年9月4日提交的题为“对降压直流-直流转换器的零电感器电流的高端感测(HIGH-SIDE SENSING OF ZERO INDUCTORCURRENT FOR STEP DOWN DC-DC CONVERTER)”的美国专利申请No.12/204,344的PCT申请，该美国申请要求2008年3月3日提交的题为“对降压直流-直流转换器的零电感器电流的高端感测(HIGH-SIDE SENSINGOF ZERO INDUCTOR CURRENT FOR STEP DOWN DC-DCCONVERTER)”的优先权，上述申请的说明书通过引用结合于此。

技术领域

本发明涉及直流-直流转换器，更具体地涉及使用直流-直流转换器中的高端和低端开关晶体管二者来感测零电感器电流。

背景技术

直流-直流电压调节器用于保持施加给各种电路装置内的数字和模拟电路系统的一致输出电压。所施加的输入电压可能因为各种原因而变化。然而，不管输入电压中的这些变化如何，必须将施加给各个内部电路系统的电压保持于一致电平，该一致电平不会有害地影响相关联电路的操作。直流-直流电压转换器足以提供该功能。该直流-直流电压转换器包括电感器，该电感器中有电流流过。有效地感测该直流-直流转换器中的电感器电流的零交叉是同步直流-直流转换器的重要特征。

对电感器电流的零交叉检测是直流-直流转换器所需要的用来确定低端开关晶体管的导通/截止状态、从而节能并改善该直流-直流转换器上的整体效率的关键因素。提高该效率将能实现关联电路的电池寿命延长。在现有技术环境中，通过感测通过低端开关晶体管的电压来检测电感器电流零交叉。通常，在确定零电感器电流时，确定该电流何时从特定值减小为零。该电感器电流仅在低端开关晶体管导通时才减小。这使传统的零交叉感测技术仅在低端开关晶体管导通状态期间才适用。

然而，使用低端开关晶体管来确定电感器电流零交叉具有某些限制。当该直流-直流转换器的开关晶体管的开关频率升高时，出现一种限制。随着该开关频率升高，开关周期变得更短。因此，对于同一占空比而言，导通和截止时间变得更短。在特定点处，低端开关晶体管的导通时间太短，以致该晶体管导通的时间长度不足以使感测装置对该低端开关晶体管的“导通”状态作出响应。在利用低端开监护人关晶体管“导通”状态作为零交叉电感器电流感测的指示的情况下，这会引起问题。因此，存在对用于检测直流-直流转换器中的电感器电流零交叉的改进方法的需求。

发明内容

如本文中所公开和描述的本发明的一个方面包括一种直流-直流转换器，该直流-直流转换器包括用于响应于输入电压和监测到的输出电压在直流-直流转换器的相节点处产生PWM波形的电路系统。该电路系统进一步包括连接在输入电压与该相节点之间的高端开关晶体管和连接在该相节点与接地之间的低端开关晶体管。连接至用于在相节点处产生PWM波形信号的电路系统的输出滤波器包括电感器，该电感器的第一端连接至相节点，且第二端连接至输出电压节点。检测电路系统响应于高端开关晶体管两端的电压和低端开关晶体管两端的电压二者来检测电感器中的电流零交叉。

附图简述

为了更全面地理解，现参考以下结合附图进行的描述，在附图中：

图1是电压调节器电路的功能框图；

图2是具有PWM转换器电路的电压调节器的示意图；

图3是用于检测降压直流-直流转换器中的零电感器电流的电路系统的示意图；以及

图4示出与图3的电路的操作相关联的波形。

详细描述

现在参照附图，其中在全部附图中相同的附图标记用来指代相同的元件，例示和描述了对降压直流-直流转换器的零电感器电流的高端感测的多个视图和实施例，还描述了其它可能的实施例。这些附图不一定是按比例绘制的，而且仅为说明目的起见，在某些实例中有几处已将附图放大和/或简化。本领域普通技术人员将可理解基于可能实施例的以下示例的许多可能应用和变型。虽然已经详细描述了优选实施例，但应当理解，可在其中作出各种改变、替换以及变化，而不背离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。

现参照附图，更具体地参考图1，示出了电压调节器电路102。每个电子电路被设计成以假定为恒定的某类型的电源来工作。电压调节器提供该恒定直流输出电压，且包含不管负载电流或输入电压如何变化都将该输出电压保持于设计值的电路系统。电压调节器通过使用压控电流/电压源104来迫使固定电压出现在调节器输出端106处而工作。感测/控制电路系统110监测输出电压，并调节电流源104以将输出电压保持于所需电平。电流源104的设计限制限定电压调节器102能提供且仍保持输出电压调节的最大负载电流。

使用反馈回路来控制输出电压，该反馈回路需要某类型的补偿来确保回路稳定性。多数电压调节器具有内置补偿，且在没有外部部件的情况下完全稳定。一些调节器需要从输出引线接地的某外部电容，以确保调节器稳定性。电压调节器的另一特性是，在负载电流需求变化之后，电压调节器需要有限的时间量来校正输出电压。该时间延迟限定了电压调节器的特征瞬态响应，该响应是电压调节器在负载变化之后多久返回稳定状态条件的度量。电压调节可用于任意数量的电子装置以控制输出电压。

现参照图2，示出了PWM直流-直流转换器电路202内的电压调节器。输出电压V_输出被调节成施加至误差信号放大器204的正输入端的基准电压信号VREF。在PWM比较器208处将误差信号放大器204输出与振荡器206的输出作比较，该比较产生三角波形。PWM比较器208的输出被施加至驱动电路210和212，驱动电路210和212驱动高端开关晶体管214和低端开关晶体管216的栅极。该过程在连接至电感器220的第一端的相节点218处提供幅值为V_输入的脉宽经调制波形。从相节点218提供的PWM波形通过由电感器220和电容器222组成的输出滤波器进行平滑。误差信号放大器204具有输入阻抗ZIN 224与226处的FB(反馈)引线阻抗ZFB。输入阻抗224和FB引脚阻抗226构成误差信号放大器204的补偿回路。

现参照图3，示出了用于使用之前参照图2所描述的高端开关晶体管214和低端开关晶体管216中的每一个来检测电感器电流零交叉的电路系统的示意图。高端开关晶体管214连接在输入电压PVIN与相节点218之间。如之前的图2所示，相节点218是连接至电感器220的节点，将检测通过该节点的电感器电流零交叉。低端开关晶体管216连接在相节点218与接地之间。第一比较器308的输入分别连接至相节点218和接地。这样实现对低端开关晶体管两端电压的检测，以确定其导通/截止状态。比较器308的输出端连接至或门310的第一输入端。第二比较器312的输入端连接至输入电压节点PVIN和相节点218。这样实现对高端开关晶体管两端电压的检测，以确定其导通/截止状态。或门310的输出端连接至计数器311。该计数器对输出信号变高电平的时钟周期数进行计数。如果计数器311监测到输出信号八个连续时钟周期为高电平，则这意味着COMP 1或COMP 2已经检测到八个连续时钟周期的零交叉，这将启动脉冲频率调制(PFM控制模式)。因此，在PWM模式(CCM模式)下使用输出信号来启动PFM控制模式。比较器312的输出端连接至或门310的第二输入端。

直流-直流转换器的占空比或开关频率越高，低端开关晶体管216两端提供的脉宽越窄。所连接的比较器308用于监测相节点218与接地之间的低端开关晶体管216两端的电压。当电感器电流在低端开关晶体管“导通”时到达零或低于零时，相节点218处的电压等于或高于接地节点处的接地电压PGND。当这种状况出现时，由于相节点VPHS处的电压减去接地节点处的电压PGND的值从负值变为正值，所以比较器308的输出变成逻辑高(“1”)电平。以此方式，检测到电感器电流零交叉。

然而，诸如比较器308的每个比较器具有速度限制，且需要一定时间量在输出端对施加至比较器308的输入端的输入差别的变化作出响应。随着直流-直流转换器的开关频率或占空比升高(即V_输出接近V_输入)，低端开关晶体管216的“导通”时间变得越来越短。直流-直流转换器的占空比/开关频率越高，施加至开关晶体管的脉宽越窄。在某一点处，由于晶体管216的短“导通”时间，比较器308将没有时间对低端开关晶体管216两端的电压变化作出响应。当低端开关晶体管216“导通”时间短于比较器308的响应时间时，比较器308将不会检测到晶体管216上的电压变化。然而，通过使用第二比较器312监测高端开关晶体管214两端的电压，可克服该缺点。

当比较器308的响应时间不足以检测低端开关晶体管216的“导通”时间时，无法检测电感器220中的电流零交叉，从而即使负载电流达到零，直流-直流转换器也不能从PWM(脉宽调制)模式变成PFM(脉冲频率调制)模式。添加比较器312和或门310能使这个问题得以克服。比较器312使电感器电流零交叉点在高端开关晶体管214的“导通”时间期间也能被检测到。当电感器电流为零或负时，节点218处的相电压VPHS等于或高于输入电压PVIN，且由于相节点电压VPHS减去输入节点电压VPVIN的值从负变为正，比较器312的输出被触发至逻辑高电平(“1”)。这使电感器220内的电感器电流零交叉在高端开关晶体管214“导通”时间期间被检测到。

比较器312和比较器308的输出通过或门310一起进行或运算，以产生电感器电流零交叉电平检测器，该检测器测量更广频率和占空比范围上的零交叉值，而不是仅由比较器308监测低端晶体管216。因此，由高端开关晶体管214或低端开关晶体管216中的任一者两端的电压所指示的电感器内的电流零交叉指示会使或门310的输出被触发，指示电流零交叉检测。当直流-直流转换器的占空比为高且比较器308没有足够的响应时间来对晶体管216两端的电压变化作出响应时，由固定开关频率导致的高端开关晶体管214的较长“导通”时间将使比较器312能有足够时间检测电压变化，并对电感器电流零交叉作出响应。当占空比处于极低水平且比较器312具有更多时间来检测电感器电流零交叉时，同样的状况出现。如前所述，当或门310的输出被计数器311确定为检测到八个连续时钟周期的零交叉，这用来启动与调节器相关联的PWM控制器的开关控制电路系统内的PFM控制模式。比较器312和比较器308从不同时导通。比较器312在高端开关晶体管导通之后导通，而比较器308在低端开关晶体管导通之后导通。当比较器308被停用时，迫使该比较器的输出为逻辑低电平。当比较器312被停用时，也迫使其输出为逻辑低电平。或门310的输出端连接至计数器311。该计数器对输出信号变高的时钟周期数进行计数。如果计数器311监测到输出信号的八个连续时钟周期为高电平，则这意味着COMP 1或COMP2已经检测到八个连续时钟周期的零交叉，这将启动脉冲频率调制(PFM控制模式)。因此，在PWM模式(CCM模式)下使用输出信号来启动PFM控制模式。因此，提供了一种互补检测系统。

现参照图4，示出了参照图3所描述的电路中的特定节点处的各种信号的波形。波形I_L402表示流过直流-直流转换器的电感器220的电感器电流。流过该电感器的电流由锯齿型波形表示，该锯齿型波形在由虚线404一般表示的零安培电感器电流上下波动。该电感器电流从时刻T₁到时刻T₂上升，且从时刻T₂到时刻T₃下降。该模式在整个波形402中重复。在406处一般示出了电感器电流的零交叉。当然，在该波形内也出现了多个其他零交叉。

相节点电压波形VPHS由波形408一般示出。关于该波形还示出了输入电压和接地电压，该输入电压被表示为一致电压VPVIN 410，而该接地电压通过PGND 412表示。相节点218处的电压从时刻T₁向时刻T₂下降。在时刻T₂，电压下降到PGND 412以下。然后相节点420处的电压从时刻T₂到时刻T₃开始上升。然后该过程重复。

比较器308的输出电压由电压波形414表示。比较器308的输出在电感器电流在时刻T₁、T₃等零交叉的每次情况下变为高电平。比较器312的输出由波形416一般表示。该脉冲检测高端晶体管两端的电压，并提供相电压VPHS何时等于或高于输入电压VPVIN的指示。当比较器308和312两者的输出响应于电流零交叉均已变为高电平时，由波形420一般表示的或门输出提供较宽的脉冲，或者当由于直流-直流电压转换器的频率/占空比太高导致仅比较器312可检测电流零交叉时，该或门输出响应于比较器312的输出还取得较窄的脉冲。因此，利用上述系统和方法，相比于现有技术实现而言，不存在对电路系统的占空比限制。该电路系统能实现完全的100％占空比PWM到PFM转换。

获知本公开内容的益处的本领域技术人员将理解，对降压直流-直流转换器的零电感器电流的高端感测提供了改进的电感器电流零交叉检测器。应当理解的是，本文中的附图和详细描述应被认为是说明性而不是限制方式的，而且不旨在受限于所公开的特定形式和示例。反之，如所附权利要求所限定地，在不背离本发明的精神和范围的情况下，所包括的是对本领域的普通技术人员而言明显的任何进一步修改、变化、重新排列、替换、替代物、设计选择以及实施例。因此，旨在使所附权利要求被解释为包含所有这些进一步修改、变化、重新排列、替换、替代物、设计选择以及实施例。

Claims

1.一种直流－直流转换器电路，包括：

用于响应于输入电压和监测到的输出电压在所述直流－直流转换器的相节点处产生PWM波形信号的电路系统，所述电路系统进一步包括连接在所述输入电压与所述相节点之间的高端开关晶体管和连接在所述相节点与接地之间的低端开关晶体管；

连接至所述用于产生PWM波形信号的电路系统的输出滤波器，所述输出滤波器包括电感器，所述电感器的第一端连接至所述相节点，且第二端连接至输出电压节点；

检测电路系统，所述检测电路系统用于响应于所述高端开关晶体管两端的电压和所述低端开关晶体管两端的电压来检测所述电感器中的电流零交叉；以及

其中在使所述低端开关晶体管的导通时间太短从而利用低端开关晶体管无法检测所述电感器中的电流零交叉的频率范围中，所述检测电路系统使用高端开关晶体管的导通时间来检测所述电感器中的电流零交叉。

2.如权利要求1所述的直流－直流转换器电路，其特征在于，对所述电感器中电流零交叉的检测使所述直流－直流转换器从PWM模式转到PFM模式。

3.如权利要求1所述的直流－直流转换器电路，其特征在于，所述检测电路系统进一步包括：

第一比较器，所述第一比较器用于将所述相节点处的第一电压与所述接地处的第二电压比较，并响应于所述第一电压和所述第二电压的比较产生第一输出；

第二比较器，所述第二比较器用于将所述相节点处的第一电压与输入电压节点处的第三电压比较，并响应于所述第一电压和所述第三电压的比较产生第二输出；以及

逻辑或门，所述逻辑或门连接以接收所述第一输出和所述第二输出，并响应于所述第一输出和所述第二输出的接收产生第三输出，其中所述第三输出指示所述电感器中的电流零交叉。

4.如权利要求3所述的直流－直流转换器电路，其特征在于，所述提供第一逻辑电平的第一输出的第一比较器对所述第一电压与所述第二电压之差从负值变为正值作出响应，且所述提供第一逻辑电平的第二输出的第二比较器对所述第一电压与所述第三电压之差从负值变为正值作出响应。

5.如权利要求2所述的直流－直流转换器电路，其特征在于，当所述直流－直流转换器的工作频率工作于使所述低端开关晶体管的导通时间太短从而所述第一比较器无法检测所述电感器中的电流零交叉的频率范围时，所述检测电路系统能检测所述电感器中的电流零交叉。

6.如权利要求2所述的直流－直流转换器电路，其特征在于，在使所述低端开关晶体管的导通时间太短从而所述第一比较器无法检测所述电感器中的电流零交叉的频率范围中，所述检测电路系统使用高端开关晶体管的导通时间来检测所述电感器中的电流零交叉。

7.一种用于检测直流－直流转换器电路的电感器中的电流零交叉的检测电路系统，包括：

第一比较器，所述第一比较器用于通过将相节点处的第一电压与接地节点处的第二电压进行比较、并响应于所述第一电压和所述第二电压的比较产生第一输出来检测低端开关晶体管的导通时间；

第二比较器，所述第二比较器用于通过将所述相节点处的第一电压与输入电压处的第三电压进行比较、并响应于所述第一电压和所述第三电压的比较产生第二输出来检测高端开关晶体管的导通时间；

逻辑或门，所述逻辑或门连接以接收所述第一输出和所述第二输出，并响应于所述第一输出和所述第二输出的接收产生第三输出，其中所述第三输出指示所述电感器中的电流零交叉；以及

当所述直流－直流转换器的工作频率工作于使所述低端开关晶体管的导通时间太短从而所述第一比较器无法检测所述电感器中的电流零交叉的频率范围时，所述检测电路系统能检测所述电感器中的电流零交叉。

8.如权利要求7所述的检测电路，其特征在于，对所述电感器中电流零交叉的检测使所述直流－直流转换器从PWM模式转到PFM模式。

9.如权利要求7所述的检测电路，其特征在于，所述提供第一逻辑电平的第一输出的第一比较器对所述第一电压与所述第二电压之差从负值变为正值作出响应，且所述提供第一逻辑电平的第二输出的第二比较器对所述第一电压与所述第三电压之差从负值变为正值作出响应。

10.如权利要求7所述的检测电路，其特征在于，在使所述低端开关晶体管的导通时间太短从而所述第一比较器无法检测所述电感器中的电流零交叉的频率范围中，所述检测电路系统使用高端开关晶体管的导通时间来检测所述电感器中的电流零交叉。

11.一种用于检测直流－直流转换器电路中的电流零交叉的方法，包括以下步骤：

响应于输入电压和监测到的输出电压在所述直流－直流转换器的相节点处产生PWM波形信号；

通过包括电感器的输出滤波器对所述PWM波形信号滤波，以产生输出电压；

当所述直流－直流转换器的工作频率工作于使所述低端开关晶体管的导通时间太短从而无法仅利用低端开关晶体管检测所述电感器中的电流零交叉的频率范围时，响应于高端开关晶体管两端的电压和低端开关晶体管两端的电压二者来检测所述电感器中的电流零交叉。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述检测步骤还包括以下步骤：

检测所述低端开关晶体管的“导通”状态；

检测所述高端开关晶体管的“导通”状态；以及

响应于所述低端开关晶体管的“导通”状态和至少一个所述高端开关晶体管的“导通”状态的检测，产生所述电流零交叉的指示。

13.如权利要求11所述的方法，其特征在于，还包括响应于所述电感器中电流零交叉的检测将所述直流－直流转换器从PWM模式切换至PFM模式的步骤。

14.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述检测步骤还包括以下步骤：

将所述低端开关晶体管的第一端上的相节点处的第一电压与所述低端开关晶体管的第二端上的接地节点处的第二电压进行比较；

响应于所述第一电压和所述第二电压的比较产生第一输出；

将所述高端开关晶体管的第一端上的相节点处的第一电压与所述高端开关晶体管的第二端上的输入电压节点处的第三电压进行比较；以及

响应于所述第一电压和所述第三电压的比较产生第二输出；以及

对所述第一输出和所述第二输出进行逻辑或运算以产生第三输出，其中所述第三输出指示所述电感器中的电流零交叉。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，产生所述第一输出的步骤还包括响应于所述第一电压与所述第二电压之差从负值变为正值产生所述第一逻辑电平的所述第一输出的步骤。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，产生所述第二输出的步骤还包括响应于所述第一电压与所述第三电压之差从负值变为正值产生所述第一逻辑电平的所述第二输出的步骤。

17.一种用于检测直流－直流转换器电路的电感器中的电流零交叉的检测电路系统，包括：

其中在使所述低端开关晶体管的导通时间太短从而所述第一比较器无法检测所述电感器中的电流零交叉的频率范围中，所述检测电路系统使用高端开关晶体管的导通时间来检测所述电感器中的电流零交叉。