CN102006706B - 电子镇流器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及电子镇流器。本发明提供了一种用于驱动气体放电灯的电子镇流器，包括：整流电路；填谷电路；逆变器，它具有串联的占空比互补的第一和第二可控导通器件；控制电路，用以控制可控导通器件；以及独立的猫耳电源，用以向镇流器控制电路提供电源。结果是，镇流器具有显著改善的总谐波畸变和电流波峰因数。在最佳实施例中，填谷电路包括响应可控导通器件而储存能量的储能装置。在特别最佳的实施例中，填谷电路的可控导通器件也是逆变器的可控导通器件中的一个。

Description

电子镇流器
本申请是申请日为2002年6月24日、申请号为02815996.9、发明名称为“电子镇流器”的专利申请的分案申请。
相关申请
本申请与共同未决的2001年6月22日提交的题为“电子镇流器”的序列号为No.09/887,848的申请和共同未决的2001年12月5日提交的题为“单开关减光电子镇流器”的序列号为No.10/006,036的申请有关并且是所述申请的部分继续申请，所述申请的整个公开附此作参考。
技术领域
本发明涉及诸如荧光灯等气体放电灯的电子镇流器。
背景技术
一般可以以包括“前端”和“后端”的形式来分析荧光灯的电子镇流器。前端一般包括：整流器，用以把交流(AC)线电压变为直流(DC)母线电压；和滤波电路，用以对DC母线电压进行滤波。滤波电路一般包括储能电容器。电子镇流器还往往使用升压电路，用以提升DC母线电压的辐度。另外，已经知道使用无源功率因数校正装置来减小镇流器输入电流的总谐波畸变的电子镇流器。这些装置包括线路频率滤波电路，所述滤波电路在线路频率和线路频率的约前30个谐波下的阻抗高。线路频率滤波电路的高阻抗具有明显的降低镇流器总谐波畸变的作用。这些滤波器与EMI滤波器相反，后者在线路频率和相关谐波下阻抗低，因而对降低镇流器输入电流总谐波畸变没有明显效果。
镇流器后端一般包括：开关式逆变器，用以把DC母线电压变换为高频的AC电压；和谐振槽路，具有相对较高的阻抗，用以把高频AC电压耦合到灯电极。镇流器后端一般还包括反馈电路，用以监视灯电流并产生用以控制逆变器开关以维持所需的灯电流振辐的控制信号。
为了维持灯的稳定工作，先有技术的电子镇流器一般都对母线DC电压进行滤波，以便把母线电压的纹波量减到最小。这通常是通过设置电容器量较大的因而储能能力较大的母线电容器来实现的。通过设置较大的母线电容器，把从一个半周到下半周的整流峰值电压的衰减量减到最小。把母线DC电压的纹波量减到最小，往往也把灯电流的电流波峰因数(CCF)减到最小。灯电流的电流波峰因数定义为灯的峰值电流振辐与灯电流的均方根(RMS)值振辐之比。
(公式1) CCF ≡ I pk I RMS
诸如荧光灯等气体放电灯的灯电流质量的一个重要指标是灯电流的电流波峰因数(CCF)。最好CCF低，因为CCF高会使灯丝退化，从而缩短灯的寿命。日本工业标准(JIS)JIS C 8117-1992建议CCF为2.1或更低，而国际电工委员会(IEC)标准921-1988-07建议CCF为1.7或更低。
但是，利用较大的母线电容器来把母线DC电压的纹波减到最小会带来一些缺点。母线电容器越大，就越昂贵，在印刷电路板上占用面积就越大，类似地，它在镇流器中占用体积就越大。当母线电压电平高于AC线电压瞬时绝对值时母线电容器放电，因而母线电容器在每个线电压半周内只有较短的时间重新充电到大约AC线电压绝对值峰值电压。因而，如图1所示，一般的先有技术镇流器在母线电容器充电的短时间内拉取相对较大的电流量。这产生畸变的镇流器输入电流波形，引起不希望有的谐波和不希望有的总谐波畸变电平(THD)。
在AC电力系统中，电压和电流波形可以表达为基波和一系列谐波。这些谐波的频率是线电压或电流基频的若干倍。具体地说，AC波形中的畸变具有一些其频率为基频的整数倍的分量。最重要的谐波是三次谐波的倍数的谐波。这些谐波在三相电力系统的中性导线上在数值上相加。一般用基频的前30个谐波来计算总谐波畸变。镇流器输入电流的总谐波畸变最好低于33.3％，以防止三相电力系统中性导线过热。另外，照明系统的许多用户要求镇流器具有的镇流器输入电流总谐波畸变小于20％。
降低镇流器输入电流总谐波畸变并改善镇流器功率因数的一个途径是采用众所周知的有源功率因数校正(APFC)电路。这个途径有利有弊，包括镇流器复杂性加大、元件增加、成本上升、潜在的可靠性降低，也可能使功率消耗增大。此外，带有APFC的镇流器一般利用相对较大的母线电容器，因而具有上述随之而来的各种缺点。
降低镇流器输入电流总谐波畸变的另一个途径是，在整流器和逆变器之间采用填谷电路。典型的先有技术填谷电路的一个缺点是它们具有较大的母线纹波，所述母线纹波产生更高的灯电流波峰因数，这本身又缩短灯的寿命。
T.-F.Wu，Y.-J.Wu，C.-H.Chang和Z.R.Liu在IEEE IndustryAplication Society Annual Meeting，pp.2372-77，1997“带有抖动升压功率因数校正器的无纹波单级电子镇流器”；Y.-S.Youn，G.Chae和G.-H.Cho在IEEE PESC97Record，pp.53-59，1997的“具有改进的填谷和谷升压变换器的功率因数为1的电子镇流器”和G.Chae，Y.-S，Youn及G.-H.Cho在IEEE 0-7803-4489-8/98，pp.2003-8，1998“用于低成本电子镇流器的利用谷电荷泵送的高功率因数校正电路”中讨论了提供具有改进的功率因数和THD的电子镇流器的先有技术途径。
在尝试提供改进的功率因数和总谐波畸变的电子镇流器方面，代表性的先有技术专利包括：1995年2月7日颁发给Wood的美国专利No.5,387,847“用于气体放电灯的无源功率因数镇流器电路”；1995年3月21日颁发给Konopka等人的美国专利No.5,399,944“用于驱动气体放电的镇流器电路”；1996年5月14日颁发给El-Hammamsy等人的美国专利No.5,517,086“改进的填谷高功率因数校正的镇流器”和1999年11月30日颁发的美国专利No.5,994,847“带有灯电流填谷功率因数校正的电子镇流器”。
另一个参考文献是1998年Peter M.Wood所著“利用无源功率因数校正和波峰因数控制的荧光灯镇流器设计”。所述文献展示了利用在线路频率及其大约前30个谐波下具有相当高的阻抗的滤波器的镇流器。
发明内容
按照本发明的第一个特征，用于驱动气体放电灯的新型电子镇流器包括：整流电路，用于把AC线电压转换为整流的电压；填谷电路，它包括储能装置，后者通过开关阻抗充电，所述储能装置中的能量用来填充相继出现的两个整流电压峰之间的谷，以产生填谷后电压；和逆变器电路，具有串联可控导通器件，用于把填谷后电压转换为高频AC电压。储能装置可以是电容器或电感器或其他任何储能组件或组件的组合。给储能装置充电是指增加储能装置中储存的能量。可控导通器件是一种其导通可由外部信号控制的器件，包括诸如金属氧化物-半导体场效应晶体管(MOSFET)，绝缘栅双极晶体管(IGBT)、双极结型晶体管(BJT)、三端可控硅器件、可控硅、继电器、开关、真空管和其他开关器件。高频AC电压施加在用于驱动电流流过气体放电灯的谐振槽路上，并设置控制电路，用以以新的方式控制可控导通器件的导通，以便向气体放电灯提供所需的灯电流并减小镇流器输入电流的总谐波畸变。所描述的本发明的电子镇流器可以驱动一个以上的气体放电灯。
在所述镇流器的一个最佳实施例中，填谷电路的储能装置包括电容器，一般称作填谷电容器，填谷电容器在AC线电压每个半周的第一充电部分期间储存能量，并又在AC线电压的每个半周的第二放电部分期间向逆变器电路提供能量，驱动灯电流流过气体放电灯。填谷电路的开关阻抗包括与可控导通器件串联的电阻器，填谷电容器通过所述电阻器充电。
在一个替换的实施例中，填谷电路的储能装置包括填谷电容器，而开关阻抗包括一个与可控导通器件串联的电感器，一起连接在降压转换电路配置中。填谷电容器在AC线电压每个半周的第一充电部分期间储存能量，而在AC线电压的每个半周的第二放电部分期间向逆变器电路提供能量。降压电路的电感器在填谷电容器充电周期期间随着可控导通器件的导通而储存能量，并在填谷电容器充电周期期间随着可控导通器件的截止而把所储存的能量传递给填谷电容器。
在一个替换的实施例中，降压电路的电感器配备有通过换向二极管连接到母线电压的抽头，以便为填谷电容器提供不同的充电和放电时间。
按照本发明的第二个特征，用于驱动气体放电灯的新型电子镇流器包括：整流电路，用于把输入的AC线电压转换成全波整流电压；填谷电路，用以填充依次出现的整流电压峰值之间的谷，以便产生填谷后电压；逆变器电路，它具有串联开关器件(可控导通器件)，以便把填谷后电压转换为高频AC电压；谐振槽路，用以把高频AC电压耦合到气体放电灯；控制电路，用以控制可控导通器件的导通，以便向气体放电灯递送所需的电流；和用于在AC线输入电压过零点附近抽取电流的装置，以便减小镇流器输入电流的总谐波畸变。
在所述镇流器的一个最佳实施例中，所述在过零点附近抽取电流的装置是猫耳电路(cat ear circuit)。所述猫耳电路最好是猫耳电源，它可以为控制电路或其他内务和辅助电路的操作提供必要的电源。猫耳电路在每个半周的上升沿或每个半周的下降沿处，或两者同时，在AC线电压过零点附近从AC线路抽取电流。猫耳电路因其输入电流波形的特有形状而得名。这种电流“填入”或补充镇流器在过零点附近从AC线路抽取的电流波形。猫耳电路可以配备有响应固定的输入电压电平而“接通”和“切断”猫耳电路的电路。或者，猫耳电路可以配备有这样的电路，所述电路监视镇流器后端抽取的电流，并使猫耳电路只在后端不抽取显著数量的电流时才抽取输入电流。
附图说明
图1表示没有APFC或填谷电路的先有技术电子镇流器的电压和电流波形，某些理想波形用虚线表示；
图2是本发明电子镇流器一个实施例的简要方框图；
图3是可以在本发明电子镇流器中使用的利用降压转换电路的填谷电路的第一实施例的简要电路图；
图4是图3的降压转换电路中填谷后电压的简要表示，用于说明操作方法；
图5是图3的降压转换电路的简要电路图，用于说明第一操作方式；
图6是图3的降压转换电路的简要电路图，用于说明第二操作方式；
图7是全负荷光输出时包括图3降压转换电路的电子镇流器中不同的电压和电流波形的简要表示；
图8是10％光输出时包括图3降压转换电路的电子镇流器中不同的电压和电流波形的简要表示；
图9是按照本发明的其降压转换电路与逆变器电路结合在一起的填谷电路的第二实施例的简要电路图；
图10是按照本发明的其降压转换电路与该降压转换电路中的具有抽头的电感器结合在一起的填谷电路的第三实施例的简要电路图；
图11是具有用于对填谷电容器进行再充电的反馈变压器的填谷电路的另一个替代实施例的简要电路图；
图12是按照本发明的填谷电路的第四实施例的简要电路图；
图13是按照本发明的填谷电路的第五实施例的简要电路图；
图14是按照本发明的与逆变器电路结合在一起的填谷电路的第六实施例的简要电路图；
图15是按照本发明的填谷电路的第七实施例的简要电路图；
图16是按照本发明的填谷电路的第八实施例的简要电路图；
图17和18是按照本发明构造的镇流器简要电路图；
图19是在公共时基上的一组曲线图，表示在线电压半周内变化的图17的逆变器开关导通时间以及由镇流器抽取的结果线电流；
图20和21是按照本发明构造的电子镇流器的第二实施例的简要电路图；
图22是图20和21的镇流器简要部分电路图，包括控制、波形整形和反馈电路的细节；
图23是用于图22的波形整形电路的自动增益控制电路的简要电路图；
图24是图20的反馈电路的第二实施例的简要电路图；
图25是图20的反馈电路的第三实施例的简要电路图；
图26是说明图24和25的反馈电路的操作的简要流程图；
图27是先有技术猫耳电源的简要电路图；
图28示出图20和22的猫耳电源抽取的线电流的简要波形；
图29是按照本发明的具有固定接通点和切断点的猫耳电路的第一实施例的简要电路图；
图30是包含对后端电流的有源监视的猫耳电路第二实施例的简要电路图；
图31示出图20和21的电子镇流器抽取的线电流的简要波形。
具体实施方式
当结合附图阅读时，将最好地理解上述发明概要以及以下对最佳实施例的详细描述。为了举例说明本发明，在附图中示出当前的最佳实施例，其中所有附图中，类似的号码代表类似的部件，但应明白，本发明不限于所公开的特定方法和装置。
镇流器概述
参见图2，其中示出按照本发明构造的电子镇流器810的简要方框图。镇流器810包括整流电路820，它可以连接到给定线路频率的AC电源。一般AC电源的给定线路频率是50Hz或60Hz。但是，本发明不限于这些特定的频率。无论何时，说一个装置在当前关系下连接到、耦合到、耦合在另一个装置，或者可以连接到另一个装置，是指所述装置直接用导线连接，或者通过诸如(但不限于)电阻器、二极管、可连接装置连接另一个装置，而这种连接可以是串联或并联。整流电路820把输入电压转换为全波整流电压。在本发明的一个实施例中，整流电路820通过二极管840连接到将要描述的新型填谷电路830。高频旁路滤波电容器850跨接在填谷电路830的输入端子之间。填谷电路830选择性地向将要描述的储能装置充电和放电，以便建立填谷后电压。填谷电路830的输出端子又连接到逆变器电路860的输入端子。逆变器电路860把整流的DC电压变换为高频AC电压。逆变器电路的输出端子连接到输出电路870，它一般包括谐振槽路，还可以包括耦合变压器。输出电路870对逆变器电路860的输出进行滤波，以便提供基本上是正弦的高频电压，并提供电压增益和增大输出阻抗。可以把输出电路870连接成驱动诸如气体放电灯等负载880；例如，荧光灯。耦合到负载880的输出电流读出电路890向控制电路882提供负载电流反馈。控制电路882产生控制信号，以便向负载880提供所需的负载电流。猫耳电路884连接在整流电路820的输出端子之间，并为控制电路882的正确操作提供必要的功率。
填谷电路
现转向图3，图中以降压转换电路的形式示出图2的填谷电路830的第一实施例910的简要电路图。接在第一和第二输入端子912和914的是采取电容器形式的与第一二极管918串联的储能装置916。降压转换电路910的功能是为电容器916提供受控的充电电流。所述电容器916亦称为填谷电容器。连接在电容器916和第一二极管918负极的结点上的是电感器920，电感器920与第二(任选)二极管922和可控导通器件开关924串联连接到电路公共端。可控导通器件924表示为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但也可以是双极结型晶体管(BJT)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)或其他可控导通器件。降压转换电路910还包括第三换向二极管926，该二极管也可以是适当的受控同步整流器或MOSFET，连接在降压电感器920和第二二极管922的结点与电容器916的连接到输入端912的一个端子之间。第一输出端子928连接到输入端子912、电容器916和换向二极管926的负极。第二输出端子930连接到第二输入端子914、电路公共端、和二极管918的正极和开关924。
现将结合附图3，4，5和6描述降压转换电路910的操作。在状态I(图4的时间间隔I)，施加在降压转换电路910的输入端子912、914的瞬时整流后线电压1010小于或等于电容器916两端的电压1012，因而电容器916把所储存的某些能量放电，送入逆变器电路。在这种状态下，二极管840(图2)被反向偏置，而二极管918被正向偏置进入导通状态。这为电容器916建立从电路公共端通过二极管918和电容器916向降压逆变器的输出端子928的放电通路。开关924一般以远高于整流后线电压频率的30kHz或更高的频率交替地断开和接通。当开关924导通时，从前一个充电周期残留在降压电感器920内的剩余能量通过二极管922和开关924向电路公共端放电。因而，二极管922和926被反向偏置，所以没有电流进一步通过降压电感器920流动。
在状态II(图4的时间间隔II)瞬时整流后线电压高于电容器916两端电压，因而电容器增大其储存的能量。在时间间隔II中，降压逆变器的操作取决于开关924的导通状态。
当开关924导通时，降压转换电路910可简化为图5所示形式，降压电感器920两端的电压等于瞬时整流后线电压减去电容器916两端的电压。于是，从输入端912通过电容器916、降压电感器920和开关924到电路公共端，给电容器916充电。另外，在开关924导通时，能量由施加在降压电感器920上的电压存入降压电感器920。当开关924不导通(图6描述的情况)时，流过降压电感器920的电流1210通过二极管926连通流入电容器916，于是，把储存在降压电感器920内的能量的一部分或全部转移到电容器916。应当指出，在状态II下，电容器916既在开关924导通时充电，又在开关924不导通时充电。
降压转换电路910的操作结果是，如镇流器工作在全负载光输出情况下的图7所示，电容器916在时段期1310内充电。填谷电容器916的充电最好发生在每个线路半周的90度以上。
当填谷电容器的充电发生在每180度线路频率半周的90度以上时，发现所得镇流器输入电流总谐波畸变已经减小。
降压转换电路910的另一个优点是，在每个充电周期开始时涌入电容器916的电流受到降压电感器920限制。这也可以从图7看出，与没有有源功率因数校正器(APFC)或填谷电路的典型的先有技术的镇流器的峰值线电流1314相比，峰值线电流1312大为减小。在镇流器开始接通时浪涌电流的限制更为明显。于是，当电源首次加在一般的有源功率因数校正的镇流器上时，储能电容器被充电，至电容器电压上升到AC线电压的峰值为止。在此充电周期里，输入电流基本上只受导线电阻器和提供给所述镇流器的AC电源的阻抗限制。本发明的镇流器的降压转换电路910固有地限制电流，因而克服了APFC型镇流器的另一个明显的缺点。
降压转换电路910的另一个优点是，它为电容器916提供过压保护。就是说，在诸如不接灯等无负载的情况下，电容器916充电不会超过峰值整流后线电压。这与传统的升压和降压-升压逆变器电路形成对比，在这里在无负载的情况下必须加上额外的电路来防止储能电容器充电至潜在的灾难性的高压。
如图8所示，在灯减光到约10％光输出时，电容器916的充电时间缩短。同时，母线纹波电压也降低，导致灯电流较低的电流波峰因数。
现转向图9，其中示出带有逆变器电路860的降压转换电路1410的第二实施例。以后还将更详细地描述的逆变器电路860具有高侧开关2112和低侧开关924。高侧开关2112和低侧开关924均为可控导通器件，诸如MOSFET或IGBT。在所述实施例中，降压转换电路1410和逆变器电路860共用一个可控导通器件924。否则，降压转换电路1410的第二实施例会以基本上与降压转换电路910第一实施例相同的方式工作。
现转向图10，其中示出降压转换电路的第三实施例，其中降压电感器920用带有抽头的电感器代替。换向二极管926的正极耦合到抽头电感器1520的内部线圈的抽头上，而不是抽头电感器1520和二极管922的接点上。设置抽头提供了改变电感器1520放电时间的能力。可以缩短或完全排除降压转换电路的连续工作方式。但是，这种额外的灵活性也带来开关924上额外的电压应力的弊端。于是，当抽头电感器1520向电容器916转移能量时，抽头电感器1520起的作用就像是使施加在开关924两端的电压等于电容器916两端的电压乘以抽头电感器1520的圈数比。缓冲电路包括缓冲二极管1552，与并联的缓冲电阻器1554和缓冲电容器1556串联，耦合在抽头降压电感器1520和二极管922的结点与电路公共端之间，耗散抽头降压电感器中未耦合的剩余能量。
在图10的抽头降压电感器电路的一个实施例中，电容器916是两个47微法，250伏电容器的并联组合，二极管918和926是MUR160二极管，二极管922和1552是1000伏、1安二极管、电阻器1554是两个91千欧1瓦电阻器的串联组合，电容器1556是0.0047微法，630伏电容器，而开关924是250伏IRFI634G MOSFET。抽头降压电感器1520从二极管918的负极到二极管922的正极约有180圈的总图数(具有约1.427毫亨的电感器量)，其中，从二极管918的负极起到抽头的圈数约为75(电感约244微亨)，而从抽头到二极管922的正极的圈数约为105(电感器约为492微亨)。
在以前描述的填谷电路830(图2)的每一个实施例中，电容器916的充电电流随着可控导通器件924导通时间的延长而增大。当灯减光到低的发光水平时，开关924导通较长时间，电容器916上积累的电荷增加，趋向于升高母线电压。在低的发光水平下，最好具有较高的母线电压，因为在低的发光水平和较高的母线电压下，灯电压增大允许灯通过较高的阻抗被驱动。1991年8月20日提交的Sullivan等人转让给Lutron Electronic Co.，Inc.的美国专利No.5,041,763讨论了较高的输出阻抗改善灯的稳定性。
充电电流还随着整流后线电压和电容器916两端电压之间的电压差的增大而增大。其结果是，抽头降压电感器中的瞬时充电电流在线半周的中间最高，所述线半周两端较低，其结果是镇流器输入电流的总谐波畸变减小。
现转向图11，其中示出填谷电路的另一个实施例1570。在所述实施例中，填谷电路1570除电容器916、二极管922和开关924外，还包括连接在电容器916和端子912之间的二极管1572和“反馈”变压器1576。所述变压器1576的“初级”绕组连接在二极管922的正极和填谷电路1570的端子928之间。所述变压器1576的“次级”绕组连接在电路公共端和二极管1574的正极之间，所述二极管的负极又连接到电容器916和二极管1572的正极结点。
当施加在图11中的端子912、914的整流后线电压超过电容器916两端的电压时，在反馈变压器1576的“次级”绕组两端产生的电压通过二极管1574重新向电容器916充电。当整流后线电压低于电容器两端的电压时，电容器通过输出端子928和930放电。
现转向图12，其中示出填谷电路的第四实施例，它只使用容性储能装置。在这个实施例中，填谷电路1610包括第一储能电容器1632，所述电容器与第一二极管1634一起串联在电路1610的第一和第二输入端子912、914之间。第二储能电容器1616与第二二极管1636串联，第二二极管1636的负极连接到输入端912。第三二极管1638连接在电容器1632和二极管1634的结点与电容器1616和二极管1636的结点之间。储能电容器1616的另一个端子通过与电阻器1620并联的第四二极管1618连接到第二输入端子914。
当施加在端子912和914上的整流后线电压超过电容器1632和1616两端电压之和(超过的数值等于二极管1638两端的正向电压降)时，二极管1638被正向偏置，储能电容器1632、1616通过电容器1632、二极管1638、电容器1616和电阻器1620的串联通路充电。电阻器1620限制进入储能电容器1632、1616的充电电流，以便降低镇流器从所述线路中抽取的电流的电流尖峰，以此减小镇流器输入电流的总谐波畸变。电容器1632、1616一般每一个都具有相同的数值，充电至大约峰值输入电压的一半。
当施加在端子912、914上的整流后线电压降至以下电容器1632、1616两端的电压之和时，二极管1638被反向偏置。一旦输入端子912、914之间的电压降到比电容器1632两端的电压还低(差值等于二极管1634的导通电压)，电容器1632便通过二极管1634输出端子928、930放电。一旦输入端子912、914的电压降至比电容器1616两端电压还低(差值等于二极管1636的导通电压)，电容器1616便通过二极管1636、电阻器1620和输出端子928、930放电。当电阻器1620两端的电压降超过二极管1618的导通电压时，电容器1616通过二极管1636、1618和输出端子928、930放电。
总之，电容器1632、1616串联充电，并联放电，将它们储存的能量转移给驱动气体放电灯的逆变器电路。因而减小母线电压的纹波量，这本身又导致由镇流器传递的灯电流的电流波峰因数的改善。
图12的填谷电路1610明显地不同于Wood的美国专利No.5,387,847的填谷电路。最显著的是Wood在其专利图2中，示出电阻器与二极管一起串联连接在两个电容器之间。形成对照的是，图12的填谷电路设置电阻器1620，与二极管1618并联，这一对连接在电容器1616和电路公共端之间。这个新型电路提供镇流器输入电流总谐波畸变所需的改善，但它是以更轻易地适应额外改善的方式实现的。
为了进一步改善镇流器输入电流的总谐波畸变，可以通过设置与电阻器1620串联的可控导通器件924(如图13所示)来修改图12的填谷电路1610。这建立了开关电阻电路。可控导通器件924一般工作在高频，就是说，比AC线电压的基频高许多倍。镇流器输入电流的总谐波畸变可以通过控制开关924的导通加以改善，使得开关924的导通时间延长到接近每个线半周的中心或峰值。其结果是，镇流器输入电流的波形更接近AC线电压的波形一致。
图13的填谷电路1710可以与镇流器逆变器电路结合，如图14所示，其中可控导通器件924由填谷电路1810和逆变器电路2110共享。或者，图13的填谷电路1710的开关924可以是一个独立控制的可控导通器件，与逆变器电路860中的每一个开关分开。
可以如图15所示用与开关924串联的电感器1920代替电阻器1620来减小图13填谷电路的电阻损耗。在一个替代的实施例中，电感器1920和开关924的结合可以用单一个电感器代替。但是，高频开关924的动作允许使用相对较小的便宜的电感器1920。
作为开关924的替代，高频变压器的次级绕组2024可以如图16所示地被替代。高频变压器一般出现在镇流器中。通过给次级绕组增加适当数量的圈数(最好加在已有的变压器上)，可以与电感器1920串联地引入极性交变的电压，交替地对抗和帮助通过电感器1920的电流流动。从而，绕组2024有效地起开关的作用。
逆变器电路
如图17和18所示，连接到电容器916和降压逆变器1510的输出端的是高频逆变器电路2110，用以向图18的谐振槽路2220提供高频电压，以便驱动灯电流流过气体放电灯。逆变器电路2110包括串联的第一和第二可控导通器件2112、924。母线电压大于整流后线电压或大于电容器916两端的电压。当整流的线电压高于电容器916上的电压时，逆变器电路2110直接从AC线路抽取电流。当整流后线电压低于电容器916的电压时，逆变器电路2110从电容器916抽取电流。
当逆变器电路在AC线峰值时刻前后每个180°线路频率半周的大于90°的时间里直接从AC线路抽取电流时，发现镇流器输入电流的结果总谐波畸变(THD)小于33％。
现将联系图19描述逆变器电路2110的操作。逆变器电路2110使用固定频率D(1-D)占空比互补的开关工作方式。这意味着任何时候开关器件2112、924中的一个，也只有一个是导通的。在这个讨论中，占空比D是指第一开关2112的导通时间，而互补占空比(1-D)是指第二开关924的导通时间。考虑装置2112、924中的一个在任何时候都是导通的，各个装置的称为D和1-D的导通时间之和是开关频率的周期。在实际的电子电路中，一般有一段时间装置2112、924都不导通，一般称作空载时间。对装置2112、924的导通时间而言，空载时间一般非常短。这个空载时间的目的是保证不会让装置2112、924同时导通。但是，这个空载时间可以延长，并用作逆变器电路的附加控制参数。当开关2112(在图19中称作SW1)导通时，逆变器电路2110的输出连接到降压转换电路的输出端子928，这是填谷后电压。当开关器件924(在图19中称作SW2)导通时，逆变器电路2110的输出连接到作为电路公共端子的降压转换电路的输出端子930。对于给定的瞬时填谷后电压，当两个开关2112、924的导通时间相等时，达到对于所述瞬时填谷后电压所能向气体放电灯提供的最大灯电流。在所述电子镇流器中，灯电流既取决于瞬时填谷后电压，又取决于开关2112、924的导通时间。开关2112、924的导通时间是响应流过图18所示的气体放电灯2210、2212电流，受图17的控制电路882的控制。下面将要详细描述控制电路的操作。
用以控制电子镇流器逆变器的传统的控制算法，一般是调整可控导通器件的导通时间，以便把rms灯电流维持在恒定值上。传统的控制回路响应缓慢，难以使可控导通器件的导通时间在线路频率半周的过程中保持恒定。这种算法，应用于填谷电路型镇流器时，其结果是，由于填谷后电压的调制作用，灯电流的波峰因数高。
本最佳实施例的控制电路调整可控导通器件的导通时间。缩短开关2112的导通时间，以便产生相对较窄的脉冲，并且增加开关924的导通时间，以便产生相对较宽的脉冲。这将降低线路频率半周峰值附近的高频灯电流的包络线峰值。因而随后称其为“压低灯电流的驼峰”(图19)。
降低线路频率半周峰值附近的灯电流将减小被逆变器电路抽取的电流。这个作用，就其本身而言，会以此降低镇流器输入电流，并提升镇流器输入电流的总谐波畸变。但在本发明的镇流器中，灯电流的减小总是伴之以开关924导通时间的延长。导通时间的这种延长会造成填谷电容器充电时间的延长。填谷电流的这种增大会使镇流器在线路频率半周峰值附近抽取的电流增加。镇流器电流在线路频率半周峰值附近的增加对降低镇流器输入电流的总谐波畸变起有利作用。这种改善与降低峰值灯电流使总谐波畸变增大的作用相反。由于填谷电路抽取的电流增大而引起的镇流器输入电流在线路频率半周峰值附近的增加随后被称为镇流器输入电流的“拔高”，见图19。
尽管已经描述，缩短开关2112的导通时间，以便产生相对较窄的脉冲，并且延长开关924的导通时间，以便产生相对宽的脉冲，但是，本专业的技术人员可以以填谷电路的适当电路安排，反转开关2112和开关924的导通时间，以便达到同样的拔高镇流器输入电流和压低灯电流的效果。
谐振槽路
再次参见图17，18，逆变器电路2110的输出连接到包括电感器2222和电容器2224(图18)的谐振槽路2220。谐振槽路2220对逆变器电路2110的输出电压进行滤波，以便向气体放电灯2210、2212提供基本上呈正弦的电流。谐振槽路2220的输出通过变压器2230耦合到气体放电灯2210、2212的电极。隔直电容器2232防止DC电流流过变压器2230的初级绕组。
电流读出电路
参见图18，镇流器还包括电流读出电路2240，读出电路2240包括：第一和第二二极管2242和2244；以及与灯2210、2212串联连接的电阻器2246。电流读出电路2240在电阻器2246两端产生与灯电流成正比并代表气体放电灯实际光输出量度的半波整流电压。半波整流电压提供给图17的控制电路882作为输入。在一个替代的实施例中，电流读出可用众所周知的方法，利用电流变压器完成，或者用全波连接的二极管完成。对于无减光的镇流器和只要求最适度的性能的减光镇流器，可以省去电流读出电路。
控制电路
现将参照图20、21和22比较详细地描述图17的控制电路882。控制电路882的第一实施例产生用于控制开关器件2112和924(图20和22)的导通的信号。控制电路882从电流读出电路2240接收半波整流电压作为输入，并产生代表灯的实际光输出的DC电压。把代表光输出的所述DC电压与表示所需照明程度的基准电压比较，用以调整开关器件2112、924的占空比，以便把代表光输出的电压与基准电压之间的差值减到最小。在减光电子镇流器中，可以通过外部输入的诸如0到10伏控制信号来提供所述基准电压。或者，当通过2线减光控制提供镇流器时，可以通过检测借助AC线电压加在镇流器上的减光相位角控制信号来产生所述基准电压。在镇流器的一个最佳实施例中，从通过诸如图17、20、22中用“减光Hot”输入端表示的附加输入端加到镇流器上的相位角控制信号，产生所述基准电压。
控制电路包括连接成从电流读出电路2240和控制输入电路2460接收输入信号的反馈电路2440(图20)并向可控导通器件2112、924的控制端子提供导通信号。正如下面将要详细描述的，控制电路可以任选地包括波形整形电路2480，用以给反馈电路2440提供附加输入。
如图22所示，反馈电路2440包括差动放大器2442，差动放大器2442连接成在其反相输入端2444接收代表灯光输出的来自电流读出电路24240的输入信号，并在其非反相输入端2446接收表示所需照明程度的基准信号。差动放大器2442产生代表实际光输出和所需光输出之间差值的误差信号。误差信号又提供给脉宽调制(PWM)电路2448，后者产生加在逆变器电路开关2112、924的栅极的驱动信号。PWM电路2448在先有技术上是众所周知的，这里不再详细描述。
波形整形电路2480提供AC基准电压信号，AC基准电压信号与来自控制输入电路2460的基本上是DC的基准电压信号相加。尽管可以使AC基准电压信号采取任何波形，但是特别有效的而又简单的是，可以把电路设计成利用镇流器中现存的波形。
图22详细画出的波形整形电路2480包括分压器，分压器包括与自动增益控制(AGC)电路2690串联的电阻器2482，电阻器2482提供来自降压转换电路1510的填谷后电压的按比例缩小的版本。AGC2696的细节示于图23，下面将要讨论。若在诸如无减光镇流器等中不必调整波形整形电路2480的增益，则AGC电路2690可以任选地用诸如电阻器等无源阻抗代替。
来自分压器的按比例缩小的电压信号用二极管2486限幅，所述二极管的正极连接到分压器的输出端，其负极连接到DC基准电压Vref。钳位后的信号通过隔直电容器2488与来自控制输入电路2460的DC基准电压相加。
控制电路还包括连接在控制输入的公共接点、波形整形电路和反馈电路与电路公共端之间的低端钳位电路2680。低端钳位电路2680避免基准电压降低到无法维持流过灯的电流的程度。
当填谷后电压低，诸如在输入线电压过零点附近时，施加AC基准信号具有减小组合的基准电压的作用，而在填谷后电压增大，诸如在输入线电压接近瞬时峰值时，增大组合的基准电压。当填谷后电压较低时，由逆变器电路2110提供给灯的灯电流类似地较小，而当填谷后电压增大时，电流类似地增大。因此，施加跟踪或跟随填谷后电压的AC基准信号具有把由灯抽取的电流整形为类似于填谷后电压的波形的作用。因而，镇流器输入电流具有较低，接近于波谷，较高接近于AC线电压峰值的波形，因而改善镇流器输入电流总谐波畸变。但是，镇流器输入电流总谐波畸变的改善是以较大的灯电流波峰因数为代价取得的。
波形整形电路2480的附加特征是用于对AC基准信号峰值进行限幅的二极管2486。在AC基准电压信号被限幅的过程中，组合基准电压在填谷后电压为峰值时维持恒定。把控制电路设计成具有“快”的总体响应，使控制电路在总线电压峰值过程中快速响应，以便缩短开关2112的导通时间而延长开关924的导通时间，以便向谐振槽路提供更恒定的高频电压，于是向灯提供恒定的灯电流。净效果是，灯电流包络线峰值减小，于是灯电流的电流波峰因数减小。这表现在图19中，就是灯电流的隆起压低。同时，如图19所示，开关924导通时间的延长会增大由第二晶体管电容器916抽取的充电电流。这使镇流器输入电流增大到超过电容器916充电电流没有增大时本应出现的电流，因而拔高镇流器输入电流。这个作用减小了镇流器输入电流的总谐波畸变。用本波形整形电路构造的电子减光镇流器达到稳定的操作，如上所述，镇流器输入电流总谐波畸变低于20％，而灯电流恩电流波峰因数低于1.7。
当要求镇流器减小灯电流，以此使灯变暗时，图22所示的AGC电路改变波形整形电路2480的输出。图23中的AGC电路2690包括：第一和第二晶体管2691和2693；电阻器2693、2694和2695；以及二极管2696。第一晶体管2691的导通受控制输入2460(图22)的输出的控制。当输入电压变低，说明是减光状态时，第一晶体管2691的导通延长，降低第二晶体管2692的基极电压，以此使第二晶体管2692导通时间缩短，有效地增大呈现在波形整形电路2480的AGC电路的阻抗。AGC电路2690阻抗的增大使AGC电路2690和电阻器2482的结点处的电压上升，结果有更多的信号被二极管限幅。在所述电压上升而更多被限幅时，所述电压的AC部分减小，因而减小波形整形电路的作用。
图20的反馈电路2440的第二实施例示于图24并且包括微处理器26102，微处理器26102连接成接收代表所需照明程度和灯电流的输入并产生驱动逆变器电路的可控导通器件的控制端子的输出信号。适用于所述用途的一种这样的微处理器是Motorola公司生产的MC68HC08型号。为了简单起见，与微处理器26102接口用的模-数和数-模电路与镇流器的模拟电路一起都在本专业的技术人员的认识范围之内，故此没有示出。
图20的反馈电路2440的第三实施例示于图25并且除微处理器26102外还包括栅极驱动电路26104，栅极驱动电路26104从微处理器26102接收单一栅极驱动信号并产生能够控制逆变器电路的开关操作的栅极驱动信号。适用于这样用途的一个这样的栅极驱动电路是International Rectifier制造的，部件号为IR2111。当然，其他适当的微处理器(诸如Chandler，AZ.的Microchip Technology Inc.生产的PIC16C54A)和栅极驱动器也可以代替这里具体的实施例中指出的栅极驱动器。此外，可以代之以专用集成电路(ASIC)或数字信号处理器(DSP)(未示出)，以便提供与这里公开的微处理器相同的功能。
图24和25的反馈电路实施例的操作的高层流程图示于图26，所述流程图包括测量灯电流IL(步骤26110)的步骤和测量代表所需照明程度的减光信号VDIM的步骤(步骤26120)。把测得的灯电流IL与测得的减光信号VDIM比较(步骤26130)，若IL小于VDIM，则驱动逆变器电路的可控导通器件的导通时间使其更加相等(步骤26140)。若在步骤26150测得IL大于VDIM，则驱动逆变器电路的可控导通器件的导通时间使其更加不相等(步骤26160)。若IL等于VDIM，则使逆变器电路的可控导通器件的导通时间维持不变，并继续重复。
猫耳电路
猫耳电路多年来已经用来为白炽灯和风扇马达用的基于双线三端可控硅器件的调光器的控制电路提供电源。典型的先有技术的猫耳电路示于图27。照明负载用的标准电子调光器是众所周知的，使用猫耳电路电源电路也是众所周知的。在这样的应用中，调光器位于AC线路和负载之间，接收来自AC线路的正弦输入电压并提供正弦输入电压的“截短”形式作为输出，其中输入电压波形的上升沿用非导通的三端可控硅器件闭锁，当三端可控硅器件导通时，只有输入电压波形的下降沿部分由三端可控硅器件通到负载。三端可控硅器件在预定的时刻导通，并且一直导通到输入电压波形的下一个过零点。通过相对于AC线电压的过零点改变直到三端可控硅器件导通为止的时间，可以控制提供给负载的功率量。
当三端可控硅器件不导通时，在输入电压波形的一部分期间，双线调光器的先有技术猫耳电路从AC线路抽取功率。换句话说，在没有明显的负载电流会正常流动的过程中，先有技术猫耳电路通过负载从线路抽取电流。但是，直至如今，猫耳电路只用来驱动辅助电源，来操作电子装置内的控制电路。它们没有被用于有意对电子装置从线路抽取的输入电流进行整形的目的。具体地说，直至如今，猫耳电路既尚未应用于电子镇流器，来协助对输入电流的整形，它们又没有用作电子镇流器中的辅助电源。在本发明的镇流器中，输入电流整形利用猫耳电路来减小镇流器输入电流的总谐波畸变。
本发明的镇流器包括连接在整流电路820两端的猫耳电路884(图20)。所述猫耳电路一般可以定义为用来在线路周期的选定部分期间从线路抽取电流的电路。于是猫耳电路可以以新的独特的方式用于镇流器波形的整形，以便改善镇流器输入电流的总谐波畸变。确实，猫耳电路可以用于各种电子装置输入电流波形的整形，诸如开关电源和AC线路至DC逆变器，并用以减小输入电流的总谐波畸变。
如图28所示，猫耳电路884(图20)只在输入线路周期“结尾”处，就是说，在接近线电压过零点的输入线电压的区域，从整流器820抽取电流。猫耳电路884在接近过零点处抽取电流，以此“填入”镇流器后端不从AC线路抽取电流(图19)时从AC线路抽取的输入电流的尾部。正如将联系图31描述的，通过填入尾部，镇流器抽取的线路电流更加连续，以此减小镇流器输入电流的总谐波畸变。
如图31所示，猫耳电路在相对较短的时间里，在每180°线路频率半周的尾部，抽取镇流器输入电流。在一个实施例中，猫耳电路在过零点之后每180°线路频率半周的约45°范围内(图31的时间间隔I)抽取镇流器输入电流。然后，逆变器电路在每180°线路频率半周的90°范围内(图31的时间间隔II)抽取镇流器输入电流。最后，猫耳电路在下一个过零点之前，每180°线路频率半周的约45°范围内(图31的时间间隔III)抽取镇流器输入电流。
这个实施例表明，猫耳电路在过零点之后约45°范围内抽取镇流器输入电流，并在下一个过零点之前约45°范围内抽取镇流器输入电流。但是，本专业的技术人员都可以看到，猫耳电路抽取镇流器输入电流的时间可以改变。例如，猫耳电路在每180°线路频率半周的过零点之后约35°范围内抽取镇流器输入电流，然后，逆变器电路在每180°线路频率半周的90°范围内抽取镇流器输入电流，而最后，猫耳电路在下一个过零点之前，每180°线路频率半周的约55°范围内抽取镇流器输入电流，没有超过所需的最大总谐波畸变，也没有脱离本发明的范围和精神。另外，本专业的技术人员可以看到，可能存在某个空载时间，其中猫耳电路既不抽取镇流器输入电流，逆变器电路也不抽取镇流器输入电流，没有超过所需的总谐波畸变，也没有脱离本发明的范围和精神。
如图29所示，在猫耳电路884的第一实施例2810中，猫耳电路2810采用固定的电压接通点和切断点。就是说，猫耳电路的第一实施例2810只在整流后线电压低于固定值时才从AC线路抽取电流。在线电压过零点附近的一段时段内出现这种状态。可以这样调整切断和接通电压点，使得猫耳电路2810在从线电压刚好过零点之后的时刻到图22的逆变器电路2110从AC线路抽取电流的时刻的第一时间间隔以及逆变器电路2110停止从AC线路抽取电流的时刻到下一个线电压过零点为止的第二时间间隔抽取电流。
当整流后线电压低于选定的电压时，充电晶体管2812(图29)导通，让储能电容器2814充电，充电到电压VCC。电容器2814的充电速率由与MOSFET晶体管2812的漏极串联的电阻器2816决定。猫耳电路抽取的这个电流当与镇流器后端抽取的电流组合时，组合而形成基本上分段连续的镇流器输入电流。尽管图中以MOSFET的形式示出晶体管2812，但是它也可以是适当的可控导通器件，诸如(并非限制)BJT或IGBT。
当整流后线电压等于或大于预定的电压时，切断晶体管2818开始导通。切断晶体管2818的集电极把齐纳二极管2820的负极拉到VCC，这有效地使充电晶体管2812截止。预定的接通和切断电压由连接到切断晶体管2818基极的包括电阻器2822和2824的电阻器分压器网络决定。
应当指出，本发明的猫耳电路还为镇流器的控制电路提供电源。这使镇流器可以在AC线路的每个半周的预定部分抽取电流。所述AC线路的每个半周的预定部分可以包括线电压过零点之前和之后的时段，也可以只是一个这样的时段，或线路周期过程中的任何其他有用的时段。
在图30所示的猫耳电路的第二实施例中，猫耳电路2910包括自动地监视从镇流器后端抽取的电流并使猫耳电路只在后端抽取电流不超过预定值时才从线路抽取电流的电路。所述电流监视电路包括：晶体管2930；电容器2932；电阻器2934、2936；以及二极管2938、2940。镇流器后端电流当其回到输入整流电路2828时流过二极管2938、2940和电阻器2936。当镇流器后端抽取超过预定值的电流时，晶体管2930的发射极的电压变成负电压，所述负电压的幅度等于二极管2938、2940的组合的正向电压降。通过电阻器2934，晶体管2930的基极-发射极结变为前向偏置，从而使晶体管2930导通。使晶体管2930导通，把晶体管2812的栅极拉低，从而使晶体管2812截止。当后端电流降低到由电阻器2936、2934的分压器设定的预定值以下时，晶体管2930截止，使晶体管2812导通，为电容器2814提供充电通路。与第一实施例相比，所述第二实施例在镇流器输入电流总谐波畸变方面略有改善。
已经描述过的猫耳电路具体的实施例表示通过整流电路连接在AC电源上的猫耳电路。当然，可以构造一种直接而不是通过整流电路连接在AC电源上的猫耳电路。例如，已经描述过的猫耳电路的具体的实施例也可以包括单独的整流器，用以连接到AC电源。
除了提供用于对由镇流器抽取的电流进行整形以改善镇流器输入电流总谐波畸变的装置外，猫耳电路还提供下列附加的特征。猫耳电路还有利地以对典型的先有技术的连续补充充电和自举系统起作用的相同方式提供镇流器的更快速启动并且不受镇流器操作方式影响。实际上猫耳电路和逆变器电路彼此分离，允许互不影响地对其中的每一个进行微调。
本发明的改进的填谷电路、控制电路和猫耳电路的结合的结果可以见于图31。猫耳电路包括用于在输入的AC线电压波形过零点附近抽取输入电流，使得镇流器输入电流的总谐波畸变明显降低的装置。换句话说，猫耳电路填充了过零点附近的电流波形。
本发明的改进的填谷电路包括用于在AC输入电压的每个半周的大部分时间内对储能电容器充电，以便减小镇流器输入电流的总谐波畸变的装置。这一点用理想波形在图31中画出，其中，可以看到，每个线路半周的中间部分，理想波形基本上与正弦电流波形一致。
猫耳电路和改进了的填谷电路的组合包括用于选择性地从AC电源抽取电流的装置。
通过这里公开的控制电路进一步改进镇流器的操作，所述控制电路包括一种装置，用于选择性地响应母线电压而改变逆变器电路开关的导通时间，以便使储能装置在AC线电压的每个线路半周的峰值时间附近抽取更多电流，而在AC线电压的每个线路半周的谷值附近抽取较少的电流，如图19所示。
设置独立的电源，就是说，或者通过镇流器自己整流级或者通过它本身专用的整流器直接从镇流器前端的线路取得功率，而不是从与镇流器后端或APFC相联系的变压器的次级取得功率的电源，大大地简化对启动、断开时或在不正常或故障状态期间瞬态状况的处理。在这种情况下，这种独立电源的最佳形式是以前描述的配置成电源的猫耳电路。于是，最佳实施例的独立的电源允许电源与后端的电源分离，从而简化镇流器的控制，而同时提供一种比较精确地控制从线路抽取电流的装置，以便减小镇流器输入电流的总谐波畸变。
尽管已经联系具体的实施例描述了本发明，但是，许多不同的变化和修改以及其他应用对于本专业的技术人员来说是显而易见的。因此，最好不把本发明限于这里的特定的公开，本发明只由后附的权利要求书限定。

Claims (39)

1.一种电子镇流器，用于从在给定线路频率下具有呈正弦波形的线电压的交流电源驱动至少一个气体放电灯，所述镇流器包括：
整流电路，它具有直流输出端子和可连接到所述交流电源的交流输入端子，当所述交流电源使所述交流输入端子通电时，所述整流电路在其直流输出端子上产生整流输出电压；
逆变器电路，它具有连接到所述整流电路的所述输出端子的输入端子并且当所述交流电源使所述交流输入端子通电时，产生用以驱动灯电流流过所述至少一个气体放电灯的高频驱动电压；以及
连接到所述交流电源的猫耳电路，所述猫耳电路适合于在所述线电压的第一过零点之后一段相对较短的第一时间里和在下一个过零点之前一段相对较短的第二时间里导通电流，从而使从所述交流电源抽取的所述电流的总谐波畸变减小到没有所述猫耳电路时本来会出现的值以下。
2.如权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于：所述猫耳电路还包括猫耳电源。
3.如权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于：所述猫耳电路只在所述线电压瞬时值小于预定的绝对值时才从所述交流电源抽取电流。
4.如权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于：所述猫耳电路只在所述逆变器电路从所述交流电源抽取的所述电流为零时才从所述交流电源抽取电流。
5.如权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于：所述猫耳电路至少在所述逆变器电路抽取的所述电流为零时从所述交流电源抽取电流。
6.如权利要求2所述的电子镇流器，其特征在于：所述电子镇流器包括与之耦合的辅助电路，所述辅助电路具有辅助电路电源输入端子；所述猫耳电路耦合到所述辅助电路的电源输入端子并驱动所述辅助电路的电源输入端子。
7.一种用于驱动至少一个气体放电灯用的电子镇流器，所述电子镇流器从在给定的线路频率下具有呈正弦波形的线电压的交流电源抽取镇流器输入电流，所述电子镇流器包括：
整流电路，它具有直流输出端子和可连接到所述交流电源的交流输入端子，当所述交流电源使所述交流输入端子通电时，所述整流电路在其所述直流输出端子上产生整流输出电压；
填谷电路，它具有输入和输出端子，所述填谷电路的所述输入端子连接到所述整流电路的所述直流输出端子；
逆变器电路，它连接在所述填谷电路的所述输出端子和所述至少一个气体放电灯之间并包括串联的第一和第二可控导通器件，所述逆变器电路产生用以驱动灯电流流过所述至少一个气体放电灯的高频驱动电压；
逆变器控制电路，耦合到所述串联的第一和第二可控导通器件并独立地控制所述串联的第一和第二可控导通器件的导通时间；
所述逆变器控制电路可用来在每个线路频率半周的瞬时峰值绝对电压附近的时段内，缩短所述第一可控导通器件的导通时间以产生相对较窄的脉冲，同时延长所述第二可控导通器件的导通时间以便产生相对较宽的脉冲，从而把所述灯电流的包络线的振幅压低到不存在所述导通时间的改变时本应出现的振幅，使所述灯电流的电流波峰因数降低，并且由此所述第二可控导通器件的导通时间的所述延长导致所述镇流器输入电流拔高到高于没有导通时间的所述延长时本应出现的振幅，使所述镇流器输入电流的总谐波畸变减小。
8.如权利要求7所述的电子镇流器，其特征在于：所述灯电流具有2.1以下的电流波峰因数。
9.如权利要求7所述的电子镇流器，其特征在于：所述灯电流具有小于1.7的电流波峰因数。
10.如权利要求7所述的电子镇流器，其特征在于：当没有电流流过所述第二可控导通器件时电流才流过所述第一可控导通器件，反之亦然。
11.如权利要求7所述的电子镇流器，其特征在于：所述电流交替地流过所述第一和第二可控导通器件。
12.如权利要求7所述的电子镇流器，其特征在于：所述串联的第一和第二可控导通器件的所述导通时间之和是所述高频驱动电压的周期。
13.如权利要求7所述的电子镇流器，其特征在于：所述填谷电路包括降压变换电路。
14.如权利要求7所述的电子镇流器，其特征在于：所述填谷电路包括开关电阻电路。
15.如权利要求7所述的电子镇流器，其特征在于：所述逆变器控制电路包括微控制器。
16.如权利要求7所述的电子镇流器，其特征在于：所述逆变器控制电路包括数字信号处理电路。
17.如权利要求7所述的电子镇流器，其特征在于：所述逆变器控制电路包括专用集成电路。
18.一种用于驱动至少一个灯的电子镇流器，所述电子镇流器包括：
整流电路，它工作时可连接到交流线路；
跨接在所述整流电路两端的电流抽取电路；
逆变器电路，它连接到向所述至少一个灯提供灯电流的所述整流电路：
其中，当所述交流线路的瞬时电压接近于零时，所述电流抽取电路从所述交流线路抽取电流，以便减小所述镇流器抽取的输入电流的总谐波畸变；
其中，所述电流抽取电路是猫耳电路；
其中，所述猫耳电路在预定的接通点和切断点之间从所述交流线路抽取电流；
其中，所述猫耳电路包括自动地监视所述逆变器电路抽取的所述电流的监视电路并且仅在所述逆变器电路抽取的所述电流不超过预定数值时才抽取电流。
19.一种用于驱动至少一个灯的电子镇流器，所述电子镇流器包括：
整流电路，它工作时可连接到交流线路；
包括电容器的填谷电路；
所述填谷电路可用来选择性地通过阻抗和第一电子开关器件从所述整流电路向所述电容器充电；
逆变器电路，它包括用以向所述至少一个灯提供灯电流的至少一个电子开关器件；
其中，在所述交流线路的每个半周的至少90°一段时间里向所述电容器充电。
20.如权利要求19所述的电子镇流器，其特征在于：所述填谷电路包括降压变换电路。
21.如权利要求19所述的电子镇流器，其特征在于：所述填谷电路包括电感器。
22.如权利要求19所述的电子镇流器，其特征在于：所述第一电子开关器件是金属氧化物半导体场效应晶体管。
23.如权利要求19所述的电子镇流器，其特征在于：所述填谷电路包括所述逆变器电路的所述至少一个电子开关器件。
24.如权利要求19所述的电子镇流器，其特征在于还包括耦合到所述电容器的反馈变压器，用以控制向所述电容器的能量输送。
25.如权利要求24所述的电子镇流器，其特征在于：所述反馈变压器通过可控导通器件连接到所述电容器。
26.一种用于驱动至少一个灯的电子镇流器，所述电子镇流器包括：
整流电路，它工作时可连接到交流线路；
包括储能装置的填谷电路；
所述填谷电路可用来选择性地向所述储能装置充电；
用以向所述至少一个灯提供灯电流的逆变器，所述逆变器包括与第二电子开关串联的第一电子开关；以及
控制电路，用以控制所述第一和所述第二电子开关的导通时间；
其中，在所述交流线路的电压绝对峰值附近的一段时间里，控制所述第一电子开关使其导通一段相对较短的时间并控制所述第二电子开关使其导通一段相对较长的时间，从而减小镇流器输入电流的总谐波畸变和所述灯电流的电流波峰因数。
27.如权利要求26所述的电子镇流器，其特征在于：所述填谷电路包括降压变换电路。
28.如权利要求26所述的电子镇流器，其特征在于：所述填谷电路包括开关电阻电路。
29.如权利要求26所述的电子镇流器，其特征在于：所述控制电路包括微处理器。
30.如权利要求26所述的电子镇流器，其特征在于：所述控制电路包括数字信号处理器。
31.如权利要求26所述的电子镇流器，其特征在于：所述控制电路包括专用集成电路。
32.如权利要求27所述的电子镇流器，其特征在于：所述降压变换电路包括具有抽头的电感器。
33.如权利要求26所述的电子镇流器，其特征在于还包括反馈变压器，并且其中通过所述反馈变压器对所述储能装置充电。
34.一种用于驱动至少一个灯的电子镇流器，所述电子镇流器包括：
整流电路，它工作时可连接到交流线路；
包括储能装置的填谷电路；
所述填谷电路可用来选择性地向所述储能装置充电；
后端，它包括向灯提供灯电流的逆变器电路；
控制电路，用以控制所述逆变器电路的操作；以及
猫耳电路，用以向所述控制电路提供电源，并且其中在所述交流线路的每半周的大于90°的预定部分期间，所述逆变器电路从所述交流线路抽取第一电流。
35.如权利要求34所述的电子镇流器，其特征在于：所述逆变器电路在每个所述半周的第一部分抽取所述第一电流，而所述猫耳电路在每个所述半周的第二不重叠的部分期间从所述交流线路抽取第二电流。
36.如权利要求35所述的电子镇流器，其特征在于：所述猫耳电路在每个所述半周的预定的固定接通点开始抽取所述第二电流。
37.如权利要求35所述的电子镇流器，其特征在于：所述猫耳电路在每个所述半周的预定的固定切断点停止抽取所述第二电流。
38.如权利要求35所述的电子镇流器，其特征在于：所述猫耳电路包括有源后端电流监视电路，以便监视由所述后端抽取的所述电流。
39.一种用于降低镇流器的输入电流总谐波畸变并且降低电子镇流器中电流波峰因数的方法，所述电子镇流器用于从在给定线路频率下具有呈正弦波形的线电压的交流电源驱动至少一个气体放电灯，所述方法包括以下步骤：
a)对来自所述交流电源的所述呈正弦波形的线电压进行整流，以提供全波整流电压；
b)通过在所述全波整流电压的各峰值之间提供直流电压来修改所述全波整流电压，以提供填谷后电压；
c)把所述填谷后电压加到至少具有第一和第二可控导通器件的逆变器上，以提供高频交流电压；
d)利用所述高频交流电压来驱动灯电流流过所述至少一个气体放电灯；以及
e)在所述交流电源的所述电压绝对值峰值时间左右的时间里，控制所述第一和第二可控导通器件的导通时间，以便拔高所述镇流器输入电流并压低所述灯电流。
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