CN102217138A - 具有阻抗调制的rf功率放大器系统 - Google Patents

具有阻抗调制的rf功率放大器系统 Download PDF

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Abstract

一种功率放大器控制器电路，控制在功率放大器的输出处的可调阻抗匹配网络，以改变它的负载线，从而提高RF PA的效率。PA控制器电路包括确定幅度纠正信号的幅度控制回路。幅度回路被配置成基于幅度纠正信号来控制或者纠正来自可调匹配网络的失真。

Description

具有阻抗调制的RF功率放大器系统
技术领域
本发明涉及一种用于控制RF PA(射频功率放大器)的电路，并且更具体地涉及一种包括在PA的输出处的可调匹配网络的控制的RF PA控制器电路。
背景技术
RF(射频)发送器和RF功率放大器广泛地使用于便携电子设备如蜂窝电话、膝上型计算机和其它电子设备中。RF发送器和RF功率放大器在这些设备中用来放大和远程发送RF信号。RF PA是这些电子设备中的最主要功率消耗源之一，并且它们的效率对这些便携电子设备上的电池寿命具有重要影响。例如，蜂窝电话制造商致力于增加RF PA电路的效率，因为RF PA的效率是确定蜂窝电话的电池寿命及其通话时间的最关键因素之一。
图1图示了包括发送器集成电路(TXIC)102和外部功率放大器(PA)104的常规RF发送器电路。例如，可以在使用一个或者更多个蜂窝电话标准(调制技术)如UMTS(通用移动电话系统)或者CDMA(码分多址)的蜂窝电话设备中包括RF发送器电路，但是也可以在任何其它类型的RF电子设备中包括RF发送器电路。仅出于示例的目的，这里将RF发送器电路描述为蜂窝电话设备的部分。TXIC 102生成将由PA 104放大并且由天线(未示出)远程发送110的RF信号106。例如，RF信号106可以是由TXIC 102根据UMTS或者CDMA标准来调制的RF信号。
RF功率放大器104一般包括用于其最后放大级的输出晶体管(未示出)。当RF调制信号106由RF PA 104放大时，输出晶体管往往使RF调制信号106失真从而造成频谱占用在输出信号110比在输入信号106更宽。由于在蜂窝电话的用户之间共享RF频谱，所以并不希望宽的频谱占用。因此，蜂窝电话标准通常规定可接受的失真量，由此要求输出晶体管满足高线性要求。就这一点而言，当RF输入信号106被调幅时，PA 104的输出晶体管需要以它在峰值功率发送时保持线性这样的方式来偏置。这通常造成在RF输入信号106的幅度的非峰值部分期间浪费功率，因为该偏置针对在峰值功率水平处可接受的失真保持固定。
因此，需要一种高效用于各种调制技术并且造成RF PA电路的功率消耗明显净减少的RF PA系统。
发明内容
本发明的实施例包括一种功率放大器控制器电路，该电路控制在功率放大器的输出处的可调阻抗匹配网络以提高RF PA的效率。在本发明的第一实施例中，PA控制器电路包括确定幅度纠正信号(这里也称为幅度误差信号)的幅度控制回路，该信号表明在功率放大器的输入信号的幅度与输出信号的衰减幅度之间的幅度差。幅度纠正信号控制可调匹配网络以便在RF信号的幅度的非峰值部分期间动态调节PA的负载线以提高PA效率。
在本发明的第二实施例中，将幅度纠正信号拆分成两个信号：一个信号如在第一实施例中那样控制可调匹配网络，而另一信号控制向PA供电的电源。此外，可以向第二实施例添加相位纠正回路以纠正由PA的AM到PM非理想性或者可调匹配网络引起的非期望相位调制，由此减少在PA的输出处的相位失真。
在本发明的第三实施例中，将幅度纠正信号拆分成两个或者更多个信号：一个信号控制可调匹配网络，而至少一个其它信号控制幅度纠正回路内的至少一个其它增益调节元件。后一个增益调节元件提供一种用于幅度控制回路以纠正可调匹配网络的控制到增益传递函数内的任何非单调性以及由网络引起的失真的手段。如在第二实施例中那样，可以向第三实施例添加相位纠正回路以纠正由PA的AM到PM非理想性或者可调匹配网络引起的非期望相位调制，并且由此减少在输出处的相位失真。
本发明的第四实施例类似于第三实施例而不同在于，按照根据PA处理的RF信号的幅度或者基于在PA的输出处的平均失真水平导出的信号，而不是根据幅度纠正信号导出的信号，来控制可调匹配网络。可调匹配网络因此基于RF信号的幅度或者失真来动态调节PA的负载线从而提高PA效率，而幅度纠正回路通过控制回路内的增益调节元件来纠正由可调匹配网络引起的任何失真。如在第三实施例中那样，可以向第四实施例添加相位纠正回路以纠正由PA的AM到PM非理想性或者可调匹配网络引起的非期望相位调制，并且由此减少在输出处的相位失真。
在说明书中描述的特征和优点并无囊括性，并且具体而言，本领域普通技术人员根据附图、说明书和权利要求将清楚许多附加特征和优点。另外应当注意，已经主要出于可读性和指导的目的而选择在说明书中使用的语言，而不是选择该语言来界定或者限制本发明的主题内容。
附图说明
通过结合附图考虑下文具体描述，可以容易理解本发明实施例的教导。
图1图示了包括发送器集成电路(TXIC)102和外部功率放大器(PA)104的常规RF发送器电路。
图2图示了根据本发明第一实施例的RF PA控制器电路。
图3图示了根据本发明第二实施例的RF PA控制器电路。
图4图示了图3中描述的本发明第二实施例的扩展。
图5A、图5B和图5C图示了根据本发明第三实施例的RF PA控制器电路的变化。
图6图示了图5A中描述的本发明第三实施例的扩展。
图7A图示了根据本发明第四实施例的RF PA控制器电路。
图7B图示了根据本发明第四实施例的RF PA控制器电路的另一变化。
图8图示了图7A中描述的本发明第四实施例的扩展。
图9图示了根据本发明一个实施例的可调匹配网络的例子。
图10A图示了根据本发明一个实施例的控制拆分模块的例子。
图10B图示了根据本发明另一实施例的控制拆分模块的例子。
图11图示了根据本发明一个实施例的失真控制模块的例子。
具体实施方式
附图和下文描述仅通过示例涉及本发明的优选实施例。应当注意，根据下文讨论，将容易认识到这里公开的结构和方法的替代实施例作为可以在不脱离要求保护的本发明的原理情况下运用的可行替代方案。
现在将具体参照本发明的若干实施例，在附图中图示了这些实施例的例子。注意，只要可行就可以在图中使用相似或者类似标号并且这些标号可以表明相似或者类似功能。附图仅出于示例目的而描绘了本发明的实施例。本领域技术人员将根据下文描述容易认识到，可以运用这里所示结构和方法的替代实施例而不脱离这里描述的本发明的原理。
一般而言，功率放大器控制器电路控制在功率放大器的输出处的可调阻抗匹配网络以提高RF PA的效率。
图2图示了根据本发明第一实施例的RF PA控制器电路。功率放大器(PA)104接收和放大从发送器IC(TXIC)向功率放大器104提供的输入信号106，并且生成输出信号110。包括可变衰减器(RFFA(RF反馈衰减器))206、幅度检测器202、204、比较器208和可调匹配网络200的RF PA控制器电路基于幅度纠正信号(也称为幅度误差信号)209控制可调匹配网络200，使得PA 104可以以高效方式操作。PA 104由供应电压VBATT 208供电。
PA控制器电路包括幅度控制回路，该回路确定幅度纠正信号209，该幅度纠正信号表明在输入信号106的幅度与输出信号210的衰减幅度226之间的幅度差。比较器208分别经由检测器202、204接收输入信号的幅度223和输出信号210的衰减幅度222，并且生成幅度纠正信号209，该幅度纠正信号表明在输入信号106的幅度与输出信号110的衰减幅度226之间的幅度差。控制信号221设置调节变量衰减器(RFFA(RF反馈衰减器))206的衰减，该衰减器衰减PA 104的输出210以生成衰减输出226。在RFFA 206的衰减水平的选择确定PA 104的压缩水平，因为更低衰减水平减少闭环增益并且迫使PA 104更深入地在压缩中操作。备选地，可变衰减器206可以替换为固定衰减器。
向可调匹配网络200提供幅度纠正信号209以控制可调匹配网络200并且调节通过PA 104的输出所见的阻抗，由此改变PA负载线和PA输出幅度。因此，幅度控制回路可以通过控制这一可调匹配网络200来纠正PA幅度误差。可调匹配网络200可以包括比如变容器二极管这样的部件，这些变容器二极管的电容可以变化以实现这一可变阻抗。下文参照图9提供可调匹配网络200的电路及其操作的更多细节。可调匹配网络200被配置成在负载线设置范围内提供高效PA操作，因此改变PA 104的输出幅度而又维持高效率并且提高功率放大器104的总效率。在一个实施例中，幅度控制回路控制可调匹配网络使得PA 104在压缩区中操作。
图3图示了根据本发明第二实施例的RF PA控制器电路。图3的RF PA控制器电路与图2的RF PA控制器电路基本上相同，而不同在于添加了电源310和控制拆分模块300。电池电压VBATT 208向电源310供电，该电源向PA 104提供受控供应电压308。当PA 103在压缩处或者在压缩附近操作时，供给PA 104的供应电压308可以改变PA输出210的幅度。因此，幅度控制回路可以另外通过调节这一PA供应电压308来纠正PA幅度误差。由于PA供应电压308可以通常由高效的开关调节器供应，所以PA 104可以高效操作。
控制拆分模块300分配幅度纠正信号209的高频分量302来控制可调匹配网络200而分配幅度纠正信号的低频分量309来控制向PA 104提供供应电压308的电源310。这一控制分配是有利的，因为在可调匹配网络200可以具有高控制带宽的同时，如果电源310是具有相对低控制带宽的切换模式类型则电源310可以最高效。电源310因此可以处理低频幅度纠正，而可调匹配网络200处理高频幅度纠正。电源310和可调匹配网络200一起提供高动态范围的高效幅度纠正。如下文将参照图10A更具体说明的那样，如果向可调匹配控制信号302仅传递幅度纠正信号209的AC分量，则控制拆分模块300还可以提供控制装置来设置可调匹配控制信号302的平均设置。在一个实施例中，幅度控制回路控制电源310(调节的供应电压308的平均值)使得PA 104在压缩区中操作。
图4图示了图3中描述的本发明第二实施例的扩展。图4的RF PA控制器电路与图3的RF PA控制器电路基本上相同，而不同在于添加了相位控制回路。相位控制回路包括移相器420、限幅器412、414、比较器416和回路滤波器(PLF)418。相位控制回路监视来自发送器IC(TXIC)的RF输入信号106，并且比较RF输入信号106的相位与通过调节可变衰减器(RFFA)206衰减226的PA 104的输出信号210的相位，从而获得相位控制信号419，该信号改变来自移相器420的RF信号406的相位。更具体而言，限幅器412从TXIC 102接收RF输入信号106并且向比较器416输出幅度限制信号424，该信号在数学上代表它的输入信号的相位。限幅器414也接收通过调节可变衰减器(RFFA)206衰减226的PA 104的输出信号210并且向比较器416输出它的相位信号425。比较器416比较两个限幅器412、414的输出信号424、425的相位并且生成相位误差信号417。相位误差信号417由回路滤波器(PLF)418滤波以生成相位控制信号419。向移相器420输入相位控制信号419以控制输入的RF信号406的相移，使得输出信号210的相位动态匹配于发送器信号106的相位。因此，相位控制回路纠正由功率放大器104的AM到PM非理想性或者可调匹配网络200引起的非期望相位调制，并因此减少在输出210处生成的相位失真。
图5A、图5B和图5C图示了根据本发明第三实施例的RF PA控制器电路的变化。在这一实施例中，幅度纠正信号209由控制拆分模块500拆分成两个或者更多个信号，其中一个信号302控制可调匹配网络200并且至少一个其它信号控制幅度纠正回路内的增益调节元件。在图5A、图5B和图5C的实施例中，幅度控制回路可以控制可调匹配网络200使得PA 104在压缩区和线性区两者中操作。
在图5A的例子中，添加可变增益放大器(VGA)502作为这样的增益调节元件以改变用于向PA 104输入506的RF输入信号106的幅度。控制拆分模块500允许分别经由信号302、504控制可调匹配网络200和VGA 502的增益。在系统中包括VGA 502的优点在于VGA 502可以补偿可调匹配网络200的控制到增益传递函数内的任何非单调性以及由网络引起的失真。VGA 502按照与RF输入信号106的调制速率至少相等的速率对幅度纠正信号209做出响应以便按照调制速率恰当纠错。如下文参照图10B将更具体说明的那样，可以单独控制VGA 502的DC(平均)增益从而提供一种对PA的压缩深度水平的有用控制手段。
在图5B的例子中，控制拆分模块500将幅度纠正信号209拆分成信号302和信号510。信号302控制可调匹配网络200以调节PA 104的输出负载线，而信号510调节PA 104本身的一级或者更多级的偏置或者调节可以在PA 104本身内部的VGA(未示出)的增益。因此，PA 104用作具有幅度纠正回路的增益调节元件。
在图5C的例子中，控制拆分模块500将幅度纠正信号209拆分成信号302和信号520。信号302控制可调匹配网络200以调节PA 104的输出负载线，而信号520调节由快速电源530向PA 104提供的供应电压540以最终控制PA 104的增益。快速电源530通过按照由幅度纠正信号209表明的幅度调制的速率调节PA供应电压540来控制PA 104的增益。快速电源的例子是线性调节器。因此，由快速电源530供应的PA 104用作具有幅度纠正回路的增益调节元件。
图5A、图5B、图5C中所示第三实施例具有的益处在于，除了使用可调匹配网络200来调节PA 104的负载线之外，还可以基于幅度纠正信号来单独调节幅度控制回路的增益。例如，与PA 104在压缩中操作时相反，可调匹配网络200的增益控制极性可以在PA
104在线性区中操作时反转。当除了PA 104之外还在幅度控制回路内添加单独增益控制元件时，幅度纠正信号209可以产生无增益控制极性反转的净单调控制到增益函数。因此，增强了稳定性并且PA104可以在宽范围的工作区中操作。
图6图示了图5A中描述的本发明第三实施例的扩展。图6的RF PA控制器电路与图5A的RF PA控制器电路基本上相同，而不同在于添加了相位控制回路。相位控制回路与图4的包括移相器420、限幅器412、414、比较器416和回路滤波器418的相位控制回路基本上相同。类似于图4的电路，相位控制回路纠正由功率放大器104的AM到PM非理想性或者可调匹配网络200引起的非期望相位调制，并因此减少在输出210处生成的相位失真。以类似方式，可以向图5B和图5C中描述的系统添加图6中描述的相位控制回路。
尽管这里单独描述本发明的第二实施例(图3)和第三实施例(图5A、图5B、图5C)，但是组合二者的布置是可能的并且可以是有利的。例如，将电源310(来自第二实施例)包括在图5A的第三实施例中可以扩展可调匹配网络200可以对负载线进行调节的范围，从而带来在更宽输出功率范围内的提高的效率。在这一情况下，与控制拆分模块500组合控制图3的电源310和图5A的VGA 502，并且控制电源的信号的频率范围被配置成低于控制可调匹配网络和增益控制元件的信号的频率范围的最低频率。
图7A图示了根据本发明第四实施例的RF PA控制器电路。图7A的第四实施例类似于图5A的第三实施例，而不同在于根据由PA104处理的RF信号106而不是从幅度纠正信号209导出的信号的幅度来控制可调匹配网络200。换而言之，不再在幅度纠正回路内控制而是代之以根据输入信号106的幅度来控制可调匹配网络200。幅度检测器702检测RF输入信号106的幅度704以生成用于控制可调匹配网络200的控制信号708。因此，可调匹配网络200根据输入幅度704来改变PA负载线。如下文将参照图9更具体描述的那样，对于较高输入幅度704，动态调节负载线以允许来自PA 104的较高输出功率，而对于较低输入幅度704，调节负载线以允许PA 104更高效地运行。如在图5A的第三实施例中那样，包括幅度检测器202、204、比较器208和RFFA(RF反馈衰减器))206的幅度控制回路基于幅度纠正信号209来控制VGA 502的增益，并因此补偿可能由可调匹配网络200引起的失真。由于幅度控制回路现在仅控制一个元件(VGA 502)，所以无需控制拆分模块506(图5A)并且幅度控制回路得以简化。
可选的低通滤波器706可以对检测的幅度信号704进行滤波以去除检测的幅度信号704的高频从而生成控制信号708，并因此允许响应于输入信号106的幅度704的平均值而不是输入信号106的瞬时(调制速率)幅度来控制可调匹配网络200。可以设置低通滤波器706的截止频率以阻止按照调制速率下的频率控制可调匹配网络200。因此，在包括低通滤波器706时，可调匹配网络200并未响应以遵循调制幅度，因而减少由可调匹配网络200的瞬时(调制速率)调节所引起的失真。然而存在权衡，因为在这一情况下由于在RF输入信号106的幅度的非峰值部分的一部分期间浪费功率而导致PA104的效率也降低。
尽管图7A示出了根据输入信号106的幅度来控制的可调匹配网络200，但是根据由PA 104处理的RF信号的幅度来控制可调匹配网络200的替代布置是可能的。例如，幅度检测器702可以被重新配置成在VGA 502的输出处、在PA 104的输出处感测RF输入信号106的幅度，或者它可以感测PA 104内的信号(这些信号表明由PA 104处理的RF信号的幅度水平)并且使用这样检测的幅度来控制可调匹配网络200。
图7B图示了根据本发明第四实施例的RF PA控制器电路的另一变化。这一例子类似于图7A的第四实施例，而不同在于可调匹配网络200由失真控制模块7102控制。失真控制模块7102确定在输出210处的失真水平、比较确定的失真水平与预定的可接受失真水平并且调节可调匹配网络200直至在输出210处导出的失真水平近似地等于预定的可接受失真水平。可以选择可接受失真水平以保证相邻和交替信道功率水平满足蜂窝电话标准。操作例子如下：如果在输出210处的失真水平太高，则可调匹配网络200可以用向PA 104提供更多净空(或者迫使PA 104操作至更低压缩水平)的方式来调节，并因此产生更低失真。反言之，如果在输出201处的失真水平太低，则可以调节可调匹配网络200以向PA 104减少净空(或者迫使PA 104操作至更高压缩水平)从而增加效率。因此，建立伺服回路以恰当控制可调匹配网络200从而实现PA 104的良好效率而不引起过量失真。
此外，尽管图7A和图7B的第四实施例基于图5A的第三实施例，其中VGA 502作为幅度纠正回路内的增益控制元件，但是本发明第四实施例的其它例子可以代之以基于如图5B和图5C中所示第三实施例的其它变化，这些变化分别利用PA 104和快速电源530作为幅度纠正回路内的增益控制元件。
图8图示了图7A中描述的本发明第四实施例的扩展。图8的RF PA控制器电路与图7A的RF PA控制器电路基本上相同，而不同在于添加了相位控制回路。相位控制回路与图4的包括移相器420、限幅器412、414、比较器416和回路滤波器418的相位控制回路基本上相同。相位控制回路纠正由功率放大器104的AM到PM非理想性或者可调匹配网络200引起的非期望相位调制，并因此减少在输出210处生成的相位失真。
图9图示了根据本发明一个实施例的可调匹配网络的例子。图9的可调匹配网络200可以与图1-图4、图5A、图5B、图5C和图6、图7A、图7B和图8的任一个实施例一起使用。因此，控制可调匹配网络200的信号VCTRL 900如果与图2的实施例一起使用则可以是幅度纠正信号209、如果与图3、图4、图5A、图5B、图5C、图6中描述的实施例一起使用则可以为控制信号302或者如果与图7A和图8中描述的实施例一起使用则可以为控制信号708或者如果与图7B中描述的实施例一起使用则可以为控制信号7108。注意，图9的实施例仅为可调匹配网络200的例子并且其它类型的可调匹配网络可以与本发明的各种实施例一起使用。
参照图9，串联的传输线T1和并接电容(包括变容器二极管D1、电容器C1和电容器C2的电容)的组合形成如下网络，该网络改变通过PA 104在其输出110处所见的驱动点阻抗。当减少可调匹配控制信号(VCTRL)电压900时，变容器二极管D1的电容值增加从而使更高阻抗在输出110为PA 104所见。因此有效地改变PA负载线从而使PA 104更接近压缩(如果在线性区中操作)或者更深入压缩(如果在压缩区中操作)地操作而又同时调制PA增益。通过控制可调匹配控制信号(VCTRL)900，可以闭合幅度回路。
变容器二极管D1的正极由偏置电压VBIAS偏置而电阻器R1向并接电容路径提供AC隔离。变容器二极管D1的负极由可调匹配控制信号电压(VCTRL)900控制，从而允许调节它的电容而电感器L2提供AC隔离。电感器L1使电容器C1和C2的一些静态电容谐振，从而增加变容器二极管D1的电容调节范围。电容器C3和C4减少来自VCTRL和VBIAS线的噪声。电容器C5用于DC阻塞。
图10A图示了根据本发明一个实施例的控制拆分模块1000的例子。图10A中所示控制拆分模块1000被配置用于与图3和图4的第二实施例(其中幅度纠正回路控制可调匹配网络200以及向PA104的电源)一起使用。因此，控制拆分模块1000可以对应于图3和图4中的控制拆分模块。图10A中所示电源控制信号1010可以是图3和图4的实施例中的电源控制信号309。注意，图10A的实施例仅为控制拆分模块1000的例子并且其它类型的控制拆分模块可以与本发明的各种实施例一起使用。
在图10A的实施例中，将幅度控制信号209拆分成包括可调匹配控制信号302和电源控制信号1010的至少两个路径以使用可调匹配控制信号302来控制可调匹配网络200。频率增益/拆分模块1002向电源控制信号1010传递幅度纠正信号209的一般较低频率分量而向可调匹配控制信号302传递幅度纠正信号209的一般较高频率分量。向电源控制信号1010和可调匹配控制信号302提供的频率范围可以在一定程度上重叠。向电源控制信号1010提供的幅度纠正信号209的频率范围可以包括比向可调匹配网络200提供的可调匹配控制信号302的频率范围的最低频率更低的频率。如先前所述，这一控制分配是有利的，因为在可调匹配网络200可能具有高控制带宽并且因此为高频分量提供纠正的同时，如果电源310或者快速电源530是具有相对低控制带宽的开关调节器类型，则电源310或者快速电源530可以是最高效。
此外，可以通过频率/增益拆分模块1002向可调匹配控制信号302和电源控制信号1010分派不同增益。可以根据回路稳定性考虑来设置增益水平。也可以包括对控制信号302、1010进行滤波以保证整体回路稳定性。
如果向可调匹配控制信号302仅传递幅度纠正信号209的AC分量，则DC增益设置模块1004根据DCMATCH控制信号来调节可调匹配控制信号302的平均值(中点)设置。此外，可以由DC增益设置模块1008根据DCPS控制信号向电源控制信号1010的DC(平均)电压中引入偏移，从而提供一种对PA 104的压缩深度水平的有用控制手段。如下文参照图11进一步描述的那样，可以从失真控制模块导出DCPS和DCMATCH控制信号，该模块基于平均失真水平来有效地控制PA 104的压缩深度水平。
在可调匹配控制线302之前添加块驱动器1006，并且该块驱动器可以包括用于恰当驱动可调匹配网络200的电路。驱动电路1006通常包括具有增益传递函数和电压摆动能力的缓存器/放大器(未示出)以驱动可调匹配网络200。
图10B图示了根据本发明另一实施例的控制拆分模块1050的例子。图10B中所示控制拆分模块1050被配置用于与图5A、图5B和图5C的第三实施例(其中幅度纠正回路控制可调匹配网络200以及幅度控制回路中的增益控制元件(例如VGA 502、PA 104本身或者快速电源530)的增益)一起使用。因此，控制拆分模块1050可以对应于图5A、图5B和图5C中的控制拆分模块500。图10B中所示增益控制/快速电源控制信号1012可以是图5A的实施例中的VGA控制信号504、图5B的实施例中的PA增益控制信号510或者图5C的实施例中的快速电源控制信号520。
在图10B的实施例中，将幅度纠正信号209拆分成包括可调匹配控制信号302和增益控制/快速电源控制信号1012的至少两个路径，以使用可调匹配控制信号302来控制可调匹配网络200而使用增益控制/快速电源控制信号1012来控制VGA 502或者PA 104的增益。频率增益/拆分模块1002调节可调匹配控制信号302和增益控制信号1012的增益和频率响应，以保证可调匹配网络200的控制到增益传递函数中的总单调性。
例如，为了与图5A或者图5B的实施例一起使用，可以向增益控制信号1012分派比可调匹配控制信号302更高的增益，从而幅度纠正回路可以调制VGA 502(或者PA 104)的增益以超越可调匹配网络200的非单调控制到增益传递函数。类似地，为了与图5C的实施例一起使用，可以向增益控制/快速电源控制信号1012分派比可调匹配控制信号302更高的增益，从而幅度纠正回路可以调制快速电源530，并因此调制PA 104的增益以超越可调匹配网络200的非单调控制到增益传递函数。也可以向增益控制/快速电源控制信号1012分配比可调匹配控制信号302更高的频率，以保证VGA 504、PA 104或者快速电源530可以纠正来自可调匹配网络200的失真。可以由DC增益设置模块1014根据DCGAIN控制信号来单独控制增益控制/快速电源控制信号1012表明的DC(平均)增益，从而提供一种对PA 104的压缩深度水平的有用控制手段。类似地，如果向可调匹配控制信号302仅传递幅度纠正信号209的AC分量，则DC增益设置模块1004根据DCMATCH控制信号来调节可调匹配控制信号302的平均值(中点)设置。如下文参照图11进一步描述的那样，可以从失真控制模块导出DCGAIN和DCMATCH控制信号，该模块基于平均失真水平来有效地控制PA 104的压缩深度水平。在可调匹配控制线302之前添加块驱动器1006，并且该块驱动器可以包括用于恰当驱动可调匹配网络200的电路。驱动电路1006通常包括具有增益传递函数和电压摆动能力的缓存器/放大器(未示出)以驱动可调匹配网络200。
在组合前述第二实施例(图3或者图4)和第三实施例(图5A、图5B、图5C或图6)的情况下，可以在系统中包括来自图3的电源310，并且在这一情况下，可以类似地组合图10A和图10B中的控制拆分模块1000、1050的实施例，从而频率增益/拆分模块将幅度纠正信号209拆分成至少三个路径以生成增益控制/快速电源控制信号1012、电源控制信号1010和可调匹配控制信号302。在这一情况下，频率增益/拆分模块1002向电源控制信号1010传递幅度纠正信号209的最低频率分量。
最后注意对于图10A和图10B中所示控制拆分模块1000、1050的所有实施例，可能需要各种控制信号1010、1012、302的滤波、极性调节和增益成形以求稳定，尽管在图10A和图10B中未明示它们。
图11描绘了失真控制模块1101。失真控制模块对在失真测量输入1104处的信号(输入)进行采样并且基于在输入1104处确定的失真与目标失真水平212之差来提供失真控制输出信号1103(输出)。输入1104通常耦合到相关实施例中的PA输出信号210或者226。在图7B中描述的实施例的情况下，失真控制模块1101是失真控制模块7102的例子而输出信号1103等同于信号7104。分别在图10A和图10B中描述的控制拆分模块1000和1050的情况下，失真控制模块1101的输出信号1103可以分别驱动DCPS和DCMATCH控制信号以及DCGAIN和DCMATCH控制信号。
回到图11，据此描述失真测量模块1114。失真测量模块1114包括降频转换模块1128、成对滤波器1130、1132、成对功率检测器1134、1136和比值计算模块1138。通过降频转换模块1128对输入1104进行降频转换。在一个实施例中，降频转换模块1128包括I/Q解调器(未示出)。降频转换模块1128向如下两个不同滤波器输出降频转换的信号：期望信道滤波器1130和期望以外信道滤波器1132。滤波器1130、1132可以是模拟或者数字滤波器。期望信道滤波器1130被配置成传递在期望信道以内的频率而去除在期望信道以外的频率。期望以外信道滤波器1132被配置成传递在期望频率频道的范围以外的一个或者更多个范围内的频率。根据各种实施例，期望以外信道滤波器1132传递的频率范围可以包括相邻信道、交替信道、相邻信道和交替信道的组合或者期望信道以外的频率范围的任何其它组合中的频率。各滤波器1130、1132分别向功率检测器1134、1136输出滤波信号用于确定滤波信号的功率水平。如与期望信道滤波器1130组合使用的那样，功率检测器1134确定并输出与期望信道中的信号功率对应的功率水平。功率检测器1136确定并输出与期望信道以外的信号功率(例如相邻信道功率、交替信道功率或者这二者的组合)对应的功率水平。功率检测器1134、1136的输出被耦合到比值计算模块1138以确定期望信道以外功率与期望信道功率之比。这些功率之比是失真测量1124。例如，失真测量1124可以给定如下：
失真测量(1124)＝功率检测器(1136)的输出/功率检测器(1134)的输出
比较器1116比较这一测量的失真水平1124与目标失真水平1112。随着测量的PA失真水平1124减少至低于目标失真水平1112，输出1103的水平减少。随着测量的PA失真水平1124增加至高于目标失真水平1112，输出1103的水平增加。如先前提到的那样，可以选择目标失真水平1112以保证相邻和交替信道功率水平满足蜂窝电话标准。
因此，失真控制模块1101因此是尝试以具体可接受失真水平1112为目标的伺服回路的部分。先前参照图7B描述了这一回路的操作。未示出为了稳定回路而通常需要的滤波和增益调节元件。
参照图10A和图10B，任何控制信号DCPS、DCMATCH和DCGAIN可以由类似伺服回路中的输出1103控制。输出1103调节DCPS、DCMATCH和/或DCGAIN以在输出1103的水平减少时向PA减少净空(或者迫使PA操作至更高压缩水平)从而增加PA 104的效率。反言之，输出1103的水平的增加向PA增加净空(或者迫使PA操作至更低压缩水平)从而减少在PA输出110处的失真。
参照图9以及图10A和图10B，减少PA 104的净空(或者迫使PA 104操作至更高压缩水平)要求以减少可调匹配控制信号(VCTRL)电压900的方式控制DCMATCH，使得变容器二极管D1的电容值增加，由此使更高阻抗在输出110处可为PA 104所见。
参照图10A和图3，减少PA 104的净空(或者迫使PA 104操作至更高压缩水平)要求控制DCPS以减少电源310的平均电源电压并且反之亦然。
参照图10B以及图5A和图5B，减少PA 104的净空(或者迫使PA 104操作至更高压缩水平)要求控制DCGAIN以增加VGA 502或者PA 104的平均增益。参照图10B和图5C，减少PA 104的净空(或者迫使PA 104操作至更高压缩水平)要求控制DCGAIN以减少快速电源530的平均电源电压并且反之亦然。
注意，尽管图11具体描述了一种用于确定在PA输出处的失真水平的方法，但是其它方法可以取而代之并且仍然在本发明的精神实质内。
在阅读本公开内容时，本领域技术人员将理解用于功率放大器系统中的输出阻抗调制的更多附加替代设计。因此，尽管已经图示和描述本发明的具体实施例和应用，但是将理解本发明并不限于这里公开的精确构造和部件，并且可以在这里公开的本发明的方法和装置的布置、操作和细节上进行将为本领域技术人员所清楚的各种修改、改变和变化而不脱离本发明的精神实质和范围。

Claims (24)

1.一种射频(RF)功率放大器电路，包括：
功率放大器，耦合成接收和放大RF输入信号以生成RF输出信号；
功率放大器控制器，包括幅度控制回路，所述幅度控制回路确定幅度纠正信号，所述幅度纠正信号表明在所述RF输入信号的幅度与所述RF输出信号的衰减幅度之间的幅度差；以及
可调匹配网络，耦合到所述功率放大器的输出，所述幅度控制回路控制所述可调匹配网络以基于所述幅度纠正信号来调节所述功率放大器的负载线。
2.根据权利要求1所述的RF功率放大器电路，其中所述幅度控制回路控制所述可调匹配网络以调节所述功率放大器的所述负载线，使得允许所述功率放大器在压缩区中操作。
3.根据权利要求1所述的RF功率放大器电路，还包括：电源，基于所述幅度纠正信号来生成向所述功率放大器提供的调节供应电压。
4.根据权利要求3所述的RF功率放大器电路，其中所述电源是开关模式类型。
5.根据权利要求3所述的RF功率放大器电路，其中：
所述电源接收所述幅度纠正信号在第一频率范围中的第一部分并且基于所述幅度纠正信号的第一部分来生成向所述功率放大器提供的调节供应电压；并且
所述可调匹配网络接收所述幅度纠正信号在第二频率范围中的第二部分并且基于所述幅度纠正信号的第二部分来调节所述功率放大器的负载线。
6.根据权利要求5所述的RF功率放大器电路，其中所述第一频率范围包括比所述第二频率范围的最低频率更低的频率。
7.根据权利要求3所述的RF功率放大器电路，其中设置所述电源的调节供应电压的平均值使得所述功率放大器在压缩区中操作。
8.根据权利要求3所述的RF功率放大器电路，还包括：
相位控制回路，确定表明在所述RF输入信号和所述RF输出信号的相位之间的相位差的相位误差信号并且调节所述RF输入信号的相位以减少由所述RF功率放大器电路生成的相位失真。
9.根据权利要求1所述的RF功率放大器电路，还至少包括用于调节所述幅度控制回路内的增益的增益元件，并且其中：
所述可调匹配网络接收所述幅度纠正信号的第一部分并且基于所述幅度纠正信号的第一部分来调节所述功率放大器的负载线；并且
所述增益元件接收所述幅度纠正信号的第二部分并且基于所述幅度纠正信号的第二部分来控制所述幅度控制回路内的增益；并且其中
所述增益元件按照与所述RF输入信号的调制速率至少相等的速率对所述幅度纠正信号做出响应。
10.根据权利要求9所述的RF功率放大器电路，其中所述功率放大器在压缩区和线性区二者中操作。
11.根据权利要求9所述的RF功率放大器电路，其中所述增益元件的平均增益单独由DC控制信号而不是所述幅度纠正信号设置。
12.根据权利要求9所述的RF功率放大器电路，其中所述增益元件的平均增益基于所述RF输出信号的失真水平来设置。
13.根据权利要求9所述的RF功率放大器电路，其中所述可调匹配网络的平均负载线单独由DC控制信号而不是所述幅度纠正信号设置。
14.根据权利要求9所述的RF功率放大器电路，其中所述可调匹配网络的平均负载线基于所述RF输出信号的失真水平来设置。
15.根据权利要求9所述的RF功率放大器电路，其中所述增益元件是耦合于所述RF输入信号与所述功率放大器之间的可变增益放大器。
16.根据权利要求9所述的RF功率放大器电路，其中所述增益元件对应于用于所述功率放大器或者所述功率放大器内部的可变增益放大器的偏置调节。
17.根据权利要求9所述的RF功率放大器电路，其中所述增益元件是向所述功率放大器供应功率的电源。
18.根据权利要求9所述的RF功率放大器电路，还包括：
相位控制回路，确定表明在所述RF输入信号和所述RF输出信号的相位之间的相位差的相位误差信号并且调节所述RF输入信号的相位以减少由所述RF功率放大器电路生成的相位失真。
19.根据权利要求9所述的RF功率放大器电路，还包括：电源，基于所述幅度纠正信号来生成向所述功率放大器提供的调节供应电压，并且其中：
所述电源接收所述幅度纠正信号在第一频率范围中的第一部分并且基于所述幅度纠正信号的第一部分来生成向所述功率放大器提供的所述调节供应电压；以及
所述可调匹配网络接收所述幅度纠正信号在第二频率范围中的第二部分并且基于所述幅度纠正信号的第二部分来调节所述功率放大器的负载线；并且
所述增益元件接收所述幅度纠正信号在第三频率范围中的第三部分并且基于所述幅度纠正信号的第三部分来调节所述幅度控制回路内的增益；并且
其中所述第一频率范围包括比所述第二频率范围或者所述第三频率范围的最低频率更低的频率。
20.一种射频(RF)功率放大器电路，包括：
功率放大器，耦合成接收和放大RF输入信号以生成RF输出信号；
功率放大器控制器，包括幅度控制回路，所述幅度控制回路确定幅度纠正信号，所述幅度纠正信号表明在所述RF输入信号的幅度与所述RF输出信号的衰减幅度之间的幅度差；
增益元件，接收所述幅度纠正信号并且基于所述幅度纠正信号来控制所述幅度控制回路内的增益；以及
可调匹配网络，耦合到所述功率放大器的输出，所述可调匹配网络基于所述幅度控制回路内的RF信号的幅度来调节所述功率放大器的负载线。
21.根据权利要求20所述的RF功率放大器电路，还包括：
低通滤波器，接收表明所述RF输入信号的幅度的幅度信号，以向所述可调匹配网络提供表明所述RF输入信号的幅度的平均值的控制信号，所述可调匹配网络基于所述RF输入信号的幅度的平均值来调节所述功率放大器的负载线。
22.根据权利要求20所述的RF功率放大器电路，其中所述可调匹配网络基于所述RF输出信号的失真水平而不是所述RF输入信号的幅度的平均值来调节所述功率放大器的负载线。
23.根据权利要求20所述的RF功率放大器电路，其中所述RF输出信号的失真水平包括所述RF输出信号在期望频率信道以外的第一部分的第一输出功率与所述RF输出信号在所述期望频率信道内的第二部分的第二输出功率之比。
24.根据权利要求20所述的RF功率放大器电路，还包括：
相位控制回路，确定表明在所述RF输入信号和所述RF输出信号的相位之间的相位差的相位误差信号并且调节所述RF输入信号的相位以减少由所述RF功率放大器电路生成的相位失真。
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