CN102246114B - 利用反激式转换器中的主要功率器件降低调光控制器漏电 - Google Patents

Abstract

一种反激式控制器，所述反激式控制器可包括调光器输入，所述调光器输入配置为接收斩波和整流后的交流电压。所述信号的每一周期可具有一断开期，由于所述斩波交流电压所源自的调光控制器的漏电，所述断开期通常被减短但不总为0，并且具有一接通期，所述接通期通常跟踪所述交流电压。所述反激式控制器可包括控制电路，所述控制电路配置为基于来自所述调光器输入的信号生成开关信号。所述开关信号可在所述斩波和整流后的交流电压的接通期在该开关信号的接通和断开状态之间可控地振荡。所述开关信号在所述斩波和整流后的交流电压的断开期可处于接通状态，从而避免因所述调光控制器漏电而引起的电压上升。

Description

利用反激式转换器中的主要功率器件降低调光控制器漏电

背景技术

技术领域

本发明涉及发光二极管(LEDs)、调光控制器(dimmer controls)、反激式(flyback)控制器和功率因数校正。

相关技术描述

冷阴极荧光灯很久以前就被用于办公室并被广泛用于家庭。与白炽灯相比，它们的每瓦流明会很高，节约了能源。然而，它们可能需要高压交流逆变器(AC inverter)而且可能含有有毒的汞。

发光二极管(LEDs)现在也可提供高的每瓦光输出，与冷阴极荧光灯相当。并且，与冷阴极荧光灯不同，它们可能不需要高压并且通常不含汞。

然而，使用通常可获得的110伏交流线电流来驱动发光二极管是有难度的。与白炽灯不同，例如，发光二极管的亮度可与通过它传送的电流成比例，而非与施加在其上的电压的量成比例。因此，可能需要电路来把线电压转换为恒定电流。还可能需要配置此电路以便其能够使用传统的调光控制器的输出来驱动发光二极管，所述传统的调光控制器比如是使用三端双向可控硅开关元件(triac)的调光控制器。

一种方法是使用反激式转换器把所述调光控制器的输出转换为恒定电流。然而，有些调光控制器在其三端双向可控硅开关元件未触发期间，即在其斩波交流电压输出的断开期期间漏电。该漏电可导致所述反激式控制器内的电压上升，这可导致噪音、闪烁和/或其它不良的结果。

已经增加了低电流限制的专用释抑电路(hold-off circuit)来试图解决这个问题。这些电路可避免电源电压升高到否则可能导致所述反激式转换器通电的点。然而，这些专用释抑电路可能需要额外的高压有源器件，比如双极晶体管。这会增加成本、难度和尺寸。

发明内容

一种可生成开关信号的反激式控制器，所述开关信号使得反激式转换器中的开关系统在所述开关信号处于接通状态时向所述反激式转换器中的变压器的初级绕组传送电流，并在所述开关信号处于断开状态时停止传送该电流。所述反激式控制器可包括调光器输入，所述调光器输入配置为接收反映斩波和整流后的交流电压的调光信号。所述调光信号的每一周期可具有一断开期，由于所述斩波交流电压所源自的调光控制器的漏电，所述断开期通常被减短但不总为0。调光信号的每一周期可具有一接通期，所述接通期通常跟踪所述交流电压。所述断开期与所述接通期之比可取决于所述调光控制器的设置。所述反激式控制器可包括控制电路，所述控制电路配置为基于来自所述调光器输入的调光信号生成所述开关信号。在所述斩波和整流后的交流电压的接通期，所述开关信号可在该开关信号的接通和断开状态之间可控地振荡，以便可控地调节由所述变压器的次级绕组传送的电流。在斩波和整流后的交流电压的断开期，所述开关信号可处于接通状态，从而避免因调光控制器漏电而引起的电压上升。

一种供电的发光二极管电路，可包括反激式转换器。所述反激式转换器可包括整流系统，所述整流系统配置为通过整流来自调光控制器的斩波交流电压(chopped AC voltage)来产生所述斩波和整流后的交流电压。所述反激式转换器可包括具有初级绕组和次级绕组的变压器，配置为可控地向所述变压器的所述初级绕组传送电流的开关系统，和所述类型的反激式控制器。所述供电的发光二极管电路可包括一个或多个发光二极管，所述一个或多个发光二极管配置为接收由所述变压器的所述次级绕组传送的电流。

这些和其它元件、步骤、特征、目标、好处与益处，将通过对下述示例性实施方式的详细描述、附图和权利要求的叙述而变得清晰。

附图简要描述

附图披露了示例性实施方式。所述附图未展示全部实施方式。其它实施方式可附加使用或代替使用。显而易见的和不必要的细节将被省略以便节约篇幅或更加有效地说明。反之，有些实施方式没有所披露的所有细节也是可行的。当相同的数字出现在不同的附图中时，旨在代表相同或相似的元件或步骤。

图1是由调光控制器和反激式转换器供电的发光二极管电路的框图。

图2示出了来自于调光控制器的斩波交流输出。

图3示出了包括有反激式控制器的反激式转换器的一部分，所述反激式转换器包括输出电流监控电路。

图4示出了选择后的波形，所述选择后的波形可出现在含有图3中所示电路的反激式转换器的操作中。

图5示出了图3中所示的所述反激式转换器的一部分，配置为调节所需峰值输入电流以实现功率因数校正。

图6示出了图5中所示的电路可提供的功率因数校正，所述功率因数校正作为所述斩波交流电压的相位角的函数。

图7示出了图5中所示的电路可提供的功率因数校正，所述功率因数校正作为所述反激式转换器的输出电压的函数。

图8示出了图5中所示的所述反激式转换器的一部分，配置为调节所需平均峰值输入电流以实现功率因数校正。

图9示出了电流纹波降低电路。

图10示出了可用于反激式转换器中的反激式控制器的一部分，所述反激式转换器由调光控制器驱动，以便加强所述调光控制器的设置的改变和由所述反激式转换器驱动的一个或多个发光二极管的光强的相应改变之间的可感知的线性度。

图11是输出电流的曲线图，所述输出电流作为用于不同反激式转换器设计的调光控制器设置的函数。

图12示出了反激式控制器，配置为避免因调光控制器中的漏电而引起的由所述调光控制器驱动的反激式转换器中的电压上升。

图13示出了可出现在图12中所示的所述反激式控制器中的波形。

具体实施方式

现在讨论示例性实施方式。其它实施方式可与所述示例性实施方式一起使用或取代所述示例性实施方式使用。显而易见的和不必要的细节将被省略以便节约篇幅或更有效地说明。反之，有些实施方式没有所披露的所有细节也是可行的。

图1是由调光控制器和反激式转换器供电的发光二极管电路的框图。如图1所示，发光二极管101可由接收交流电源的电源103供电。

所述发光二极管101的数量可以改变。例如，可以有两个、三个、五个、十个、二十五个或其它不同数量。虽然用复数指代，但是可能只有单个发光二极管。

所述发光二极管101可串联或并联，或者以串联和并联相结合的方式连接。特定的配置可取决于可用的驱动所述发光二极管101的电流和电压的大小。

所述发光二极管101可为任何类型。例如，它们可在任何电压、任何电流下工作，和/或产生任何颜色或颜色的组合。所述发光二极管101可都为同一类型或为不同类型。

所述电源103可为任何类型。例如，所述电源103可包括调光控制器105和反激式转换器107。

所述调光控制器105可为任何类型。例如，所述调光控制器可包括三端双向可控硅开关元件109，所述三端双向可控硅开关元件109配置为与相关电路一起基于所述调光控制器的设置，比如旋钮的旋转位置、滑块(slider)的纵向位置，和/或接触到接触板的时间量，提供斩波交流电压的输出。

所述三端双向可控硅开关元件可配置为起开关作用。当打开时，除漏电外，可基本没有来自所述三端双向可控硅开关元件的输出。当关闭时，所述交流电压的全幅可被传送到所述输出。

所述三端双向可控硅开关元件从关闭到打开的切换可通过向所述三端双向可控硅开关元件的门极输入信号来控制。所述三端双向可控硅开关元件的相关电路可使所述信号在相应于所述交流电流的相位角的时间点被输入所述门极，所述交流电流的相位角与所述调光控制器的设置相对应。

图2示出了来自调光控制器的斩波交流输出。如图2所示，斩波交流输出201在断开期203期间可被截止。可使用施加在三端双向可控硅开关元件的门极上的信号在与所述调光控制器的设置相对应的相位角处，比如图2中所示的在60度的相位角处，将所述三端双向可控硅开关元件导通。来自所述调光控制器的所述斩波交流输出可接着在接通期205期间保持开态直到交流电压的幅值在180度的相位角处达到大约为0。一旦通过所述三端双向可控硅开关元件109的电流达到大约为0，所述三端双向可控硅开关元件109的内在特征可导致所述三端双向可控硅开关元件109截止。这可避免来自所述调光控制器105的任何进一步输出，直到所述三端双向可控硅开关元件再次被另一施加到其门极上的信号触发。

所述三端双向可控硅开关元件109的所述门极可再次在一相位角处再次被供电，所述相位角由所述调光控制器105内的所述相关电路基于所述调光控制器的设置而设置。这可使图2中所示的周期重复。然而，该循环的重复可以结合所述交流周期的剩余的负半周期(图2中未示出)来进行。因此，下一个周期可为一个负周期，但也可与图2中所示的周期相同。

所述三端双向可控硅开关元件109之外的装置可附加使用或替代使用。例如，两个晶闸管(SCR)可用来代替所述三端双向可控硅开关元件109使用。甚至可以只使用一单个晶闸管，但这可导致所述交流电压的只有正的部分或负的部分从所述调光控制器105输出。

回到图1，所述反激式转换器107可为任何类型。所述反激式转换器107可包括整流系统111，输出滤波器113，反激式控制器115，开关系统117，变压器119，整流系统121和/或输出滤波器123。

所述整流系统111可为任何类型。例如，其可包括全波桥式整流器。这种全波桥式整流器可配置为把由所述调光控制器105传送的所述交流电压的正的斩波部分和负的斩波部分转换为都为正的斩波部分或者转换为都为负的斩波部分，即，转换为斩波和整流后的交流电压。半波桥式整流器可替代使用，在这种情况下所述调光控制器105输出的正的斩波部分或负的斩波部分可能会丢失。

所述输出滤波器113可为任何类型。所述输出滤波器113可配置为对来自所述整流系统111的斩波和整流后的交流电压进行滤波。例如，所述输出滤波器113可为低通滤波器。为了最大限度地降低成本、尺寸以及由于其它原因，由所述输出滤波器113提供的过滤量可以最小化。例如，如果使用低通滤波器，所述低通滤波器可具有截止频率，所述截止频率基本高于来自所述整流系统111的所述斩波和整流后的交流电压的纹波频率。例如，所述低通滤波器足可滤除所述斩波和整流后的交流电压中的高频噪音，但不在所述斩波和整流后的交流电压的所述断开期的大部分时间内维持所述输出滤波器113的输出。

所述输出滤波器113可包括电容。所述电容可为任何值。其可小于1微法，比如大约0.5微法或0.1微法。

所述输出滤波器113的输出可被传送到所述反激式控制器115和所述开关系统117。

所述反激式控制器115可为任何类型。所述反激式控制器115可配置为生成开关信号，所述开关信号用于控制电流向所述变压器119的初级绕组的传送。所述反激式控制器115可配置为以一种方式生成所述开关信号，所述方式使得恒定平均输出电流被传送到所述发光二极管101，所述恒定平均输出电流是所述斩波和整流后的交流电压的平均值的函数。

为了实现这一控制，所述反激式控制器115可向所述开关系统117传送开关信号。所述开关系统117可配置为根据从所述反激式控制器115接收的开关信号把所述变压器119的初级绕组连接到来自所述输出滤波器113的所述斩波和整流后的交流电压。

所述开关系统117可为任何类型。例如，其可包括一个或多个电子开关，比如一个或多个场效应晶体管(FET)，金属-氧化层-半导体-场效晶体管(MOSFET)，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)和/或双极型三极管(BJT)。所述开关系统117可包括一个或多个逻辑器件，所述逻辑器件可用于使所述电子开关基于来自所述反激式控制器115的所述开关信号在来自所述输出滤波器113的输出和接地之间切换所述变压器119的初级绕组。

所述变压器119可为任何类型。如文所示，其可具有初级绕组，所述初级绕组基于所述开关信号通过所述开关系统117与所述输出滤波器113的输出相连接。所述变压器119可以包括可与所述整流系统121相连接的次级绕组。所述变压器119可包括一个或多个额外的初级和/或次级绕组，所述额外的初级和/或次级绕组可用于其它目的。所述变压器119的匝数比和其它特征可以改变。

所述整流系统可配置为整流来自所述变压器119的所述次级绕组的输出。例如，所述整流系统121可包括一个或多个二极管。可使用半波整流。

所述整流系统121的输出可与所述输出滤波器123相连接。所述输出滤波器可配置为过滤来自所述整流系统121的输出。所述输出滤波器可包括电容。所述电容可足以或可不足以在所述斩波和整流后的交流电压的整个断开期内基本上维持来自所述整流系统121的输出。

所述反激式转换器107可配置为将来自所述输出滤波器123的输出传送给所述发光二极管101传送，所述发光二极管101与来自所述调光控制器105的所述斩波交流电压直流隔离。所述反激式转换器107可配置为这样工作而不使用任何光隔离器，比如不使用提供指示来自所述变压器119的所述次级绕组的输出电流的反馈的光隔离器。

图3示出了包括有反激式控制器的反激式转换器的一部分，所述反激式变换器包括输出电流监控电路。图3中所示的所述电路可与图1中所示的所述由调光器供电的发光二极管电路一起使用，可与其它类型的由调光器供电的发光二极管电路一起使用，或与其它类型的电路，比如配置为生成恒定电流输出的通用反激式转换器一起使用。类似地，图1中所示的所述由调光器供电的发光二极管电路可应用于图3所示的电路之外的电路。

如图3所示，变压器301可具有初级绕组303和次级绕组305。所述变压器301可相当于图1中所示的所述变压器119。所述变压器301可为任何类型。其可具有一个或多个额外的初级和/或次级绕组，并且其可具有任意的匝数比。

所述变压器301的所述初级绕组303可与电源相连接。可使用任何类型的电源。例如，所述电源可以是直流电源，全波整流后的交流电源，半波整流后的交流电源，或者来自调光控制器的斩波和整流后的电源，比如图1中所示的来自所述输出滤波器113的输出。

所述变压器301的所述次级绕组305可由二极管307整流。所述二极管307可相当于图1中所示的所述整流系统121。所述二极管307的输出可由电容309过滤。所述电容309可相当于图1中所示的所述输出滤波器123。所述电容309可足以或可不足以在所述斩波和整流后的交流电压的整个断开期基本上维持来自所述整流系统121的输出。

一个或多个发光二极管可与所述电容309的输出相连接，比如所述发光二极管311、313和315。所述发光二极管311、313和315可相当于图1中所示的所述发光二极管101并可为以上讨论的与图1相关的任何类型。虽然显示为串联，但是所述发光二极管311、313和315可并联和/或串联和并联相结合。任何不同数量的发光二极管可替代使用。

场效应晶体管317可用于可控地通过检测电阻319把所述初级绕组303的另一侧与地面连接。所述场效应晶体管317可相当于图1中所示的所述开关系统117。其它类型的开关系统可附加使用或替代使用。所述开关系统可改为以与所述变压器301的所述初级绕组303的另一侧串联的方式插入。

图3中所示的电路可配置为保持所述次级绕组305中的平均输出电流基本恒定，这将在下面的讨论中变得更加清楚。为了实现保持所述次级绕组305中的平均输出电流基本恒定，所述电路可监控所述次级绕组中的电流。

当所述次级绕组305正在传导电流时，可通过测量所述初级绕组303上的电压来监控所述电流。然而，图3中采用了一种不同的方法。现在提出这一不同方法的理论基础。

在反激式转换器，比如图3中部分地示出的反激式转换器中，变压器的初级绕组，比如所述变压器301的初级绕组，可通过开关系统，比如所述场效应晶体管317，被连接到电流源。这可基于所述初级绕组中的所施加的电压量和电感量使得电流在所述初级绕组303中稳定地建立。可同时在所述变压器的次级绕组，比如所述次级绕组305上生成一相应电压。然而，还没有电流可在所述次级绕组中流动，因为可连接到所述次级绕组的半波整流系统，比如所述二极管307可被反向偏置。

所述初级绕组中的电流可继续增加直到其达到所需的峰值。此时，所述开关系统可关闭。这可使得通过所述初级绕组的电流停止。

因所述初级绕组中的所述电流而在所述变压器中建立的磁场现在可开始向所述次级绕组传送。这可使得所述次级绕组上的输出电压改变极性，使得所述半波开关系统，比如所述二极管307正向偏置。进而，这可使得电流在所述次级绕组中流动。

所述次级绕组中的所述电流可以峰值开始并以近似于线性的方式趋于0。一旦所述电流达到0，所述初级绕组中的开关系统可再次被打开。接着电流可再次在所述初级绕组中被建立。这整个过程可重复。

这种在所述初级绕组中传送电流继而电流在所述变压器的次级绕组中流动能以非常快的频率重复。所述频率可大于100千赫兹(KHz)，比如在大约200千赫兹。

如上所示，当电流在所述初级绕组中流动时其不会在所述次级绕组中流动。电流在所述次级绕组中流动的相对时间量与电流不在所述次级绕组中流动的相对时间量之比叫做所述次级绕组中的电流的占空比。

在所述次级绕组中流动的电流的平均值，可与在所述次级绕组中最初流动的电流的峰值和所述电流的占空比的乘积成比例。例如，随着所述峰值增加，所述电流的平均值也增加，即使占空比未改变。类似地，如果占空比增加所述次级绕组中的电流的平均值也会增加，即使所述峰值保持不变。

最初在所述次级绕组中流动的电流的峰值可与在所述初级绕组中的电流被所述开关系统断开之前到达所述初级绕组中的电流的峰值成比例。因此，在所述次级绕组中流动的电流的平均值可与到达所述初级绕组中的电流的峰值和所述次级绕组中的电流的占空比的乘积成比例。

输出电流监控电路可因此配置为基于所述初级绕组303中的所述峰值输入电流和所述次级绕组305中的电流的占空比来生成代表所述次级绕组305中的所述平均输出电流的信号。任何电路都可用来测量这些量和生成该信号。如图3所示，例如，所述输出电流监控电路可包括所述检测电阻319，峰值输入电流检测电路321，脉宽调制器323，和由电阻325和电容327组成的低通滤波器。

所述检测电阻319可产生输入电流信号330，所述输入电流信号330具有代表所述变压器301的所述初级绕组303中的电流的电压。所述检测电阻319可具有相对低的电阻值以便不浪费电力。由所述检测电阻319产生的电压可由所述峰值输入电流检测电路321处理。所述峰值输入电流检测电路321可配置为生成表示所述初级绕组303中的电流峰值的输出。为了做到这一点，所述峰值输入电流检测电路321可包括一采样保持电路。所述采样保持电路可配置为当电流在所述初级绕组303中流动时对来自所述检测电阻319的输出进行采样，并且对在所述场效应晶体管317正好被关闭之前流动的电流的值进行保持。由于所述电流可平稳上升直到所述场效应晶体管317被关闭这一事实，因此该值可为所述初级绕组303中的电流的峰值。

占空比信号329可表示所述次级绕组305中的电流的占空比。所述占空比信号329可从存储器，比如一个D型存储器331得到。所述D型存储器331的操作将在下面描述。

所述脉宽调制器可配置为生成一输出，所述输出表示来自所述峰值输入电流检测电路321的所述峰值输入电流与所述占空比信号329的乘积，从而产生脉宽调制的峰值输入电流信号。由所述电阻325和所述电容327组成的所述低通滤波器可配置为提取所述脉宽调制的峰值输入电流的平均值，从而产生平均输出电流信号333。所述平均输出电流信号333可因此表示所述次级绕组305中的所述平均输出电流，因为，如上所述，所述次级绕组305中的所述平均输出电流可与所述初级绕组303中的所述峰值输入电流的平均值和所述次级绕组305中的所述输出电流的占空比的乘积成比例。

由所述电阻325和所述电容327组成的所述低通滤波器可具有一截止频率，所述截止频率至少低于所述斩波和整流后的交流电压的频率五倍，比如大约低于所述斩波和整流后的交流电压的频率十倍。例如，当所述交流电压的频率为60赫兹时，所述斩波和整流后的交流电压的频率可为120赫兹。在此例中，由所述电阻325和所述电容327组成的所述低通滤波器的截止频率可因此约为12赫兹。该低截止频率的净效应可为产生所述平均输出电流信号333，所述平均输出电流信号333为在所述斩波和整流后的交流电压的几个周期上计算的所述次级绕组305中的所述输出电流的平均值。

放大器335可配置为与所述电容327和所述电阻325一起使用以便组成积分器，所述积分器对所需平均输出电流信号337和所述平均输出电流信号333之差进行积分运算。在所述电路中，所述放大器335的输出可被看作所需峰值输入电流信号339，即，代表所述初级绕组303中的峰值电流量(amount peak current)的信号，所述峰值电流量是提供所述次级绕组305中的所述所需平均输出电流所需的。

所述场效应晶体管317的状态可由所述D型存储器331控制。当所述D型存储器331由一信号设置为其置位S输入时，所述D型存储器输出的Q输出可变高。当置位时，这可使所述场效应晶体管317导通，这进而可开始把电流传送到所述变压器301的所述初级绕组303中。

当信号被传送到所述D型存储器的复位R输入时，所述D型存储器的Q输出可变低。复位时，这可使所述场效应晶体管317关断，这进而可停止把电流传送到所述变压器301的所述初级绕组303中。

所述D型存储器的所述Q输出可表示作为所述Q输出的互补的输出。

边界检测电路341可用于对所述D型存储器331进行置位。所述边界检测电路341可配置为根据几种不同类型的定时计划中的任一种来启动所述变压器301的所述初级绕组303中的电流。例如，所述边界检测电路341可配置为当所述次级绕组305中的电流达到0时启动所述初级绕组303中的电流。所述边界检测电路341可配置为通过当电流在所述次级绕组305中流动时监控通过所述初级绕组303的电压来检测所述次级绕组305中的电流何时中断。

比较器343可配置为在所述输入电流信号330达到所述所需峰值输入电流信号339的水平时输出一信号，所述信号对所述D型存储器331进行复位并从而关闭所述场效应晶体管317。

当所述平均输出电流信号333小于所述所需平均输出电流信号337时，所讨论过的电路配置可因此使所述所需峰值输入电流信号339增大直到所述平均输出电流信号333达到所述所需平均输出电流信号337的水平。反之，当所述平均输出电流信号333大于所述所需平均输出电流信号337时，所讨论过的电路配置可使所述所需峰值输入电流信号339减小直到所述平均输出电流信号333下降到所述所需平均输出电流信号337的水平。

刚刚描述过的电路的整体效应因此可为使与所述所需平均输出电流信号337相对应的恒定平均电流被通过所述次级绕组305传送。当所述反激式转换器的输出与所述交流电压电绝缘时，在不使用任何光隔离器，比如配置为提供指示来自所述次级绕组305的输出电流的反馈的光隔离器的情况下，所述电路也可做到这一点。

如上所示，来自所述输出滤波器111的所述斩波和整流后的交流电压可用作所述初级绕组303的电源。在该配置中，所述边界检测电路341可配置为在所述斩波和整流后的交流电压的断开期期间不对所述D型存储器331进行置位。相应地，由所述放大器335、所述电阻325和所述电容327组成的所述积分器在这些断开期期间可关闭，以便不允许积分的值被这些断开期改变。也就是说，图3中所示的电路可配置为使所述次级绕组305中的所述输出电流的平均值匹配在所述斩波和整流后的交流电压的接通期而非断开期由所述所需平均输出电流信号337表示的值。

可提供单独的电源电路来从所述斩波和整流后的交流电压生成恒定直流电源，而不考虑该电压的斩波特性。所述单独的电源电路，包括图3中示出的所述电路的输出可在所述斩波和整流后的交流电压的断开期和接通期用于为所述反激式控制器供电。

图4示出了可在含有图3中所示类型的电路的反激式转换器的操作中出现的所选择的波形。如图4所示，每当所述场效应晶体管317被导通之后，输入电流401可开始上升。其可继续上升直到其达到所述所需峰值输入电流403。一旦所述输入电流401达到所述所需峰值输入电流403，所述比较器343可向所述D型存储器331的所述复位R输入发送信号，使得所述场效应晶体管317关断。

在这一点，通过所述次级绕组305的电流可开始流动。在所述次级绕组305中流动的电流的占空比可反映在所述D型存储器331的所述Q输出中。所述脉宽调制器323可使所述占空比信号329与来自所述峰值输入电流检测电路321的所述峰值输入电流信号相乘，从而生成脉宽调制峰值输入电流信号405。接着，所述脉宽调制峰值输入电流信号405的平均值可被由所述电阻325和所述电容327组成的所述低通滤波器提取，从而生成所述平均输出电流信号333。如果所述平均输出电流信号333不匹配所述所需平均输出电流信号337，则由所述放大器335和所述电容327组成的所述积分器可继续调节所述所需峰值输入电流信号339直到所述平均输出电流信号333匹配所述所需平均输出电流信号337。

图3中所示的电路可使得从所述交流电压中提取的电流具有与所述交流电压大体上不同的波形。例如，当所述交流电压的值降低时，比如当所述交流电压的相位角从90变为180度时(参看图2)，图3中的电路可使得由所述反激式转换器提取的所述平均电流保持基本恒定。这可导致一个低功率因数，比如在0.6和0.7之间的功率因数。这样一个低功率因数可要求供应线电压的所述设备(utility)来提供比实际所需的电流更多的电流。其还可因急剧的电流尖峰而导致电磁干扰问题。

图5示出了图3中所示的所述反激式转换器的一部分，配置为调节所述所需峰值输入电流以实现功率因数校正。如可以清楚的，除了在所述放大器335的输出中插入了乘法器501，增加了由电阻503和505组成的分压网络，和增加了斩波和整流后的交流电压输入507之外，图5中所示的电路与图3中所示的电路相同。

电路改变可使得由所述放大器335、所述电阻325和所述电容327组成的所述积分器的输出，与代表所述斩波和整流后的交流电压的信号相乘。这可使得所述所需峰值输入电流信号339跟踪所述斩波和整流后的交流电压的瞬时值。因此，当所述斩波和整流后的交流电压的所述瞬时值增大或减少时，所述所需峰值输入电流信号339的值与其一起增大或减少。这可使得从所述斩波和整流后的交流电压，比如从所述输出滤波器113，提取的所述平均电流的波形更紧密地匹配所述斩波和整流后的交流电压，从而增加所述电路的功率因数。同时，图5中的以及上面与图3一起讨论过的反馈环仍可在所述斩波和整流后的交流电压的每一接通期期间，确保所述平均输出电流匹配所述所需平均输出电流信号337。

图6示出了图5中所示的电路可提供的功率因数校正，所述功率因数校正作为所述斩波交流电压的相位角的函数。如图6所示，由所述反激式转换器提取的所述输入电流601可在可以设置所述调光控制器的相位角的整个范围内密切跟踪所述输入电压603。

图5中所示的电路的功率因数可依所述反激式转换器的所述输出电压而改变。图6中所示的图表示了一个约为50伏的输出电压的输入电流和输入电压之间的关系。当所述输出在该电压水平时，在每一可能的调光器相位角处，所述功率因数可为至少0.8，至少0.9，至少0.95，或至少0.98。

图7示出了图5中所示的电路可提供的功率因数校正，所述功率因数校正作为所述反激式转换器的输出电压的函数。如图7所示，所述功率因数可在一个很宽的输出电压范围内保持很高。

图5中的电路试图通过使所述所需峰值输入电流跟踪所述输入电压的变化来提供功率因数校正。然而，所述平均输入电流可不与所述所需峰值输入电流成正比(directly proportional)。所述平均输入电流还可以是流向所述初级绕组303的输入电流的占空比的函数，所述平均输入电流可随着所述输入电压的改变而改变。因此，通过使流向所述初级绕组303的所述所需平均输入电流跟踪所述输入电压的变化而非所述所需峰值输入电流的变化，可实现更大的功率因数校正。

图8示出了图5中所示的所述反激式转换器的一部分，配置为调节所需平均峰值输入电流以实现功率因数校正。如可以清楚的，除了增加了由放大器801、电容803和电阻805组成的第二积分器和第二脉宽调制器807之外，图8中示出的电路与图6中所示的电路相同。

输入电流监控电路可配置为生成一信号，该信号代表流向所述初级绕组的平均输入电流。如图8所示，所述输入电流监控电路可包括所述检测电阻319，所述峰值输入电流检测电路321，所述第二脉宽调制器807，和由所述电阻805和所述电容803组成的低通滤波器。在这种情况下，所述第二脉宽调制器807可以使占空比信号815与所述峰值输入电流相乘，其中所述峰值输入电流由所述峰值输入电流检测电路321检测到，所述占空比信号815代表所述初级绕组303中的电流的占空比。所述占空比信号815可从所述D型存储器331的所述Q输出得到。该脉宽调制信号可被由所述电阻805和所述电容803组成的低通滤波器滤波，从而在所述放大器801的负输入处生成平均输入电流信号811。所述低通滤波器可配置为具有一截止频率，所述截止频率位于向所述场效应晶体管317传送的开关信号的频率与斩波和整流后的交流电压的频率之间。例如，所述开关信号大约在200千赫兹且所述斩波和整流后的交流电压大约在120赫兹时，所述低通滤波器的所述截止频率可约为10千赫兹。

该配置可改变来自所述乘法器501的输出所体现的特性。在图8中，来自所述乘法器501的输出现在可代表所需平均输入电流信号815。所述放大器801、所述电容803和所述电阻805可组成第二积分器，所述第二积分器对所述所需平均输入电流815和所述平均输入电流信号811之差进行积分运算，从而生成所述所需峰值输入电流信号339。

通过使所述所需平均输入电流信号跟踪所述输入电压而非所述所需峰值输入电流信号，对于所述调光控制器105的所有设置来说，所述功率因数可增加到至少0.99。

图1、图3、图5和图8中所示的电路，可在被传送到所述发光二极管的所述输出电流中产生纹波。该纹波的量可取决于用于所述输出滤波器123的输出电容的量，比如所述电容309的量，以及所述发光二极管所需的电压和电流的量。

所述纹波可具有两个分量。第一分量可归因于来自所述反激式控制器的所述开关信号。然而，所述第一分量可能频率很高，比如在大约200千赫兹，并从而易于被小值的输出电容过滤。

第二分量可归因于所述斩波和整流后的交流电压。该第二分量的频率可低得多，比如在大约120赫兹，并且可能需要极大值的电容来过滤。例如，在50伏下工作的一组10瓦的发光二极管可能需要超过10,000微法的电容来充分地过滤所述120赫兹的纹波。这种电容价格昂贵、体积庞大并且容易出现故障。

图9示出了电流纹波降低电路。图9中所示的电路可与图1、图3、图5和图8中所示的电路一起使用，也可与其它类型的发光二极管电路一起使用。类似地，图1、图3、图5和图8中所示的电路可与其它类型的电流纹波降低电路一起使用。

所述电流纹波降低电路可与电源相连接。所述电源可包括整流二极管，比如二极管906。

所述电流纹波降低电路可与一个或多个串联、并联、或者串联和并联结合的发光二极管相连接。例如，如图9中所示，发光二极管901、903和905可串联。所述发光二极管901、903和905可为任何类型的上述发光二极管，并且可使用任何数量作为替代。

所述电流纹波降低电路可包括电容，比如电容904。所述电容904可配置为在反激式转换器中的变压器的次级绕组的输出被二极管，比如所述二极管906整流之后，将其滤波。所述电容的值可选择以便过滤由所述反激式转换器中的开关信号引起的高频电流纹波，但只能部分地过滤由低频斩波和整流后的交流电压源的，比如由调光控制器进行的，斩波引起的电流纹波。例如，可使用在1微法到1000微法或者2微法到20微法范围内的值。所述电容904的值可以是这样的以便允许穿过该电容的所述输出电压的纹波与所述输出电压的峰值的10％一样大，该纹波可归因于所述斩波和整流后的交流电压。

所述电流纹波降低电路可包括电流调节器，比如电流调节器902，所述电流调节器与所述发光二极管串联。所述电流调节器902可配置为大体上降低由所述输出电流的低频纹波分量引起的流过所述发光二极管的电流的波动，而非由所述输出电流的平均值的改变引起的流过所述发光二极管的电流的波动。

所述电流调节器902可包括可控的恒定电流源，比如场效应晶体管908。所述场效应晶体管908可配置为从源极907通过漏极909传导恒定数量的电流，所述恒定数量的电流大致和门极911的输入电压成比例。施加到所述门极911的所述输入电压可从低通滤波器得来，所述低通滤波器可包括电阻和电容，分别地比如一电阻913和一电容915。

所述低通滤波器可配置为向所述场效应晶体管908的所述门极911传送电压，所述电压与所述输出电流的平均值基本成比例，所述输出电流具有被大幅衰减的低频纹波分量。为了实现这一点，所述低通滤波器可配置为具有一截止频率，所述截止频率至少低于所述斩波和整流后的交流电压的低频纹波五倍，比如大约低于十倍。

尽管所述发光二极管901、903和905示出为与所述场效应晶体管908的所述源极串联，但是它们却可替代地与所述场效应晶体管908的所述漏极909串联。而且，可使用其它类型的电流调节器，而不使用图9中所示的电流调节器。

图10示出了可用于反激式转换器中的反激式控制器的一部分，所述反激式转换器由调光控制器驱动以加强所述调光控制器设置的改变和一个或多个发光二极管的光强的相应改变之间的可感知的线性度，所述一个或多个发光二极管由所述反激式转换器驱动。通过用放大器1001代替所述放大器335以及通过增加图10中所示的和现在描述的额外元件，图10中所示的电路可与图3、图5和图8中所示的电路一起使用。

如图10所示，跟踪输入1003可配置为接收调光器输出跟踪信号，所述调光器输出跟踪信号代表来自调光控制器的输出的瞬时幅值。所述调光器输出跟踪信号可以，例如，是所述斩波和整流后的交流电压的换算结果(scaledversion)，所述斩波和整流后的交流电压由图1中所示的所述整流系统111的输出所传送。所述整流系统111可以，例如，是全波桥式整流器。

平均电路可配置为对所述跟踪输入1003处的所述调光器输出跟踪信号求平均，以便生成平均调光器输出信号1005，所述平均调光器输出信号1005代表所述调光器输出跟踪信号的平均值。所述平均电路可包括低通滤波器，所述低通滤波器可包括电阻1007、电阻1009和电容1011。所述低通滤波器可配置为具有一截止频率，所述截止频率至少低于所述调光器输出跟踪信号的频率五倍，比如大约低于该频率十倍。例如，所述调光器输出跟踪信号可具有大约120赫兹的频率，在这种情况下所述低通滤波器可具有大约12赫兹的截止频率。

所述放大器1001可配置为与所述电阻325和所述电容327一起使用以便充当积分器。所述放大器1001可包括最小值电路1013，所述最小值电路1013配置为输出所述所需平均输出电流信号337和所述平均调光器输出信号1005中较小的一个。所述放大器1001可配置为对所述最小值电路1013的输出与所述平均输出电流信号333之差进行积分计算。

该电路改变的净效应可为：当所述平均调光器输出信号1005小于所述所需平均输出电流信号337时，用所述平均调光器输出信号1005代替所述所需平均输出电流信号337。这有助于在调光控制器上的设置被调整为要求较低的电流输出之后，确保所述反激式转换器不会尝试和维持所述输出电流在高的水平。

所述所需平均输出电流信号337可充当一阀值，该阀值与来自所述调光控制器105的所述斩波交流电压的所述相位角有关。例如，所述所需平均输出电流信号337可被设置为在0度相位角大于所述平均调光器信号1005。这可使所述平均调光器信号1005在所述调光控制器的所有不同相位角设置中控制所述反激式转换器的平均电流输出。

作为替代，所述所需平均输出电流信号337可设置为在0到180度之间的相位角，比如在大约90度处，等于所述平均调光器信号1005。使用该设置，所述所需平均输出电流信号337可在小于90度的所有相位角控制所述所需平均输出电流，而所述平均调光器信号1005可在所有较大的相位角控制所述所需平均输出电流。作为替代，所述所需平均输出电流信号337可设置为在其它相位角，比如在45度处等于所述平均调光器信号1005。

图11是输出电流的图，所述输出电流作为不同反激式转换器设计的调光控制器设置的函数。缺少图10中所示的电路的反激式转换器设计在其输出电流和所述调光控制器设置的相位角之间可具有线性关系，所述线性关系在图11中由直线1101表示。如果所述所需平均输出电流信号337设置为在0度相位角大于所述平均调光器信号1005，波浪形曲线1103可说明所述调光器的设置和所述反激式转换器的所述电流输出之间的关系。如果替代地所述所需平均输出电流信号337设置为在约90度的相位角等于所述平均调光控制器信号1005，那么分支曲线1105可说明所述调光控制器的设置和所述输出电流之间的关系。

使用这种“交叉”(“cross-over”)设置，可在所述调光控制器的低相位角设置期间，对在线电压中的噪音提供更大的抗噪性。在大约90度设置所述交叉点，也可使来自所述发光二极管的光强被人眼发现以跟踪所述调光控制器对大于90度的相位角的设置的改变，所述跟踪是以一种随着所述调光控制器的设置更加线性地变化的方式进行的。因为由于人脑以非线性方式解读亮度等级，所以这种情况可以发生。

如上述“相关技术描述”中所示，调光控制器可在其三端双向可控硅开关元件未触发时漏电。这会使得所述反激式转换器中的电压在所述斩波和整流后的交流电压的断开期期间上升。接下来，这会产生噪音、闪烁和/或其它问题或疑虑。

图12示出了一种反激式控制器，配置为避免因所述调光控制器漏电而造成的由调光控制器驱动的反激式转换器中的电压上升。在图12中所示的和现在将讨论的特征可与图1、图3、图5、图8和图10中所示的所述反激式控制器或所述反激式控制器的部分一起使用，或与任何其它类型的反激式控制器一起使用。类似地，图1、图3、图5、图8和图10中所示的所述反激式控制器或所述反激式控制器的部分可与其它类型的电路一起使用以避免因所述调光控制器的漏电而引起的电压上升。

如图12所示，反激式控制器1201可配置为生成开关信号1203，该开关信号1203可被传送到开关系统，比如结合图1、图3、图5和/或图8所做的上述描述。所述反激式控制器可具有开关信号生成电路1204，所述开关信号生成电路1204可配置为生成所述开关信号1203，以符合任何所需反激式控制器开关信号定时(timing)，比如上文中与图1至图10一起被讨论的定时之一。所述开关信号生成电路1204可包括任何类型的电路，比如上文中与图1至图10一起被讨论的电路类型之一。

所述反激式控制器1201可具有控制电路1205。所述控制电路可具有比较器1207，阀值生成电路1209，和或门1211。所述阀值生成电路1209可配置为生成一阀值，在所述阀值之上的代表所述斩波和整流交流后的电压的信号可被视为处于接通期，在所述阀值之下的代表所述斩波和整流后的交流电压的信号可被视为处于断开期。例如，所述阀值可被设置为低于代表所述斩波和整流后的交流电压的信号的峰值的10％，设置为低于该峰值的5％，或设置为其它值。

所述比较器1207可配置为比较代表所述斩波和整流交流后的电压的信号的瞬时值和由所述阀值生成电路1209生成的阀值。当代表所述斩波和整流后的交流电压的信号高于所述阀值时，没有信号被传送到所述或门1211，使得所述开关信号1203被来自所述开关信号生成电路1204的输出所控制。然而，当代表所述斩波和整流后的交流电压的信号小于所述阀值时，所述比较器1207可生成正输出，使得所述开关信号1203处于其接通状态，而不考虑来自所述开关信号生成电路1204的信号。

图13示出了可能出现在图12中所示的所述反激式控制器中的波形。如图13所示，当所述斩波和整流后的交流电压1301截止时，所述开关信号1203可在周期1303期间保持为高。另一方面，当所述斩波和整流后的交流电压1301在周期1305期间被触发时，所述开关信号1203可像平时那样振荡以便使所述反激式控制器的所述次级绕组的所述平均输出电流处于所需水平。

正如图13中也示出的那样，所述开关信号1203可在所述周期1305开始时保持为高，从而在所述斩波和整流后的交流电压从断开期切换到接通期之后开始所述开关信号的第一次振荡。

图12中所示的所述电路的净效应可为在所述调光控制器未触发时把所述变压器的初级绕组装入所述调光控制器。这会放出任何泄露的电流并因此避免在上述断开期电压上升，而不需要任何额外的一个或多个高压有源器件。用于实现所述开关系统的同类信号控制的其它电路技术可一起使用或作为代替使用。

所描述的元件能以任何方式组合在一起。例如，组成所述反激式控制器的所述元件可与其它有源和无源元件一起被组合在单个集成电路中，集成电路组与其它有源和无源元件，或分立晶体管电路组与其它有源和无源元件。

所描述的所有各种电路能以任何和所有组合一起使用。

所描述的元件、步骤、特征、目标、好处与益处，仅为说明性的。它们和与它们有关的讨论都不旨在以任何方式限制保护范围。也涉及众多其它实施方式，包括具有较少的、额外的和/或不同的元件、步骤、特征、目标、好处与益处的实施方式。所述元件和步骤也可被以不同方式排列和布置。

当使用在一项权利要求中时，术语“…的装置”包括所描述的相关结构和材料以及它们的等价物。类似地，当使用在一项权利要求中时，术语“…的步骤”包括所描述的相关动作以及它们的等价物。不使用这些短语意味着该权利要求不限于任何相关结构、材料或动作或它们的等价物。

所有陈述或说明的内容都不是旨在使任何元件、步骤、特征、目标、好处、益处，或等价物造成对公众的奉献，无论其是否在权利要求中列举。

简而言之，保护范围仅受下述权利要求限制。该范围宽至与权利要求中的用语合理地一致并且包含所有等同的结构与功能。

Claims (22)

1.一种用于生成开关信号的反激式控制器，所述开关信号使得反激式转换器中的开关系统在所述开关信号处于接通状态时向所述反激式转换器中的变压器的初级绕组传送电流，并在所述开关信号处于断开状态时停止传送该电流，所述反激式控制器包括：

调光器输入，配置为接收反映斩波和整流后的交流电压的调光信号，所述调光信号的每一周期具有一断开期，由于所述斩波交流电压所源自的调光控制器的漏电，所述断开期通常被减短但不总为0，并且具有一接通期，所述接通期通常跟踪所述交流电压，所述断开期与所述接通期之比取决于所述调光控制器的设置；

其特征在于，所述反激式控制器还包括：

控制电路，配置为基于来自所述调光器输入的所述调光信号生成所述开关信号以便所述开关信号：

在所述斩波和整流后的交流电压的接通期，在该开关信号的接通和断开状态之间可控地振荡，以便可控地调节由所述变压器的次级绕组传送的电流；和

在所述斩波和整流后的交流电压的断开期处于接通状态，从而避免因调光控制器漏电而引起的电压上升。

2.根据权利要求1所述的反激式控制器，其中，所述控制电路包括比较器，所述比较器配置为比较来自所述调光器输入的所述调光信号和阀值，并且其中当所述比较器指示所述斩波和整流后的交流电压大于所述阀值时，所述控制电路配置为指示所述斩波和整流后的交流电压处于接通期，当所述比较器指示所述斩波和整流后的交流电压小于所述阀值时，所述控制电路配置为指示所述斩波和整流后的交流电压处于断开期。

3.根据权利要求2所述的反激式控制器，其中，所述交流电压具有最大值且其中所述阀值小于所述最大值的百分之十(10％)。

4.根据权利要求3所述的反激式控制器，其中，所述阀值小于所述最大值的百分之五(5％)。

5.根据权利要求1所述的反激式控制器，其中，所述控制电路配置为使所述开关信号在所述斩波和整流后的交流电压的所述接通期以一种方式振荡，所述方式为使所述变压器的次级绕组传送以线性或非线性方式跟踪所述斩波和整流后的交流电压的平均值的平均电流。

6.根据权利要求5所述的反激式控制器，其中，所述控制电路配置为使所述跟踪基本为线性方式。

7.根据权利要求5所述的反激式控制器，其中，所述控制电路配置为提供功率因数校正。

8.根据权利要求1所述的反激式控制器，其中，所述控制电路配置为使所述开关信号在所述斩波和整流后的交流电压从所述断开期切换到所述接通期之后保持在接通状态，从而开始所述开关信号的第一个周期。

9.一种供电的发光二极管电路，包括：

反激式转换器，包括：

整流系统，配置为通过整流来自调光控制器的斩波交流电压产生斩波和整流后的交流电压，所述斩波和整流后的交流电压的每一周期具有一断开期，由于所述斩波交流电压所源自的调光控制器的漏电，所述断开期通常被减短但不总为0，并且具有一接通期，所述接通期通常跟踪所述交流电压，所述断开期与所述接通期之比取决于所述调光控制器的设置；

变压器，所述变压器具有初级绕组和次级绕组；

开关系统，配置为可控地向所述变压器的所述初级绕组传送电流；和

反激式控制器，配置为产生开关信号，所述开关信号使得所述开关系统在所述开关信号处于接通状态时向所述变压器的所述初级绕组传送电流，并在所述开关信号处于断开状态时停止传送该电流，其特征在于，所述反激式控制器包括控制电路，所述控制电路配置为基于所述斩波和整流后的交流电压生成所述开关信号以便所述开关信号：

在所述斩波和整流后的交流电压的接通期，在该开关信号的接通和断开状态之间可控地振荡，以便可控地调节由所述变压器的次级绕组传送的电流；和

在所述斩波和整流后的交流电压的断开期处于接通状态，从而避免因调光控制器漏电而引起的电压上升；和

一个或多个发光二极管，配置为接收由所述变压器的所述次级绕组传送的电流。

10.根据权利要求9所述的供电的发光二极管电路，其中，所述控制电路包括比较器，所述比较器配置为比较来自所述调光器输入的所述调光信号和阀值，并且其中当所述比较器指示所述斩波和整流后的交流电压大于所述阀值时，所述控制电路配置为指示所述斩波和整流后的交流电压处于接通期，当所述比较器指示所述斩波和整流后的交流电压小于所述阀值时，所述控制电路配置为指示所述斩波和整流后的交流电压处于断开期。

11.根据权利要求10所述的供电的发光二极管电路，其中，所述交流电压具有最大值且其中所述阀值小于所述最大值的百分之十(10％)。

12.根据权利要求11所述的供电的发光二极管电路，其中，所述阀值小于所述最大值的百分之五(5％)。

13.根据权利要求9所述的供电的发光二极管电路，其中，所述控制电路配置为使所述开关信号在所述斩波和整流后的交流电压的所述接通期以一种方式振荡，所述方式为使所述变压器的次级绕组传送以线性或非线性方式跟踪所述斩波和整流后的交流电压的平均值的平均电流。

14.根据权利要求13所述的供电的发光二极管电路，其中，所述控制电路配置为使所述跟踪基本为线性方式。

15.根据权利要求13所述的供电的发光二极管电路其中，所述控制电路配置为提供功率因数校正。

16.根据权利要求9所述的供电的发光二极管电路，其中，所述整流系统具有输出，所述输出被一定量的电容过滤，所述电容的量不足以基本改变所述斩波和整流后的交流电压的基本波形。

17.根据权利要求16所述的供电的发光二极管电路，其中，所述电容不大于1微法。

18.根据权利要求9所述的供电的发光二极管电路，进一步包括调光控制器，所述调光控制器配置为产生所述斩波交流电压。

19.根据权利要求18所述的供电的发光二极管电路，其中所述调光控制器包括三端双向可控硅开关元件，所述三端双向可控硅开关元件配置为产生所述斩波交流电压。

20.根据权利要求9所述的供电的发光二极管电路，其中，所述控制电路配置为使所述开关信号在所述斩波和整流后的交流电压从所述断开期切换到所述接通期之后保持在接通状态，从而开始所述开关信号的第一个周期。

21.一种用于产生开关信号的反激式控制器，所述开关信号使得反激式转换器中的开关系统在所述开关信号处于接通状态时向所述反激式转换器中的变压器的初级绕组传送电流，并在所述开关信号处于断开状态时停止传送该电流，所述反激式控制器包括：

用于接收反映斩波和整流后的交流电压的调光信号的装置，该调光信号的每一周期具有一断开期，由于所述斩波交流电压所源自的调光控制器的漏电，所述断开期通常被减短但不总为0，并且具有一接通期，所述接通期通常跟踪所述交流电压，所述断开期与所述接通期之比取决于所述调光控制器的设置；

其特征在于，所述反激式控制器还包括用于产生开关信号的装置，所述开关信号根据来自于用于接收的所述装置的调光信号产生，以便所述开关信号：

在所述斩波和整流后的交流电压的接通期，在该开关信号的接通和断开状态之间可控地振荡，以便可控地调节由所述变压器的次级绕组传送的电流；和

在所述斩波和整流后的交流电压的断开期处于接通状态，从而避免因调光控制器漏电而引起的电压上升。

22.一种供电的发光二极管电路，包括：

反激式转换器，包括：

从来自调光控制器的斩波交流电压产生斩波和整流后的交流电压的装置，所述斩波和整流后的交流电压的每一周期具有一断开期，由于所述斩波交流电压所源自的调光控制器的漏电，所述断开期通常被减短但不总为0，并且具有一接通期，所述接通期通常跟踪所述交流电压，所述断开期与所述接通期之比取决于所述调光控制器的设置；

变压器，所述变压器具有初级绕组和次级绕组；

可控地向所述变压器的初级绕组传送电流的装置；

其特征在于，所述反激式控制器还包括用于生成开关信号的装置，所述开关信号使得用于可控地传送电流的装置在所述开关信号处于接通状态时向所述变压器的初级绕组传送电流，并在所述开关信号处于断开状态时停止传送该电流，所述用于生成的装置使所述开关信号基于所述斩波和整流后的交流电压以便所述开关信号：

在所述斩波和整流后的交流电压的所述接通期，在该开关信号的接通和断开状态之间可控地振荡，以便可控地调节由所述变压器的次级绕组传送的电流；和

在所述斩波和整流后的交流电压的所述断开期处于接通状态，从而避免因漏电而引起的电压上升；和

一个或多个发光二极管，配置为接收由所述变压器的所述次级绕组传送的电流。

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