CN102292717B

CN102292717B - 隔离型电流-电压和电压-电压转换器

Info

Publication number: CN102292717B
Application number: CN200880120151.3A
Authority: CN
Inventors: S·齐格勒; P·甘曼塞勒; A·查普斯
Original assignee: Power One Inc
Current assignee: Power One Inc
Priority date: 2007-10-30
Filing date: 2008-10-07
Publication date: 2014-09-10
Anticipated expiration: 2028-10-07
Also published as: EP2220567A4; EP2220567A1; US7834613B2; JP6045125B2; HK1162713A1; JP2011502261A; WO2009058524A1; EP2220567B1; US20090108833A1; CN102292717A

Abstract

提供了一种电流传感器，其使用原边绕组承载待测电流，并使用副边绕组控制磁芯内的磁通量，提供原边电流的样本，并且还有助于在小的原边电流下控制磁通量以及使变压器饱和。辅助绕组被可选地用于控制磁通量，目的是为了简化传感器的控制。通过周期性地在副边绕组处施加一定的电压，迫使变压器磁芯脱离饱和，并通过检测电路获取原边电流的样本，检测电路可以包括采样-保持电路和模数转换器。控制电路被用于控制在副边绕组内和在可选的辅助绕组内流动的电流，并且被用于管理检测电路。

Description

隔离型电流-电压和电压-电压转换器

相关申请数据

本申请根据美国专利法35U.S.C.§119(e)要求2007年10月30日提交的、编号为60/983,884的美国临时申请的权益。

技术领域

本发明涉及用于通过将电流转化为电压来测量电流的设备。更具体地，本发明涉及用于测量直流和交流电流的与被测量电路隔离的高带宽设备。

背景技术

已知有若干种用于测量电流的技术。最简单的一种包括插入电流路径内的分流电阻。尽管这种方法很便宜，但是它并不提供隔离，并且会消耗过多的功率，特别是在需要大的信号幅值时。

另一种技术使用霍尔效应电流传感器。此类传感器提供了隔离、高分辨率和低功耗。可惜的是，这种设备的带宽被局限在几百千赫，并且成本比分流电阻高。而且，这种传感器表现出相当大的温度漂移，即使在使用了额外的补偿电路时也是如此。而且，为了达到满足绝大多数用途的准确度，必须利用相对较大的具有间隙的磁芯来实现传感器，以便将磁场充分地集中在载流导体周围。这就增大了这种类型的电流传感器的体积、重量和成本。

近来，已经提出了基于各向异性磁电阻(AMR)效应的电流传感器。AMR效应是在有外加磁场存在的情况下铁磁性材料的电阻变化的结果。利用该效应，可以将传感器构建为具有比霍尔效应传感器更高的带宽，但是这种传感器的输出电压也会受到温度变化的影响。而且，为了产生足够的输出电压，需要有放大器电路，这增加了设备的成本。总体而言，这种传感器比霍尔效应传感器或简单的分流电阻都要昂贵。

巨磁电阻(GMR)效应也可以被用于电流测量。该效应是多层结构电阻的磁灵敏度的结果。尽管GMR效应表现出比ARM效应更高的灵敏度，但是GMR效应也表现出很强的非线性特征。因此，还没有基于这种技术的商用电流传感器出现。

与基于上述原理中任意一种的传感器相比，基于磁通量闸门的传感器具有更好的准确度和温度特性，但这是以明显更高的成本和更大的物理尺寸实现的。这使得这样的传感器不合乎很多应用的需要。

另一类传感器是基于输送待测电流通过变压器的原边并利用其保持变压器磁芯饱和的原理。随后将电压加至副边以迫使磁芯进入线性范围，形成通过副边的与原边电流成比例的电流。随后利用检测电阻测量该副边电流。但是，这样的传感器不能用于测量不足以使磁芯饱和的小电流。

接近于零的电流可以通过增加偏置绕组进行测量，偏置绕组承载有其大小被设置为保持磁芯饱和的稳定电流。但是，偏置电流会产生稳定的功耗，并且另外还会在检测电阻处产生电压偏移。因此，为了达到高准确度，通过偏置绕组的电流必须被控制为高精度。而且，这种类型的电流传感器的带宽必然是非常小的，原因在于它使用的铁氧体或坡莫合金材料制成的磁芯具有较大的截面面积。另外，因为铁氧体或坡莫合金磁芯对于温度变化是高度敏感的，所以这种类型的传感器表现出明显的温度依赖性。

因此，需要如下的改进的电流传感器：其在大测量范围内测量交流和直流电流，同时表现出高带宽和高准确度并且实现了低功耗、与被测电流的良好隔离、低温度敏感性和低成本。

发明内容

利用变压器实现了一种高准确度、高带宽的电流传感器，该变压器包括磁芯，具有匝数为一匝或多匝的承载待测电流的原边绕组，被用于采样原边电流的副边绕组，以及用于选择性地、与原边电流的幅值无关地将磁芯带入饱和的辅助绕组。可选地，辅助绕组可以被省略并且采样和饱和功能都利用副边绕组实现，其代价是稍微更复杂一些的控制电路。由于磁芯材料的性质和控制绕组的方法，这种电流传感器只消耗很小的功率，提供了被测电流和传感器之间的电隔离，表现出低温度敏感性，并且也很便宜。

在如下所述的根据本发明的电流传感器的若干实施例中，直流电流或交流电流被转化为具有确定的和可再生的传输特性的电压。所得的传感器输出电压具有几伏的幅值使其能够直接与模数转换器(ADC)接口。传感器在待测电流和检测电路之间提供隔离并且在原边感生的平均压降为零。传感器能够以最小的功耗测量带宽超过1MHz的正电流和负电流。通过使用脉冲辅助电流来选择性地使磁芯材料饱和而不是像现有技术中的传感器那样使用恒定电流，还能够准确地测量低至零安培的电流。这种方法极大地降低了功耗和输出电压的偏移，由此改善了传感器能够测量的输入电流的动态量程。因为辅助电流是脉冲式的，所以辅助绕组能够适用于回收相当数量的用于控制变压器磁通的能量，结果是与现有技术中的传感器相比功耗的降低可以达到50％。而且，因为本发明消除了在供电电压上对偏移电压的依赖性，所以与现有技术中使用恒定辅助电流的传感器相比增加了测量的准确度。另外，因为辅助电流并不会影响测量的准确度，所以它可以通过非常简单和低成本的电路产生。脉冲辅助电流进一步的好处在于过电流事件不会像它在若干种现有技术的传感器中那样改变偏移电压。

辅助电流的脉冲性质使得能够实现本发明另外的实施例，其中辅助绕组能够被省略并且由副边绕组负责饱和功能。因为本发明并不需要恒定的电流来流过辅助绕组，副边绕组可以是分时的，首先用于使磁芯饱和以及随后用于采样原边电流。这就减小了磁路的尺寸和复杂性，而其代价仅是略微增加了电路的复杂性。但是，如果将控制电路和开关用专用集成电路(ASIC)实现，那么电路复杂性的增加就既不会增加传感器的成本，也不会增大传感器的体积。

根据本发明的传感器的输出电压可以被数字化处理以通过使用本领域技术人员公知的曲线拟合和温度补偿技术来进一步提高精度。但是，不使用数字校正技术的可选实施例也落在本发明的保护范围和精神以内。电流传感器的若干具体实施例如下所述并且应该被理解为通过本发明提供给本领域技术人员的优点的说明性示例，而并不是为了将本发明限制为任何特定的实施例。

根据本发明的电流传感器的第一实施例包括具有磁芯的变压器，围绕磁芯缠绕有包括一匝或多匝的原边绕组，用于测量原边电流的副边绕组，以及用于迫使磁芯进入饱和的辅助绕组。可编程的饱和开关被用于选择性地在辅助绕组两端施加电压，目的是为了，即使在流过原边绕组的电流不足以凭自身将磁芯带入饱和的情况下，将磁芯带入饱和。为了降低功耗，饱和开关被闭合的时长恰好足以确保使磁芯饱和。饱和开关随后即被打开，而采样开关则被闭合。采样开关在副边绕组两端施加电压，并迫使磁芯返回到线性区域。一旦进入线性区域，流过副边绕组的电流就变得与原边绕组内的电流成比例。该电流被转化为检测电阻两端的电压，并随后通过模数转换器对检测电压进行采样。采样开关随后即被打开，并且通过副边绕组的电流自由流过一组二极管，最终返回电路回到其初始状态。测量过程可以按一定的频率重复进行，该频率仅由带动磁芯脱离饱和与进入到测量信号稳定的状态以及随后在打开采样开关之后重置电路所需的时间来限制。磁芯材料和形状的明智选择使采样速率能够超过1MHz。可选的，因为传感器仅在测量过程期间消耗功率，因此可以通过降低采样速率而进一步减小功耗。

为了最小化偏移电流以及迫使变压器脱离饱和所需的时间，在根据本发明的电流传感器的一个实施例中选择具有低矫顽力和高矩形B-H回线的磁性材料。可以通过减小磁芯材料的截面积来增大采样频率而不会影响到测量的准确度。非晶态合金和纳米晶合金是表现出所需特性的磁性材料的例子。尽管坡莫合金和镍铁钼超导磁合金通常都更加昂贵并且表现出较差的温度稳定性，但是它们也能够被镀到允许高度紧凑形状的基板上。因此，这些材料也落在本发明的保护范围和精神以内。

根据本发明的传感器的第二实施例可以被用于测量双向以及单向电流，其代价是略微增加了功耗并且依赖于被用于使磁芯饱和的辅助电流的测量准确度。这可以通过使用第一实施例中的电路但是改变开关控制方案来实现。在采样开关闭合时，不是打开饱和开关而是保持其闭合。由辅助电流形成的场因此而有效地叠加至由原边电流形成的场并造成偏移电压在检测电阻处出现。由此，原边电流测量的准确度就变得取决于辅助电流的精度，而且提供了能够测量双向电流的好处。因为在测量检测电阻的电压之后切断了辅助电流，所以传感器的总体功耗相对于现有技术中的传感器仍然很低。

根据本发明的电流传感器的第三实施例包括对原边输入电路的修改以允许测量电压源而不是电流源。为此，电阻被设置为与电压源串联，目的是为了产生被输送通过原边绕组的电流。由于为了节约功率而需要大电阻并相应地需要小电流，因此可以增加原边绕组的匝数以补偿较小的电流。电流传感器的该实施例对于需要测量叠加在高浮动电压电位上的电压并且使得能够构造高带宽和高准确度的电压探针是特别有用的。该实施例在例如为了克服隔离开关模式的电源的原边和副边之间的隔离边界而需要隔离测量电压时也是特别好的低成本解决方案。应该注意的是在原边不需要辅助电源。

根据本发明的电流传感器的第四实施例通过省略模数转换器并用简单的采样-保持电路来代替而产生低成本的模拟输出。采样-保持电路由管理开关的控制电路定时，目的是为了确保在正确的时刻获取检测电压。

在根据本发明的第五实施例中，输出电路被设置作为过电流报警或保护电路。利用模拟比较器将检测电阻两端的电压与参考电压电平相比较。比较器的输出被利用D-Q触发器或者通过控制开关定时的控制电路定时的其他锁存电路锁存。D-Q触发器的输出由此被用作稳定的逻辑电平过电流警报或保护信号。

在根据本发明的电流传感器的第六实施例中，电流传感器的动态量程通过包括一个或多个量程选择开关而得以改善。量程选择开关允许控制电路选择性地切换附加电阻进入或离开与检测电阻并联或串联的电路。这就使得通过改变一个或多个量程选择开关的位置而选择高量程或低量程，从而能够用单个模数转换器以相对较高的准确度来测量低电流和高电流的电流源。

根据本发明的电流传感器的第七实施例省略了辅助绕组并在采样开关被闭合之前使用副边绕组使磁芯饱和。因为只在采样开关被闭合时的时段期间才需要辅助电流，所以单个的副边绕组可以在饱和和采样功能之间进行分时。因为只需要两个绕组，所以该实施例实现了更高的集成度以及有可能更低的成本。该实施例可以特别好地适用于如下文中更详细介绍地通过专用集成电路进行的控制。但是，要注意的是该实施例必然需要在闭合采样开关的同时打开饱和开关，它不能如第二实施例中所述被用于测量双向电流。

在根据本发明的第八实施例中，相同的两组传感器电路被设置用于测量单个原边电流，目的是为了提供对原边电流的连续测量，由此显著增加测量带宽。原边电流被输送通过两个变压器磁芯的原边绕组，并且单个控制电路根据本发明管理两组测量电路的操作。控制电路周期性地在两组测量电路之间切换输出，并且只要每一组电路的采样占空比都保持大于50％并且被移相为大约180度异相，即可保持原边电流的连续测量。

在根据本发明的第九实施例中，传感器适用于通过借助辅助绕组回收用于控制变压器的部分能量送回到电源内而降低功耗。这样能够降低功耗达50％。而且，减少了组件数量，这也降低了系统成本。该实施例与现有技术中使用恒定辅助电流的传感器相比提供了额外的重要优点。由于现有技术的传感器中的恒定辅助电流，辅助绕组不能适用于回收能量，并且在打开采样开关之后流动的电流的浪费也会导致明显更高的功耗。

在任意的上述实施例中，控制电路均可控制饱和开关和采样开关的定时和占空比，并且还可以控制用于对由检测电路产生的电压进行采样的模数转换器的定时。控制电路还可以控制用于对检测电压进行采样的采样-保持电路或D-Q触发器。控制电路可以包括数字信号处理器(DSP)、微控制器、现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)、根据离散逻辑构建的电路或本领域技术人员已知的任意其他的数字控制电路。使用模拟电路来控制开关定时也落在本发明的保护范围和精神以内。

以上对电流传感器若干实施例的说明是为了用作通过本发明提供给本领域技术人员的优点的说明性示例而并不是为了将本发明限制为任何特定的实施例组合。对于提供了高准确度和高带宽的电流测量，以及低温度敏感性和低成本的电流传感器的更加完整的理解，还有对本发明附加优点和目标的实现，都可以由本领域技术人员在考虑了以下对优选实施例的详细说明之后给出。说明将参照附图进行，首先将简要地介绍附图。

附图说明

图1是使用可饱和变压器的常规电流传感器的示意图；

图2是使用可饱和变压器的常规电流传感器的示意图，被改变为允许测量接近于零的电流；

图3是根据本发明的电流传感器的第一示范性实施例的示意图；

图4是示出了在根据本发明的电流传感器的示范性实施例中使用的磁性材料内的磁场强度(H)和磁通密度(B)之间关系的代表性的磁滞曲线图；

图5a-c示出了在根据本发明的电流传感器的代表性实施例中的不同位置处测得的代表性电压波形；

图6是适用于测量叠加在任意电压电位上的电压的本发明第三实施例的示意图；

图7是适用于产生模拟输出信号的本发明第四实施例的示意图；

图8是适用于产生数字过电流指示信号的本发明第五实施例的示意图；

图9是适用于在两个可选电流量程内测量电流的本发明第六实施例的示意图；

图10是适用于只使用单个绕组以使磁芯饱和并对原边电流进行采样的本发明第七实施例的示意图；

图11是适用于提供高带宽连续模拟输出信号的本发明第八实施例的示意图；以及

图12是适用于显著降低功耗的本发明第九实施例的示意图。

具体实施方式

本发明提供了一种电流传感器，适用于利用与原边电流的幅值无关地、被选择性地带入饱和的磁芯变压器来测量流过原边绕组的电流。传感器提供了高准确度和高带宽的电流测量以及提供了低温度敏感性和低成本。在以下的详细说明中，类似的元件标记被用于表示在一张或多张附图中出现的类似元件。

图1示出了一种能够测量直流电流的常规电流传感器的示意图，其使用变压器将被测电流与测量电路相隔离。被测电流1102流过包括磁芯1106的变压器的原边绕组1104，通过原边绕组1104内流动的电流保持磁芯1106饱和。振荡器1116被用于产生将开关1112导通的周期性脉冲，将来自电源1126的电压加至变压器的副边绕组1108。副边电流迫使磁芯返回到线性区域内并在副边绕组1108两端形成被标记为V_t的电压降1118。二极管1120和1114在开关1112被打开时允许电流自由流过副边绕组1108。检测电阻1110两端的被标记为V_s的电压降1122被输送至模拟滤波器1124，其输出与被测电流1102成比例的电压1128。该电路的缺点在于必须通过被测电流1102保持磁芯饱和，因此无法将该电路用于测量在变压器内产生的磁场不足以将磁芯带入饱和的低电流。而且，该电路也不能测量双向电流。

图2示出了一种可选的常规电流传感器的示意图，其解决了测量接近于零的电流的问题，但是却引入了增加功耗以及测量准确度取决于偏置电流的精确控制的其他缺点。在该电路中，被测电流1202流过具有磁芯1206的变压器的原边绕组1204。变压器包括副边绕组1208和偏置绕组1212。通过与电源1224串联的电阻1214来设定流过偏置绕组1212的偏置电流I_b。电流I_b用于即使在原边电流接近于零的情况下也保持变压器饱和。如图1中示出的电路，振荡器1230周期性地闭合开关1210以将电压加至副边绕组1208，以便迫使磁芯1206返回到线性区域内。这就在检测电阻1216两端产生了被标记为V_s的电压降1218，该电压降与流过偏置绕组1212的偏置电流与流过原边绕组1204的原边电流之和正比例，所成比例为绕组1204，1208和1212的匝数比。利用模拟处理电路1228来测量检测电阻1216两端的电压降，该模拟处理电路1228还补偿由偏置电流产生的偏移电压以产生与被测量的原边电流成比例的模拟输出电压1226。但是，本领域技术人员应该意识到，偏置电流会产生稳定的功耗并且还会将偏移量加至原边电流的测量值，从而使得该测量值的准确度受到偏置电流稳定性的限制。

图3示出了根据本发明的电流传感器的第一示范性实施例。在该实施例中，电流传感器包括变压器，变压器由环形磁芯112构成，变压器包括原边绕组126、副边绕组128和适用于选择性地将磁芯112带入饱和的辅助绕组130。原边绕组126包括至少一匝并且承载待测量电流108。原边绕组126内的匝数与副边绕组128内的匝数以及辅助绕组130内的匝数之比用N_p∶N_s∶N_aux表示。检测电阻134被设置为与副边绕组128串联以形成被标记为V_s的电压降114，该电压降与原边电流成比例，所成比例为N_p/N_s的比值乘以检测电阻134的值。变压器磁芯112、原边绕组126和副边绕组128由此提供了在被测电流108和表示电流测量值的电压114之间的隔离。

在该实施例中，饱和开关132在控制电路102的控制下被脉冲闭合，该控制电路102可以被实施为现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、微控制器或者由离散数字组件构建。但是，应该理解，饱和开关132也可以在模拟电路的控制下闭合并且仍然落在本发明的保护范围和精神之内。当饱和开关132被闭合时，电流I_aux从电源110流过辅助绕组130。电流I_aux的幅值被限制为V_dc/R₁，其中V_dc是电源110的电压，而R₁是限流电阻122的电阻值。该电流的幅值被选择为确保在测量原边电流108之前将磁芯112带入饱和。但是，应该注意的是，在饱和开关132被打开时，没有电流流过辅助绕组130，并且因此在断路周期期间在这里并不消耗功率。

采样开关124在控制电路102的控制下被脉冲闭合。当采样开关124被闭合时，在变压器副边绕组128处施加电压以迫使变压器磁芯112脱离饱和。一旦采样开关124已被打开，两个二极管120和118就允许电流自由流过副边绕组128。

图4示出了用于根据本发明的电流传感器的一个实施例的工作点和设定点。示出了磁芯112的B-H磁滞曲线，其中沿水平轴绘制磁场强度(H)，沿垂直轴绘制磁通密度(B)。当采样开关124被打开且饱和开关132被闭合时，磁芯112的磁化强度移动至工作点202，磁芯112在工作点202是饱和的。工作点202的精确位置取决于原边电流的值。但是，辅助电流的明智选择可以确保工作点202永远不会移动到B-H曲线的饱和区域以外。一旦磁芯处于工作点，饱和开关132即被打开且采样开关124被闭合，使得磁化强度沿着B-H曲线到达设定点204，在设定点204处，测量代表原边电流108的检测电压114。以下参照图5a-c中的时序图进一步介绍测量过程。

图5a-c示出了根据本发明的实施例的代表性时序图。图5a，5b和5c的时基是相同的并且彼此对应。与原边电流108(参见图3)成比例的检测电压114在每一个标记为T的采样时间周期302被采样一次。采样周期T被进一步划分为三个时段：第一时段304，用t₁表示；第二时段306，用t₂表示；以及第三时段308，用t₃表示。图5a中的垂直轴314表示饱和开关132和采样开关124的状态，饱和开关132的状态用下方的曲线312表示，采样开关124的状态用上方的曲线310表示。在时段t₁期间，饱和开关132导通而采样开关124断开。在时段t₂期间，饱和开关132断开而采样开关124导通。在时段t₃期间，饱和开关132和采样开关124均为断开。

图5b中的垂直轴316表示检测电阻134两端的被标记为V_s的检测电压114(参见图3)的幅值。图5c中的垂直轴324表示被标记为V_t的副边绕组电压116(参见图3)的幅值。在时段t₁期间，饱和开关132被闭合，并且恒定电流I_aux＝V_dc/R₁流过辅助绕组130并迫使变压器磁芯112在图4中示出的工作点202处进入饱和。如果原边电流108自身在饱和开关132闭合之前不足以保持磁芯112处于饱和，那么电流I_aux将不会立刻上升至V_dc/R₁，并且在辅助绕组128两端将会出现短时间的负电压。图5c中示出了代表性的瞬时负电压，用虚线330表示。时段t₁必须持续得足够长以使I_aux上升至其稳态水平，此时磁芯112即处于饱和并且已经到达工作点202。

随后，在时段t₂开始时，饱和开关132被打开而采样开关124被闭合。此时，辅助电流I_aux停止流动，取而代之的是流过副边绕组128的电流I_s。副边绕组两端的电压V_t由下式给出：

V_t＝V_dc-I_s＊R_s，

其中V_dc是电源110的电压，而R_s是图3中示出的检测电阻134的值。一旦磁化强度已经如图4中所示沿B-H曲线到达设定点204，并且磁芯已经不再处于饱和，则副边绕组电流I_s由下式给出：

I_s＝(I_mag+I_p＊N_p)/N_s，

这里，I_mag是由磁芯112感生的磁化电流，I_p是原边电流108，N_p是原边绕组126的匝数，而N_s是副边绕组128的匝数。应该注意的是，副边电流既不取决于辅助电流也不取决于采样开关124的导通状态的电阻。磁化电流I_mag可以被写为：

I_mag＝I_m＊H_c，

其中I_m是由变压器磁芯的形状确定的磁路长度，而H_c是矫顽力，是构成磁芯的磁性材料的一种性质。通过选择表现出低矫顽力的磁芯，可实现以下条件：

I_p＊N_p＞＞I_m＊H_c，

由此就允许忽略磁化电流的影响。因为矫顽力H_c的值对于不同设备会有所变化并且表现出不同的温度依赖性，所以这种忽略正是所希望的。在此情况下，副边电流I_s简单地等于原边电流I_p与匝数比N_p/N_s的乘积。基于非晶态合金或纳米晶合金的磁芯是特别适用的，因为它们都具有低矫顽力H_c并且表现出低温度漂移。坡莫合金和镍铁钼超导磁合金(supermalloy)无法提供高温度稳定性但是却提供了相当低的矫顽力以及高度的可机械加工性，这就使得它们也适合用于本发明。铁氧体材料既没有提供低矫顽力也没有提供低温度漂移，但是它们确实表现出低成本和高度的可机械加工性，这使得它们对于低成本、低精度的电流测量应用很有吸引力。因此用铁氧体材料制成的磁芯也落在本发明的保护范围和精神之内。在不能忽略磁化电流的高精度应用中，可以通过本领域技术人员公知的各种方案来进行温度和偏移补偿。

磁芯112的横截面面积对于测量准确度没有影响。实际上，较小的横截面面积A_c是优选的，这是因为迫使磁芯进入饱和的时间会由于必须在副边绕组两端施加较小的伏秒值而缩短。参照图4，对于具有理想的矩形B-H环线的磁芯，用于实现206处所示并且标记为ΔB的磁通量改变所需的时间t_on由下式给出：

t_{on} = \frac{ΔB * N_{s} * A_{c}}{V_{dc} - l_{s} * R_{s}}

因此，减小磁芯112的横截面面积不仅可以降低电流传感器的尺寸和成本，而且还可以提高其采样速率。可选地，如果采样速率被保持恒定，那么较小的横截面面积可以降低功耗。而且，磁芯损耗也会因为磁芯总体积被减小而下降。

在经过了t_on时段334之后，在采样时刻320对检测电压114进行采样。在根据本发明的电流传感器的一个实施例中，利用具有采样-保持前端电路的模数转换器104来对检测电压114进行采样。随后可以由控制电路102处理该数字信号或者可选地可以利用可选的数模转换器106将其重新转换为模拟输出136(参见图3)。

在时段t₂结束时，采样开关124被打开，然后通过副边绕组128的电流自由流过二极管118和120。副边绕组两端的电压V_t如图5中的曲线332所示变为负值，并在时段t_off 336期间保持为负，直到在剩余的时段T内恢复其初始值为止。要注意的是，在检测电阻134两端不会出现负电压。因此，模数转换器104可以被直接连接而不需要任何保护电路。采样开关124必须能够阻断电源110的电压V_dc与二极管118和120两端的电压降之和。在剩余的时段t₃期间，没有辅助电流流动，因此根据本发明的电路内的功耗相对于现有技术而言被显著降低。

时段t₁的长度被设定为使得即使在原边电流为零时，电路也能够将磁芯112带入饱和。另一方面，利用如图4中所示到达设定点204所需的时间t_on来设定t₂的最小长度。磁芯112的材料及其形状会影响该值。为了降低功耗，希望将t₂保持得尽量短。为了说明性的目的，图5中示出的时间t₂要长于在实践中所需要的情况。一旦检测电压已经达到稳定值，模数转换器即可捕获其值，并且采样开关124随后即可立即被打开。通过将变压器磁化强度带回到由I_p驱动达到的数值所需的伏秒数来确定时段t_off 336，并且这也设定了时段t₃的最小长度。但是，在很多应用中，t₃将被选择为长于其最小值，目的是以较低的采样速率为代价而降低功耗。在时段t_off之后，剩余的时段t₃中不再消耗功率，并且原边的插入阻抗为零。值得注意的是，因为变压器的磁化电感，原边的平均电压降为零。该电压降由副边绕组两端的电压V_t与变压器的匝数比N_p/N_s的乘积给出。

通过改变饱和开关和采样开关的操作方式，图3中示出的本发明的实施例也能够测量双向的原边电流。对于双向应用，饱和开关132可以在时段t₂306期间保持闭合。在此情况下，辅助电流I_aux与磁化电流I_mag一起确定输出电压V_s的偏移量。在此模式下，辅助电流的准确度会影响到输出电压的准确度，因此以足够的精度提供辅助电流就非常重要。在此模式下，检测电压V_s相对于原边输入电流的增益m由下式给出，其中电阻R₁122被用于设定辅助电流：

m = \frac{N_{p}}{N_{s}} * ([{(\frac{N_{s}}{N_{aux}})}^{2} * R_{1}] | | R_{s})

还可以使用具有高输出阻抗的电流源取代电阻R₁以用于设定辅助电流。在此情况下，因为R₁变得非常大，所以增益将再次仅仅取决于匝数比和检测电阻R_s134。

图6表示根据本发明的电流传感器的第三实施例。在此情况下，根据本发明需要测量的是电压或电压差而不是电流。为此，电阻404被用于将输入电压402转化为流过原边绕组126的电流。电压源V_pot406是任意电压，重点在于通过提供电隔离，传感器能够测量叠加在高且变化的电压电位406上的电压差或电压402。为了保持低功耗，电阻404通常可以被选择为相当大，由此减小流过原边绕组126的电流。为了保持检测电路的灵敏度，可以增加原边绕组126的匝数。除了在图6中未示出的可选的数模转换器106以外，电路的其余部分与图3中所示的相同

图7示出了根据本发明的电流传感器的第四实施例。为了提供低成本的模拟输出，简单的采样-保持电路504被用于获取出现在电阻134两端的脉动电压。采样-保持电路将脉冲电压信号转化为稳定的模拟电压输出506。

图8示出了根据本发明的电流传感器的第五实施例。在此，输出电流被设置用于提供数字输出信号，其在被测电流108超出预设值时改变状态。模拟比较器606被用于将参考电压电平608与检测电阻134两端的电压114相比较。当测量电压114超出参考电压608时，比较器606的输出就会改变。由于电压114只有在时段t₂期间才可获得，因此D-Q触发器被用于在采样时刻320获取比较器的状态。

图9示出了根据本发明的电流传感器的第六实施例。量程选择开关704被加入到电路中。当控制电路102闭合量程选择开关704时，量程选择电阻702被切换到与检测电阻134并联的电路内，减小了副边绕组128和地之间的电阻并相应地改变了通过模数转换器104测得的电压。这就允许同一个模数转换器既可用于高的原边电流又可用于低的原边电流。由此，在原边电流较小时，模数转换器输入端的电压可以通过切换量程选择开关704被扩展到模数转换器的全部分辨率上，使得增加了检测电路的动态量程。可选地，量程选择开关允许使用具有较少位数的分辨率的更便宜的模数转换器并且仍然可以在低电流水平下保持足够的分辨率。还可以使用多于一个量程选择开关以提供附加的电流测量量程。量程选择开关可以进一步被设置为在串联设置的检测电阻上操作。例如，量程选择开关可以被用于旁路两个串联的检测电阻中的一个，以便改变ADC处出现的电压。

图10是本发明第七实施例的示意图，适用于省略辅助绕组。该实施例中的电路适用于使用副边绕组840来使磁芯112饱和以及对原边电流108进行采样，而不再使用单独的副边绕组和辅助绕组。该实施例特别适合于集成在用842表示的专用集成电路内。在该实施例中，因为在时段t₁和t₂之间必须改变副边绕组840的极性(参见图5)，所以需要有两个饱和开关826和828以及两个采样开关822和824。饱和开关826和828在饱和时段期间被一起闭合，目的是为了将磁芯112带入饱和。图10示出的是由电流源832而不是电阻来提供饱和电流，因为这样的电流源非常适合于集成在集成电路内。但是，也可以在饱和开关828和地之间使用电阻作为备选。一旦磁芯被带至工作点202(参见图4)，饱和开关826和828被打开，而采样开关822和824则被闭合。这就使与原边电流108成比例的电流流过副边绕组840，并在检测电阻830两端形成电压。通过ADC 806或另外的方法例如其他实施例中介绍的方法对该电压进行采样。采样开关822和824随后被打开并且磁化电流开始自由流过二极管818和820。与其他实施例不同，这会导致副边绕组两端的电压由下式给出：

V_t＝V_dc-V_d1-V_d2，

其中V_t816是副边绕组840两端的电压，V_dc是电源802的电压，V_d1是二极管818两端的电压降，而V_d2是二极管820两端的电压降。

该实施例的优点是与图3中示出的实施例相比，功耗可被降低达50％，这是因为功率被电源802回收而不是消耗在二极管118和120中。就如先前指出的那样，并且如本申请中介绍的所有实施例的特征，时段t₂306期间的副边电流不取决于采样开关822和824的导通电阻。因此，电流测量的精度仅取决于由磁芯材料产生的磁化电流的稳定性。

本发明的该第七实施例的一个缺点是它不可以如前所述地通过保持饱和开关和采样开关闭合来测量双向电流。这是因为在采样时段期间由于和采样电路共用相同的绕组，因而不能提供辅助电流。

图11是根据本发明的电流传感器的第八实施例的示意图。在该实施例中，电流传感器适用于提供连续的模拟输出信号，极大地增加了测量系统的带宽。该实施例本质上是在通用控制电路952的控制下组合了两个传感器。传感器包括两个磁芯908和910。第一原边绕组904被卷绕在第一磁芯908上，而第二原边绕组906被卷绕在第二磁芯910上。原边电流902流过两个原边绕组。每一个磁芯都具有其自己的副边绕组912和916，除此之外还有辅助绕组914和918。而且，每一个磁芯都具有其自己的相关电子元件，包括第一检测电阻928和第二检测电阻930，第一饱和开关922和第二饱和开关926，以及第一采样开关920和第二采样开关924。控制电路952适用于如上所述像在本发明的其他可选实施例中那样控制两个测量电路。控制电路952进一步适用于用超过50％的占空比操作每一个采样开关，并且它将第一采样开关920的操作保持为与第二采样开关924基本上180度异相。重要的是，这导致了无论第二采样开关何时打开，第一采样开关都会被闭合，反之亦然。控制电路952还适用于切换输出选择开关954，其选择性地将第一检测电阻928两端的电压或第二检测电阻930两端的电压输送至输出956。控制电路952定时切换输出选择开关954，从而确保所选择电路的电压输出在切换输出时总是有效的。由此，尽管为了采样原边电流902，每一个磁芯中的采样电流都是脉冲式的，但是图11中电流传感器的输出956是连续的并且会以非常高的带宽跟踪原边电流902。

图12是根据本发明的电流传感器的第九实施例的示意图。该实施例的目标是在图5中示出的时段t_off336期间通过调节辅助绕组130来回收能量从而明显地降低功耗。副边绕组128两端的二极管被省略，由此在时段t_off336期间促使电流流过二极管1252。除了由于正向电压降而在二极管1252内有很小的功耗以外，在时段t_off336期间流动的电流就被完全回收到电源110内。该实施例的控制方案和工作原理与图5中所介绍的相同。与本文中介绍的其他实施例相比，时段t_off336期间的电压V_t116由电源110的电压与辅助绕组130和副边绕组128的匝数比的乘积确定。

在这样介绍了隔离型电流传感器的若干实施例之后，本发明已实现的一些优点对于本领域技术人员来说应该是明显的。还应该理解的是在本发明的保护范围和精神以内可以得到它的各种修改、变形和可选实施例。本发明进一步由所附的权利要求限定。

Claims

1.一种电流传感器，包括：

变压器，具有原边绕组、副边绕组以及基本为环形的变压器磁芯，所述原边绕组和副边绕组从所述变压器磁芯中穿过，其中：

所述原边绕组适用于承载待测电流；以及

所述副边绕组适用于选择性地承载用于在所述变压器磁芯内感生饱和场的饱和电流，以及选择性地承载用于在所述变压器磁芯内感生与所述饱和场相反的场的采样电流；

用于选择性地给所述副边绕组提供电流的电源；

检测电路，适用于测量基本与所述待测电流的幅值成比例的电压；以及

控制电路，适用于选择性地将所述饱和电流加至所述副边绕组以及选择性地将所述采样电流加至所述副边绕组；

其中所述控制电路进一步适用于在将所述采样电流加至所述副边绕组之前切断所述饱和电流，以及在将所述饱和电流加至所述副边绕组之前切断所述采样电流。

2.如权利要求1所述的电流传感器，其中所述副边绕组被进一步分为采样绕组和辅助绕组，并且其中所述控制电路适用于将所述饱和电流加至所述辅助绕组以及将所述采样电流加至所述采样绕组。

3.如权利要求2所述的电流传感器，其中所述控制电路进一步适用于首先将所述饱和电流加至所述辅助绕组；随后将所述采样电流加至所述采样绕组，以使所述饱和电流和采样电流同时流动；随后基本同时切断所述采样电流和饱和电流。

4.如权利要求2所述的电流传感器，其中所述控制电路进一步适用于在所述控制电路切断所述采样电流时允许能量从所述辅助绕组流动返回所述电源。

5.如权利要求1所述的电流传感器，其中所述控制电路包括现场可编程门阵列FPGA、专用集成电路ASIC、微控制器、数字信号处理器DSP以及包含离散数字逻辑组件的电路中的至少一种。

6.如权利要求1所述的电流传感器，其中所述控制电路包括模拟电路。

7.如权利要求1所述的电流传感器，其中所述检测电路包括适用于从所述控制电路接收定时脉冲的采样-保持电路。

8.如权利要求7所述的电流传感器，其中所述检测电路进一步包括适用于从所述控制电路接收控制信号的模数转换器。

9.如权利要求8所述的电流传感器，其中所述检测电路进一步包括适用于产生模拟电压输出的数模转换器。

10.如权利要求1所述的电流传感器，其中所述检测电路包括：

检测电阻；

模拟参考电压；

模拟比较器，适用于将所述检测电阻两端产生的电压与所述模拟参考电压相比较；以及

锁存电路，适用于从所述模拟比较器接收数据信号以及从所述控制电路接收定时信号。

11.如权利要求1所述的电流传感器，进一步包括：

至少第一检测电阻和第二检测电阻；

至少一个量程选择开关，适用于选择性地将所述第二检测电阻与所述第一检测电阻并联连接；

其中所述控制电路进一步适用于选择性地打开和闭合所述至少一个量程选择开关。

12.如权利要求1所述的电流传感器，进一步包括：

至少第一检测电阻和第二检测电阻，其中所述第一检测电阻被设置为与所述第二检测电阻串联；以及

至少一个量程选择开关，适用于选择性地旁路所述第二检测电阻；

13.如权利要求1所述的电流传感器，其中所述原边绕组包括单个导体，其穿过基本为环形的变压器磁芯一次。

14.如权利要求1所述的电流传感器，其中所述变压器磁芯包括非晶态合金、纳米晶合金、铁氧体材料、坡莫合金和镍铁钼超导磁合金中的至少一种。

15.如权利要求1所述的电流传感器，其中所述变压器磁芯包括被镀到基板上的磁芯。

16.一种电流传感器，包括：

变压器，具有原边绕组、辅助绕组、副边绕组以及基本为环形的变压器磁芯，所述原边绕组、所述辅助绕组和所述副边绕组从所述变压器磁芯中穿过，其中：

所述原边绕组适用于承载待测电流；

所述辅助绕组适用于承载用于在所述变压器磁芯内选择性地感生饱和场的饱和电流；以及

所述副边绕组适用于承载采样电流，所述采样电流用于在所述变压器磁芯内感生与由所述饱和电流感生的所述饱和场相反的场；

用于选择性地给所述辅助绕组和所述副边绕组提供电流的电源；

操作地连接至所述辅助绕组的饱和开关，用于选择性地将所述辅助绕组连接至所述电源；

操作地连接至所述副边绕组的采样开关，用于选择性地将所述副边绕组连接至所述电源；

操作地与所述副边绕组串联连接的检测电阻；

检测电路，适用于测量所述检测电阻两端产生的电压，其中所述检测电路包括采样-保持电路和模数转换器；以及

数字控制电路，适用于选择性地打开和闭合所述饱和开关与所述采样开关，并将控制信号发送至所述采样-保持电路和所述模数转换器。

17.如权利要求16所述的电流传感器，其中所述控制电路进一步适用于在所述控制电路切断采样电流时允许能量从所述辅助绕组流动返回所述电源。

18.如权利要求16所述的电流传感器，其中所述控制电路包括现场可编程门阵列FPGA、专用集成电路ASIC、微控制器、数字信号处理器DSP以及包含离散数字逻辑组件的电路中的至少一种。

19.如权利要求16所述的电流传感器，其中所述检测电路进一步包括适用于产生模拟电压输出的数模转换器。

20.如权利要求16所述的电流传感器，进一步包括：

至少一个量程选择电阻；以及

至少一个量程选择开关，适用于选择性地将所述至少一个量程选择电阻与所述检测电阻并联连接；

21.如权利要求16所述的电流传感器，进一步包括：

被设置为与所述检测电阻串联的至少一个量程选择电阻；以及

至少一个量程选择开关，适用于选择性地旁路所述至少一个量程选择电阻；

22.如权利要求16所述的电流传感器，其中所述原边绕组包括单个导体，其穿过基本为环形的变压器磁芯一次。

23.如权利要求16所述的电流传感器，其中所述变压器磁芯包括非晶态合金、纳米晶合金、铁氧体材料、坡莫合金和镍铁钼超导磁合金中的至少一种。

24.如权利要求16所述的电流传感器，其中所述变压器磁芯包括被镀到基板上的磁芯。

25.一种电流传感器，包括：

第一变压器，具有第一原边绕组、第一副边绕组以及基本为环形的第一变压器磁芯，所述第一原边绕组和第一副边绕组从所述第一变压器磁芯中穿过，其中：

所述第一原边绕组适用于承载待测电流；以及

所述第一副边绕组适用于选择性地承载用于在所述第一变压器磁芯内感生第一饱和场的第一饱和电流，以及选择性地承载用于在所述第一变压器磁芯内感生与所述第一饱和场相反的场的第一采样电流；

第二变压器，具有第二原边绕组、第二副边绕组以及基本为环形的第二变压器磁芯，所述第二原边绕组和第二副边绕组从所述第二变压器磁芯中穿过，其中：

所述第二原边绕组适用于承载所述待测电流；以及

所述第二副边绕组适用于选择性地承载用于在所述第二变压器磁芯内感生第二饱和场的第二饱和电流，以及选择性地承载用于在所述第二变压器磁芯内感生与所述第二饱和场相反的场的第二采样电流；

第一检测电路，适用于测量与所述第一原边绕组内流动的电流的幅值基本成比例的电压；以及

第二检测电路，适用于测量与所述第二原边绕组内流动的电流的幅值基本成比例的电压；以及

控制电路，用于切换输出选择开关以及选择性地将所述第一采样电流加至所述第一副边绕组和将所述第二采样电流加至所述第二副边绕组，以使得：

所述第一采样电流和所述第二采样电流中的至少一个始终在流动；并且

所述输出选择开关在所述第一采样电流流动时选择所述第一检测电路以及在所述第二采样电流流动时选择所述第二检测电路。

26.如权利要求25所述的电流传感器，其中：

所述第一副边绕组被进一步分为第一采样绕组和第一辅助绕组；

所述第二副边绕组被进一步分为第二采样绕组和第二辅助绕组：以及

所述控制电路进一步适用于：

将所述第一饱和电流加至所述第一辅助绕组；

将所述第一采样电流加至所述第一采样绕组；

将所述第二饱和电流加至所述第二辅助绕组；以及

将所述第二采样电流加至所述第二采样绕组。

27.如权利要求25所述的电流传感器，其中所述控制电路包括现场可编程门阵列FPGA、专用集成电路ASIC、微控制器、数字信号处理器DSP以及包含离散数字逻辑组件的电路中的至少一种。

28.如权利要求25所述的电流传感器，其中所述检测电路进一步包括适用于产生模拟电压输出的数模转换器。

29.一种在包括待测量信号和电流传感器的系统中测量所述信号的方法，所述电流传感器包括电源和基本为环形的变压器磁芯，原边绕组和副边绕组从所述变压器磁芯中穿过，所述方法包括：

输送所述待测量信号通过所述原边绕组；

使饱和电流脉冲式地通过所述副边绕组；

使采样电流脉冲式地通过所述副边绕组；

测量通过所述副边绕组的所述采样电流以确定所述待测量信号的幅值；以及

控制饱和电流脉冲与采样电流脉冲的定时以使它们不重叠，从而能够测量包含单向电流的信号。

30.如权利要求29所述的方法，进一步包括控制饱和电流脉冲与采样电流脉冲的定时以使所述饱和电流脉冲包络所述采样电流脉冲，从而能够测量包含双向电流的信号。

31.如权利要求29所述的方法，进一步包括将所述待测量信号通过电阻连接至所述原边绕组，从而能够测量包含电压的信号。

32.如权利要求29所述的方法，进一步包括利用模数转换器将所述采样电流的测量值数字化。

33.如权利要求32所述的方法，进一步包括对数字化的采样电流测量值进行数字校正以补偿温度和电源电压变化中的至少一个。

34.如权利要求29所述的方法，进一步包括通过在所述采样电流被切断时输送能量返回所述电源来回收所述副边绕组内的能量。