CN102356556B - 射频收发机前端电路 - Google Patents

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CN102356556B CN200980158105.7A CN200980158105A CN102356556B CN 102356556 B CN102356556 B CN 102356556B CN 200980158105 A CN200980158105 A CN 200980158105A CN 102356556 B CN102356556 B CN 102356556B
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    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks

Abstract

公开了使天线耦接到时域双工系统的射频(RF)收发机的前端电路。所述前端电路包括天线端口、功率放大器、低噪声放大器和匹配网络。所述功率放大器的输出和所述低噪声放大器的输入连接到所述匹配网络并且共同连接到所述天线。以所述收发机的发射和接收模式对应的顺序激活和去活所述功率放大器和所述低噪声放大器，而所述匹配网络在指定的运行频率使一方对另一方的影响最小。

Description

射频收发机前端电路
相关申请的交叉引用
本申请涉及2009年2月6日提交的标题为SINGLE-BANDTRANSMIT-RECEIVE FRONT-END INTEGRATED CIRCUITSFOR TIME-DOMAIN DUPLEX APPLICATIONS的61/150,419号美国临时申请，并要求其利益，其全部内容在此引用作为参考。
关于联邦赞助研究与开发的声明
不适用
技术领域
一般来说，本发明涉及射频(RF)信号电路，更确切地说，涉及时域双工通信的单频带发射-接收前端集成电路。
背景技术
无线通信系统在包括长短距离上信息传递等的无数环境中找到了应用，并且存在着范围广泛的模态，适于满足每个环境的特定需要。这些系统包括远程语音通信所用的蜂窝电话和双向无线电通信，以及计算机系统所用的短距离数据网络，还有许多其他类型。一般来说，无线通信包括经过各种调制以表示数据的射频(RF)载波信号，并且信号的调制、发射、接收和解调遵循一套标准，以便使这些过程协调。对于无线数据网络，这样的标准包括无线LAN(IEEE 802.11x)、蓝牙(1EEE 802.15.1)和ZigBee(IEEE 802.15.4)，它们被理解为时域双工系统，其中双向链接在时分单一通信通道上仿真。
任何无线通信系统的基本组件都是收发机，也就是结合的发射机和接收机电路。收发机利用其数字基带子系统将数字数据编码为基带信号并以RF载波信号调制基带信号。为WLAN、蓝牙和ZigBee利用的调制包括正交频分复用技术(EFDM)、四相相移键控(QPSK)、正交振幅调制(16QAM、64QAM)。收发机收到RF信号后，对它下转换，解调基带信号，并且解码出基带信号表示的数字数据。连接到收发机的天线将电信号转换为电磁波，反之亦然。取决于其特定配置，收发机可以包括专用发射(TX)线路和专用接收(RX)线路，收发机也可以具有结合的发射/接收线路。发射线路和接收线路连接着单一天线，尤其是对于低成本和/或小尺寸应用。
RF电路比如收发机被制造为集成电路，典型情况下利用互补金属氧化物半导体(CMOS)技术，部分地由于致力于小型化和成本降低所取得的成功。小尺寸CMOS器件已经降低了电流提取并且要求更低的电池电压，因此适于具有基本上功耗限制的便携应用。无线通信链接必须在远近距离上可靠并且数据吞吐量大，天线级的更高功率水平不可避免。例如，上述无线LAN和蓝牙典型情况下要求高达和高于20dBm的功率水平。
更大的功率输出又要求RF电路中更高的电流和电压水平。当前许多CMOS器件以0.18微米工艺制造，高级系统采用130nm、90nm、65nm和45nm工艺。最终的集成电路具有的操作电压在1.8v至低于1.2v的范围内，因为其中的半导体器件击穿电压降低了。尽管电流提取典型情况下不是问题，但是因为存在的简单解决方案包括并联的多个活化器件，在1.8v的+20dBm功率水平难以实现，尤其是对于具有包络变化的信号，正如在OFDM、QPSK、QAM等情况下。增大电流提取引起几个新问题，包括因为更大比例的电力被损失为热而使效率降低，以及电池寿命缩短。不仅如此，在电流增大时对于相同的功率水平，阻抗降低了。考虑到大多数RF电路具有50欧姆的阻抗，对于降低的阻抗设计匹配电路也变为问题，典型情况下是由于增大的电力损失。
WLAN、蓝牙、ZigBee等所用的常规收发机典型情况下不产生足够的功率或不具有足够的灵敏度，不能满足可靠通信的需要。当前的集成电路收发机器件具有的发射功率水平低于0dBm，尽管有某些器件具有大约10dBm的功率水平，这依然显著低于以上指出的所需要的20dBm。所以，需要RF信号的附加调节。
收发机与天线之间的电路也称为前端模块，它包括增大发射功率的功率放大器和/或增大接收灵敏度的低噪声放大器。为了在天线上提供纯净的发射信号以及/或者为了保护接收电路防止外部阻塞信号到达天线，也可以包括各种滤波器电路比如带通滤波器。为了在接收与发射功能之间快速切换，并且为了防止发射与接收之间转换期间的干扰，典型情况下前端模块也包括由收发机的通用输入/输出线路控制的RF开关。该RF开关被理解为单刀双掷开关，使单一天线或者连接到低噪声放大器的输入，或者连接到功率放大器的输出。带有共享的发射和接收线路的收发机，比如连同蓝牙和ZigBee系统使用的收发机，在功率放大器的输入和低噪声放大器输出一般包括第二RF开关，用于恰当地控制在收发机端的发射线路和接收线路。第二RF开关由控制第一RF开关的收发机的同一通用输入/输出线路控制。由来自收发机的启动输出也可以开通或关闭功率放大器。启动信号线可以具有可变的电压以控制增益或设置功率放大器的偏置电流。
相互联系的性能、制造和成本问题已经使得在与功率放大器和低噪声放大器的基底不同的基底上制造RF开关变得不可避免。功率放大器典型情况下在砷化镓(GaAs)基底上制造，它被理解为提供了高击穿电压和可靠性。也可以采用其他基底比如硅锗(SiGe)。不仅如此，功率放大器能够采用异质结双极型晶体管(HBT)、金属-半导体场效应晶体管(MESFET)或高电子迁移率晶体管(HEMT)，HBT的制造成本最低。按照如此方法，低噪声放大器也可以在带有HBT晶体管的GaAs基底上制造。不过，因为高插入损耗或低绝缘，使用HBT晶体管的RF开关因为不佳性能特征而受诟病。
已经提出了对上述问题的各种解决方案。一种涉及多晶片配置，其中功率放大器和低噪声放大器在使用HBT晶体管的一个晶片上制造，而RF开关在使用例如HEMT晶体管的另一个晶片上制造。然后两个晶片都封装在单一外壳中。与常规的硅基底相比，与GaAs基底相关联的成本增加，以及复杂封装工艺进一步提高了依此制造的前端模块的成本。另一项提议针对HBT和HEMT晶体管都有的复合GaAs基底，分别用于功率放大器和低噪声放大器以及RF开关。不过，这样的集成电路制造成本也高。又一项提议是对低噪声放大器、功率放大器和RF开关使用硅基底。不过，因为与硅基底相关联的绝缘不佳，可能要使用更高成本的解决方案比如绝缘体上硅片(SOI)。典型情况下，这些集成电路需要负电压发生器，这导致更大的晶片用于其偏置电路。另外，负电压发生器所用的电荷泵发射的宽频率范围上的假信号使其物理分离不可避免，进一步增大了晶片尺寸。
因此RF开关表示收发机前端设计上的重要约束。所以，本领域内需要没有常规RF开关的发射/接收前端电路具有对时域双工应用足够的发射机输出和接收机灵敏度。
发明内容
根据本发明的各个实施例，设计了使天线耦接到射频(RF)收发机的前端电路。所述收发机可以包括发射线路、接收线路、第一启动信号线和第二启动信号线。所述前端电路可以包括天线端口，以及功率放大器和低噪声放大器。所述功率放大器可以包括信号输出和信号输入，它们能够连接到所述收发机的所述发射线路。所述功率放大器也可以包括第一控制电路，它连接到所述收发机的所述第一启动信号线。施加到所述第一控制电路的第一电压可以激活所述功率放大器并设置其偏置点。不仅如此，所述低噪声放大器可以包括信号输入和信号输出，它们连接到所述收发机的所述接收线路。所述低噪声放大器也可以包括第二控制电路，它连接到所述收发机的所述第二启动信号线。施加到所述第二控制电路的第二电压可以激活所述低噪声放大器并设置其偏置点。所述前端电路也可以包括匹配网络，它连接到所述天线端口，以及所述功率放大器的所述信号输出和所述低噪声放大器的所述信号输入。所述功率放大器的所述信号输出和所述低噪声放大器的所述信号输入可以是共用的。在连同附图阅读时，通过参考以下详细说明，将最好地理解本发明。
附图说明
参考了以下说明和附图，将更好地理解本文公开的各种实施例的这些和其他特征和优点，其中：
图1A是在一个配置中具有分开的发射和接收线路以及带通滤波器的射频收发机的示范前端电路的框图；
图1B是在另一个配置中具有分开的发射和接收线路以及带通滤波器的前端电路的框图；
图2A是在一个配置中具有共用的发射和接收线路以及带通滤波器的射频收发机所用的另一个示范前端电路的框图；
图2B是在另一个配置中具有共用的发射和接收线路以及带通滤波器的前端电路的框图；
图3是前端电路第一个实施例的原理图；
图4展示了对于所采用的各种各样的偏压，负载电阻上1dB压缩点，用于确定匹配网络的合适配置；
图5是在50欧姆极坐标中固定频率处具有常噪声系数(NF)和输入返回损失(S11)圆的史密斯圆图；
图6A至图6D是晶体管Q1示范匹配的史密斯圆图；
图7A显示了调谐的匹配电路的模拟结果，相对于低噪声放大器输入匹配，不同地绘制了基极阻抗匹配；
图7B显示了对常NF的低噪声放大器基极匹配的模拟结果；
图7C显示了具有常增益圆的低噪声放大器基极匹配的模拟结果；
图8是展示不同功率水平上负载电阻上峰值电压的曲线图；
图9是显示功率放大器集电极处峰值电压对RF功率的曲线图；
图10是匹配网络等效电路的原理图；
图11是不同功率水平上电压摆动的曲线图；
图12是不同功率水平上低噪声放大器的晶体管基极-发射极电压的曲线图；
图13是包括直流偏置开关的前端电路第二个实施例的原理图；
图14是包括串联晶体管的前端电路第三个实施例的原理图；
图15是在第一配置中具有并行谐振电路的前端电路第四个实施例的原理图；
图16是绘制在前端电路第四个实施例的低噪声放大器的基极处电压降的曲线图；
图17是在第二配置中具有并行谐振电路的前端电路第五个实施例的原理图；
图18是在第一配置中具有匹配电路分压器的前端电路第六个实施例的原理图；
图19是在第二配置中具有匹配电路分压器的前端电路第七个实施例的原理图；
图20是前端电路第八个实施例的原理图，具有包括一串电感器-电容器链路的匹配电路的另一变形；
图21是前端电路第九个实施例的原理图，被配置为用于单发射-接收端口收发机，并且包括与直流偏置开关一起运行的低噪声放大器开关晶体管；
图22是前端电路第十个实施例的原理图，被配置为用于单发射-接收端口收发机，并且包括与串联晶体管开关一起运行的低噪声放大器开关晶体管；
图23是前端电路第十一个实施例的原理图，被配置为用于单发射-接收端口收发机；
图24是前端电路第十二个实施例的原理图，被配置为用于单发射-接收端口收发机；
图25是前端电路第十三个实施例的原理图，被配置为用于单发射-接收端口收发机。
附图和详细说明从始至终使用了共同的附图标记以指明相同元素。
具体实施方式
以下阐述的详细说明连同附图意在说明本发明的当前优选实施例，但是并非意在表示可以开发或采用本发明的唯一形式。本说明书连同展示的实施例阐述了本发明的若干功能。不过应当理解，本发明的范围也意在包含在内的不同实施例可以实现相同的或等价的功能，。应当进一步理解，关系术语比如第一和第二等的使用只用于区分一个实体和另一个实体，而未必要求或暗示这样的实体之间任何实际上的这样的关系或顺序。
参考图1A、1B、2A和2B的框图，多个实施例都设计了前端电路100，将天线102连接到射频(RF)收发机104。正如以下将进一步详细说明，设计了前端电路的两个变形100a和100b。当考虑两个变形都适用的特征时，将一般地对前端电路100进行引用。收发机104产生和接收的RF信号符合特定的通信系统或标准，比如，无线LAN(802.11x)、蓝牙(802.15.1)或ZigBee(IEEE 802.15.4)。这些系统的预定义运行频率从2.4GHz到6GHz变化。应当注意，虽然本公开阐明了对这些通信系统最优化的各种各样的配置，但是本领域的普通技术人员将认识到，前端电路100也可以对其他系统最优化，尤其是采用时域双工运行的系统。
由收发机104产生的RF信号具有0dBm的典型功率水平，只能在最短距离上传输。所以，前端电路100包括功率放大器106，将RF信号放大到适合的等级以建立可靠的通信链接。正如以下将详细说明，各种实施例设计了在天线102处+20dBm的功率水平。此外，收发机104在天线102处接收来自通信系统发射节点的RF信号。为了使收发机104正确地解调并提取天线102处非常微弱并含噪的RF信号上所携带的数据，由低噪声放大器108对其进行了放大。
本领域公知收发机104的各种各样的配置，并且预见了对其专用的前端电路100。正如在图1A和图1B的框图中最佳地展示，收发机的第一示范变形104a包括分开的发射线路110和接收线路112。收发机104a进一步包括一条或多条通用输入/输出线路114，它们被用于控制功率放大器106和低噪声放大器108，正如以下将更详细的考虑。通用输入/输出线路114被理解为供应数字信号，以预定义的电压表示高低状态，尽管某些收发机104提供了可变的即模拟电压。现在参考图2A和图2B，收发机的第二变形104b包括共用的发射和接收线路116，其中从收发机104产生的RF信号和从天线102收到的RF信号共享收发机104与前端电路100之间的连接线路。典型情况下，低成本的应用比如蓝牙和ZigBee被理解为采用具有这种配置的收发机104b。收发机104b也被理解为包括一条或多条通用输入/输出线路114，用于控制功率放大器106和低噪声放大器108。
根据各种实施例，通常的设计从前端电路100除去常规的RF开关。结果，前端电路100的全部或基本上全部组件都被预见为在具有共同的晶体管结构单一晶片上制作，尽管某些实施例未必限于此，其中这些组件可以被分开制作。适宜的晶体管结构包括双极型结(BJT)、异质结双极型(HBT)、金属半导体场效应(MESFET)、金属氧化物半导体场效应(MOSFET)以及高电子迁移率(HEMT)。单晶片制作被理解为极大降低了前端电路100的晶片覆盖区。晶片可以从硅基底、砷化镓(GaAs)基底或任何其他适宜的半导体材料制作，并且可以封装在常规的低成本四方形框架无引线(QFN)的塑料外壳中。按照前端电路100的若干性能参数，根据本领域的各种教导也可以采用任何其他适宜的晶体管结构、半导体基底、制作技术以及封装技术。
正如以上简要的提示，时域双工通信系统需要在发射和接收模式之间快速切换，并且不用RF开关，而采用了功率放大器106和低噪声放大器108的固有切换特征。因此，根据各种实施例的前端电路100具有与带有RF开关的常规前端模块类似的功能特征，具有控制线减少的益处。确切地说，低噪声放大器108和功率放大器106以基本上对另一个的排他关系被选择性地激活。当发射线路110活化时，就激活了功率放大器106，同时去活低噪声放大器108。由收发机104产生的RF信号被放大并在天线102上发射。当接收线路112活化时，就激活了低噪声放大器108，同时去活功率放大器106。因此，经由天线102收到的RF信号被放大并传送到收发机104做进一步处理。
由于发射链路和接收链路双方共享经由前端电路100到天线102的单一连接线路，所以在最佳的配置中，在功率放大器106输出处的放大后RF信号在接收线路112处被最小化，并且在输入低噪声放大器108处的所收到的RF信号在发射线路110处不存在。不仅如此，关于收发机的第二变形104b，因为发射链路和接收链路也共享到收发机104b的单一连接线路，类似的考虑因素也适用。正如本文所采用，术语发射链路和接收链路被理解为指前端电路100与收发机104的互连组件，分别涉及RF信号的发射即广播以及接收。某些组件比如天线被理解为发射链路和接收链路双方的一部分，而其他组件比如功率放大器106或低噪声放大器108被理解为发射链路和接收链路分别独有。在前端电路100的发射链路与接收链路之间没有适宜的隔离，尤其对于来自功率放大器106的高输出功率水平，发射的RF信号进入到接收链路的泄漏可能导致同一链路的畸变。不仅如此，在低噪声放大器108处具有高功率RF信号的反向电压可能超过可靠的运行参数，潜在地引发永久击穿。沿着这些线路，去活的功率放大器106和去活的低噪声放大器108被理解为对前端电路100剩余部分施加了最小的影响。
除了传输链路和接收链路的这些隔离考虑之外，前端电路100，确切地说，功率放大器106和低噪声放大器108具有许多最理想的性能特征。这些包括功率放大器106在不经由天线102发射额外噪声和伪造信号比如谐频的情况下的高线性功率和高效率。另外，噪声系数即由低噪声放大器108引入到RF信号中的噪声量被最小化，同时具有足够的增益以抵消任何传输损失并使灵敏度最大化。天线102与低噪声放大器108之间的输入不匹配损耗被降低到可接受的水平，名义上小于-10dB。
所以，前端电路100包括匹配网络118，它连接到功率放大器106和低噪声放大器108。自功率放大器106的输出和向低噪声放大器108的输入在匹配网络118中被结合在一起并且是共用的。另外，匹配网络118被连接到天线102。正如图1A、1B、2A和2B的框图所示，对于收发机104的任一变形(分开的发射线路110和接收线路112，或者共用的发射/接收线路116)，前端电路100都包括天线侧匹配网络118。特别参考图2A和图2B，收发机104b的前端电路100b包括第二匹配网络120，将功率放大器106的输入和低噪声放大器108的输出连接到共用发射/接收线路116。应当理解，在前端电路100a中，功率放大器106和低噪声放大器108都独立地与收发机104a匹配。
以下将更详细地介绍与上述考虑因素相关的关于功率放大器106、低噪声放大器108和匹配网络118配置的特殊性。本领域的普通技术人员将认识到，这样的考虑仅仅是举例而非限制。不仅如此，涉及前端电路100的配置可以进行多种性能折衷而仍然在本发明的范围之内。
可以改进被发射RF信号的质量，并且能够通过增加带通滤波器122防止外部阻塞信号到达天线102而保护接收链路。正如图1A和图2A中最佳的展示，带通滤波器122被放置在匹配网络118与天线102之间。确切地说，带通滤波器122包括连接到匹配网络118的第一端口124，以及连接到天线102的第二端口126。这种配置被理解为适合于具有灵活的频带外噪声和尖峰抑制的功率放大器，尽管发射效率和接收灵敏度被降低。在图1B和图2B所示的实施例中，带通滤波器122被放置在收发机104与前端电路100之间。关于收发机的第一变形104a，正如图1B的特别展示，第一端口124被连接到低噪声放大器108的输出，而第二端口126被连接到接收线路112。对图2B所示的收发机104的第二变形，第一端口124被连接到第二匹配网络120，而第二端口126被连接到共用的发射和接收线路116。这种配置被理解为已经改进了信号发射效率以及整个接收链路的灵敏度。
参考图3所示的电路原理图，前端电路100的第一个实施例定义了发射块130、接收块132以及通常对应于匹配网络118的共享发射/接收块134。发射块130包括连接到收发机104的发射线路110的TX(发射)端口136，而接收块132包括连接到收发机104的接收线路112的RX(接收)端口138。另外，共享的发射/接收块134具有天线端口139，前端电路100在通过它连接到天线102。
仅仅是举例而不是限制，发射块130具有单级功率放大器，其中晶体管Q1处于共发射极配置，而接收块132具有单级低噪声放大器，其中晶体管Q2也处于共发射极配置。应当理解，对于更高增益的应用也可以采用多级放大器，并且本领域的普通技术人员将认识到，对于这样的多级放大器，对本文所呈现基本配置的适当修改。在某些实施例中，设计了晶体管Q1和Q2具有双极型结结构，尽管在某些实施例中，它们可以具有场效应结构(MOSFET、MESFET等)。在这点上，虽然本公开变化地引用了双极型结晶体管的基极、集电极和发射极，但是应当理解，这样的元件直接对应于场效应晶体管的栅极、漏极和源极。
正如以上简要的提示，功率放大器106包括的电路用于使前端电路100的输入与收发机104的50欧姆输出阻抗相匹配，正如在大多数RF系统所常见。功率放大器输入匹配网络140的组件包括电容器C1和C3，以及电感器L1和L2，在晶体管Q1以预定义的运行频率范围导通和关断时，它们使发射端口136与其基极142相匹配。按进一步的细节，电容器C1被连接到发射端口136、电容器C3以及电感器L1和L2。电感器L2被连接到基极142，而电容器C3被接地。根据不同的增益、线性度和宽带操作的需要，可以变化地配置功率放大器输入匹配网络140。
被连接到电感器L1的是可调节电压源V1，它经由电阻器R1设置功率放大器106中晶体管Q1的偏置点。为了在发射期间天线102处的运行功率水平而选择晶体管Q1的偏置状态连同尺寸或几何结构。另外，具有足够高电容量的RF去耦电容器C2被连接到电压源V1。这些组件被理解为包括第一控制电路148的一个实施例，它连接到收发机104的通用输入/输出线路114。正如以上指明，可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生可变电压，从而激活或去活晶体管Q1，也就是说，功率放大器106。第一控制电路148不试图被限制以上考虑的电源电压电路，任何其他适宜供电比如电流镜像架构都可以容易地将其替换。
发射块130，确切地说晶体管Q1的集电极144，被连接到通常对应匹配网络118的共享发射和接收块134。匹配网络118由功率放大器输出匹配段150定义，它包括电感器L3、L4、L5和L6，以及电容器C4和C6。功率放大器输出匹配段150活化时使晶体管Q1与天线102在预定义的运行频率阻抗匹配。晶体管Q1的集电极144连接电感器L3，而电感器L3又连接电容器C4、C6，以及电感器L4。串联并接地的电容器C4和电感器L5的值被选择以预定义运行频率的第二谐波提供一串谐振。电压源V2连接电感器L4并向晶体管Q1的集电极144提供偏置。类似于电压源V1，在电压源V2与大地之间连接了RF去耦电容器C5。
以这样的方式配置功率放大器输出匹配段150，使得晶体管Q1的集电极144处阻抗的电阻部分等于或低于输出阻抗的电阻部分，即在特定偏置电压的预定1dB的压缩点(P1dB)对应的被激活晶体管Q1所需要的晶体管负载电阻的电阻部分。在这点上，功率放大器输出匹配段150在天线侧承载了预定义的负载(典型情况下50欧姆)，同时断开了接收块132的连接，该接收块132包括匹配网络118的低噪声放大器输入匹配段152。
RF信号的许多参数为给定通信系统所特有，限定了匹配网络118的配置。在利用802.11b标准的WLAN系统中，例如，基于从1Mbps到11Mbps范围内多种数据速率的互补累积分布函数(CCDF)，应当理解，最大功率水平超过了大约4.0到4.5dB的平均功率水平。在802.11a和802.11g发射中，对高达54Mbps的数据速率，最大功率水平超过了大约7.5到8.0dB的平均功率水平。任何给定的数据速率都具有对应的误差矢量幅度(EVM)，它与其具有反比关系。EVM又被理解为与p有关，它定量地定义了某信号相对理想信号的失真。在本示范实施例中，选择了大约为7dB的平均功率的峰值。
参考图4的曲线图，假设对具有足够低EVM的WLAN信号有7dB回退，并且选定的1dB压缩点(P1dB)是25dBm，那么在功率放大器106的输出就可以达到18dBm的最大线性功率。对于25dBm的P1dB，在施加到晶体管Q1集电极144的偏置电压低于3.3V时，合适的晶体管负载电阻被理解为18欧姆或更小，这是便携式应用的典型偏置电压。
正如以上指明，共享的发射和接收块134被连接到接收块132，它包括低噪声放大器108和其他相关联的电路。晶体管Q2属于低噪声放大器108，并且也处于共发射极配置。另外，连接晶体管Q2发射极158的是可选的负反馈电感器L9，它被接地。在某些情况下，晶体管Q2的基极-发射极阻抗可以与天线102更好地匹配。
匹配网络118包括低噪声放大器输入匹配段152，它由专用于此的电容器C9和电感器L10组成。低噪声放大器输入匹配段152与电感器L3、L4、L5和L6以及电容器C4和C6结合，它们与功率放大器输出匹配段150共享，以使低噪声放大器108活化时与天线102阻抗匹配。电容器C9和电感器L10被串联到晶体管Q1的集电极和晶体管Q2的基极154。
许多因素适用于低噪声放大器108和低噪声放大器输入匹配段152的最优配置。确切地说，选择晶体管Q2的尺寸或几何结构，使得激活的晶体管Q2输入阻抗的电阻部分基本上类似于功率放大器106激活的晶体管Q1所要求输出阻抗的电阻部分。选择电容器C9和电感器L10的值以使得天线102与低噪声放大器108输出之间的噪声系数(NF)达到最小，以及功率放大器106的激活晶体管Q2和去活晶体管Q1的输入返回损失达到最小。根据一个实施例，适宜的NF可以小于3dB。输入返回损失被理解为从天线102中测出，并且包括匹配网络118的接收链路，即共享的功率放大器输出匹配段150和低噪声放大器输入匹配段152。一个实施例设计了小于-10dB的输入返回损失。图5的史密斯圆图显示了在50欧姆极坐标中某固定频率处的常NF和输入返回损失(S11)。重叠部分76对应于与50欧姆阻抗值匹配的适宜NF和S11。
选择电容器C9和电感器L10以使其对应于晶体管Q2基极处基本上最小的电压摆动。正如先前叙述，开通功率放大器106时，最优的配置使得施加到低噪声放大器108的电压最低，以防止在基极-发射极电阻下降时晶体管Q2导通，从而使发射的RF信号失真。
图8的曲线图展示了对于各种各样功率水平，给定负载电阻之上的理论峰值电压，也就是说，如果对晶体管Q2施加了发射全功率，在同一元件去活时哪些电压等级有可能在其基极-发射极结处。例如，在25dBm输出处18欧姆负载电阻，峰值电压大约为3.3伏。0.7伏和1.25伏的阈值分别代表了硅锗异质结双极型晶体管的导通电压和砷化镓异质结双极型晶体管的导通电压。在进一步的细节中，图9展示了对给定RF功率在晶体管Q1的集电极处的峰值电压，其中R＝3欧姆，预定义运行频率为2.45GHz。
参考图10的原理图，其中展示了功率放大器106、低噪声放大器108和匹配网络11的简化等效电路。确切地说，应当理解，Rpa和Cpa表示功率放大器向天线102供电时的输出阻抗。天线匹配电路表示反嵌入的、从天线102到功率放大器106最后级集电极的阻抗。不仅如此，Rlna和Clna表示了低噪声放大器108的晶体管Q2去活时的基极-发射极阻抗，与功率放大器晶体管Q1的集电极处阻抗相比，晶体管Q2去活时的基极-发射极阻抗为高阻抗。所以，晶体管Q2不影响该信号。电容器C9和电感器L10是低噪声放大器输入的附加匹配网络，连同晶体管Q2被激活时，为足够的NF和输入返回损失系数提供适合阻抗的天线匹配电路。在晶体管Q1处产生的Vpa电压最终被传送到晶体管Q2的基极，但是如果Vlna电压超过了晶体管Q2的导通电压，它就开始导通同时基极-发射极电阻减小。在前向偏置的二极管中，电容由于扩散电容的影响而增大。所以，正如以上陈述，来自功率放大器晶体管Q1的信号可能退化。
一般来说，电容器C9的最小值被理解为在晶体管Q1(功率放大器106)导通而晶体管Q2(低噪声放大器108)关断时引起晶体管Q2基极-发射极结处的最低电压幅度，从而提高了它的可靠性。另外，在更高的发射功率水平达到了功率放大器106的线性度。避免低噪声放大器输入匹配段152的谐振频率接近预定义的运行频率也降低了被去活晶体管Q2的基极-发射极结处的电压摆动，所以在一个示范配置中，谐振频率被设置为高出至少几百MHz。
可调节的电压源V4还被连接到晶体管Q2的基极154，用于激活低噪声放大器108并设置其偏置点。正如先前指出，可变电压可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生，从而激活或去活低噪声放大器108。此电压经由电阻分压器160供给，它包括连接到可调电压源V4的电阻器R3以及连接到地和电阻器R3的电阻器R2。电阻器R2与电阻器R3之间的接头被连接到晶体管Q2的基极154。电阻分压器160被配置为具有足够的电阻，防止在晶体管Q2的基极154处的阻抗旁路，即激活的晶体管Q2的基极-发射极电阻小于电阻分压器160的电阻。RF去耦电容C10也连接着电压源V4。这些组件被理解为包括第二控制电路162的一个实施例。如同第一控制电路，第二控制电路162不试图限于以上的电源电压，并且其他配置比如电流镜像也是适合的。
上述的第一控制电路148和第二控制电路162因此针对前端电路100的在发射模式与接收模式之间切换的功能。当功率放大器106导通时，有电压以预定义的电平施加到第一控制电路148以在晶体管Q1上形成偏置，而没有电压施加到第二控制电路162。当低噪声放大器108导通时，有电压施加到第二控制电路162以在晶体管Q2上形成偏置，而没有电压施加到第一控制电路148。尽管在常规的操作中，第一控制电路148和第二控制电路162的激活是排他的，但是在某些实施例中，二者同时激活可能适宜于诊断或标定模式。在这样的模式下，设想可以对诸如接收机增益、DC偏移量删除等参数校准收发机104。也可以在制造测试过程期间利用该模式。
电压源V3对晶体管Q2形成偏置，并越过电感器L8被连接到晶体管Q2的集电极156。如同对前置电路100中的其他电压源，RF去耦电容C8连接着电压源V3。
晶体管Q2的集电极156还连接着低噪声放大器输出匹配网络164，而低噪声放大器输出匹配网络164又连接着接收端口138。低噪声放大器输出匹配网络164包括电感器L7和L8以及电容器C7，取决于增益、噪声系数、线性度以及宽带运行需求，各种各样的配置都是可能的。收发机104从而与低噪声放大器108阻抗匹配。
根据各种实施例，匹配网络118的组件，尤其是电感器L6具有静电放电功能。电感器L6的电阻部分设计为具有小于5欧姆的值，万一在意外地施加高压时，提供从天线端口139到地的直流(DC)通路。所以，不再需要放电箝位电路，它降低信号发射性能，这在基于硅基底的半导体器件中是典型的。
图13是前端电路100第二个实施例的电路原理图，一般来说定义为发射块130、接收块166以及部分对应于匹配网络118的共享发射/接收块134。发射块130包括TX(发射)端口136，它连接到来自收发机104的发射线路110，而接收块166包括RX(接收)端口138，它连接到通向收发机104的接收线路112。共享发射/接收块134的天线端口139将前端电路100连接到天线102。
发射块130的特征与前端电路100第一个实施例的特征是共同的，并且包括具有共发射极配置晶体管Q1的单级功率放大器106。应当理解，对于更高增益的应用也可以采用多级放大器。
功率放大器106包括功率放大器输入匹配网络140，它被理解为晶体管Q1在预定义的运行频率范围内导通和关断时，使得发射端口136与其基极142匹配。功率放大器输入匹配网络140可以根据增益、线性度和宽带运行需求进行各种配置。可调电压源V1设置功率放大器106晶体管Q1的偏置点，并且定义了连接到收发机104的通用输入/输出线路114的第一控制电路148。可变电压可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生，以激活或去活晶体管Q1。如以上指出，可以用电源电压电路以外的其他适宜供电架构比如电流镜像代替。
发射块130经由晶体管Q1的集电极144被连接到通常对应于匹配网络118的共享发射和接收块134。匹配网络118至少部分地由功率放大器输出匹配段150限定，活化时它使晶体管Q1与天线102在预定义的运行频率阻抗匹配。功率放大器输出匹配段150被配置为使得晶体管Q1的集电极144处的阻抗等于或低于输出阻抗的电阻部分，即在特定偏置电压的P1dB对应的被激活晶体管Q1所需要的晶体管负载电阻的电阻部分。功率放大器输出匹配段150在天线侧承载了预定义的负载，同时断开了接收块166的连接，该接收块166包括匹配网络118的低噪声放大器输入匹配段152。
共享的发射和接收块134还被连接到接收块166，而接收块166包括低噪声放大器108和其他相关联的电路。匹配网络118包括低噪声放大器输入匹配段152，它与功率放大器输出匹配段150结合，活化时使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。先前讨论的有关低噪声放大器108和低噪声放大器输入匹配段152的多种最优化可应用于这个实施例。
被连接到晶体管Q2的基极154的可调电压源V4也被连接到直流偏置开关168。正如以上介绍，收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生的可变电压被理解为激活或去活晶体管Q2。本实施例设计了以低噪声放大器108经由所展示实施例中的第二控制电路162或者独立地激活或去活直流偏置开关168。
确切地说，来自可调电压源V4的电压通过电阻器R4被施加到晶体管Q3基极170，并且偏置电源电压源V3连接到晶体管Q3的集电极172。选择电阻器R4使晶体管Q3导通时穿过其发射极-集电极链路的压降最小，以及固定晶体管Q2的偏置点。应当理解，这是为了使低噪声放大器108的线性度保持高位，因为可以向晶体管Q2的集电极156施加更高的电压。RF去耦电容器C8也被连接到电压源V3。晶体管Q3的发射极174被连接到电感器L8，而电感器L8又被连接到晶体管Q2的集电极156。由于偏置电源电压源V3从低噪声放大器108确切地说是其晶体管Q2被断开，所以在接收端口138与发射端口136之间存在着更高等级的绝缘。基本上，晶体管Q3用作DC电压开关。
晶体管Q2的集电极156被连接到低噪声放大器输出匹配网络164，而低噪声放大器输出匹配网络164又被连接到接收端口138。收发机104与低噪声放大器108阻抗匹配。低噪声放大器输出匹配网络164可以具有各种各样的不同配置，取决于增益、噪声系数、线性度以及宽带运行需求。
参考图14的电路原理图，一般来说，前端电路100的第三个实施例定义为发射块130、接收块176以及部分对应于匹配网络118的共享发射/接收块134。发射块130包括TX(发射)端口136，它连接到来自收发机104的发射线路110，而接收块176包括RX(接收)端口138，它连接到通向收发机104的接收线路112。共享发射/接收块134包括天线端口139将前端电路100连接到天线102。
发射块130的特征与以上前端电路100第一个和第二个实施例的特征是共同的，并且包括具有共发射极配置晶体管Q1的单级功率放大器106。应当理解，对于更高增益的应用也可以采用多级放大器。
功率放大器106包括功率放大器输入匹配网络140，它被理解为晶体管Q1在预定义的运行频率范围内导通和关断时，使得发射端口136与其基极142匹配。功率放大器输入匹配网络140可以根据增益、线性度和宽带运行需求进行各种配置。可调电压源V1设置功率放大器106晶体管Q1的偏置点，并且定义了连接到收发机104的通用输入/输出线路114的第一控制电路148。可变电压可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生，以激活或去活晶体管Q1。如以上指出，可以用电源电压电路以外的其他适宜供电架构比如电流镜像代替。
发射块130经由晶体管Q1的集电极144被连接到通常对应于匹配网络118的共享发射和接收块134。匹配网络118至少部分地由功率放大器输出匹配段150限定，活化时它使晶体管Q1与天线102在预定义的运行频率阻抗匹配。功率放大器输出匹配段150被配置为使得晶体管Q1的集电极144处的阻抗等于或低于输出阻抗的电阻部分，即在特定偏置电压的P1dB对应的被激活晶体管Q1所需要的晶体管负载电阻的电阻部分。功率放大器输出匹配段150在天线侧承载了预定义的负载，同时断开了接收块176的连接，该接收块176包括匹配网络118的低噪声放大器输入匹配段152。
共享的发射和接收块134还被连接到接收块176，它包括低噪声放大器108和其他相关联的电路。匹配网络118包括低噪声放大器输入匹配段152，它与功率放大器输出匹配段150结合，活化时使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。接收块176包括晶体管Q2，同样处于共发射极配置。先前讨论的有关低噪声放大器108和低噪声放大器输入匹配段152的多种最优化可应用于这个实施例。
被连接到晶体管Q2的基极154的可调电压源V4也被连接到晶体管Q3，它处于串联式配置。串联式晶体管Q3被插入在偏置电源电压源V3与晶体管Q2之间。在进一步的细节中，晶体管Q3的发射极174被直接连接到晶体管Q2的集电极156，而晶体管Q3的集电极172被连接到电感器L8。电压源V3又被连接到电感器L8。如同对其他实施例，RF去耦电容器C8连接到电压源V3。晶体管Q3的发射极174可以可选地通过另外的电感器连接到集电极156以使整体噪声系数最小。
由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇产生的可变电压被理解为激活或去活晶体管Q2。本实施例进一步预见了与之同步地激活或去活该串联式晶体管Q3，或者经由所示第二控制电路162或者独立地进行。
正如以上的讨论，可调电压源V4激活晶体管Q2并设置其偏置点。另外，在本第三个实施例中，可调电压源V4通过电阻器R4被连接到晶体管Q3的基极170。选择电阻器R4是为了固定晶体管Q2的偏置点。此外，电容器C11连接着晶体管Q3的基极170和地。选择的电容器C11的值基于了在激活低噪声放大器108的同时电路稳定性的要求，以及同一组件的整体增益形态。
晶体管Q3的集电极172被连接到低噪声放大器输出匹配网络164，而低噪声放大器输出匹配网络164又被连接到接收端口138。收发机104从而与低噪声放大器108阻抗匹配。应当理解，以上低噪声放大器108的串联式配置引起从天线端口139到接收端口138更高的增益，以及发射端口136与接收端口138之间、接收端口136与天线端口139之间更强的反向绝缘。低噪声放大器输出匹配网络164，连同晶体管Q3的尺寸或几何结构可以具有各种各样不同的配置，取决于增益、噪声系数、线性度以及宽带运行需求。
如图15的原理图所示，前端电路100的第四个实施例包括发射块178、接收块176以及通常对应于匹配网络118的共享发射/接收块134。发射块130包括TX(发射)端口136，它连接到来自收发机104的发射线路110，而接收块176包括RX(接收)端口138，它连接到通向收发机104的接收线路112。共享发射/接收块134包括天线端口139将前端电路100连接到天线102。
发射块178的特征基本上类似于先前介绍的前端电路100的若干实施例，并且包括具有共发射极配置晶体管Q1的单级功率放大器106。不过，以下将更全面地详细讨论许多变形。应当理解，对于更高增益的应用也可以采用多级放大器。
功率放大器106包括功率放大器输入匹配网络140，它被理解为晶体管Q1在预定义的运行频率范围内导通和关断时，使得发射端口136与其基极142匹配。功率放大器输入匹配网络140可以根据增益、线性度和宽带运行需求进行各种配置。可调电压源V1设置功率放大器106晶体管Q1的偏置点，并且定义了连接到收发机104的通用输入/输出线路114的第一控制电路148。可变电压可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生，以激活或去活晶体管Q1。可以用电源电压电路以外的其他适宜供电架构比如电流镜像代替。
发射块130经由晶体管Q1的集电极144被连接到通常对应于匹配网络118的共享发射和接收块134。匹配网络118至少部分地由功率放大器输出匹配段150限定，活化时它使晶体管Q1与天线102在预定义的运行频率阻抗匹配。功率放大器输出匹配段150被配置为使得晶体管Q1的集电极144处的阻抗等于或低于输出阻抗的电阻部分，即在特定偏置电压的P1dB对应的被激活晶体管Q1所需要的晶体管负载电阻的电阻部分。功率放大器输出匹配段150在天线侧承载了预定义的负载，同时断开了接收块176的连接，接收块166包括匹配网络118的低噪声放大器输入匹配段152。
共享的发射和接收块134还被连接到接收块176，接收块176包括低噪声放大器108和其他相关联的电路。接收块176包括晶体管Q2，同样处于共发射极配置。匹配网络118包括低噪声放大器输入匹配段152，它与功率放大器输出匹配段150结合，活化时使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。先前讨论的有关低噪声放大器108和低噪声放大器输入匹配段152的多种最优化可应用于这个实施例。
低噪声放大器108包括串联式晶体管Q3，它被插入在偏置电源电压源V3与晶体管Q2之间。第二控制电路162被理解为以可变电压源V4同步地激活或去活晶体管Q2和晶体管Q3，V4由收发机104在通用输入/输出线路114上产生。电压源V4连接到晶体管Q2的基极154和晶体管Q3的基极170。晶体管Q3的集电极172被连接到低噪声放大器输出匹配网络164，而低噪声放大器输出匹配网络164又被连接到接收端口138。收发机104从而与低噪声放大器108阻抗匹配。以上考虑了关于具有串联式配置的接收块176的进一步细节。
正如以上表明，前端电路的最佳配置在激活功率放大器106时将低噪声放大器108输入处的电压摆动降至最小，以便使到接收端口138的泄漏和信号失真最小。前端电路100的第四实施例从而设计了增加在晶体管Q1的集电极144与晶体管Q2的基极154之间插入的并行谐振电路180。并行谐振电路180以其在晶体管Q3激活期间的低阻抗被理解为降低了晶体管Q2基极154处的电压摆动。这就允许更高的发射功率水平，尤其是在晶体管Q2输入阻抗的电阻部分无法进一步降低时。正如以下的细节，并行谐振电路180基本上由电感器L10和电容器C14构成，以激活的晶体管Q4的集电极-发射极阻抗来表示电路损耗。
在进一步细节中，并行谐振电路180包括晶体管Q4，其集电极186连接到低噪声放大器输入匹配段152的电容器C9与电感器L10之间的中间接点190，而发射极188通过串联电容器C14连接晶体管Q1的集电极144。选择电容器C14的值以实现Q1的集电极144与中间接点190之间以预定义运行频率谐振。不仅如此，晶体管Q4的尺寸和几何结构基于了以预定义操作频率激活时集电极186与发射极188之间的最小电阻参数。
偏置电源电压源V5通过串联电阻器R6连接到晶体管Q4的集电极186，以RF去耦电容器C12连接电压源V5和地。此外电阻器R7连接在晶体管Q4的发射极188与地之间。电阻器R6和R7被理解为固定晶体管Q4的偏置电流，并且足够高以预防影响RF的性能，也就是高于晶体管Q1的集电极144与地之间的电阻，以及中间接点190与地之间的电阻。与电容器C9和电感器L10串联的是电容器C15，它有足够大的值用于偏置去耦并防止供电电压V2短路到供电电压V5，也称为直流阻塞元件。根据一个实施例，在预定义运行频率电容器C15的电阻阻抗大约低于电感器L10的电阻阻抗5到10倍。也可以调整电感器L10的值，在预定义运行频率使晶体管Q1的集电极144处的阻抗基本上与晶体管Q2的基极154处的阻抗相同。
晶体管Q4由第一控制电路148激活和去活，它包括连接到收发机104的通用输入/输出线路114的可调节电压源V1。确切地说，电压源V1通过电阻器R5连接到晶体管Q4的基极184。电阻器R5也被理解为晶体管Q4被激活时固定其偏置电流。不过，也设计了晶体管Q4的独立控制。所以，并行谐振电路180被理解为在功率放大器106活化时活化。RF去耦电容器C13连接到晶体管Q4的基极，尽管RF性能也可以随其细调，包括低噪声放大器108活化时的整体增益形态。
晶体管Q4关断时，应当理解，等效电阻大于1k欧姆。所以，包括电容器C9和电感器L10的链路的串联阻抗提供了足够的噪声系数并使低噪声放大器108与天线102匹配。
晶体管Q4导通时，它处于反向模式，即基极184处的电压高于集电极186处的电压。尽管其他配置企图使用标准的、线性操作的场效应晶体管，但是可以将几个这样的晶体管串联以克服与其相关联的击穿电压较低的问题。正如以上指出，电感器L10和电容器C9链路在晶体管Q4导通时以预定义的运行频率谐振。换言之，中间接点190与晶体管Q1的集电极144之间的谐振电阻以与电容器C9串联的形式插入，有效地变为分压器，对于同一功率水平使施加到晶体管Q3基极154的电压被显著地降低。应当理解，按照如此方法，与谐振电容器C14串联的激活晶体管Q4的集电极-发射极电阻值越低，中间接点190与晶体管Q1的集电极144之间的电阻就越高。因此，对于同一电压和失真水平可以施加更高的功率水平。
图16的曲线图展示了对于电容器C9和电感器L10链路的不同值，晶体管Q2的基极154处的模拟的电压水平降低。正如将被认识到，以dB计的电压抑制对应于输出功率水平的提高。
参考图17的原理图，前端电路100的第五个实施例包括发射块192、接收块176以及通常对应于匹配网络118的共享发射/接收块134。发射块192包括TX(发射)端口136，它连接到来自收发机104的发射线路110，而接收块176包括RX(接收)端口138，它连接到通向收发机104的接收线路112。共享的发射/接收块134包括天线端口139将前端电路100连接到天线102。
发射块192的特征基本上类似于先前介绍的前端电路100的若干实施例，并且包括具有共发射极配置晶体管Q1的单级功率放大器106。不过，以下将更全面地详细讨论许多变形。应当理解，对于更高增益的应用也可以采用多级放大器。
功率放大器106包括功率放大器输入匹配网络140，它被理解为晶体管Q1在预定义的运行频率范围内导通和关断时，使得发射端口136与其基极142匹配。功率放大器输入匹配网络140可以根据增益、线性度和宽带运行需求进行各种配置。可调电压源V1设置功率放大器106晶体管Q1的偏置点，并且定义了连接到收发机104的通用输入/输出线路114的第一控制电路148。可变电压可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生，以激活或去活晶体管Q1。可以用电源电压电路以外的其他适宜供电架构比如电流镜像代替。
发射块192经由晶体管Q1的集电极144被连接到通常对应于匹配网络118的共享发射和接收块176。匹配网络118至少部分地由功率放大器输出匹配段150限定，活化时它使晶体管Q1与天线102在预定义的运行频率阻抗匹配。功率放大器输出匹配段150被配置为使得晶体管Q1的集电极144处的阻抗等于或低于输出阻抗的电阻部分，即在特定偏置电压的P1dB对应的被激活晶体管Q1所需要的晶体管负载电阻的电阻部分。功率放大器输出匹配段150在天线侧承载了预定义的负载，同时断开了接收块176的连接，该接收块176包括匹配网络118的低噪声放大器输入匹配段152。
共享的发射和接收块134还被连接到接收块176，它包括低噪声放大器108和其他相关联的电路。接收块176包括晶体管Q2，同样处于共发射极配置。匹配网络118包括低噪声放大器输入匹配段152，它与功率放大器输出匹配段150结合，活化时使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。先前讨论的有关低噪声放大器108和低噪声放大器输入匹配段152的多种最优化可应用于这个实施例。
低噪声放大器108包括串联式晶体管Q3，它被插入在偏置电源电压源V3与晶体管Q2之间。第二控制电路162被理解为以可变电压源V4同步地激活或去活晶体管Q2和晶体管Q3，V4由收发机104在通用输入/输出线路114上产生。电压源V4连接到晶体管Q2的基极154和晶体管Q3的基极170。晶体管Q3的集电极172被连接到低噪声放大器输出匹配网络164，而低噪声放大器输出匹配网络164又被连接到接收端口138。收发机104从而与低噪声放大器108阻抗匹配。以上考虑了关于具有串联式配置的接收块176的进一步细节。
前端电路100的第五个实施例，如同第四个实施例，设计在功率放大器106导通并发射时，将低噪声放大器108输入处的电压摆动减小。在这点上，在晶体管Q1的集电极144与晶体管Q2的基极154之间插入了另一个并行谐振电路194。并行谐振电路194以其在晶体管Q4激活期间的低阻抗被理解为降低了晶体管Q2的基极154处的电压摆动。这就允许更高的线性发射功率水平，尤其是在晶体管Q2输入阻抗的电阻部分无法进一步降低时。正如以下的细节，并行谐振电路194基本上由电感器L11和电容器C9构成，以激活的晶体管Q4的集电极-发射极阻抗来表示电路损耗。
在进一步细节中，并行谐振电路194包括晶体管Q4，其集电极186越过电容器C15连接到低噪声放大器输入匹配段152的电容器C9和电感器L10之间的中间接点196，而发射极188通过串联电容器C14和电感器L11连接到晶体管Q1的集电极144。晶体管Q4的尺寸或几何结构基于以预定义运行频率激活时集电极186与发射极188之间的最小电阻参数。电容器C15有足够大的值用于偏置去耦并防止供电电压V2短路到供电电压V5，也称为直流阻塞元件。电容器C15的电阻阻抗被设计为在预定义运行频率大约低于电感器L11的电阻阻抗5到10倍。电容器C14的电阻阻抗也被设计为在预定义运行频率大约低于电感器L11的电阻阻抗5到10倍。电容器C14被理解为预防电压源V2对地短路的直流阻塞元件。电容器C9的值也可以调整为在预定义运行频率使晶体管Q1的集电极144处的阻抗基本上与晶体管Q2的基极154处的阻抗相同。
偏置电源电压源V5通过串联电阻器R6连接到晶体管Q4的集电极186，以RF去耦电容器C12连接电压源V5和地。此外电阻器R7连接在晶体管Q4的发射极188与地之间。电阻器R6和R7被理解为固定晶体管Q4的偏置电流，并且足够高以预防影响RF的性能，也就是高于晶体管Q1的集电极144与地之间的电阻，以及中间接点190与地之间的电阻。
晶体管Q4由第一控制电路148激活和去活，它包括连接到收发机104的通用输入/输出线路114的可调节电压源V1。确切地说，电压源V1通过电阻器R5连接到晶体管Q4的基极184。电阻器R5也被理解为晶体管Q4被激活时固定其偏置电流。不过，也设计了晶体管Q4的独立控制。所以，并行谐振电路194被理解为在功率放大器106活化时活化。RF去耦电容器C13连接到晶体管Q4的基极，尽管RF性能也可以随其细调，包括接收模式期间低噪声放大器108的整体增益形态。
晶体管Q4关断时，应当理解，等效电阻大于1k欧姆。所以，包括电容器C9和电感器L10的链路的串联阻抗提供了足够的噪声系数和对天线102的匹配。
晶体管Q4导通时，它处于反向模式，即基极184处的电压高于集电极186处的电压。尽管其他配置企图使用标准的、线性操作的场效应晶体管，但是可以将几个这样的晶体管串联以克服与其相关联的击穿电压较低的问题。在晶体管Q4导通时，电感器L11与电容器C9以预定义的运行频率谐振。换言之，中间接点190与晶体管Q1的集电极144之间的谐振电阻以与电感器L10串联的形式插入，有效地变为分压器，对于同一功率水平使施加到晶体管Q3基极154的电压被显著地降低。也应当理解，与谐振电感器L11串联的激活晶体管Q4的集电极-发射极电阻值越低，中间接点190与晶体管Q1的集电极144之间的电阻就越高。因此，对于同一电压和失真水平可以施加更高的功率水平。
参考图18的原理图，前端电路100的第六个实施例包括发射块130、接收块176以及通常对应于匹配网络118的共享发射/接收块198。发射块130包括TX(发射)端口136，它连接到来自收发机104的发射线路110，而接收块176包括RX(接收)端口138，它连接到通向收发机104的接收线路112。共享发射/接收块198包括天线端口139将前端电路100连接到天线102。
功率放大器106包括功率放大器输入匹配网络140，它被理解为晶体管Q1在预定义的运行频率范围内导通和关断时，使得发射端口136与其基极142匹配。功率放大器输入匹配网络140可以根据增益、线性度和宽带运行需求进行各种配置。可调电压源V1设置功率放大器106晶体管Q1的偏置点，并且定义了连接到收发机104的通用输入/输出线路114的第一控制电路148。可变电压可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生，以激活或去活晶体管Q1。
发射块130经由晶体管Q1的集电极144被连接到通常对应于匹配网络118的共享发射和接收块198。匹配网络118至少部分地由功率放大器输出匹配段202的另一个实施例限定，它包括以下将被介绍的附加组件，活化时它使晶体管Q1与天线102在预定义的运行频率阻抗匹配。功率放大器输出匹配段202被配置为使得晶体管Q1的集电极144处的阻抗等于或低于输出阻抗的电阻部分，即在特定偏置电压的P1dB对应的被激活晶体管Q1所需要的晶体管负载电阻的电阻部分。功率放大器输出匹配段202在天线侧承载了预定义的负载，同时断开了接收块176的连接，该接收块176包括匹配网络118的低噪声放大器输入匹配段152。
共享的发射和接收块198还被连接到接收块176，它包括低噪声放大器108和其他相关联的电路。接收块176包括晶体管Q2，同样处于共发射极配置。匹配网络118包括低噪声放大器输入匹配段152，它部分地与功率放大器输出匹配段202结合，活化时使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。先前讨论的有关低噪声放大器108和低噪声放大器输入匹配段152的多种最优化可应用于这个实施例。
前端电路100的第六个实施例设计了中间接点200，它连接低噪声放大器输入匹配段152和功率放大器输出匹配段202并包括分压器网络。这被理解为当对晶体管Q2施加大信号时为了降低其基极-发射极结处的电压摆动。更确切地说，电感器L3-1被连接到晶体管Q1的集电极144，而电感器L3-2又被连接到电感器L3-1。电感器L3-1与电感器L3-2之间的点被理解为定义了中间接点200，低噪声放大器输入匹配段152与此连接。
电感器L3-2连接着电感器L4、L5和L6以及电容器C4和C6，它们是功率放大器输出匹配段202的若干部分，与低噪声放大器输入匹配段152一起，使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。换言之，电感器L3-1被排除在接收链路之外。电感器L3-1使功率放大器输出匹配段202完成。电感器L3-1和电感器L3-2定义的分压器在功率放大器106活化时，将较低的电压传递给晶体管Q2的基极154。选择电感器L3-1和电感器L3-2的值以满足以上阐明的功率放大器线性度参数，并且对功率放大器输出匹配段202来说的总电感值被理解为是两者的结合。选择电容器C9以及电感器L10、L3-1和L3-2的值以达到天线102与低噪声放大器108输出之间的噪声系数(NF)最小，以及激活晶体管Q2和去活晶体管Q1的输入返回损失最小。
图6A至图6D是史密斯圆图，展示了晶体管Q1的示范匹配，其中每一个都具有上述的NF和重叠其上的输入返回损失圆用于参考。在图6A的具体实例中，绘制了在晶体管Q1集电极144处的阻抗，并且显示了该电路在2.4至2.SGHz的预定义运行频率是电容性电路。在这个实例中，电感器L1和L2都具有零值。所以，可以添加串联电感器以将阻抗带到重叠部分76，在此低噪声放大器108的NF和输入返回损失值如以上指出是足够的。参考图6B，引入值为1.2nH的电感器L2引起晶体管Q1的集电极144处的阻抗落入重叠部分76的内部，它对应于足够的NF和输入返回损失系数。图6C的史密斯圆图展示了将电感器L3分离为L1(L3-1)和L2(L3-2)的实例，其中每一个都有相同的值0.6nH，引起晶体管Q1的集电极144处的阻抗落入重叠部分76的内部。利用晶体管Q1的集电极144处电阻的伴随减小，更高功率的输出以及电压摆动的减小是可能的。图6D绘制了来自晶体管Q1的基极142的相同匹配参数。在进一步的细节中，对于集电极144，最终匹配具有相同的电阻部分，尽管关于电抗部分存在着某些差异。
图7A展示了低噪声放大器108输入匹配相对双级功率放大器架构中的基极匹配和以上配置的匹配电路的模拟结果。矩形坐标是指50欧姆，并且测量了天线端口139处的适宜匹配点。标注的位置78表示为24.3dBm的1dB压缩点所选择的匹配点。不仅如此，图7B显示了噪声系数圆的模拟结果。标注的位置78也表示对特定发射性能具有足够的输入返回损失和噪声系数值的匹配参数的选择。图7C显示了对常增益圆的模拟结果。
图11中的曲线图是模拟结果，显示了在3.3V偏置对不同输出功率水平根据一个实施例的功率放大器106输出的电压。曲线86表示晶体管Q1的集电极144处的电压，而曲线88表示电感器L1与L2之间的节点。这些曲线显示出典型情况下，集电极144处的电压超过了低噪声放大器晶体管Q2的导通电压。另一方面，图12的曲线图展示了当低噪声放大器晶体管Q1的电压摆动在晶体管Q2基极-发射极二极管处处于正向时，其峰值电平将可能比处于反向时小得多。
低噪声放大器108包括串联式晶体管Q3，它被插入在偏置电源电压源V3与晶体管Q2之间。第二控制电路162被理解为以可变电压源V4同步地激活或去活晶体管Q2和晶体管Q3，V4由收发机104在通用输入/输出线路114上产生。电压源V4连接到晶体管Q2的基极154和晶体管Q3的基极170。晶体管Q3的集电极172被连接到低噪声放大器输出匹配网络164，而低噪声放大器输出匹配网络164又被连接到接收端口138。收发机104从而与低噪声放大器108阻抗匹配。以上考虑了关于具有串联式配置的接收块176的进一步细节。
正如图19的原理图所示，前端电路100的第七个实施例包括发射块130、接收块176以及通常对应于匹配网络118的共享发射/接收块204。发射块130包括TX(发射)端口136，它连接到来自收发机104的发射线路110，而接收块176包括RX(接收)端口138，它连接到通向收发机104的接收线路112。共享发射/接收块204包括天线端口139将前端电路100连接到天线102。
功率放大器106包括功率放大器输入匹配网络140，它被理解为晶体管Q1在预定义的运行频率范围内导通和关断时，使得发射端口136与其基极142匹配。功率放大器输入匹配网络140可以根据增益、线性度和宽带运行需求进行各种配置。可调电压源V1设置功率放大器106晶体管Q1的偏置点，并且定义了连接到收发机104的通用输入/输出线路114的第一控制电路148。可变电压可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生，以激活或去活晶体管Q1。
发射块130经由晶体管Q1的集电极144被连接到通常对应于匹配网络118的共享发射和接收块204。匹配网络118至少部分地由功率放大器输出匹配段的又一个实施例206限定，活化时它使晶体管Q1与天线102在预定义的运行频率阻抗匹配。功率放大器输出匹配段206被配置为使得晶体管Q1的集电极144处的阻抗等于或低于输出阻抗的电阻部分，即在特定偏置电压的P1dB对应的被激活晶体管Q1所需要的晶体管负载电阻的电阻部分。功率放大器输出匹配段206在天线侧承载了预定义的负载，同时断开了接收块176的连接，该接收块176包括匹配网络118的低噪声放大器输入匹配段152。
共享的发射和接收块204还被连接到接收块176，它包括低噪声放大器108和其他相关联的电路。接收块176包括晶体管Q2，同样处于共发射极配置。匹配网络118包括低噪声放大器输入匹配段152，它部分地与功率放大器输出匹配段206结合，活化时使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。先前讨论的有关低噪声放大器108和低噪声放大器输入匹配段152的多种最优化可应用于这个实施例。
前端电路100的第七个实施例设计了中间接点208，它连接低噪声放大器输入匹配段152和功率放大器输出匹配段206并包括分压器网络。这被理解为当对晶体管Q2施加大信号时为了降低其基极-发射极结处的电压摆动。作为初始原因，电感器L3被连接到晶体管Q1的集电极144，而它又被连接到电容器C4和C6以及电感器L4-2。低噪声放大器输入匹配段152被连接到由电感器L4-2和电感器L4-1定义的中间接点208。应当理解，电感器L4-1和电感器L4-2是分压器，将较低的RF电压传递给晶体管Q2的基极154。
功率放大器输出匹配段206的若干部分，包括电感器L4-1、L4-2、L5和L6以及电容器C4和C6，连同低噪声放大器输入匹配段152，被理解为使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。选择电感器L4-1和L4-2的值以满足以上阐明的功率放大器线性度参数，并且对功率放大器输出匹配段206来说的总电感值被理解为是两者的结合。不仅如此，选择电容器C9以及电感器L10、L4-1和L4-2的值以达到天线102与低噪声放大器108输出之间的噪声系数(NF)最小，以及激活晶体管Q2和去活晶体管Q1的输入返回损失最小。
低噪声放大器108包括串联式晶体管Q3，它被插入在偏置电源电压源V3与晶体管Q2之间。第二控制电路162被理解为以可变电压源V4同步地激活或去活晶体管Q2和晶体管Q3，V4由收发机104在通用输入/输出线路114上产生。电压源V4连接到晶体管Q2的基极154和晶体管Q3的基极170。晶体管Q3的集电极172被连接到低噪声放大器输出匹配网络164，而低噪声放大器输出匹配网络164又被连接到接收端口138。收发机104从而与低噪声放大器108阻抗匹配。以上考虑了关于具有串联式配置的接收块176的进一步细节。
参考图20的原理图，前端电路100的第八个实施例包括发射块130、接收块176以及通常对应于匹配网络118的共享发射/接收块210。发射块130包括TX(发射)端口136，它连接到来自收发机104的发射线路110，而接收块176包括RX(接收)端口138，它连接到通向收发机104的接收线路112。共享发射/接收块204包括天线端口139将前端电路100连接到天线102。
发射块130的特征基本上类似于以上介绍的前端电路100的多个实施例的特征，并且包括具有共发射极配置晶体管Q1的单级功率放大器106。应当理解，对于更高增益的应用也可以采用多级放大器。
功率放大器106包括功率放大器输入匹配网络140，它被理解为晶体管Q1在预定义的运行频率范围内导通和关断时，使得发射端口136与其基极142匹配。功率放大器输入匹配网络140可以根据增益、线性度和宽带运行需求进行各种配置。可调电压源V1设置功率放大器106晶体管Q1的偏置点，并且定义了连接到收发机104的通用输入/输出线路114的第一控制电路148。可变电压可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生，以激活或去活晶体管Q1。
发射块130经由晶体管Q1的集电极144被连接到通常对应于匹配网络118的共享发射和接收块210。匹配网络118至少部分地由功率放大器输出匹配段212的又一个实施例限定，活化时它使晶体管Q1与天线102在预定义的运行频率阻抗匹配。功率放大器输出匹配段212被配置为使得晶体管Q1的集电极144处的阻抗等于或低于输出阻抗的电阻部分，即在特定偏置电压的P1dB对应的被激活晶体管Q1所需要的晶体管负载电阻的电阻部分。功率放大器输出匹配段212在天线侧承载了预定义的负载，同时断开了接收块176的连接，该接收块176包括匹配网络118的低噪声放大器输入匹配段152。
共享的发射和接收块210还被连接到接收块176，它包括低噪声放大器108和其他相关联的电路。更确切地说，接收块176包括晶体管Q2，同样处于共发射极配置。匹配网络118包括低噪声放大器输入匹配段152，它部分地与功率放大器输出匹配段212结合，活化时使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。先前讨论的有关低噪声放大器108和低噪声放大器输入匹配段152的多种最优化可应用于这个实施例。
匹配网络118由功率放大器输出匹配段212限定，它包括电感器L3、L4、L5、L6和L9，以及电容器C4和C6。功率放大器输出匹配段212活化时在预定义的运行频率使晶体管Q1与天线102阻抗匹配。晶体管Q1的集电极144连接到电感器L3，而电感器L3又连接到电容器C4、C6，以及电感器L4。与电容器C6串联的电感器L9被连接到天线端口139。选择电感器L9与电容器C6使其具有与匹配网络118的其他实施例相同的带内电抗性阻抗。增添电感器L9被理解为是为了调整在发射或接收模式下带外增益的形态。
匹配网络118也包括低噪声放大器输入匹配段152，它由专用于此的电容器C9和电感器L10组成。低噪声放大器输入匹配段152与电感器L3、L4、L5和L6以及电容器C4和C6结合，它们与功率放大器输出匹配段212共享，以使低噪声放大器108活化时与天线102阻抗匹配并具有最小化的噪声系数。电容器C9和电感器L10被串联到晶体管Q1的集电极和晶体管Q2的基极154。
低噪声放大器108包括串联式晶体管Q3，它被插入在偏置电源电压源V3与晶体管Q2之间。第二控制电路162被理解为以可变电压源V4同步地激活或去活晶体管Q2和晶体管Q3，V4由收发机104在通用输入/输出线路114上产生。电压源V4连接到晶体管Q2的基极154和晶体管Q3的基极170。晶体管Q3的集电极172被连接到低噪声放大器输出匹配网络164，而低噪声放大器输出匹配网络164又被连接到接收端口138。收发机104从而与低噪声放大器108阻抗匹配。以上考虑了关于具有串联式配置的接收块176的进一步细节。
图21是前端电路100第九个实施例的电路原理图，适于连同具有共用发射/接收线路116的收发机104使用。一般来说，这种前端电路100由发射块214和接收块216限定，二者都共享若干组件，包括可连接到共用发射/接收线路116的共用收发机端口220和将前端电路100连接到天线102的天线端口139。
发射块214的组件基本上类似于以上介绍的前端电路100的多个实施例的组件，确切地说，图13所示的第二个实施例。单级功率放大器106具有处于共发射极配置的晶体管Q1。应当理解，对于更高增益的应用也可以采用多级放大器。
功率放大器106包括功率放大器输入匹配网络140，它被理解为晶体管Q1在预定义的运行频率范围内导通和关断时，使得共用收发机端口220与其基极142匹配。功率放大器输入匹配网络140可以根据增益、线性度和宽带运行需求进行各种配置。可调电压源V1设置功率放大器106晶体管Q1的偏置点，并且定义了连接到收发机104的通用输入/输出线路114的第一控制电路148。可变电压可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生，以激活或去活晶体管Q1。
发射块214经由晶体管Q1的集电极144被连接到匹配网络118。匹配网络118至少部分地由功率放大器输出匹配段150限定，活化时它使晶体管Q1与天线102在预定义的运行频率阻抗匹配。功率放大器输出匹配段150被配置为使得晶体管Q1的集电极144处的阻抗等于或低于输出阻抗的电阻部分，即在特定偏置电压的P1dB对应的被激活晶体管Q1所需要的晶体管负载电阻的电阻部分。功率放大器输出匹配段150在天线侧承载了预定义的负载，同时断开了接收块216的连接，该接收块216包括匹配网络118的低噪声放大器输入匹配段152。
接收块216包括晶体管Q2，同样处于共发射极配置，并且连接到匹配网络118。匹配网络118包括低噪声放大器输入匹配段152，它部分地与功率放大器输出匹配段150结合，活化时使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。先前讨论的有关低噪声放大器108和低噪声放大器输入匹配段152的多种最优化可应用于这个实施例。
被连接到晶体管Q2的基极154的可调电压源V4也被连接到直流偏置开关168。正如以上介绍，由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇产生的可变电压被理解为激活或去活晶体管Q2。本实施例设计了以低噪声放大器108经由所展示的实施例中第二控制电路162激活或去活直流偏置开关168，或者独立地进行。
晶体管Q2的集电极156被连接到低噪声放大器输出匹配网络164。低噪声放大器输出匹配网络164的输出又被连接到晶体管Q5的的源极224，在一个实施例中它是场效应晶体管比如MOSFET。不过，其他类型晶体管结构包括双极型技术可以容易地取代。可调电压源V4连接到晶体管Q5的栅极222，它的漏极226连接到共用收发机端口220。正如以下将进行更全面的介绍，晶体管Q5作为RF开关在运行。
当晶体管Q2和Q3被第二控制电路162关断时，晶体管Q5也被关断。在这种状态下，晶体管Q5被理解为具有至少1k欧姆的高阻抗，所以功率放大器输入匹配网络140不受低噪声放大器108的影响。
当晶体管Q1关断，而包括晶体管Q2、Q3和Q5的低噪声放大器108被激活时，该晶体管的基极142被理解为具有至少1k欧姆的高阻抗。所以，所连接的电路其余部分同样不受功率放大器106的影响。不仅如此，随着低噪声放大器108的激活，包括电感器L7和L8、电容器C7的低噪声放大器输出匹配网络164，开路晶体管Q5的阻抗，以及包括电容器C1和C3以及电感器L1和L2的功率放大器输入匹配网络140被配置为在预定义运行频率匹配共用收发机端口220的阻抗。这个阻抗典型情况下是50欧姆。因为低噪声放大器108的输出典型情况下低于激活功率放大器的晶体管Q1的要求，所以常规的匹配技术被理解为是足够的。
参考图22的电路原理图，设计了前端电路100第十个实施例，适于连同具有共用发射/接收线路116的收发机104使用。一般来说，这种前端电路100由发射块215和接收块217限定，二者都共享对方的若干组件，包括可连接到共用发射/接收线路116的共用收发机端口220和将前端电路100连接到天线102的天线端口139。
发射块215的特征基本上类似于先前介绍的前端电路100的若干实施例的特征，并且包括具有共发射极配置晶体管Q1的单级功率放大器106。不过，以下将更全面地详细讨论许多变形。应当理解，对于更高增益的应用也可以采用多级放大器。
功率放大器106包括功率放大器输入匹配网络230，它被理解为晶体管Q1在预定义的运行频率范围内导通和关断时，使得共用收发机端口220与其基极142匹配。更确切地说，电容器C1连接到共用收发机端口220，而电感器L2连接到电容器C1。同样连接到电容器C1和电感器L2的是电容器C3，而电感器L2又连接到晶体管Q1的基极142。不仅如此，电感器L1连接到晶体管Q1的基极142，它连接到可调电压源V1。可调电压源V1设置功率放大器106晶体管Q1的偏置点，并且定义了连接到收发机104的通用输入/输出线路114的第一控制电路148。可变电压可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生，以激活或去活晶体管Q1。
发射块215经由晶体管Q1的集电极144被连接到匹配网络118。匹配网络118至少部分地由功率放大器输出匹配段150限定，活化时它使晶体管Q1与天线102在预定义的运行频率阻抗匹配。功率放大器输出匹配段150被配置为使得晶体管Q1的集电极144处的阻抗等于或低于输出阻抗的电阻部分，即在特定偏置电压的P1dB对应的被激活晶体管Q1所需要的晶体管负载电阻的电阻部分。功率放大器输出匹配段150在天线侧承载了预定义的负载，同时断开了接收块217的连接，该接收块217包括匹配网络118的低噪声放大器输入匹配段152。
接收块217包括晶体管Q2，同样处于共发射极配置。匹配网络118包括低噪声放大器输入匹配段152，它部分地与功率放大器输出匹配段150结合，活化时使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。先前讨论的有关低噪声放大器108和低噪声放大器输入匹配段152的多种最优化可应用于这个实施例。
在进一步细节中，低噪声放大器108包括串联式晶体管Q3，它被插入在偏置电源电压源V3与晶体管Q2之间。第二控制电路162被理解为以可变电压源V4同步地激活或去活晶体管Q2和晶体管Q3，V4由收发机104在通用输入/输出线路114上产生。电压源V4连接到晶体管Q2的基极154和晶体管Q3的基极170。
晶体管Q3的集电极172被连接到低噪声放大器输出匹配网络164。低噪声放大器输出匹配网络164的输出又被连接到晶体管Q5的的源极224，在一个实施例中它是场效应晶体管比如MOSFET。不过，其他类型晶体管结构包括双极型技术可以容易地取代。可调电压源V4连接到晶体管Q5的栅极222，它的漏极226连接到共用收发机端口220。正如以下将进行更全面的介绍，晶体管Q5作为RF开关在运行。
当晶体管Q2和Q3被第二控制电路162关断时，晶体管Q5也被关断。在这种状态下，晶体管Q5被理解为具有至少1k欧姆的高阻抗，所以功率放大器输入匹配网络230不受低噪声放大器108的影响。
当晶体管Q1关断，而包括晶体管Q2、Q3和Q5的低噪声放大器108被激活时，该晶体管的基极142被理解为具有至少1k欧姆的高阻抗。所以，所连接的电路其余部分同样不受功率放大器106的影响。不仅如此，随着低噪声放大器108的激活，包括电感器L7和L8、电容器C7的低噪声放大器输出匹配网络164，开路晶体管Q5的阻抗，以及包括电容器C1和C3以及电感器L1和L2的功率放大器输入匹配网络230被配置为在预定义运行频率匹配共用收发机端口220的阻抗。这个阻抗典型情况下是50欧姆。因为低噪声放大器108的输出典型情况下低于激活功率放大器的晶体管Q1的要求，所以常规的匹配技术被理解为是足够的。
图23是前端电路100第十一个实施例的电路原理图，适于连同具有共用发射/接收线路116的收发机104使用。一般来说，这种前端电路100由发射块214和接收块216限定，二者都共享对方的若干组件，包括可连接到共用发射/接收线路116的共用收发机端口220和将前端电路100连接到天线102的天线端口139。
发射块214的组件基本上类似于以上介绍的前端电路100的多个实施例的组件，确切地说，图13所示的第二个实施例。单级功率放大器106具有处于共发射极配置的晶体管Q1。应当理解，对于更高增益的应用也可以采用多级放大器。
功率放大器106包括功率放大器输入匹配网络140，它被理解为晶体管Q1在预定义的运行频率范围内导通和关断时，使得共用收发机端口220与其基极142匹配。功率放大器输入匹配网络140可以根据增益、线性度和宽带运行需求进行各种配置。可调电压源V1设置功率放大器106晶体管Q1的偏置点，并且定义了连接到收发机104的通用输入/输出线路114的第一控制电路148。可变电压可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生，以激活或去活晶体管Q1。
发射块214经由晶体管Q1的集电极144被连接到匹配网络118。匹配网络118至少部分地由功率放大器输出匹配段150限定，活化时它使晶体管Q1与天线102在预定义的运行频率阻抗匹配。功率放大器输出匹配段150被配置为使得晶体管Q1的集电极144处的阻抗等于或低于输出阻抗的电阻部分，即在特定偏置电压的P1dB对应的被激活晶体管Q1所需要的晶体管负载电阻的电阻部分。功率放大器输出匹配段150在天线侧承载了预定义的负载，同时断开了接收块216的连接，该接收块216包括匹配网络118的低噪声放大器输入匹配段152。
接收块216包括晶体管Q2，同样处于共发射极配置，并且连接到匹配网络118。匹配网络118包括低噪声放大器输入匹配段152，它部分地与功率放大器输出匹配段150结合，活化时使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。先前讨论的有关低噪声放大器108和低噪声放大器输入匹配段152的多种最优化可应用于这个实施例。
被连接到晶体管Q2的基极154的可调电压源V4也被连接到直流偏置开关168。正如以上介绍，由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇产生的可变电压被理解为激活或去活晶体管Q2。本实施例设计了以低噪声放大器108经由所展示的实施例中第二控制电路162激活或去活直流偏置开关168，或者独立地进行。
晶体管Q2的集电极156被连接到低噪声放大器输出匹配网络164。低噪声放大器输出匹配网络164的输出又被连接到晶体管Q1的基极142和功率放大器输入匹配网络140。当晶体管Q2和Q3被去活时，低噪声放大器输出匹配网络164被理解为不影响晶体管Q1的基极142处的阻抗，因为这些晶体管在这种状态下具有高阻抗。当晶体管Q1被去活时，它被理解为具有至少1k欧姆的高阻抗，因此对电路的其他部分尤其是低噪声放大器108只有最小限度的影响。包括电感器L7和L8、电容器C7的低噪声放大器输出匹配网络164，以及包括电容器C1和C3以及电感器L1和L2的功率放大器输入匹配网络140被配置为在预定义运行频率匹配共用收发机端口220的阻抗，典型情况下它是50欧姆。关于低噪声放大器输出匹配网络164的各种配置都是可能的，取决于增益、噪声系数、线性度和宽带运行需求。
设计了当低噪声放大器108活化时为了在共用收发机端口220处实现高的线性功率，使晶体管Q1的基极-发射极结处的电压摆动最小化。对于晶体管Q1，大的发射极面积是一种解决方案，它产生了发射模式运行所需要的活化低电阻。功率放大器输入匹配网络140从而将共用收发机端口220的50欧姆阻抗变换为晶体管Q1的基极142处的低电阻点。一般来说，低噪声放大器输出匹配网络164的配置基于从晶体管Q2的集电极156到晶体管Q1的基极142处预定义值的综合阻抗变换。
图24是前端电路100第十二个实施例的电路原理图，适于连同具有共用发射/接收线路116的收发机104使用。一般来说，这种前端电路100由发射块228和接收块227限定，二者都共享对方的若干组件，包括可连接到共用发射/接收线路116的共用收发机端口220和将前端电路100连接到天线102的天线端口139。
发射块228的组件基本上类似于以上介绍的前端电路100的多个实施例的组件。单级功率放大器106具有处于共发射极配置的晶体管Q1。应当理解，对于更高增益的应用也可以采用多级放大器。
功率放大器106包括功率放大器输入匹配网络230，它被理解为晶体管Q1在预定义的运行频率范围内导通和关断时，使得共用收发机端口220与其基极142匹配。更确切地说，电容器C1连接到共用收发机端口220，而电感器L2在公共点232处连接到电容器C1。同样连接到公共点232的是电容器C3，而电容器C3又连接到晶体管Q1的基极142。不仅如此，电感器L1连接到晶体管Q1的基极142，它连接到可调电压源V1。可调电压源V1设置功率放大器106晶体管Q1的偏置点，并且定义了连接到收发机104的通用输入/输出线路114的第一控制电路148。可变电压可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生，以激活或去活晶体管Q1。
发射块228经由晶体管Q1的集电极144被连接到匹配网络118。匹配网络118至少部分地由功率放大器输出匹配段150限定，活化时它使晶体管Q1与天线102在预定义的运行频率阻抗匹配。功率放大器输出匹配段150被配置为使得晶体管Q1的集电极144处的阻抗等于或低于输出阻抗的电阻部分，即在特定偏置电压的P1dB对应的被激活晶体管Q1所需要的晶体管负载电阻的电阻部分。功率放大器输出匹配段150在天线侧承载了预定义的负载，同时断开了接收块227的连接，该接收块227包括匹配网络118的低噪声放大器输入匹配段152。
接收块227包括晶体管Q2，同样处于共发射极配置，并且连接到匹配网络118。匹配网络118包括低噪声放大器输入匹配段152，它部分地与功率放大器输出匹配段150结合，活化时使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。先前讨论的有关低噪声放大器108和低噪声放大器输入匹配段152的多种最优化可应用于这个实施例。
在进一步细节中，低噪声放大器108包括串联式晶体管Q3，它被插入在偏置电源电压源V3与晶体管Q2之间。第二控制电路162被理解为以可变电压源V4同步地激活或去活晶体管Q2和晶体管Q3，V4由收发机104在通用输入/输出线路114上产生。电压源V4连接到晶体管Q2的基极154和晶体管Q3的基极170。
晶体管Q3的集电极172被连接到低噪声放大器输出匹配网络164。低噪声放大器输出匹配网络164的输出又被连接到公共点232。当晶体管Q2和Q3去活时，低噪声放大器输出匹配网络164被配置不影响晶体管Q1基极142处的阻抗。尽管这些晶体管去活时具有高阻抗，但是晶体管Q3的集电极172不是开路。当晶体管Q1去活时，它被理解为具有至少1k欧姆的高阻抗，因此对电路的其他部分尤其是低噪声放大器108只有最小限度的影响。
包括电感器L7和L8、电容器C7的低噪声放大器输出匹配网络164，以及包括电容器C1和C3以及电感器L1和L2的功率放大器输入匹配网络140被配置为在预定义运行频率匹配共用收发机端口220的阻抗，典型情况下它是50欧姆。关于低噪声放大器输出匹配网络164的各种配置都是可能的，取决于增益、噪声系数、线性度和宽带运行需求。
一个特定的实施例预见了电感器L1被选择为使得其电抗阻抗的模大约是晶体管Q1去活并在预定义运行频率时基极-发射极阻抗的模的5到10倍。电感器L1也可以选择为晶体管Q2被去活时，使得电感器L1的电抗阻抗比晶体管Q1基极-发射极电容量的电抗阻抗大约高3倍或者低3倍。另外，电容量C3可以选择为在预定义运行频率范围内避免与电感器L1谐振。应当理解，电容器C3的最小化值产生了晶体管Q1去活时基极142处的电容性分压器。
此外，设计了低噪声放大器输出匹配网络164，也就是电感器L7和L8以及电容器C7，总阻抗被配置为在预定义运行频率匹配电感器L1和电容器C3串联链路的总阻抗。在这点上，去活的晶体管Q1对用于高功率信号的激活的低噪声放大器108的性能特征具有微不足道的影响。相关地，电感器L7和L8以及电容器C7可以具有的值使其总阻抗比公共点232上总阻抗高3到5倍。
图25是前端电路100第十三个实施例的电路原理图，适于连同具有共用发射/接收线路116的收发机104使用。一般来说，这种前端电路100由发射块234和接收块235限定，二者都共享对方的若干组件，包括可连接到共用发射/接收线路116的共用收发机端口220和将前端电路100连接到天线102的天线端口139。
发射块234的组件基本上类似于以上介绍的前端电路100的多个实施例的组件。单级功率放大器106具有处于共发射极配置的晶体管Q1。应当理解，对于更高增益的应用也可以采用多级放大器。
功率放大器106包括功率放大器输入匹配网络233，它被理解为晶体管Q1在预定义的运行频率范围内导通和关断时，使得共用收发机端口220与其基极142匹配。更确切地说，电容器C1连接到共用收发机端口220，而电感器L2在公共点232处连接到电容器C1。同样连接到公共点232的是电容器C3，而电容器C3又连接到晶体管Q1的基极142。不仅如此，电感器L1连接到晶体管Q1的基极142，它连接到可调电压源V1。可调电压源V1设置功率放大器106晶体管Q1的偏置点，并且定义了连接到收发机104的通用输入/输出线路114的第一控制电路148。可变电压可以由收发机104在通用输入/输出线路114上间歇地产生，以激活或去活晶体管Q1。
发射块234经由晶体管Q1的集电极144被连接到匹配网络118。匹配网络118至少部分地由功率放大器输出匹配段150限定，活化时它使晶体管Q1与天线102在预定义的运行频率阻抗匹配。功率放大器输出匹配段150被配置为使得晶体管Q1的集电极144处的阻抗等于或低于输出阻抗的电阻部分，即在特定偏置电压的P1dB对应的被激活晶体管Q1所需要的晶体管负载电阻的电阻部分。功率放大器输出匹配段150在天线侧承载了预定义的负载，同时断开了接收块235的连接，该接收块235包括匹配网络118的低噪声放大器输入匹配段152。
接收块235包括晶体管Q2，同样处于共发射极配置，并且连接到匹配网络118。匹配网络118包括低噪声放大器输入匹配段152，它部分地与功率放大器输出匹配段150结合，活化时使低噪声放大器108与天线102阻抗匹配。先前讨论的有关低噪声放大器108和低噪声放大器输入匹配段152的多种最优化可应用于这个实施例。
在进一步细节中，低噪声放大器108包括串联式晶体管Q3，它被插入在偏置电源电压源V3与晶体管Q2之间。第二控制电路162被理解为以可变电压源V4同步地激活或去活晶体管Q2和晶体管Q3，V4由收发机104在通用输入/输出线路114上产生。电压源V4连接到晶体管Q2的基极154和晶体管Q3的基极170。
晶体管Q3的集电极172被连接到低噪声放大器输出匹配网络164。低噪声放大器输出匹配网络164的输出又被连接到公共点232。当晶体管Q2和Q3去活时，低噪声放大器输出匹配网络164被配置不影响晶体管Q1基极142处的阻抗。尽管这些晶体管去活时具有高阻抗，但是晶体管Q3的集电极172不是开路。当晶体管Q1去活时，它被理解为具有至少1k欧姆的高阻抗，因此对电路的其他部分尤其是低噪声放大器108只有最小限度的影响。
包括电感器L7和L8、电容器C7和C12的低噪声放大器输出匹配网络164，以及包括电容器C1和C3以及电感器L1和L2的功率放大器输入匹配网络140被配置为在预定义运行频率匹配共用收发机端口220的阻抗，典型情况下它是50欧姆。关于低噪声放大器输出匹配网络164的各种配置都是可能的，取决于增益、噪声系数、线性度和宽带运行需求。
在目前考虑的实施例中，低噪声放大器输出匹配网络164包括电容器C12，连接到电感器L7与电容器C7之间的接点，并且接地。另外，电感器L11连接到共用收发机端口220并且接地。设计了这些组件被用于调整功率放大器106和低噪声放大器108的带内或带外增益形态。不仅如此，还实现了在电路的不同点处选择阻抗的灵活性增强。电感器L11也被理解为具有静电放电性质，正如以上叙述，不再需要ESD箝位电路。
利用更进一步的特性，电感器L11被选择为在预定义运行频率获得高于50欧姆的电抗阻抗，并且典型情况下高于150欧姆。电感器L11的电阻部分被选择为小于5欧姆的值以提供适当的到地直流连接。
上述公开包括了接收块、发射块和匹配电路的各种各样的不同配置。本领域的普通技术人员将认识到这样的块可以与其他块进行多种组合以实现不同的性能特征。
本文所示的特征仅仅是为了举例，目的是对本发明若干实施例的展示性讨论，并且呈现的原因是为了提供被认为是对本发明原理和概念方面最有用和最容易理解的说明。在这点上，所显示的本发明的细节仅仅为了本发明基本理解的需要，而没有试图显示更多特征，连同附图的说明使得本发明的几种形式可以在实践中如何实施对本领域技术人员显而易见。

Claims (27)

1.一种使天线耦接到射频(RF)收发机的前端电路，该收发机包括发射线路、接收线路、第一启动信号线和第二启动信号线，所述前端电路包括：
天线端口；
功率放大器，带有信号输出、耦接到所述收发机的所述发射线路的信号输入、以及连接到所述收发机的所述第一启动信号线的第一控制电路，施加到所述第一控制电路的第一电压激活所述功率放大器并设置其偏置点；
低噪声放大器，带有信号输入、耦接到所述收发机的所述接收线路的信号输出，以及连接到所述收发机的所述第二启动信号线的第二控制电路，施加到所述第二控制电路的第二电压激活所述低噪声放大器并设置其偏置点；以及
匹配网络，连接到所述天线端口、所述功率放大器的所述信号输出和所述低噪声放大器的所述信号输入，所述功率放大器的所述信号输出和所述低噪声放大器的所述信号输入为共用，
其中，所述匹配网络包括第一网络段和第二网络段，所述功率放大器利用所述第一网络段与所述天线阻抗匹配，以及所述低噪声放大器利用所述第一网络段和所述第二网络段的结合与所述天线阻抗匹配，所述功率放大器与所述第一网络段之间的接点具有小于或等于在定义的偏置电压处与预定的1分贝压缩点对应的晶体管负载电阻的阻抗的电阻部分。
2.根据权利要求1的前端电路，进一步包括：
功率放大器输入匹配电路，连接到所述功率放大器的所述信号输入和所述收发机的所述发射线路，所述功率放大器与所述收发机阻抗匹配。
3.根据权利要求1的前端电路，进一步包括：
低噪声放大器输出匹配电路，连接到所述低噪声放大器的所述信号输出和所述收发机的所述接收线路，所述低噪声放大器与所述收发机阻抗匹配。
4.根据权利要求1的前端电路，其中，
所述功率放大器包括第一功率放大器晶体管；
所述低噪声放大器包括第一低噪声放大器晶体管；以及
被激活的所述低噪声放大器晶体管的输入阻抗的电阻部分基本上等于被激活的所述功率放大器晶体管所要求的输出阻抗的电阻部分。
5.根据权利要求1的前端电路，其中，所述第二网络段的若干组件对应于所述天线与所述低噪声放大器信号输出之间基本上最小化的噪声系数。
6.根据权利要求1的前端电路，其中，所述第二网络段的若干组件对应于在所述低噪声放大器晶体管的基极处基本上最小化的电压摆动。
7.根据权利要求1的前端电路，其中，所述第一网络段和所述第二网络段的输入返回损失小于-10分贝。
8.根据权利要求1的前端电路，其中，所述第二网络段具有偏离所述前端电路运行频率的谐振频率。
9.根据权利要求1的前端电路，其中，所述功率放大器、所述低噪声放大器和所述匹配网络制造在硅基底的单一晶片上。
10.根据权利要求1的前端电路，其中，所述功率放大器、所述低噪声放大器和所述匹配网络制造在砷化镓(GaAs)基底的单一晶片上。
11.根据权利要求1的前端电路，其中，所述功率放大器和所述低噪声放大器具有的晶体管结构是从包括下列内容的组中选择的：双极型结、异质结双极型、金属半导体场效应、金属氧化物半导体场效应和高电子迁移率。
12.根据权利要求1的前端电路，其中，所述功率放大器、所述低噪声放大器和所述匹配网络分别是分立、互连的组件。
13.根据权利要求1的前端电路，进一步包括：
带通滤波器，连接到所述前端电路的接收线路和所述收发机，所述带通滤波器包括第一端口和第二端口。
14.根据权利要求13的前端电路，其中，所述带通滤波器的所述第一端口连接到所述天线，而所述带通滤波器的所述第二端口连接到所述前端电路的所述天线端口。
15.根据权利要求13的前端电路，其中，所述带通滤波器的所述第一端口连接到所述低噪声放大器的所述信号输出，而所述带通滤波器的所述第二端口连接到所述收发机的所述接收线路。
16.根据权利要求1的前端电路，其中，所述低噪声放大器和所述功率放大器以基本上彼此排他的关系选择性地激活。
17.根据权利要求16的前端电路，其中，由所述收发机向所述功率放大器的所述信号输入产生的射频信号用激活的所述功率放大器放大并传送到所述天线。
18.根据权利要求16的前端电路，其中，由所述天线接收到所述低噪声放大器的所述信号输入的射频信号用激活的所述低噪声放大器放大并传送到所述收发机。
19.根据权利要求1的前端电路，其中，所述低噪声放大器和所述功率放大器在诊断模式下被同时激活。
20.一种使天线耦接到射频(RF)收发机的前端电路，该收发机包括共用发射和接收线路、第一启动信号线以及第二启动信号线，所述前端电路包括：
天线端口；
功率放大器，带有信号输出、耦接到所述收发机的所述共用发射和接收线路的信号输入、以及连接到所述收发机的所述第一启动信号线的第一控制电路，施加到所述第一控制电路的第一电压激活所述功率放大器并设置其偏置点；
低噪声放大器，带有信号输入、耦接到所述收发机的所述共用发射和接收线路的信号输出、以及连接到所述收发机的所述第二启动信号线的第二控制电路，施加到所述第二控制电路的第二电压激活所述低噪声放大器并设置其偏置点；以及
匹配网络，连接到所述天线端口、所述功率放大器的所述信号输出和所述低噪声放大器的所述信号输入，所述功率放大器的所述信号输出和所述低噪声放大器的所述信号输入为共用，
其中，所述匹配网络包括第一网络段和第二网络段，所述功率放大器利用所述第一网络段与所述天线阻抗匹配，以及所述低噪声放大器利用所述第一网络段和所述第二网络段的结合与所述天线阻抗匹配，所述功率放大器与所述第一网络段之间的接点具有小于或等于在定义的偏置电压处与预定的1分贝压缩点对应的晶体管负载电阻的阻抗的电阻部分。
21.根据权利要求20的前端电路，其中，所述低噪声放大器和所述功率放大器以基本上彼此排他的关系选择性地激活。
22.根据权利要求21的前端电路，其中，由所述收发机向所述功率放大器的所述信号输入产生的射频信号用激活的所述功率放大器放大并传送到所述天线。
23.根据权利要求21的前端电路，其中，由所述天线接收到所述低噪声放大器的所述信号输入的射频信号用激活的所述低噪声放大器放大并传送到所述收发机。
24.根据权利要求20的前端电路，其中，所述功率放大器、所述低噪声放大器和所述匹配网络制造在硅基底的单一晶片上。
25.根据权利要求20的前端电路，其中，所述功率放大器、所述低噪声放大器和所述匹配网络制造在砷化镓(GaAs)基底的单一晶片上。
26.根据权利要求20的前端电路，其中，所述功率放大器和所述低噪声放大器具有的晶体管结构是从包括下列内容的组中选择的：双极型结、异质结双极型、金属半导体场效应、金属氧化物半导体场效应和高电子迁移率。
27.根据权利要求20的前端电路，其中，所述功率放大器、所述低噪声放大器和所述匹配网络分别是分立、互连的组件。
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