CN102640350B - 超材料功率放大器系统 - Google Patents

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Abstract

基于CRLH结构设计功率放大系统以及其中的模块和部件，提供高效率和高线性。

Description

超材料功率放大器系统
优先权和相关申请
本专利申请要求2008年2月18日提交的题为“A Metamaterial Power Amplifier System and Method for Generating Highly Efficient and Linear Multi-Band Power Amplifiers”的美国临时专利申请第61/153,398号的优先权。上述临时申请的公开内容通过引用合并于此。本专利申请涉及2007年4月27日提交的题为“Antennas, Devices and Systems based on Metamaterial Structures”的美国专利申请第11/741,674号；2009年9月22日颁发的题为“Antennas Based on Metamaterial Structures”的美国专利第7,592,952号；以及2007年12月21日提交的题为“Power Combiners and Dividers Based on Composite Right and Left Handed Metamaterial Structures”的美国专利申请第11/963,710号。
技术领域
本文涉及基于超材料（metamaterial）结构的功率放大器系统以及其中的部件。
背景技术
考虑电场E、磁场H和波向量β（或传播常数），电磁波在大部分材料中的传播遵循(E, H, β)向量场的右手规则。相速度方向与信号能量传播（群速度）方向相同并且折射率是正数。这些材料被称为右手（Right Handed，RH）材料。大部分天然材料是RH材料。人造材料也可以是RH材料。
超材料（MTM）具有人造结构。当设计为具有比超材料引导的电磁能量的波长小得多的结构平均单位单元尺寸（average unit cell size）时，对所引导的电磁能量，超材料可表现为同质介质。不同于RH材料，超材料可呈现负的折射率，并且相速度方向与信号能量传播方向相反，其中(E, H, β)向量场的相对方向遵循左手规则。具有负折射率且同时具有负介电常数（permittivity）ε和磁导率（permeability）μ的超材料称为纯左手（Left Handed，LH）超材料。
许多超材料是LH超材料和RH材料的混合物并且因而是复合左右手（Composite Right and Left Handed，CRLH）超材料。CRLH超材料的行为可在低频下如同LH材料并且在高频下如同RH材料。例如在Caloz和Itoh的"Electromagnetic Metamaterials: Transmission Line Theory and Microwave Applications," John Wiley & Sons (2006)中描述了各种CRLH超材料的实现和性质。 Tatsuo Itoh在"Invited paper: Prospects for Metamaterials," Electronics Letters, Vol. 40, No. 16 (August, 2004)中描述了CRLH超材料及其在天线中的应用。CRLH超材料可以被构造和设计为呈现适合特定应用的电磁性质并且可以在其中使用其他材料可能是困难的、不实际的或不可行的应用中使用。此外，CRLH超材料可以用于开发新的应用并且构造新的设备，而这些对于RH材料可能是不可能的。
在一些应用中，MTM和CRLH结构和部件基于应用左手（LH）结构的概念的技术。如这里使用的，术语“超材料”。“MTM”、“CRLH”和“CRLH MTM”指的是使用传统的电介质和传导材料设计的用以产生独特的电磁性质的复合LH和RH结构，其中该复合单位单元比传播的电磁波的波长小得多。
如这里使用的超材料技术包括技术手段、方法、设备、发明和设计工作，其允许由传导部件和电介质部件组成的紧凑设备并且用于接收和传送电磁波。较之竞争方法，使用MTM技术，可以非常紧凑地制造天线和RF部件，并且可以彼此间隔很近或者相对其它附近的部件间隔很近，而同时使不需要的干扰和电磁耦合最小。这些天线和RF部件进一步呈现由多种结构中的一个或多个结构导致的有用的和独特的电磁行为，以设计、集成并且优化无线通信设备内部的天线和RF部件。
CRLH结构是这样的结构，其表现为在一个频率范围中呈现同时的负介电常数（ε）和负磁导率（μ）并且在另一频率范围中呈现同时的正ε和正μ的结构。基于传输线（TL）的CRLH结构是实现TL传播的结构并且表现为在一个频率范围中呈现同时的负介电常数（ε）和负磁导率（μ）并且在另一频率范围中呈现同时的正ε和正μ的结构。可以使用和不使用传统的RF设计结构来设计和实现基于CRLH的天线和TL。
天线、RF部件和由传统的传导部分和电介质部分制成的其他设备在它们被设计为表现为MTM结构时，可以被称为“MTM天线”、“MTM部件”等。可以使用传统的传导和绝缘材料以及标准制造技术容易地制造MTM部件，这些标准制造技术包括但不限于：印刷、刻蚀和去除诸如FR4、陶瓷、LTCC、MMIC、柔性膜、塑料或甚至纸张的基板上的传导层。
发明内容
本发明一方面涉及一种被配置为针对多个频带操作的功率放大系统，包括：
输入匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
第一频率选择模块，耦合到所述输入匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与所述频带相关联的输入信号路径；
一个或多个晶体管，接收所述多个频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号；
偏置电路，偏置所述一个或多个晶体管；
输出匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；以及
第二频率选择模块，耦合到所述输出匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述频带相关联的输出信号路径。
本发明另一方面涉及一种功率放大器，包括：
输入匹配网络，被配置为针对频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
晶体管，耦合到所述输入匹配网络，所述晶体管接收所述频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述频带中的输出信号；
频率选择器，被配置为具有基于CRLH结构的分流元件和串联元件并且耦合到所述晶体管，所述频率选择器从所述晶体管接收输出信号并且处理所述输出信号。
本发明另一方面涉及一种频率选择网络，包括：
第一端口；
多个第二端口，分别与多个频带相关联；以及
多个信号路径，分别耦合所述第一端口和所述多个第二端口，形成多分叉支路，所述多个信号路径分别耦合到多个频率选择器，
其中
每个频率选择器被配置为在与频带相关联的第二端口和所述第一端口之间传送与所述频率选择器相关联的所述频带中的信号，以及
其中
至少一个频率选择器包括CRLH结构。
本发明另一方面涉及一种使功率放大系统能够针对多个频带操作的方法，所述方法包括：
形成输入匹配网络以针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
使接收所述多个频带中的输入信号的多个输入端口分别耦合到所述输入匹配网络；
使第一频率选择模块耦合到所述输入匹配网络以将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与所述多个频带相关联的输入信号路径；
使多频带晶体管耦合到所述输入信号路径以接收所述多个频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号；
形成输出匹配网络以针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；
使第二频率选择模块耦合在所述多频带晶体管和所述输出匹配网络之间以将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述频带相关联的输出信号路径；以及
使多个输出端口分别耦合到与所述多个频带相关联的所述输出信号路径以输出所述输出信号。
附图说明
图1图示了具有至少三个串联连接的具有时段（period）p的CRLH单位单元的MTM传输线（TL）的等效电路。
图1A至1E图示了CRLH单位单元的各种配置。
图1F图示了通过等效RH分流电容（shunt capacitance）CR和RH串联电感LR表述的串联RH TL。
图1G图示了通过等效RH分流电容C'R和RH分流电感L'R表述的分流RH TL。
图2图示了较之RH频散曲线（dispersion curve）和LH频散曲线的平衡CRLH单位单元的CRLH频散曲线。
图3图示了分别由点线、点划线和实线指示的RH相位响应、LH相位响应和CRLH相位响应的示例。
图4图示了用于偏置（bias）功率放大器（PA）中的晶体管的耦合到RF信号路径的传统的单频带偏置电路的示例。
图5图示了使用图4中所示的传统的单频带偏置电路的关于WiFI应用的、关于两个频率2.4GHz和5.8GHz的史密斯图（Smith Chart）上的阻抗的仿真结果。
图6图示了用于偏置PA中的晶体管的耦合到RF信号路径的双频带偏置电路的示例。
图7图示了使用图6中所示的双频带偏置电路的关于两个频率2.4GHz和5.8GHz的史密斯图上的阻抗的测量结果。
图8图示了具有分流CRLH TL配置的频率选择器的示例。
图9图示了具有两个CRLH TL，即一个分流CRLH TL和另一个串联CRLH TL的频率选择器的示例。
图10图示了关于图9的频率选择器的实现示例的插入损耗的仿真结果。
图11图示了具有串联RH TL和分流CRLH TL的频率选择器的示例。
图12图示了图11的频率选择器的实现示例的版图（layout）。
图13图示了图12的实现示例的回波损耗（return loss）和插入损耗的仿真和测量结果。
图14图示了具有串联CRLH TL和开路分流（open shunt）RH TL的频率选择器的示例。
图15图示了具有串联CRLH TL和短路分流（shorted shunt）RH TL的频率选择器的示例。
图16图示了用于传递具有一个频率的信号并且滤除具有两个不同频率的信号的频率选择器的示例。
图17图示了具有开路的端口P3的图16的频率选择器的实现示例的版图。
图18图示了分别以实线、点线和划线指示的，较之RH和LH响应曲线的图17的实现示例中的CRLH TL的相位响应曲线。
图19图示了图17的实现示例的回波损耗和插入损耗的测量和仿真结果。
图20图示了用于传递具有一次频率（primary frequency）的信号并且滤除具有二次和三次谐波的信号的频率选择器的示例。
图21图示了扩展CRLH（E-CRLH）单位单元。
图22图示了如图16中配置的但是具有E-CRLH TL而非传统的CRLH（C-CRLH）TL的频率选择器的插入损耗的仿真结果。
图23图示了具有串联元件X1, X2, …, Xn和分流元件Y1, Y2, …, Yn的多频带频率选择器的示例。
图24图示了具有如Y1, Y2, …, Yn和Y1a, Y2a, …, Yna指示的耦合到每个支路的两个分流元件的多频带频率选择器的示例。
图25图示了具有频率选择器和高通滤波器（HPF）的双工器的实现示例的版图。
图26图示了关于图25的实现示例的插入损耗P2-P1、插入损耗P3-P1和隔离（isolation）P3-P2的测量结果。
图27A至27C图示了并联连接的两个频率选择器的三个不同的开/关（ON/OFF）配置。
图28图示了具有两个分流（in shunt）连接的CRLH TL的有源（active）频率选择器的示例。
图29图示了具有两个分流连接的CRLH TL并且被用作有源去谐滤波器（harmonic trap）的有源频率选择器的示例。
图30图示了关于多个频带的第一功率放大系统的框图。
图31图示了关于多个频带的第二功率放大系统的框图。
图32图示了使用有源频率选择器的基于图30的功率放大系统的双频带PA的示例。
图33图示了基于图30的功率放大系统并且具有两个输入端口和两个输出端口的双频带PA的示例。
图34图示了基于图30的功率放大系统并且具有两个输入端口和两个输出端口的双频带PA的示例。
图35图示了具有各类操作的偏置点的MESFET的I-V特性。
图36A至36B图示了用于移除PA中的谐波的三种不同配置的示意图。
图37图示了具有图36B的MTM去谐滤波器的J类（class J）MTM PA的实现示例的版图。
图38图示了图37的实现示例的作为输入功率（Pin）的函数的功率附加效率（PAE）和输出功率（Pout）的测量结果。
图39图示了具有图36C的输出匹配阻抗（OMN）-集成MTM去谐滤波器的J类MTM PA的实现示例的版图。
图40图示了关于图39的实现示例的Pout相对Pin的测量结果。
图41图示了关于图39的实现示例的PAE相对Pout的测量结果。
图42图示了关于图39的实现示例的PAE相对Pin的测量结果。
图43图示了关于图39的J类MTM PA的单片微波集成电路（MMIC）实现方案的PAE相对频率的仿真结果。
图44图示了使用具有变容二极管的CRLH TL的功率放大器配置示例的示意图。
具体实施方式
在现代通信系统中，通常优选的是功率放大器（PA）具有高的线性和/或效率以便满足各种规范并且实现特定的性能水平。高效率对于延长手持机电池寿命是重要的，从而手持机工作较长的时间段。高线性对于以最小失真维持信号完整性是重要的。
MTM结构可以用于构造天线、传输线和其他RF部件和设备，允许范围宽的技术进步，诸如功能增强、尺寸减小和性能改进。本文描述了PA以及其中使用的部件的设计，其通过使用MTM结构实现高效率和高线性。
MTM结构具有一个或多个单位单元。可以基于这些单位单元设计基于MTM的部件和设备，这些单位单元可以使用分布式电路元件、集总电路元件或者此两者的组合来实现。图1图示了具有至少三个串联连接的具有时段p的CRLH单位单元的MTM传输线（TL）的等效电路10。用l表示MTM TL的长度并且用N表示CRLH单位单元的数目，关系l=N×p通常成立。每个单位单元12的等效电路具有RH串联电感LR、RH分流电容CR、LH串联电容CL和LH分流电感LL。LH分流电感LL和LH串联电容CL可以被构造和连接为向单位单元12提供LH性质，而RH串联电感LR和RH分流电容CR可以被构造和连接为向单位单元12提供RH性质。
图1A至1E图示了CRLH单位单元的各种配置。串联RH块100表示RH TL，诸如传统的微带（microstrip），如图1F中所示，其可以等效地由RH分流电容CR 102和RH串联电感LR 104表述。当在如图1G中所示的分流配置中使用RH TL时，分流RH TL 106可以等效地由RH分流电容C'R 108和RH分流电感L'R 110表述。注意，当串联RH TL 100和分流RH TL 106以相似的TL尺寸组合时，LR值比L'R值更占优势，并且C'R值比CR值更占优势。这指示了串联和分流RH TL的组合仍通过一个整体RH分流电容和一个整体RH串联电感提供RH性质。图1D和1E图示了CR和LR被替换为RH TL的图1中的原始CRLH单位单元的示例。图1A至1C中的“RH/2”指的是RH TL的长度除以2。图1A图示了CR和LR被替换为RH TL的图1中示出的CRLH单位单元的对称表示，其出于对称性而被分为两个RH/2。变型方案包括如图1A中所示的配置，但是RH/2和CL互换；以及如图1A至1C中所示的配置，但是RH/4位于一侧而3RH/4位于另一侧，而非RH/2位于两侧。可替选地，其他互补分数可用于划分RH传输线。可以通过使用分布式电路元件、集总电路元件或此两者的组合基于这些CRLH单位单元实现MTM结构。这些MTM结构可以在各种电路平台上制造，包括诸如FR-4印刷电路板（PCB）或柔性印刷电路（FPC）板的电路板。其他制造技术的示例包括薄膜制造技术、芯片上系统（SOC）技术、低温共烧陶瓷（LTCC）技术、单片微波集成电路（MMIC）技术和MEMS（微机电系统）技术。在2007年4月27日提交的题为“Antennas, Devices and Systems Based on Metamaterial Structures”的美国专利申请第11/741,674号；2009年9月22日授权的题为“Antennas Based on Metamaterial Structures”的美国专利第7,592,957号；和2007年12月21日提交的题为“Power Combiners and Dividers Based on Composite Right and Left Handed Metamaterial Structures”的美国专利申请第11/963,710号中描述了天线结构、传输线和基于MTM结构的其他RF部件的一些示例和实现方案。
纯LH超材料遵循向量三元组(E, H, β)的左手规则，并且相速度方向与信号能量传播方向相反。LH材料的介电常数ε和磁导率μ同时为负。CRLH超材料根据操作体制（regime）或频率而呈现左手和右手电磁性质。此外，CRLH结构可以在信号的波向量β（或传播常数）为零时呈现非零群速度。在其中CRLL≠CLLR的不平衡情况下，存在其中禁止电磁波传播的带隙。在其中CRLL=CLLR的平衡情况下，频散曲线不会在LH和RH区域之间的传播常数β(ω0)=0的过渡点（transition point）处显现不连续性，其中引导波长是无穷的，即λg=2π/|β| →∞，同时群速度是正的：
    式（1）。
该状态对应于TL实现方案中的零次（zeroth order）模式。
图2图示了较之RH频散曲线βR和LH频散曲线βL的，其中CRLL=CLLR的平衡CRLH单位单元的CRLH频散曲线β。该情况的CRLH频散曲线可以由下式近似：
   式（2）。
在其中CRLL≠CLLR的不平衡情况下，频散曲线β可以被表述为：
   式（3），
其中
   式（4）。
在不平衡情况下，存在两个可能的零次谐振ωse和ωsh，它们可以支持无穷波长（β=0，基频模式）并且被表述为
且   式（5）。
在ωse和ωsh处，群速度（Vg=dω/dβ）是零并且相速度（Vp=ω/β）是无穷的。当CRLH单位单元平衡时，如图2中所示这些谐振频率一致并且被表述为
   式（6），
其中可以获得如式（1）中的正的群速度（Vg=dω/dβ）和无穷相速度（Vp=ω/β）。在RH TL谐振器中，谐振频率与电长度对应，其中l是TL的长度。在图2中RH频散曲线和LH频散曲线分别由βR和βL表示。在图2中CRLH频散曲线由β=βR+βL表示，其中βR和βL分别与式（2）中的第一项和第二项对应。在CRLH TL谐振器中，谐振频率与电长度θm=βml=mπ对应，其中l是具有关系l=N×p的CRHL TL的长度，并且参数m=0, ±1, ±2, ±3, …, ±∞。因而，CRLH结构支持具有延伸到负和正β区域二者的频散曲线的谐振频率的频谱，如拦截图2中的CRLH频散曲线的竖直线所指示的那样。
对于具有如式（2）中表述的频散曲线的平衡情况，相位响应可以由下式表述：
   式（7），
   式（8），
   式（9），
其中l=N×p。因而，CRLH相位的斜率（slope）由下式给出：
   式（10）。
特性阻抗由下式给出：
   式（11）。
因此，可以按照诸如式（11）的阻抗匹配条件的约束，选择和控制等效电路参数值CR、LL、CL和LR以及单位单元的数目N，以创建CRLH结构中的期望的相位响应曲线。此外，不同于RH结构，可以在CRLH结构的0度处获得非零频率。
下文提供了确定双频带MTM结构的等效电路参数的示例。相似的技术可以用于确定关于三个或更多频带的参数。在双频带MTM设计中，可以首先针对两个不同的相位值（f1处的φ1和f2处的φ2）选择表示两个频带的信号频率f1和f2。使用式（7）至式（11），可以如下获得参数值LR、CR、LL和CL：
   式（12），
其中Zt是关于Z0 CRLH的给定值，例如50Ω，表示底层系统的特性阻抗。CRLH TL具有N个单位单元的物理长度l，每个单位单元具有时段p，其中l=N×p。信号相位值由φ=-βl限定。因此，我们有：
   式（13），
其指示：
   式（14），
其中i=1或2。因而可以如下分别在两个不同的频率f1和f2处选择两个不同的相位φ1和φ2：
   式（15）。
因此，如上文获得的五个参数LL、CR、LR、CL和N可以确定N个谐振频率和相位响应曲线、相应的带宽以及这些谐振周围的输入/输出TL阻抗变化。例如在Caloz和Itoh的"Electromagnetic Metamaterials: Transmission Line Theory and Microwave Applications," John Wiley & Sons (2006)中可以找到以上理论和推导。
图3图示了分别由点线、点划线和实线指示的RH相位响应、LH相位响应和CRLH相位响应的示例。如式（7）、（8）和（9）中表述的，CRLH相位响应可以被表述为RH分量的相位响应和LH分量的相位响应的组合。CRLH相位响应在低频处接近LH相位响应并且在高频处接近RH相位响应。特别地，CRLH相位响应曲线跨越零相位轴，具有相对零的频率偏移并且延伸到正和负无穷二者。因而，CRLH相位响应曲线可以被设计为在任意选择的非零频率对处拦截期望的相位对。参数LL、CR、LR、CL和N的值可以被选择和控制以创建期望的相位响应。单位单元的数目N可以被选为诸如1、2或3的小的数目，用于使电路简单并且减少部件数目。在确定CRLH设计的参数值时，在这样的固定N值的情况下，由于诸如式（11）中给出的阻抗匹配条件的约束，原始的四个自由度，即LL、CR、LR和CL被减少到两个。作为示例，图3图示了其中第一频率f1处选择的相位是0度而第二频率f2处选择的相位是-360度的CRLH设计示例。
可以利用这些CRLH性质提供天线、定向耦合器、匹配网络、PA、滤波器、功率合成器和功率分配器、以及用于单频带和多频带操作的各种其他RF部件和集成系统。下文较之传统示例描述了基于CRLH结构的PA以及其中使用的部件或电路的一些实现示例。
图4图示了用于偏置PA中的晶体管的耦合到RF信号路径的传统的单频带偏置电路的示例400。在RF通信系统中，偏置电路通常被设计用于将DC电力递送到晶体管，同时对RF信号是透明的，以便防止RF信号泄漏到偏置电路，而这可能使包括偏置电路的PA的性能劣化。图4的传统的单频带偏置电路包括三个RH TL 404、408和412，它们在每个TL的一端处放射状地连接，并且通过偏置线424耦合到RF信号路径414。单频带由操作频率f1表示，通过RH TL 404提供偏置电压或电流，并且RF信号路径414由通过两个电路块416和420的箭头指示。电路块416和420表示晶体管和其他外围RF电路。RH TL 408和412中的每个的电长度可以被选择为f1处的四分之一波长以在连接端（近端）处创建短路并且在另一端（远端）处创建开路。等效地，RH TL 408的f1处的相位φ1和RH TL 412的f1处的相位φ2可以被选择为-90o×(2k+1)，其中k=0, 1, 2, …。注意，如式（8）和图2中所示，除了DC点之外，RH相位是负的。在图4中的史密斯图上指示了短路点和开路点的位置。在该示例中，RH TL 408的远端被配置为开路而非短接到地，电路或部件。通过在f1处具有四分之一波长，RH TL 408用作阻抗变换器以使阻抗从远端处的开路变为近端处的短路。此外，通过在f1处具有四分之一波长，RH TL 412用作另一阻抗变换器以使阻抗从近端处的短路变为远端处的开路，其通过偏置线424耦合到晶体管。因此，由于RF信号路径414对于具有f1的RF信号是开路的，因此其不受偏置线424影响。基于四分之一波长RH RL的使用，该配置允许单频率或者选定频率的奇数倍处的相同的操作。这是因为如式（8）和图2中所示，RH相位的选择被限制为在线性频率线上。因此，基于RH TL的传统设计可能不适用于牵涉彼此可能不互为倍数的两个或更多个任意频率的多频带应用。
在上述示例中，四分之一波长RH TL的形状被选择为直管（straight stub）。在另一传统示例中，四分之一波长RH TL的形状可以被选择为放射状，其可以对增加带宽有贡献。然而，这种放射状RH TL通常占用比管形RH TL更多的基板面。
图5图示了使用图4中所示的传统的单频带偏置电路的关于WiFI应用的、关于两个频率2.4GHz和5.8GHz的史密斯图上的阻抗的仿真结果。这些结果指示了，在传统的单频带偏置方案中同时针对两个或更多个选定频率在偏置线424中具有开路是不可行的。具体地，偏置线可以在一个关注频率（例如，2.4GHz）处形成开路，但是在另一频率（例如，5.8GHz）处偏置线提供了可以在如图5中所示的史密斯图上的不同点处的阻抗。调整与两个任意频率对应的两个阻抗的困难可以归结于传统的RH TL的使用，其具有如图3中的点线和式（8）中所示的基本上线性的相位响应。
可以基于MTM结构构造多频带偏置电路以克服如上文所述的与传统的单频带偏置电路相关联的一些缺陷。图6图示了用于偏置PA中的晶体管的耦合到RF信号路径的双频带偏置电路的示例。该双频带偏置电路包括两个RH TL 604和612以及一个CRLH TL 608，它们在每个TL的近端处放射状地连接，并且通过偏置线624耦合到RF信号路径614。双频带由操作频率f1和f2表示，通过RH TL 604提供偏置电压或电流，并且具有频率f1和f2的RF信号路径614由通过两个电路块616和620的箭头指示。电路块616和620表示晶体管和其他外围RF电路。该配置包括一个CRLH TL 608和一个RH TL 612用于阻抗变换目的，而非如图4中的传统的单频带偏置电路中的那样包括两个四分之一波长RH TL。如下文参照图中的史密斯图解释的，使用CRLH TL 608允许两个不同的RF频率f1和f2处的开路偏置线624，同时允许DC电力流到晶体管。RH TL 612的电长度可以被选择为分别在两个频率f1和f2处具有两个任意相位φ3=Xo和φ4=Yo，假设它们具有线性关系。就是说，这两个点与诸如图3中所示的点线的RH相位响应线上的一对点对应。由于RH相位响应的线性，当选择一个相位（Xo或Yo）时，对于固定的f1和f2，另一个相位（Yo或Xo）自动固定。为了在RH TL 612的远端处具有开路（其中CRLH TL 608的远端处开路），与相位Xo和Yo对应的阻抗ZX和ZY需要由CRLH TL 608进行补偿。由于较之RH相位响应在确定CRLH相位响应时的较大的自由度，这是可能的。CRLH TL 608的电长度可以被选择为例如在f1处具有φ1=360o-Xo并且在f2处具有φ2=360o-Yo，从而CRLH TL 608用作ZX/ZY和开路之间的阻抗变换器。这两个点与诸如图3中所示的实线的CRLH相位响应线上的一对点对应。在图6中的史密斯图上指示了开路点、ZX点和ZY点的位置。由于偏置线624对于具有f1和f2的RF信号开路，因此RF路径614不受影响。在该示例中，从开路到偏置线624（即从CRLH TL 608的开路端到RH TL 612的开路端）的总电长度被选择为360o。通常，总电长度可以被选择为0o、180o、360o或者180o的倍数以获得开路-开路阻抗变换。就是说，在f1处φ1=k×180o-Xo并且在f2处φ2=k×180o-Yo，其中k=1, ±1, ±2, …。
通过为RH TL 612选择与诸如图3中的点线的RH相位响应线上的多个频率对应的多个相位，并且选择CRLH相位以补偿各个RH相位，图6中所示的双频带MTM偏置方法可以扩展到多频带MTM偏置方法。此外，该配置可以扩展到CRLH TL 608的远端短路而非开路的情况。在该情况下，CRLH TL 608的相位可以被选择为使得CRLH TL 608用作将短路变换到ZX/ZY的阻抗变换器。在该示例中，从短路到偏置线624（即从CRLH TL 608的短路端到RH TL 612的开路端）的总电长度可以被选择为在f1处φ1=k×90o-Xo并且在f2处φ2=k×90o-Yo，其中k=1, ±1, ±2, …。对于三个或更多个频带偏置可以使用基于CRLH结构的相似的设计方法以提供也具有短路的CRLH TL的多频带MTM偏置电路。
图7图示了使用图6中所示的双频带偏置电路的关于两个频率2.4GHz和5.8GHz的史密斯图上的阻抗的测量结果。在该示例中，如图1中所示的一个CRLH单位单元用于构造CRLH TL 608，具有约CL=0.61pF，LL=5.25nH，CR=1.96pF和LR=16.9nH的等效电路参数值，其为该双频带应用提供了足够的CRLH相位响应。结果指示，由于设计和使用CRLH TL的相位灵活性，对于f1=2.4GHz和f2=5.8GHz二者，在偏置线处可以获得开路。
在另一示例中，基于CRLH TL的双频带偏置电路可以被配置为具有关于一个频率f1的开路偏置线以及在不同的频率f2处的短路偏置线。可替选地，第二频率f2可以被选择为二次或更高次谐波。
在上述双频带偏置电路设计的示例600中，RH TL 612和CRLH TL 608被配置为在偏置线处阻挡（block）单个RF信号或者两个RF信号。具有某些频率的信号可以被选择为通过期望的路径而未被阻挡。可以使用CRLH结构构造该频率选择器，其中允许具有一个频率f1的信号传送，而具有不同频率f2的另一信号被阻挡或滤除。频率选择器因而可以提供滤波功能，如例如陷波滤波器中典型地呈现的那样，并且可以被设计为PA或其他通信系统的构件块。下文给出了基于CRLH结构的频率选择器的一些示例。
图8图示了具有分流CRLH TL配置的频率选择器800的示例。端口P1是其中输入RF信号的输入端口，而端口P2是其中输出RF信号的输出端口。CRLH TL 804的一端（远端）耦合到端口P3，其可以短路或开路。CRLH TL 804的另一端（近端）通过分流线808耦合到信号路径P1-P2。通过基于CRLH相位响应将CRLH TL 804配置为具有足够用于具有f1和f2的信号的相位，可以控制分流线808以对于具有f1的信号开路并且对于具有f2的信号短路。在该示例中，CRLH TL 804被用作阻抗变换器，其在分流线808处对于f1使端口P3处的阻抗Z3（例如，开路或短路）变换到开路并且对于f2使端口P3处的阻抗Z3变换到短路。结果，允许具有f1的信号通过P1-P2路径传送，而具有f2的信号通过分流线808和CRLH TL 804被滤除或移除，阻挡其到达输出端口P2。理论上，当端口P3开路时阻抗Z3是无穷的，并且当端口P3短路时是零。然而，在实际情况下并且在本文中，术语“开路”用于指示对于实施和应用而言可实现的高阻抗，而术语“短路”用于指示对于实施和应用而言可实现的低阻抗。
如通过图3中的CRLH相位响应曲线所示，CRLH TL 804的电长度可以被设计为与特定频率处的特定相位对应。为了在端口P3开路时使分流线808在f1处开路并且使分流线808在f2处短路，可以使用广泛的多种相位组合。使用CRLH TL，f1处的相位φ1可以被配置为
   式（16），
其中k=1, 2, …，以在分流线808处具有开路。相似地，f2处的相位φ2可以被配置为
   式（17），
其中k=1, 2, …，以在分流线808处具有短路。可替选地，当端口P3短路时，也可以使用广泛的多种相位组合以便在f1处具有开路的分流线808并且在f2处具有短路的分流线808。对于分流CRLH TL 804短接到地、电路或部件的情况，f1处的相位φ1可以被配置为
   式（18），
其中k=1, 2, …，以在分流线808处具有开路。相似地，f2处的相位φ2可以被配置为
   式（19），
其中k=1, 2, …，以在分流线808处具有短路。
基于如上文解释的使用分流CRLH TL 804的频率选择方案，可以使用CRLH和RH TL的组合构造各种频率选择器。例如，频率选择器可以包括两个CRLH TL的组合，而另一示例可以包括CRLH TL和RH TL，以执行频率选择功能。图9图示了具有两个CRLH TL，即一个分流CRLH TL 904和另一个与信号路径P1-P2串联的CRLH TL 912的频率选择器900的示例。与图8中所示的配置相似，分流CRLH TL 904的一端（远端）耦合到端口P3，其可以短路或开路。分流CRLH TL 904的另一端（近端）通过分流线908耦合到信号路径P1-P2。通过将分流CRLH TL 904配置为分别对于具有f1和f2的信号具有足够的相位φ1和φ2，可以控制分流线908以对于具有f1的信号开路并且对于具有f2的信号短路。当P3开路时，可以分别根据式（16）和（17）中的值选择分流CRLH TL 904的相位φ1和φ2，并且当P3短路时，可以分别根据式（18）和（19）中的值选择分流CRLH TL 904的相位φ1和φ2。串联CRLH TL 912的一端耦合到输入端口P1并且另一端耦合到分流线908。当端口P3开路或短路时可以如下选择串联CRLH TL 912的相位φ3和φ4。对于具有f1的信号，分流CRLH TL 904从信号路径P1-P2解耦；因而，串联CRLH TL 912可以被构造为具有与任意的f1处的相位φ3匹配的输入和输出阻抗之间的阻抗，例如50Ω。对于具有f2的信号，分流线908短路，并且输入端口P1优选地被设计为开路以具有最大信号反射。因而，串联CRLH TL 912的f2处的φ4可以被选择为90o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，以使阻抗从短路变为开路。可替选地，为了设计将短路的输入端口P1，串联CRLH TL 912的f2处的φ4可以被选择为0o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，以使阻抗从短路变换到短路或者保持短路。此外，可以以不同方式设计CRLH TL 904，从而这些相位φ3和φ4具有适合底层应用的其他的值以调整信号传输和反射。如以上示例中的那样，使用串联TL和分流TL提供了调整与串联TL相关联的相位φ3和φ4的灵活性，同时保持与分流TL相关联的相位φ1和φ2以提供开路或短路，用于阻挡或传送具有特定频率的信号。
在一个实现示例中，图9的频率选择器900可被构造为在端口P3开路时具有在频率f1=2.4GHz处提供相位φ3=0o并且在频率f2=5.8GHz处提供相位φ4=-90o的串联CRLH TL 912，以及在频率f1=2.4GHz处提供相位φ1=0o并且在频率f2=5.8GHz处提供相位φ2=-90o的分流CRLH TL 904。通过设计具有两个CRLH单位单元的串联CRLH TL 912和具有一个CRLH单位单元的分流CRLH TL 904，每个单位单元具有约CL=1.7pF，LL=4.25nH，LR=2.6nH和CR=1pF的等效电路参数值，可以获得这些相位响应。
图10图示了基于FR4基板的，具有以上等效电路参数值的，关于图9的频率选择器900的实现示例的插入损耗的仿真结果。图指示，由点m3指示的2.4GHz处的插入损耗接近零，并且由点m4指示的5.8GHz处的插入损耗接近-30 dB。因此，这些结果指示了约2.4GHz的信号通过频率选择器900，而约5.8GHz的信号被阻挡。
图11图示了频率选择器的另一示例1100。该频率选择器具有串联RH TL 1112和分流CRLH TL 1104。通常，使用RH TL允许在一个频率处控制相位；第二频率处的相位可能因RH相位响应的线性而不是任意选择的。如前面描述的，为了从端口P1向P2传递具有频率f1的信号并且通过端口P3滤除信号来阻挡具有频率f2的信号，当P3开路时，可以如式（16）和（17）表述的选择分流CRLH TL 1104的相位φ1和φ2，并且当P3短路时，可以如式（18）和（19）表述的选择分流CRLH TL 1104的相位φ1和φ2。当端口P3开路或短路时可以如下选择串联CRLH TL 1112的相位φ3和φ4。对于具有f1的信号，分流CRLH TL 1104从信号路径P1-P2解耦；因而，串联CRLH TL 1112可以被构造为具有与任意的f1处的相位φ3匹配的输入和输出阻抗之间的阻抗，例如50Ω。对于具有f2的信号，分流线1108短路，并且输入端口P1优选地被设计为开路以具有最大信号反射。因而，串联CRLH TL 1112的f2处的φ4可以被选择为-90o-(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，以使阻抗从短路变为开路。通常，对于非DC频率，RH相位值被限制为负的。在该示例中，相位φ3可以是任意的，只要其在由f2处的φ4值确定的线性RH相位响应上。可替选地，为了设计将短路的输入端口P1，串联CRLH TL 1112的f2处的φ4可以被选择为0o-(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，以使阻抗从短路变换到短路或者保持短路。此外，可以以不同方式设计CRLH TL 1112，从而这些相位φ3和φ4具有适合底层应用的其他的值以调整信号传输和反射。
在基于频率选择器1100的配置的一个实现示例中，关于开路端口P3的情况的分流CRLH TL 1104可以被构造为在f1=2.4GHz处具有φ1=0o并且在f2=5.8GHz处具有φ2=-90o。对于串联CRLH TL 1112，f2=5.8GHz处的相位φ4被选择为-90o并且f1=2.4GHz处的相位φ3可以采用任意值，只要这两个点在同一RH相位响应线上。使用具有约31密耳（mil）厚度和约4.4的介电常数的FR4基板，当5.8GHz处的相位φ4是-90o时，2.4GHz处的相位φ3可以被选择为约-37o。
图12图示了图11的频率选择器1100的以上实现示例的版图1200。在该版图中，白色部分表示印刷在FR4基板上的传导片和线，而黑色部分表示在这些传导片和线之间形成的电介质间隙。分流CRLH TL 1204被设计为具有一个CRLH单位单元，其中CL=2pF，LL=5nH，CR=1pF并且LR=2.6pF。在该示例中，两个集总电容器（每个电容器具有2CL）串联连接以提供如图1A中的一个CL。可替选地，可以使用单个电容器而非两个电容器提供CL的电容值。此外，该示例具有两个微带，它们连接形成L形RH TL（LL）1216以提供LL。可替选地，可以使用具有相同的总电长度的单个微带。此外，集总电感器而非印刷微带可以用于实现LL。使用微带实现分流CRLH TL 1204的RH部分，即CR和LR，以提供如图1F中所示的RH TL（CR、LR）1208。在该示例中RH TL 1212也使用微带实现。
图13图示了图12的以上实现示例1200的回波损耗和插入损耗的仿真和测量结果。对于仿真和测量，插入损耗具有5GHz附近的骤降（dip）并且在2.4GHz周围接近零。这指示了，约2.4GHz的信号以小的信号损耗通过频率选择器传送。相反，阻挡约5GHz的信号通过同一频率选择器传送。关于仿真和测量的回波损耗具有2.4GHz附近的骤降并且在5GHz附近接近零，指示了在输入端口P1处以最小的信号反射在2.4GHz周围获得了良好的谐振，并且在5GHz周围获得了几乎完整的信号反射，提供了接近开路的输入端口P1。
图14图示了频率选择器的另一示例1400。该频率选择器1400包括串联CRLH TL 1412和在P3处开路的分流RH TL 1404。在该示例中，允许具有f2的信号从端口P1传送到端口P2，同时通过端口P3进行滤除来阻挡具有f2的信号传输。分流RH TL 1404的f1处的φ1可以选自φ1=-90o-(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，以使阻抗从开路变为短路以便对于f1具有短路分流线1408。由于RH相位在频率上是线性的，因此f1处的相位φ1和f2处的相位φ2的选择受限制。一种简单的选择是使f2是f1的谐波。通过选择φ1=-90o，分流RH TL 1404的f2处的相位φ2可以选自f2=(n+1)×f1处的φ2=2n×(-90o)，其中n=0, 1, 2, …，以具有开路分流线1408，使具有f2的信号从P1传递到P2。可以如下确定串联CRLH TL 1412的相位φ3和φ4。对于具有f1的信号，分流线1408短路，并且输入端口P1优选地被设计为开路以具有最大信号反射。因而，串联CRLH TL 1412的f1处的φ3可以选自90o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，以使阻抗从短路变为开路。对于具有f2的信号，在该情况下f2是n×f1，其中n是正的偶数，分流RH TL 1404从信号路径P1-P2解耦；因而，串联CRLH TL 1412可以被构造为具有与任意的f2处的相位φ4匹配的输入和输出阻抗之间的阻抗，例如50Ω。可替选地，为了设计将短路的输入端口P1，串联CRLH TL 1412的f1处的φ3可以被选择为0o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，以使阻抗从短路变换到短路或者保持短路。此外，可以以不同方式设计CRLH TL 1412，从而这些相位φ3和φ4具有适合底层应用的其他的值。
图15图示了频率选择器1500的另一示例。该频率选择器1500包括串联CRLH TL 1512和短接到地的分流RH TL 1504。分流RH TL 1504的f1处的φ1可以选自φ1=-(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，以使阻抗从短路变为短路或者保持短路以便具有短路分流线1508以通过端口P3滤除具有f1的信号。由于RH相位在频率上是线性的，因此f1处的相位φ1和f2处的相位φ2的选择受限制。一种简单的选择是使f1是f2的谐波。通过选择φ1=-180o，分流RH TL 1504的f2处的相位φ2可以选自f2=(n+1)×f1处的φ2=2(n-1)×(-90o)，其中n=0, 1, 2, …，以具有开路分流线1508，使具有f2的信号从P1传递到P2。可以如下确定串联CRLH TL 1512的相位φ3和φ4。对于具有f1的信号，分流线1508短路，并且输入端口P1优选地被设计为开路以具有最大信号反射。因而，串联CRLH TL 1512的f1处的φ3可以选自90o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，以使阻抗从短路变为开路。对于具有f2的信号，在该情况下f2是(n+1)×f1，分流RH TL 1504从信号路径P1-P2解耦；因而，串联CRLH TL 1512可以被构造为具有与任意的f2处的相位φ4匹配的输入和输出阻抗之间的阻抗，例如50Ω。可替选地，为了设计将短路的输入端口P1，串联CRLH TL 1512的f1处的φ3可以被选择为0o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，以使阻抗从短路变换到短路或者保持短路。此外，可以以不同方式设计CRLH TL 1512，从而这些相位φ3和φ4具有适合底层应用的其他的值。
回来参照图8，频率选择器800具有分流CRLH TL 804，其被设计为在两个不同频率f1和f2处提供相位，使得允许具有一个频率f1的信号通过路径P1-P2，而阻挡具有不同频率f2的另一信号。可以将分流CRLH TL设计为在三个不同频率处提供相位，使得允许具有一个频率的信号通过路径P1-P2，而阻挡具有另外两个频率的信号。图16图示了用于通过路径P1-P2传递具有频率f2的信号并且滤除具有频率f1的信号和具有频率f3的信号的频率选择器1600的示例。CRLH TL 1604的一端（远端）耦合到端口P3，端口P3可以短路或开路。CRLH TL 1604的另一端（近端）通过分流线1608耦合到信号路径P1-P2。通过基于CRLH相位响应将CRLH TL 1604配置为具有足够用于具有f1、f2和f3的信号的相位，可以控制分流线1608以对于具有f2的信号开路并且对于具有f1和f3的信号短路。在该示例中，CRLH TL 1604被用作阻抗变换器，其在分流线1608处对于f2使端口P3处的阻抗Z3（例如，开路或短路）变换到开路并且对于f1和f3使端口P3处的阻抗Z3变换到短路。结果，允许具有f2的信号通过P1-P2路径传送，而具有f1的信号和具有f3的信号通过分流线1608和CRLH TL 1604被滤除或移除，阻挡其到达输出端口P2。理论上，当端口P3开路时阻抗Z3是无穷的，并且当端口P3短路时是零。然而，在实际情况下并且在本文中，术语“开路”用于指示对于实施和应用而言可实现的高阻抗，而术语“短路”用于指示对于实施和应用而言可实现的低阻抗。
如图3中的CRLH相位响应曲线所示，CRLH TL 1604的电长度可以被设计为与特定频率处的特定相位对应。为了在端口P3开路时使分流线1608在f2处开路，f2处的相位φ2可以被配置为：φ2=0o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，如式（16）中的那样。相似地，为了使分流线1608在f1和f3处短路，f1处的相位φ1和f3处的相位φ3可以被配置为：φ1, φ3=90o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，如式（17）中的那样。可替选地，当端口P3短路时，为了在分流线1608处开路，f2处的相位φ2可以被配置为：φ2=90o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，如式（18）中的那样。相似地，为了在分流线1608处短路，f1处的相位φ1和f3处的相位φ3可以被配置为：φ1, φ3=0o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，如式（19）中的那样。
在诸如用于802.11b、g和n的一些WiFi应用中，期望移除一个支路路径中的范围为1880至1900MHz的增强数字无绳通讯（DECT）频带（以下被称为1.9GHz频带）以及5GHz频带，并且在另一支路路径中传递范围为2.4至2.48GHz的2.4GHz频带。传统的双工器典型地在一个支路中使用一个低通滤波器（LPF）并且在另一支路中使用一个高通滤波器（HPF）。在本情况下，需要传递的频带是2.4GHz频带而需要被阻挡的频带是1.9GHz频带和5GHz频带，给出了阻-通-阻的顺序。因而，因为HPF和LPF的简单的组合，传统的双工器可能不适合处置这种复杂的滤波，其通常给出通-阻-通的顺序。
图16的频率选择器1600提供了双陷波滤波器功能，并且因而可以被配置为移除1.9频带和5GHz频带并且传递2.4GHz频带。这可以通过基于CRLH结构的印刷在FR4基板上的紧凑的设计实现，由此导致尺寸减小并且因此导致功耗减小。
图17图示了具有开路的端口P3的图16的频率选择器1600的实现示例1700的版图。该版图与频率选择器1200相似，该版图具有带有一个对称的CRLH单位单元和串联RH TL 1 1708的分流CRLH TL 1704。该实现示例1700被设计为移除1.9GHz频带和5GHz频带，并且传递2.4GHz频带。在该示例中，均具有2CL的两个集总电容器串联连接以提供如图1A中的一个CL。此外，该CRLH单位单元具有两个微带，它们连接形成L形RH TL（LL）1712以提供LL。使用微带实现分流CRLH TL 1704的RH部分，即CR和LR，以提供如图1F中所示的RH TL（CR、LR）1716。在该示例中串联RH TL 1708也使用微带实现。CRLH参数值被选择为：LL=4nH（其中长度为7mm），CL=1pF，LR=2.66nH和CR=1pF。所使用的基板是具有10密耳的厚度的FR4。
图18图示了分别以实线、点线和划线指示的，较之RH和LH响应曲线的具有以上参数值的图17中的CRLH TL 1704的相位响应曲线。在该实现示例1700中，具有开路端口P3的分流CRLH TL 1704通过以上参数值构造以大致提供f1=1.9GHz处的φ1=90o、f2=2.4GHz处的φ2=0o，以及f3=5GHz处的φ3=-90o，如图18中的CRLH相位响应曲线上的三个点所指示的那样。
图19图示了频率选择器1600的以上实现示例1700的回波损耗和插入损耗的测量和仿真结果。这些图线指示了，该频率选择器滤除约1.9GHz和5GHz的信号，而传递约2.4GHz的信号，呈现双陷波滤波器的特性。
回来参照图11，对于特定应用在该频率选择器1100中使用串联RH TL 1112用于控制RH相位，其中端口P1处的开路是优选的，以获得最大信号反射。通过使如图16中的CRLH TL设计与诸如图11中的串联RH TL 1112的串联RH TL合并，相似的配置可以扩展到控制三个不同频率处的三个相位。图20图示了用于传递具有一次频率f的信号并且滤除具有二次和三次谐波2f和3f的信号的频率选择器2000的示例。频率选择器2000具有分流CRLH TL 2004和串联RH TL 2012，提供如同去谐滤波器的能力。CRLH TL 2004的一端（远端）耦合到端口P3，端口P3可以短路或开路。CRLH TL 2004的另一端（近端）通过分流线2008耦合到信号路径P1-P2。通过基于CRLH相位响应将CRLH TL 1604配置为具有足够用于具有f、2f和3f的信号的相位，可以控制分流线2008以对于具有一次频率f的信号开路并且对于具有谐波2f和3f的信号短路。为了在端口P3开路时使分流线2008在f处开路，f处的相位φ1可以被配置为：φ1=0o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，如式（16）中的那样。相似地，为了使分流线2008在2f和3f处短路，2f处的相位φ2和3f处的相位φ3可以被配置为：φ2, φ3=90o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，如式（17）中的那样。可替选地，当端口P3短路时，为了在分流线2008处开路，f处的相位φ1可以被配置为：φ1=90o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，如式（18）中的那样。相似地，为了在分流线2008处短路，2f处的相位φ2和3f处的相位φ3可以被配置为：φ2, φ3=0o±(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，如式（19）中的那样。当端口P3开路或短路时，可以如下选择串联RH TL 2012的f处的相位φ4、2f处的相位φ5和3f处的相位φ6。对于具有f的信号，分流CRLH TL 2004从信号路径P1-P2解耦；因而，串联LH TL 2012可以被构造为具有与任意的f处的相位φ4匹配的输入和输出阻抗之间的阻抗，例如50Ω。对于具有2f和3f的信号，分流线2008短路，并且在特定应用中输入端口P1优选地对于奇数次谐波开路并且对于偶数次谐波短路。因而，串联LH TL 2012的2f处的相位φ5可以被选择为0o-(k×180o)，其中k=1, 2, …，以使阻抗从短路变换到短路或者保持短路；并且串联LH TL 2012的3f处的相位φ6可以被选择为-90o-(k×180o)，其中k=0, 1, 2, …，以使阻抗从短路变换到开路。注意，RH相位值被限制为负的并且在频率上是线性的。因而，例如，基于RH相位响应，这三个相位可以被选择为在f处φ4=-90o，在2f处φ5=-180o并且在3f处φ6=-270o。
如迄今为止的设计示例中描述的，操纵等效电路参数以使得到的CRLH相位响应曲线拟合到表示期望的两个或三个相位和频率对的两个或三个点。因而通过所选择的相位来设计两个或三个频带中的信号的传递和阻挡。CRLH相位响应曲线上的拟合点的可能数目取决于设计参数的自由度。通常，设计灵活性以及因此拟合点的数目随着参数数目的增加而增加。一个CRLH单位单元的使用例如给出了四个参数CL、LL、CR和LR，但是诸如式（11）中的阻抗匹配条件和其他条件可能减少可调参数的数目。如下文解释的，使用具有更多参数的不同类型的CRLH单位单元是增加设计灵活性并且因此增加CRLH相位响应曲线上的拟合点的数目的一种可能的解决方案。结果，可以设计和实现能够传递和阻挡多个频带的滤波器设备。
图21图示了扩展CRLH（E-CRLH）单位单元2100。为便于比较，诸如图1中所示的原始CRLH单位单元12被称为传统-CRLH（C-CRLH）单位单元。E-CRLH单位单元2100可以被限定为具有时段p的C-CRLH单位单元和双CRLH（D-CRLH）单元的组合。C-CRLH串联部分2104具有串联耦合的RH串联电感器Lc R和LH串联电容器Cc L，C-CRLH分流部分2108具有并联耦合的RH分流电容器Cc R和LH分流电感器Lc L；D-CRLH串联部分2112具有并联耦合的RH串联电感器Ld R和LH串联电容器Cd L；并且D-CRLH分流部分2116具有串联耦合的RH分流电容器Cd R和LH分流电感器Ld L。因而一个E-CRLH单位单元2100提供8个等效电路参数，即Lc R、Cc L、Cc R、Lc L、Ld R、Cd L、Cd R和Ld L。即使因为阻抗匹配条件或其他条件减少了可调参数，E-CRLH单位单元2100仍提供比单独的C-CRLH或D-CRLH部分多的可调参数。
图22图示了如图16中配置的但是具有E-CRLH TL而非C-CRLH TL 1604的频率选择器的插入损耗的仿真结果。操纵E-CRLH等效参数以在910MHz、2.06GHz、3.69GHz和6.23GHz处提供插入损耗中的四个陷波（notch），如点m5、m6、m7和m8分别指示的那样，以便阻挡这四个频带中的信号。因而该类型的基于E-CRLH单位单元的频率选择器可以被称为多陷波滤波器。
通过使频率选择器（单陷波或多陷波）与高通滤波器、低通滤波器、带通滤波器、带阻滤波器或其他不同的滤波器组合，可以提供使用传统滤波器不能实现的复杂的滤波功能。基于CRLH结构中固有的相位选择的灵活性，可以根据底层应用使组合滤波器适于提供期望的频带阻挡和传递。本文中描述的示例频率选择器是两部分的设备并且因而适于如下应用：其中在不同的时间间隔中依次接收具有不同频率的信号从而在不同的时间间隔中进行信号阻挡和传递。在其中在相同时间接收具有不同频率的信号的系统中，可以有效地将多个支路用于多个频率的选择。双工器是具有两个这样的支路的示例，并且因而是三端口设备。例如组合一个支路中的频率选择器和另一支路中的高通滤波器（HPF）可以提供性能比传统的双工器好的双工器能力。此外，可以配置具有多个支路的多个频率选择器用于传递和阻挡多个频率，由此提供多工器功能。
图23图示了多频带频率选择器的示例2300，其中输入和输出频率由f1, f2, …, fn表示，串联元件由X1, X2, …, Xn表示并且分流元件Y1, Y2, …, Yn表示，其中n是大于1的正整数。因而，多频带频率选择器2300是(n+1)端口双向设备，其中允许信号在从一个端口到n个端口的方向上或者在从n个端口到一个端口的方向上传送。串联元件Xm和分流元件Ym（其中1<m<n）耦合到同一第m支路以选择通过该支路到达输出的频率fm。每个支路包括诸如参照图8至20描述的频率选择器的频率选择器。因而，第m支路中的成对的串联元件Xm和分流元件Ym均可以是CRLH TL或者可以是RH TL和CRLH TL的组合，如参照图8至20描述的频率选择器中的那样。此外，诸如高通滤波器、低通滤波器、带通滤波器、带阻滤波器的传统的滤波器或者另一类型的滤波器可以用于一个或多个支路。此外，对于一个或多个支路，如图21和22中所示的基于E-CRLH结构的多陷波滤波器可以用作频率选择器以支持复杂滤波功能。因而，图23的多频带频率选择器2300基本上是分布在多分叉支路上的频率选择器的网络，其中频率选择器可以包括传统的滤波器和频率选择器。该频率选择网络具有(n+1)个端口，其中n表示多频带操作中支持的频带的数目，并且该频率选择网络是双向设备，其中允许信号在从一个端口到n个端口或者从n个端口到一个端口的方向上传送。
图24图示了多频带频率选择器2400的另一示例，其中两个分流元件耦合到每个支路，如Y1, Y2, …, Yn和Y1a, Y2a, …, Yna指示的。例如，当具有三个不同频率的信号输入到支路时，第一分流元件可以被设计为移除具有第一频率的信号并且同一支路中的第二分流元件可以被设计为移除具有第二频率的信号，从而该支路传递具有第三频率的信号。在另一示例中，当具有不同频率的信号输入到支路时，第一分流元件可以被设计为移除具有第一频率的信号并且第二分流元件被设计为从具有第二频率的信号移除谐波，从而该支路传递具有第二频率且没有谐波的信号。为了扩展应用，三个或更多个分流元件可以耦合到一个支路，或者每个支路的分流元件的数目可以依支路变化。类似地，每个支路的串联元件的数目可不止一个并且可以依支路变化。在本文中描述的频率选择器设计中，每个串联和分流元件可以被选择为具有RH结构或CRLH结构，这些结构可以使用集总部件、分布式部件或此两者的组合实现。
图25图示了双工器2500的实现示例的版图。该实现方案被设计为基于频率选择器2504和HPF 2508的组合提供双工器功能。与图17的双陷波频率选择器1700相似，该示例中的频率选择器2504被设计为传递2.4GHz频带并且滤除1.9GHz和5.8GHz频带。较之图17的版图进行了细微的设计修改用于优化。例如，该情况下的CRLH单位单元2502具有一个CL电容器，而非提供对称单位单元的图17的两个2CL电容器，并且L形RH TL具有用于获得与图17的RH TL（LL）1712不同的优化的LL值的尺寸。图25的双工器2500是与传统双工器相似的三端口设备。天线或者任何其他设备可以连接到端口P1。双工器2500的端口P2耦合到频率选择器2504。端口P3耦合到HPF 2508，HPF 2508被设计为具有三个电容器C1、C2和C3以及三个微带2510以滤除2.4GHz频带并且传递5GHz频带。在一个示例中双工器2500可以具有10mm×10mm的总覆盖区。在示例设计中三个端口与50Ω匹配。然而，注意，由于灵活的CRLH相位响应以及因此的设计灵活性，一些实现示例中的双工器2500可以具有使不同的端口与不同的阻抗匹配的能力。如图25中所示，该实现示例具有带有三个微带2510的HPF 2508。最长的L形微带被设置在HPF 2508的输入处以使与HPF过滤的频率（即该示例中的2.4GHz）相关联的相位旋转。因而，HPF 2508在端口P1处具有开路，防止约2.4GHz的信号去往支路P1-P3。
图26图示了关于图25的实现示例双工器2500的插入损耗P2-P1、插入损耗P3-P1和隔离P3-P2的测量结果。在5GHz周围，插入损耗P3-P1接近零并且插入损耗P2-P1接近-20dB，指示5GHz频带中的信号通过HPF 2508被有选择地传送到端口P3并且被频率选择器2504拒绝。相似地，在2.4GHz周围，插入损耗P2-P1接近零并且插入损耗P3-P1接近-35dB，指示2.4GHz频带中的信号通过频率选择器2504被有选择地传送到端口P2并且被HPF 2508拒绝。在1.9GHz周围，插入损耗P2-P1和P3-P1二者极低，小于-25dBm，指示1.9GHz频带中的信号被频率选择器2504和HPF 2508拒绝。
迄今为止描述的频率选择器的示例可以被视为无源的，因为频率选择是基于提供适当相位的RH和/或CRLH TL设计而确定的，而非由诸如二极管或开关的有源部件控制。在不同的示例中，无源频率选择器的组合、RH和CRLH TL的组合和CRLH TL的组合可以被构造为被有源控制，用于选择单个频率或多个频率。因而这些频率选择器在本文中被称为有源频率选择器。
图27A至27C图示了使用并联连接的两个无源频率选择器2704和2708的有源频率选择器2700的示例。有源频率选择器2700具有一个输入端口P1和一个输出端口P2，并且具有频率f1和f2的双信号可被同时地或依次地以不同的时间间隔馈送到输入端口P1。这些无源频率选择器可以是基于CRLH的、传统的或者此两者的组合。当同时将两个不同的频率f1和f2馈送到输入端口P1时，由于可以通过有源部件控制频率选择，因此有源频率选择器可以用于同时的信号输入。在本示例中，频率选择器（f1而非f2）2704被配置为选择具有频率f1的信号并且阻挡具有频率f2的信号，而频率选择器（f2而非f1）2708被配置为选择具有频率f2的信号并且阻挡具有频率f1的信号。频率选择器2704和2708的开/关可以例如由外部控制电路控制。在图27A中，频率选择器（f1而非f2）2704接通，而另一频率选择器（f2而非f1）2708断开。当有源频率选择器2700处于该状态时，仅允许具有f1的信号通过该系统到达端口P2。在图27B中，频率选择器（f1而非f2）2704断开，而另一频率选择器（f2而非f1）2708接通。当有源频率选择器2700处于该状态时，仅允许具有f2的信号通过该系统到达端口P2。在图27C中，频率选择器（f1而非f2）2704和其它频率选择器（f2而非f1）2708两者均接通。当有源频率选择器2700处于该状态时，允许具有f1和f2的信号两者通过该系统到达端口P2。
图28图示了具有两个分流连接的CRLH TL 2804和2808的有源频率选择器2800的示例。在该示例中，可以同时地或依次地以不同的时间间隔将两个不同的频率f1和f2馈送到端口P1。这些CRLH TL 2804和2808分别经由二极管1 2816和二极管2 2818耦合到信号路径P1-P2，在该示例中每个CRLH TL处于开路分流配置。如果使用分流线替换二极管1 2816和二极管2 2818用于连接，则CRLH TL（f1而非f2）2804被配置为通过路径P1-P2传递具有频率f1的信号并且滤除具有频率f2的信号，而CRLH TL（f2而非f1）2808被配置为通过路径P1-P2传递具有频率f2的信号并且滤除具有频率f1的信号。这些CRLH TL 2804和2808的设计可以基于如图8中所示的CRLH TL设计。二极管1 2816和二极管2 2818的开/关可以由例如外部控制电路控制。当二极管1 2816接通并且二极管2 2818断开时，CRLH TL（f1而非f2）2804耦合到路径P1-P2，从而允许具有f1的信号通过路径P1-P2，但是阻挡具有f2的信号。当二极管1 2816断开并且二极管2 2818接通时，CRLH TL（f2而非f1）2808耦合到路径P1-P2，从而允许具有f2的信号通过路径P1-P2，但是阻挡具有f1的信号。在该示例中包括沿路径P1-P2的串联TL 2822。可以使用诸如传统的微带的RH结构或者CRLH结构设计该TL，从而这些相位φ3和φ4具有适于底层应用的值以调整信号传输和反射。例如，该TL还可以用于集成另一电路功能、阻抗匹配网络。
图29图示了有源频率选择器2900的另一示例。在该示例中， CRLH TL 2904和2908分别经由二极管1 2916和二极管2 2918以开路分流配置耦合到路径P1-P2，并且用作用于有效地移除谐波的有源去谐滤波器。分流CRLH TL 2904和2908的设计可以与图20中的分流CRLH TL 2004的设计相似。在该示例中包括沿路径P1-P2的串联TL 2920。可以使用诸如传统的微带的RH结构或者CRLH结构设计该TL 2920，以具有根据底层应用的相位灵活性和频率选择。如果使用分流线替换二极管1 2916用于连接，则CRLH TL（f1而非[2f1、3f1]）2904被配置为通过路径P1-P2传递具有频率f1的信号并且滤除谐波2f1和3f1。这可以例如通过选择f1处的φ11=180o（开路），2f1处的φ12=90o（短路）和3f1处的φ12=-90o（短路）来完成。相似地，如果使用分流线替换二极管2 2918用于连接，则CRLH TL（f2而非[2f2、3f2]）被配置为通过路径P1-P2传递具有频率f2的信号并且滤除谐波2f2和3f2。这可以例如通过选择f2处的φ21=180o（开路），2f2处的φ22=90o（短路）和3f2处的φ22=-90o（短路）来完成。二极管1 2916和二极管2 2918的开/关可以由外部控制电路（未示出）控制以选择具有f1的信号或者具有f2的信号用于通过路径P1-P2传输。TL 2920可以被设计为具有RH TL或者CRLH TL以具有用于底层应用的足够的相位。例如，F类PA应用包括如下情况：其中端口P1需要对于二次谐波短路并且对于三次谐波开路。在该情况下，通过使用CRLH TL，TL 2920的相位可以被选择为例如在f1处φ'11=任意，在2f1处φ'12=180o，在3f1处φ'13=90o，在f2处φ'21=任意，在2f2处φ'22=-180o，并且在3f2处φ'23=-90o。相似地，反向F类PA应用包括如下情况，其中端口P1需要对于二次谐波开路并且对于三次谐波短路。在该情况下，通过使用CRLH TL，TL 2920的相位可以被选择为例如在f1处φ'11=任意，在2f1处φ'12=90o，在3f1处φ'13=180o，在f2处φ'21=任意，在2f2处φ'22=-90o，并且在3f2处φ'23=-180o。
如前面提到的，获得高线性和/或高效率是PA设计的一个主要目的。当在传统的单频带PA中使用时，输出匹配网络（OMN）通常被设计用于使晶体管的输出阻抗与输出负载匹配以便使从晶体管转移到负载的输出功率最大。因而，OMN可以适于改进线性和效率。相似地，输入匹配网络（IMN）可以被设计为使晶体管的输入阻抗与输入负载匹配。因而，在传统的单频带PA中，IMN和OMN可以用于使单个频带上的PA的效率和线性优化。然而，对于多频带操作，可能需要添加、设计或优化其他电路元件以满足多个频带上的效率、线性和其他考虑。
图30图示了关于多个频带的第一功率放大系统3000的框图。该功率放大系统3000表示多频带PA的示例。第一系统3000具有用于单独地处置多个频带的多个输入端口和多个输出端口，并且包括多频带偏置电路3004、输入侧的频率选择模块1 3008、输出侧的另一频率选择模块2 3012、包括用于各个频带的输入阻抗匹配的IMN(f1), IMN(f2), …, IMN(fn)的IMN 3016、包括用于各个频带的输出阻抗匹配的OMN(f1), OMN(f2), …, OMN(fn)的OMN 3020、以及从多频带偏置电路3004接收偏置信号并且耦合到频率选择模块1 3008和频率选择模块2 3012的晶体管3024。晶体管3024是可针对多个频带操作的多频带晶体管并且可以包括用于处置针对底层多频带应用考虑的频率范围和功率水平的多个基本晶体管。多频带偏置电路3004可以包括用于偏置晶体管3004的不同的端子的多个基本偏置电路。典型地，对于金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）类型的晶体管，需要漏极偏置和栅极偏置；对于双极结晶体管（BJT）类型的晶体管或者异质结双极晶体管（HBT），需要集电极偏置和基极偏置。通常，偏置电路被设计为向晶体管递送DC电力同时对于RF信号是透明的，以便防止RF信号泄漏到偏置电路中，而这可能使包括偏置电路的PA的效率和线性劣化。为了针对两个或更多个频带执行相似的操作，多频带偏置电路3004可以包括如图6中所示的多频带偏置电路。
当同时输入具有不同频率f1, f2, …, 和fn的不同信号时，频率选择模块1 3008被配置为从来自IMN 3016的输入信号选择具有一个频率f1, f2, …, 或fn-的信号。输入侧的该频率选择模块1 3008的一个任务是在给定时间间隔中向晶体管3024发送具有一个频率的信号，而非具有不同频率的混合信号。通常，如果同时向晶体管发送具有两个不同频率的信号，则可能从晶体管输出若干个互调产物。这种互调出自晶体管的输入和输出之间的非线性，导致了可能的有害影响。因而对于其中同时输入具有不同频率的多个信号的情况下，可以通过使用频率选择模块1 3008来避免与晶体管3024相关联的互调。此外，频率选择模块1 3008被配置为防止信号反射进入错误的路径以便使信号混合最小并且使功率转移最大，由此改进线性和效率。当在不同的时间间隔中依次输入具有不同的频率f1, f2, …, 和fn的多个信号时，在正常条件下不会发生晶体管3024的互调。然而，频率选择模块1 3008用于防止信号反射进入错误路径以便使信号混合最小并且使功率转移最大，由此改进线性和效率。输出侧的频率选择模块2 3012被配置为向第m输出端口发送具有特定频率fm的信号（1≤m≤n），和/或从来自晶体管3024的输出信号移除谐波。
图31图示了关于多个频带的第二功率放大系统3100的框图。第二系统3100具有用于处置一个通道中的多个频带的单个输入端口和单个输出端口，并且包括多频带偏置电路3104、用于向第m支路发送具有一个频率fm的信号（1≤m≤n）的输入侧的频率选择模块1 3108、用于选择具有一个频率的信号并且将所选择的信号发送到输出端口的输出侧的另一频率选择模块2 3112、包括用于各个频带的输入阻抗匹配的IMN(f1), IMN(f2), …, IMN(fn)的IMN 3116、包括用于各个频带的输出阻抗匹配的OMN(f1), OMN(f2), …, OMN(fn)的OMN 3120、以及多个晶体管3124，每个晶体管3124从多频带偏置电路3104接收偏置信号并且耦合到IMN(f1), IMN(f2), …, IMN(fn)之一和OMN(f1), OMN(f2), …, OMN(fn)之一。每个晶体管3124是单频带晶体管并且可以包括用于处置关于底层应用考虑的频率范围和功率水平的多个基本晶体管。这些晶体管3124可以使用分离的离散封装或者IC芯片上的分段式基本晶体管的组来实现。多频带偏置电路3104可以包括用于偏置多个晶体管3104和每个晶体管3104的不同端子的多个基本偏置电路。多频带偏置电路3104可以包括诸如图6中所示的多频带偏置电路。
在图31的第二系统3100中，可以同时地或者依次地在不同的时间间隔中输入具有不同的频率f1, f2, …, 和fn的多个信号。图31的第二系统3100中的输入侧的频率选择模块1 3108按与图30的第一系统3000中的输出侧的频率选择模块2 3012相似的方式工作；并且图31的第二系统3100中的输出侧的频率选择模块2 3112按与图30的第一系统3000中的输入侧的频率选择模块1 3008相似的方式工作。
图31的第二功率放大系统3100代表多频带PA的示例。此外，通过使用单频带PA的阵列，每个单频带PA容纳IMN(fm)、处置fm频带的一个晶体管3124和OMN(fm)，其中1≤m≤n，可以实现用于多频带操作的具有紧凑设计的功率放大系统。
图31的第二系统3100可以通过从输出侧移除频率选择模块2 3112针对一个输入端口和多个输出端口的情况进行修改。相似地，该系统3100可以通过从输入侧移除频率选择模块1 3108针对多个输入端口和一个输出端口的情况进行修改。
上文的图30和31的功率放大系统3000和3100中的频率选择模块可以被配置为包括诸如图23或图24中图示的多频带频率选择器。此外，频率选择模块可以被配置为包括诸如图28或图29中所示的有源频率选择器。此外，在一个频率选择模块中可以利用多频带频率选择器和有源频率选择器的组合。
图32图示了对于第一和第二频率模块使用有源和无源频率选择器的基于图30的第一功率放大系统3000的双频带PA 3200的示例。该双频带PA 3200具有两个输入端口P1和P2和两个输出端口P3和P4。具有频率f1和f2的双信号可分别被同时地或依次地以不同的时间间隔馈送到输入端口P1和P2。在该示例中，诸如图28的有源频率选择器2800的有源频率选择器3204被设置在输入侧；并且诸如图29的有源频率选择器2900的去谐滤波器3212被设置在输出侧。控制有源频率选择器3204中的二极管的开/关以选择具有f1或f2的信号，其被发送到晶体管3208用于放大。该晶体管可以是金属半导体场效应晶体管（MESFET）、假晶高电子迁移率晶体管（pHEMT）、异质结双极晶体管（HBT）或者其他适当技术。在该示例中去谐滤波器3212被设计为移除f1和f2的二次和三次谐波。具体地，通过控制去谐滤波器3212中的二极管的开/关，当从晶体管3208输出具有f1的信号时，可以移除谐波2f1和3f1，或者当从晶体管3208输出具有f2的信号时，可以移除谐波2f2和3f2。去谐滤波器3212的输出耦合到连接成双工器形式的频率选择器（f1而非f2）3216和频率选择器（f2而非f1）3220。因而，选择具有f1的信号通过上支路到达输出端口P3并且选择具有f2的信号通过下支路到达输出端口P4。输出侧的这些频率选择器中的每个可以包括参照图8至22描述的无源频率选择器。IMN 1 3224耦合到输入端口P1，IMN 2 3228耦合到输入端口P2，OMN 1 3232耦合到输出端口P3，并且OMN 2 3236耦合到输出端口P4。
图33图示了基于图30的第一功率放大系统3000的双频带PA 3300的另一示例。该双频带PA 3300具有两个输入端口P1和P2和两个输出端口P3和P4，并且包括输入侧的两个无源频率选择器3304和3308以及输出侧的两个无源频率选择器3316和3320。可以利用参照图8至22描述的无源频率选择器的示例来构造这些无源频率选择器3304、3308、3316和3320。IMN 1 3324耦合到输入端口P1、IMN 2 3328耦合到输入端口P2、OMN 1 3332耦合到输出端口P3、并且OMN 2 3336耦合到输出端口P4。在输入端口P1和P2处分别馈送具有f1和f2的信号。由于在该示例中在输入侧使用无源频率选择器3304和3308，因此可能需要在不同的时间间隔中依次输入信号以避免互调，如果来自两个输入端口P1和P2的信号被同时输入并且同时到达晶体管，则可能发生该互调。频率选择器（f1而非f2）3304选择具有f1的信号而非具有f2的信号并且阻挡信号f2反射，而频率选择器（f2而非f1）3308选择具有f2的信号而非具有f1的信号并且阻挡信号f1反射。随后晶体管3312放大具有f1或f2的所选信号。在输出支路处选择输出频率，使一个支路上的频率选择器（f1而非f2）3316选择f1并且使另一支路上的频率选择器（f2而非f1）3320选择f2。因而，具有f1的信号输出到输出端口P3；并且具有f2的信号输出到端口P4。
图34图示了基于图30的第一功率放大系统3000的双频带PA 3400的另一示例。该双频带PA 3400具有两个输入端口P1和P2和两个输出端口P3和P4，并且包括输入侧的诸如图28的有源频率选择器2800的有源频率选择器3404以及输出侧的两个无源频率选择器3416和3420。IMN 1 3416耦合到输入端口P1、IMN 2 3420耦合到输入端口P2、OMN 1 3432耦合到输出端口P3、并且OMN 2 3436耦合到输出端口P4。同时地或者依次地以不同的时间间隔从输入端口P1和P2处分别输入具有f1和f2的信号。通过控制有源频率选择器3404中的二极管的开/关，选择具有f1的信号或者具有f2的信号。具有f1或f2的所选信号随后由晶体管3412放大。在输出支路处选择输出频率，使一个支路上的频率选择器（f1而非f2）3416选择f1并且使另一支路上的频率选择器（f2而非f1）3420选择f2。
如前文提到的，通常优选的是，PA具有高线性和/或高效率以便满足通信系统中的各种规范并且实现充分的性能水平。在诸如全球移动通信系统（GSM）的系统中，PA优选地具有高效率，但是由于其中使用恒定的包络信号，因此线性考虑可能不太严格。在诸如码分多址（CDMA）系统的其他系统中，使用非恒定包络信号，并且因而线性考虑很可能是严格的。通常，在PA中效率和线性具有权衡关系。图35图示了作为示例的MESFET的I-V特性。在该图中指示了各类操作的偏置点。MESFET由在Vgs=0处具有最大电流的负的栅源电压Vgs驱动。随着Vgs降低直到在Vgs=Vp处夹断，漏源电流Ids下降。在Vgs=Vp线以下是截止区。A类PA具有带有高Vgs值以及因此的高Ids值的偏置点。这等同于高输出功率以及因此的高线性。然而，A类操作主要处于接通状态，而不管变化的信号包络，由此因为延长的功耗而导致低效率。因而，A类PA被视为线性放大器，但是通常具有差的效率等级。对于特殊应用C类以夹断以下的极低的Vgs值进行操作。B类、E类、F类以及它们的反向类具有其中Vgs值接近夹断的偏置点，与A类相比能够提供用于改变信号包络以便减少功耗并且因而提高效率的通/断控制。然而，由于低的Ids电流以及因此的低输出功率，这些PA中的线性对于某些应用可能不足。在一些情况下，PA可以被设计为例如通过改变PA的偏置点而在两种模式下操作：AB类和F类。尽管存在权衡关系，该类型的操作对实现高效率和高线性有贡献。在其中适度的效率和线性是优选的应用中，由于偏置点位于A类与B、E和F类之间，因此可以选择AB类PA。J类PA通常可以被视为AB类PA加上用于移除谐波的去谐滤波器。在J类方案中，可以使二次和三次谐波短路。这允许漏极（集电极）电流和电压具有正弦波形，这将增强J类PA的线性。
本文中的如下PA架构基于J类PA。通过在J类PA中使用CRLH TL用于去谐滤波器，如下设计和描述J类MTM PA的示例。使用CRLH结构可对减小电路尺寸和减少功耗有贡献，这因此可以提高效率。此外，预期将PA偏置为接近AB类偏置点将导致比B、E、F类及其反向类更好的线性。然而，注意，根据底层应用的效率和线性考虑，基于CRLH结构的相似的去谐滤波方案也可以用于其他类。
图36A至36C图示了用于移除PA中的谐波的三种不同配置的示意图。图36A图示了使用传统的去谐滤波器3616的J类PA的传统配置，其包括用于单独地移除多个谐波的多个RH TL。该PA包括输入侧的IMN 3604和输出侧的OMN 3612，以及通过诸如微带的RH TL 3608耦合到晶体管漏极（或集电极）端子的去谐滤波器3616。图36B图示了基于替换图36A中的多个TL的一个CRLH TL具有用于移除多个谐波的MTM去谐滤波器3620的J类MTM PA的配置。例如可以将图20的频率选择器2000用于去谐滤波器3620来移除二次和三次谐波，由此导致比传统去谐滤波器3616小的部件。这种整体电路尺寸减小可以因此减小整体功耗，由此提高效率。图36C图示了具有OMN集成MTM去谐滤波器3624的J类MTM PA。在该集成示例中，CRLH TL的RH部分，即RH电感LR和RH电容CR，除了作为MTM去谐滤波器3624中的CRLH TL的一部分提供足够的相位之外，被构造用于使输出阻抗匹配优化。
图37图示了具有图36B的MTM去谐滤波器3620的J类MTM PA的实现示例3700的版图。由于可获得用于底层频率范围的离散封装，因此在该示例中使用MESFET 3704。然而，该晶体管可以是具有不同制造技术的不同类型的晶体管。图37示意性地图示了用于实现该PA的另外的离散部件。MESFET 3704的栅极通过包括两个电容器、电阻器和RF扼流器（choke）的栅极偏置电路3708进行偏置。MESFET 3704的漏极通过包括电容器和RF扼流器的漏极偏置电路3712进行偏置。尽管传统的单频带偏置电路用于该实现示例3700，但是如图6中所示的偏置电路可以用于栅极和漏极偏置电路中的一个或两者。IMN 3716包括串联RH TL和分流RH TL，它们分别被指示为RH TL 1 3720和RH TL 2 3724。如前面参照图1F和1G解释的，串联RH TL和分流RH TL的组合可以通过RH串联电感LR和RH分流电容器CR建模。通过构造RH TL 3720和3724的长度和宽度，可以调整这些等效电路参数以提供最优的输入阻抗匹配。在沿RH TL 1 3720的路径中包括DC阻断器（bock）1 3728以阻挡DC信号。相似地，OMN 3732包括串联RH TL和分流RH TL，它们分别被指示为RH TL 3 3736和RH TL 4 3740。通过构造RH TL 3736和3740的长度和宽度，可以调整这些等效电路参数以提供最优的输出阻抗匹配。在沿RH TL 3 3736的路径中包括DC阻断器2 3744以阻挡DC信号。频率选择器3748承担MTM去谐滤波器的任务。在该示例中四个分流LH电容器，即两个2CLs和两个CLs、三个分流LL电感器，即三个LLs、以及RH TL 5 3752被配置为提供三个CRLH单位单元。操纵这些参数值以提供去谐滤波功能，即通过使用参照图20描述的去谐滤波器的CRLH设计方案来移除二次和三次谐波并且传递具有一次频率的信号，其中CRLH相位曲线拟合到三个点。还可以使用参照图20描述的RH设计方案确定RH TL 6 3756的相位，其中如对于J类应用通常考虑的那样，耦合到MESFET 3704的漏极端子的输入端口P1对于奇数次谐波开路并且对于偶数次谐波短路。可以根据底层应用以不同的方式调整RH TL 6 3756的相位以调整信号传输和反射。较之图36A中的传统的RH去谐滤波器，由于频率选择器3748的尺寸减小，可以提高效率。此外，由于使用AB类偏置还可以实现充分的线性。
图38图示了图37的J类MTM PA的实现示例3700的作为输入功率（Pin）的函数的功率附加效率（PAE）和输出功率（Pout）的测量结果。在RF PA中，PAE被定义为Pout和Pin之间的差与消耗的DC功率之比，而效率被定义为Pout与消耗的DC功率之比。在该测量范围中，图38中的Pout相对Pin的曲线是近似线性的，指示良好的线性，其中Pout=18dBm与功率饱和对应。还可以使用误差向量幅值（EVM）来评估线性，其是各点距理想网格点（lattice point）有多远的度量，被表述为百分数。通常，EVM图图示了与没有失真的信号形式对应的固定的网格点并且通过相对网格点的偏差来量化失真。因而，随着线性提高，EVM值减小。0%的EVM值与没有失真对应并且因而与理想线性对应。关于该示例的测量的EVM约为5.6%，其在该应用中被视为适度良好的线性。图38中的PAE相对Pin的曲线指示了该PA具有约52%的峰值PAE并且线性区中的整体PAE大于30%。较之约15%的传统的AB类PAE值，该PAE值是明显高的。
图39图示了具有图36C的OMN集成MTM去谐滤波器3624的J类MTM PA的实现示例3900的版图。由于可获得用于底层频率范围的离散封装，因此在该示例中使用pHEMT。然而，该晶体管可以是具有不同制造技术的不同类型的晶体管。图39还图示了用于实现该PA的另外的离散部件。pHEMT 3904的基极通过包括电容器和电阻器的基极偏置电路3908进行偏置。pHEMT 3904的集电极通过包括电容器的集电极偏置电路3912进行偏置。这些偏置电路中的每个包括放射状四分之一波长RH TL 3916/3917和直管形四分之一波长RH TL 3918/3919，提供总共半波长用于使阻抗从开路变换到开路，如图4中所示的那样。使用放射状四分之一波长RH TL通常对增加带宽有贡献。尽管这些偏置电路是基于传统的单频带偏置方案设计的，但是如图6中所示的基于CRLH结构的偏置电路600可以用于基极和集电极偏置电路中的一个或两者。与图37的J类MTM PA实现方案中的IMN 3716相似，IMN 3924包括串联RH TL和分流RH TL。如前面参照图1F和1G解释的，串联RH TL和分流RH TL的组合可以通过RH串联电感LR和RH分流电容器CR建模。通过构造这两个RH TL的长度和宽度，可以调整这些等效电路参数以提供最优的输入阻抗匹配。在IMN 3924中包括DC阻断器1 3928以阻挡DC信号。OMN集成MTM频率选择器3932是图36C中的OMN集成MTM频率选择器3624的实现示例，包括RH TL 1 3936和RH TL 2 3940。在沿RH TL 1 3936的路径中包括DC阻断器2 3944以阻挡DC信号。在该示例中四个分流LH电容器，即两个2CLs和两个CLs、三个分流LL电感器，即三个LLs、以及RH TL 2 3940被配置为提供三个CRLH单位单元。调整这些电容和电感值，以及RH TL 2 3940的尺寸，从而RH部分的等效电路参数，即CR和LR，作为OMN提供最优的输出阻抗匹配，并且同时LH和RH部分的等效电路参数，即CL、LL、CR和LR，提供去谐滤波器功能，即滤除二次和三次谐波并且传递具有一次频率的信号。去谐滤波器的CRLH设计方案可以与参照图20描述的方案相似，其中CRLH相位曲线拟合到三个点。还可以使用参照图20描述的RH设计方案确定RH TL 1 3936的相位，其中如对于J类应用通常考虑的那样，耦合到pHEMT 3904的集电极端子的输入端口P1对于奇数次谐波开路并且对于偶数次谐波短路。可替选地，这些相位可以根据底层应用被调整为使得晶体管的集电极端子对于奇数次谐波短路并且对于偶数次谐波开路，对于所有谐波短路，或者对于所有谐波开路。
图39的这种J类MTM PA实现方案3900的设计牵涉将OMN集成到如图36C中所示的MTM去谐滤波器中。如前面提到的，使用MTM去谐滤波器可以减小整体电路尺寸：对比诸如图36A中的传统的去谐滤波器的设计中使用的多个RH TL，可以如图36B和36C中的那样设计一个CRLH直管以滤除二次和三次谐波。此外，图39的实现示例3900将OMN集成到作为MTM去谐滤波器的一部分的CRLH TL中，进一步减小了电路尺寸和部件数目。整体电路尺寸和复杂度的减小通常减少了功耗，由此导致提高的效率。
图40图示了关于图39的J类MTM PA的实现示例3900的Pout相对Pin的测量结果。对于该AB类情况选择Vbe=1V的基极偏置和Vce=3.5V的集电极偏置。该图指示在该应用中获得了Pout高达约15dBm的良好的线性。注意，这种MTM J类PA的实现方案甚至在低Pin区域中具有某种增益。
图41图示了关于图39的J类MTM PA的实现示例3900的PAE相对Pout的测量结果。该图指示测量的峰值PAE在约Pout=20dBm处约为60%。在该图中添加了测量的EVM值，指示在Pout值约为14dBm时以高达约30%的PAE值获得了小于3%的EVM值。注意，3%或更小的EVM值通常被考虑用于WiFi应用的通信系统，其中Pout回退到该3%的EVM点以重新获得线性但是降低了效率。
图42图示了关于图39的J类MTM PA的实现示例3900的PAE相对Pin的测量结果。该图指示在约-2dBm的Pin值处在EVM值约为3%时测量的PAE约为30%。在约7dBm的Pin值处测量的峰值效率约为60%。
图43图示了关于具有耦合的驱动器PA的图39的J类MTM PA 3900的单片微波集成电路（MMIC）实现方案的PAE相对频率的仿真结果。在该仿真中使用OFDM信号并且该情况下的EVM约为3%。这些图指示，使用这种J类MTM PA设计，在至少从1.7GHz到2.7GHz的宽频带上获得了良好的效率。
由于固有的非线性，在晶体管的输出处可能出现相位失真。附加电路或部件可以被结合到PA中以最小化相位失真。图44图示了使用其中具有变容二极管的CRLH TL 4404的配置示例的示意图。在该示例中CRLH TL 4404位于晶体管4408的输入侧。在划线框中示出CRLH TL 4404的放大视图，示出了使用诸如图1B中的CRLH单位单元。该CRLH TL 4404包括作为示例的两个RH/2 TL以提供RH参数CR和LR，但是替代地可以使用集总元件。还可以使用具有集总元件、分布式元件或者此两者的组合的不同类型的CRLH单位单元。CRLH TL 4404包括变容二极管4420而非电容器，以提供可调CL。在该示例中，在OMN 4412之后，由检测器4416检测输出功率和/或相关联的信号。提供来自检测器4416的反馈回路以控制CRLH TL 4404内部的变容二极管4420。根据检测器4416检测到的功率和/相关联的信号，变容二极管4420的电容值变化，从而调整CRLH TL 4404的相位并且因此调整输入相位。诸如LR、CR和LL的其他CRLH参数可以保持恒定或者为最优化而变化。不同于负的和在频率上线性的RH相位响应，CRLH相位响应是正的或负的并且在频率上非线性。因此可以在PA的输入侧使用具有变容二极管4420的CRLH TL 4404调整任意的相位失真。
在另一示例中，IMN可以集成在CRLH TL中，其由此执行输入阻抗匹配和相位失真最小化二者。这种集成可以按与参照图36C和39描述的OMN集成MTM频率选择器相似的方式实现。
注意，上述MTM PA示例也可以针对诸如具有64-QAM OFDM的802.11b、g的WLAN应用进行优化。尽管这里呈现的两个J类MTM PA实现方案被设计为在一个频率处（例如，2.4GHz）最优地操作，但是可以在不同的选定频率处设计它们，并且因此可以使这些MTM PA适用于诸如WCDMA、LTE、WLAN 802.11 x、GSM的应用或者其他应用。
尽管本文包含许多细节，但是这些细节不应被解释为对可要求保护的内容或本发明的范围的限制，而是仅被解释为本发明的特定实施例所特有的特征的描述。在分立的实施例的背景下在本文中描述的某些特征也可以在单个实施例中组合地实现。相反地，在单个实施例的背景下描述的各种特征也可以分离地或者以任何适当的子组合在多个实施例中实现。而且，尽管上文可将特征描述为以某些组合发挥作用，甚至在最初时如此要求保护，但是来自要求保护的组合的一个或多个特征可以在一些情况下从组合中脱离，并且要求保护的组合可以涉及子组合或者子组合的变型方案。
仅公开了数个实现方案。基于所公开和说明的内容可以进行所公开的实现方案和其他实现方案的变化和增强。

Claims (76)

1.一种被配置为针对多个频带操作的功率放大系统，包括：
输入匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
第一频率选择模块，耦合到所述输入匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与相应频带相关联的输入信号路径；
一个或多个晶体管，接收所述多个频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中：以不同时间间隔将不同频带中的输入信号引导到所述一个晶体管，或者同时地或依次在不同时间间隔中通过所述多个晶体管的相应输入端子将不同频带中的输入信号引导到所述多个晶体管；
偏置电路，偏置所述一个或多个晶体管；
输出匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；以及
第二频率选择模块，耦合到所述输出匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述频带相关联的输出信号路径，
其中第一和第二频率选择模块中的每个包括至少一个滤波元件，所述滤波元件配置为通过基于信号的频率对信号滤波来引导信号，其中通过滤波允许特定信号通过并移除其他信号。
2.一种被配置为针对多个频带操作的功率放大系统，包括：
输入匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
第一频率选择模块，耦合到所述输入匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与相应频带相关联的输入信号路径；
一个晶体管，接收所述多个频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中，以不同时间间隔将不同频带中的输入信号引导到所述一个晶体管；
偏置电路，偏置所述一个晶体管；
输出匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；以及
第二频率选择模块，耦合到所述输出匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述频带相关联的输出信号路径；
多个输入端口，耦合到所述输入匹配网络并且分别接收所述多个频带中的输入信号；以及
多个输出端口，耦合到所述输出匹配网络并且分别输出所述多个频带中的输出信号，
其中
所述一个晶体管包括多频带晶体管，该多频带晶体管被配置为针对所述多个频带操作；
所述输入匹配网络从所述多个输入端口接收输入信号并且处理所述输入信号并且将其发送到所述第一频率选择模块；
所述第一频率选择模块将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与所述多个频带相关联并且耦合到所述多频带晶体管的输入信号路径；以及
所述第二频率选择模块将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述频带相关联并且通过所述输出匹配网络耦合到所述多个输出端口中的输出所述频带中的输出信号的一个输出端口的输出信号路径。
3.一种被配置为针对多个频带操作的功率放大系统，包括：
输入匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
第一频率选择模块，耦合到所述输入匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与相应频带相关联的输入信号路径；
多个晶体管，接收所述多个频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中，同时地或依次在不同时间间隔中通过所述多个晶体管的相应输入端子将不同频带中的输入信号引导到所述多个晶体管；
偏置电路，偏置所述多个晶体管；
输出匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；以及
第二频率选择模块，耦合到所述输出匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述频带相关联的输出信号路径；
输入端口，耦合到所述第一频率选择模块并且接收所述多个频带中的输入信号；以及
输出端口，耦合到所述第二频率选择模块并且输出所述多个频带中的输出信号，
其中
所述多个晶体管包括多个单频带晶体管，该多个单频带晶体管分别被配置为针对所述多个频带操作；
所述第一频率选择模块从所述输入端口接收所述多个频带中的输入信号，并且将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与所述频带相关联并且通过所述输入匹配网络耦合到所述多个单频带晶体管中的针对所述频带操作的一个单频带晶体管的输入信号路径；
所述输出匹配网络从所述多个单频带晶体管接收输出信号并且处理所述输出信号并且将其发送到第二频率选择模块；以及
所述第二频率选择模块将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述多个频带相关联并且耦合到所述输出端口的输出信号路径。
4.根据权利要求1所述的功率放大系统，其中
所述偏置电路包括复合左右手CRLH结构。
5.一种被配置为针对多个频带操作的功率放大系统，包括：
输入匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
第一频率选择模块，耦合到所述输入匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与相应频带相关联的输入信号路径；
一个或多个晶体管，接收所述多个频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中：以不同时间间隔将不同频带中的输入信号引导到所述一个晶体管，或者同时地或依次在不同时间间隔中通过所述多个晶体管的相应输入端子将不同频带中的输入信号引导到所述多个晶体管；
偏置电路，偏置所述一个或多个晶体管；
输出匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；以及
第二频率选择模块，耦合到所述输出匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述频带相关联的输出信号路径，其中
所述第一和第二频率选择模块包括多个频率选择器，每个频率选择器被配置为传送与所述频率选择器相关联的频带中的信号，并且移除与所述频率选择器所关联的频带不同的一个或多个频带中的信号。
6.根据权利要求5所述的功率放大系统，其中
所述多个频率选择器中的至少一个频率选择器被配置为被有源地控制以形成有源频率选择器以传送与所述频率选择器相关联的频带中的信号，其中与所述频率选择器相关联的频带根据时间变化。
7.根据权利要求5所述的功率放大系统，其中
所述频率选择器中的至少一个包括CRLH结构。
8.根据权利要求5所述的功率放大系统，其中
所述第一和第二频率选择模块包括一个或多个频率选择网络，每个频率选择网络包括：
第一端口；
多个第二端口，分别与所述多个频带相关联；以及
多个信号路径，分别耦合所述第一端口和所述多个第二端口，形成多分叉支路，所述多个信号路径分别耦合到所述多个频率选择器，
其中
每个频率选择器被配置为在与频带相关联的第二端口和所述第一端口之间传送与所述频率选择器相关联的所述频带中的信号。
9.根据权利要求8所述的功率放大系统，其中
所述第一端口被配置为依次地以时间间隔接收所述多个频带中的信号；以及
所述多个第二端口被配置为输出所述信号。
10.根据权利要求8所述的功率放大系统，其中
所述多个第二端口被配置为分别接收依次地以时间间隔输入的所述多个频带中的信号；以及
所述第一端口被配置为输出所述信号。
11.根据权利要求6所述的功率放大系统，其中
所述有源频率选择器包括：
第一端口，用于同时地或者依次地以时间间隔接收所述多个频带中的信号；
第二端口，用于以预定时间间隔输出预定频带中的信号，其中所述预定频带随时间间隔变化而依次变化；
信号路径，耦合所述第一端口和第二端口；以及
多个有源部件，耦合到所述信号路径并且被控制为随时间间隔变化而接通和断开，用于选择随时间间隔变化而变化的预定频带。
12.一种功率放大器，包括：
输入匹配网络，被配置为针对频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
晶体管，耦合到所述输入匹配网络，所述晶体管接收所述频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述频带中的输出信号；以及
频率选择器，被配置为具有串联元件和基于CRLH结构的分流元件并且耦合到所述晶体管，所述频率选择器从所述晶体管接收输出信号并且处理所述输出信号，
其中频率选择器包括至少一个滤波元件，所述滤波元件通过基于信号的频率对信号滤波来引导信号，其中通过滤波允许特定信号通过并移除其他信号。
13.根据权利要求12所述的功率放大器，其中以AB类偏置所述晶体管。
14.一种功率放大器，包括：
输入匹配网络，被配置为针对频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
晶体管，耦合到所述输入匹配网络，所述晶体管接收所述频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述频带中的输出信号；以及
频率选择器，被配置为具有串联元件和基于CRLH结构的分流元件并且耦合到所述晶体管，所述频率选择器从所述晶体管接收输出信号并且处理所述输出信号；
输出匹配网络，被配置为针对所述频带中的输出信号执行输出阻抗匹配，
其中
所述分流元件基于CRLH结构配置以具有移除与所述频带中的输出信号相关联的谐波的相位响应并且将所述输出信号发送到所述输出匹配网络；以及
串联元件，被配置为具有调整包括传输和反射的信号性质的相位响应。
15.根据权利要求14所述的功率放大器，其中
所述串联元件基于右手(RH)结构配置以在所述频率选择器的输入端处具有对于奇数次谐波开路并且对于偶数次谐波短路的相位响应。
16.一种功率放大器，包括：
输入匹配网络，被配置为针对频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
晶体管，耦合到所述输入匹配网络，所述晶体管接收所述频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述频带中的输出信号；
频率选择器，被配置为具有串联元件和基于CRLH结构的分流元件并且耦合到所述晶体管，所述频率选择器从所述晶体管接收输出信号并且处理所述输出信号，其中
所述分流元件基于CRLH结构配置以具有移除与所述频带中的输出信号相关联的谐波的相位响应并且针对所述输出信号执行输出阻抗匹配；以及
所述串联元件被配置为具有调整包括传输和反射的信号性质的相位响应。
17.根据权利要求16所述的功率放大器，其中
所述串联元件基于RH结构配置以在所述频率选择器的输入端处具有对于奇数次谐波开路并且对于偶数次谐波短路的相位响应。
18.一种功率放大器，包括：
晶体管，具有第一端子和第二端子，所述晶体管在所述第一端子处接收输入信号，放大所述输入信号以生成输出信号，并且在所述第二端子处输出所述输出信号；
CRLH传输线(TL)，耦合到所述晶体管的所述第一端子，所述CRLH TL包括具有变容二极管的CRLH结构；以及
检测器，耦合到所述晶体管的所述第二端子用于检测输出信号并且向所述CRLH TL发送与所述输出信号的相位失真相关联的信号，
其中
由从所述检测器发送的与相位失真相关联的信号控制的所述变容二极管使与输入信号相关联的相位变化。
19.根据权利要求18所述的功率放大器，进一步包括输出匹配网络，该输出匹配网络耦合在所述第二端子和所述检测器之间。
20.根据权利要求18所述的功率放大器，所述CRLH结构被配置为进一步执行输入阻抗匹配。
21.一种频率选择网络，包括：
第一端口；
多个第二端口，分别与多个频带相关联；以及
多个信号路径，分别耦合所述第一端口和所述多个第二端口，形成多分叉支路，所述多个信号路径分别耦合到多个频率选择器，
其中
每个频率选择器被配置为在与频带相关联的第二端口和所述第一端口之间传送与所述频率选择器相关联的所述频带中的信号，以及
其中
至少一个频率选择器包括至少串联元件和至少分流元件，所述串联元件和分流元件中的至少一个包括CRLH结构。
22.根据权利要求21所述的频率选择网络，其中
所述至少一个频率选择器包括具有CRLH结构的分流元件，其中所述分流元件基于所述CRLH结构配置以具有在所述频率选择器中在预定位置处产生预定阻抗的相位响应，用于传送与所述频率选择器相关联的频带中的信号。
23.根据权利要求22所述的频率选择网络，其中
所述至少一个频率选择器进一步包括具有第二CRLH结构的第二分流元件。
24.根据权利要求21所述的频率选择网络，其中
所述至少一个频率选择器包括具有所述CRLH结构的串联元件。
25.根据权利要求22所述的频率选择网络，其中
所述至少一个频率选择器进一步包括具有RH结构的串联元件。
26.一种频率选择器，包括：
输入端口，用于接收多个频带中的信号；
输出端口，用于输出从所述多个频带中选择的预定频带中的信号；
信号路径，耦合所述输入端口和所述输出端口；以及
TL，具有第一端和第二端，所述第一端是所述TL的远端并且所述第二端是分流耦合到所述信号路径的近端；
其中
所述TL被配置为具有如下相位响应：对于预定频带在所述第二端处提供开路，并且对于与所述预定频带不同的频带在所述第二端处提供短路；
所述TL包括CRLH结构并且基于所述CRLH结构配置以当所述第一端被配置为具有开路时，具有如下相位响应：对于所述预定频带，提供0°±(k×180°)之一，其中k＝0，1，2，…，并且对于与所述预定频带不同的频带，提供90°±(k×180°)之一，其中k＝0，1，2，…。
27.根据权利要求26所述的频率选择器，其中
所述TL包括CRLH结构并且基于所述CRLH结构配置以当所述第一端被配置为具有短路时，具有如下相位响应：对于所述预定频带，提供90°±(k×180°)之一，其中k＝0，1，2，…，并且对于与所述预定频带不同的频带，提供0°±(k×180°)之一，其中k＝0，1，2，…。
28.根据权利要求26所述的频率选择器，进一步包括
第二TL，与所述信号路径串联耦合，其中所述第二TL被配置为具有调整包括传输和反射的信号性质的相位响应。
29.根据权利要求28所述的频率选择器，其中
所述第二TL被配置为具有如下相位响应：对于与所述预定频带不同的频带中的信号在所述输入端口处提供开路。
30.根据权利要求28所述的频率选择器，其中
所述第二TL包括RH结构。
31.根据权利要求28所述的频率选择器，其中
所述第二TL包括CRLH结构。
32.根据权利要求26所述的频率选择器，其中
所述TL包括扩展CRLH结构并且基于所述扩展CRLH结构配置以具有如下相位响应：对于与所述预定频带不同的超过三个频带在所述第二端处提供短路。
33.根据权利要求26所述的频率选择器，其中
所述TL被配置为具有如下相位响应：对于所述预定频带在所述第二端处提供开路，并且对于所述预定频带的谐波在所述第二端处提供短路。
34.根据权利要求28所述的频率选择器，进一步包括
第三TL，具有第三端和第四端，所述第三端是所述第三TL的远端并且所述第四端是分流耦合到所述信号路径的近端，其中
所述第三TL被配置为具有如下相位响应：对于预定频带在所述第四端处提供开路，并且对于与所述预定频带不同的频带在所述第四端处提供短路。
35.一种有源频率选择器，包括：
输入端口，用于接收多个频带中的信号；
输出端口，用于输出第一预定频带中的第一信号和第二预定频带中的第二信号，所述第一和第二频带选自所述多个频带；
信号路径，耦合所述输入端口和所述输出端口；
第一TL，具有第一端和第二端，所述第一端是所述第一TL的远端；
第一有源部件，分流耦合所述第二端和所述信号路径；
第二TL，具有第三端和第四端，所述第三端是所述第二TL的远端；以及
第二有源部件，分流耦合所述第四端和所述信号路径，
其中
所述第一TL被配置为具有如下相位响应：对于第一预定频带在所述第二端处提供开路，并且对于所述第二频带在所述第二端处提供短路；以及
所述第二TL被配置为具有如下相位响应：对于第二预定频带在所述第四端处提供开路，并且对于所述第一频带在所述第二端处提供短路；
以及其中
所述第一有源部件被控制为处于接通状态以使所述第一TL耦合到所述信号路径并且所述第二有源部件被控制为处于断开状态以使所述第二TL解耦以将所述第一预定频带中的第一信号引导到所述输出端口；以及
所述第二有源部件被控制为处于接通状态以使所述第二TL耦合到所述信号路径并且所述第一有源部件被控制为处于断开状态以使所述第一TL解耦以将所述第二预定频带中的第二信号引导到所述输出端口。
36.根据权利要求35所述的有源频率选择器，其中
所述第一和第二TL包括CRLH结构。
37.根据权利要求35所述的有源频率选择器，其中
在所述输入端口处同时接收所述多个频带中的信号。
38.根据权利要求35所述的有源频率选择器，其中
依次地以时间间隔接收所述多个频带中的信号。
39.根据权利要求35所述的有源频率选择器，进一步包括
第三TL，与所述信号路径串联耦合，其中所述第三TL被配置为具有调整包括传输和反射的信号性质的相位响应。
40.根据权利要求35所述的有源频率选择器，其中
所述第一TL被配置为具有如下相位响应：对于所述第一预定频带在所述第二端处提供开路并且对于所述第二预定频带和所述第一预定频带的谐波在所述第二端处提供短路；以及
所述第二TL被配置为具有如下相位响应：对于所述第二预定频带在所述第四端处提供开路并且对于所述第一频带和所述第二预定频带的谐波在所述第二端处提供短路。
41.一种用于偏置晶体管的偏置电路，包括：
第一TL，具有第一端和第二端；
第二TL，具有第三端和第四端；
第三TL，包括CRLH结构并且具有第五端和第六端；
其中
所述第一TL、所述第二TL和所述第三TL放射状地耦合以形成具有所述第一端、第三端和所述第五端的公共部分；
所述第一TL被配置为通过所述第二端从外部源接收偏置信号；以及
所述第二TL被配置为通过所述第四端向RF信号路径发送所述偏置信号以偏置耦合到所述RF信号路径的晶体管。
42.根据权利要求41所述的偏置电路，其中
所述第二TL和所述第三TL被配置为分别具有对于多个频带中的信号在所述第二TL的所述第四端处提供开路的第二相位响应和第三相位响应。
43.根据权利要求42所述的偏置电路，其中
所述第二TL被配置为具有所述第二相位响应以对于所述多个频带中的信号在所述公共部分处提供任意阻抗；以及
所述第三TL基于CRLH结构配置以具有所述第三相位响应以补偿所述任意阻抗。
44.根据权利要求43所述的偏置电路，其中
当所述第六端开路时，所述第二相位响应对于所述多个频带在所述第四端和所述第六端之间提供选自k×180°的相位，其中k＝0，±1，±2…，以补偿所述任意阻抗，以便对于所述多个频带在所述第四端处具有开路；以及
当所述第六端短路时，所述第三相位响应对于所述多个频带在所述第四端和所述第六端之间提供选自k×90°的相位，其中k＝0，±1，±2…，以补偿所述任意阻抗，以便对于所述多个频带在所述第四端处具有开路。
45.一种被配置为针对多个频带操作的功率放大系统，包括：
输入匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
频率选择模块，耦合到所述输入匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与相应频带相关联的输入信号路径；
一个或多个晶体管，接收所述多个频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中：以不同时间间隔将不同频带中的输入信号引导到所述一个晶体管，或者同时地或依次在不同的时间间隔中通过所述多个晶体管的相应输入端子将不同频带中的输入信号引导到所述多个晶体管；
偏置电路，偏置所述一个或多个晶体管；
输出匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配并且输出所述输出信号，
其中频率选择模块包括至少一个滤波元件，所述滤波元件通过基于信号的频率对信号滤波来引导信号，其中通过滤波允许特定信号通过并移除其他信号。
46.根据权利要求45所述的功率放大系统，其中
所述偏置电路包括CRLH结构。
47.一种被配置为针对多个频带操作的功率放大系统，包括：
输入匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
频率选择模块，耦合到所述输入匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与相应频带相关联的输入信号路径；
一个或多个晶体管，接收所述多个频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中：以不同时间间隔将不同频带中的输入信号引导到所述一个晶体管，或者同时地或依次在不同的时间间隔中通过所述多个晶体管的相应输入端子将不同频带中的输入信号引导到所述多个晶体管；
偏置电路，偏置所述一个或多个晶体管；
输出匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配并且输出所述输出信号，其中
所述频率选择模块包括至少一个频率选择器，所述至少一个频率选择器被配置为传送与所述频率选择器相关联的频带中的信号，并且移除与所述频率选择器所关联的频带不同的一个或多个频带中的信号。
48.根据权利要求47所述的功率放大系统，其中
所述至少一个频率选择器被配置为被有源地控制以形成有源频率选择器以传送与所述频率选择器相关联的频带中的信号，其中与所述频率选择器相关联的频带根据时间变化。
49.根据权利要求47所述的功率放大系统，其中所述至少一个频率选择器包括CRLH结构。
50.一种被配置为针对多个频带操作的功率放大系统，包括：
输入匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
一个或多个晶体管，接收所述多个频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中：以不同时间间隔将不同频带中的输入信号引导到所述一个晶体管，或者同时地或依次在不同的时间间隔中通过所述多个晶体管的相应输入端子将不同频带中的输入信号引导到所述多个晶体管；
偏置电路，偏置所述一个或多个晶体管；
输出匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；以及
频率选择模块，耦合到所述输出匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到输出信号路径以输出所述输出信号，
其中频率选择模块包括至少一个滤波元件，所述滤波元件配置成通过基于信号的频率对信号滤波来引导信号，其中通过滤波允许特定信号通过并移除其他信号。
51.根据权利要求50所述的功率放大系统，其中
所述偏置电路包括CRLH结构。
52.一种被配置为针对多个频带操作的功率放大系统，包括：
输入匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
一个或多个晶体管，接收所述多个频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中：以不同时间间隔将不同频带中的输入信号引导到所述一个晶体管，或者同时地或依次在不同的时间间隔中通过所述多个晶体管的相应输入端子将不同频带中的输入信号引导到所述多个晶体管；
偏置电路，偏置所述一个或多个晶体管；
输出匹配网络，被配置为针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；以及
频率选择模块，耦合到所述输出匹配网络并且将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到输出信号路径以输出所述输出信号，其中
所述频率选择模块包括至少一个频率选择器，所述至少一个频率选择器被配置为传送与所述频率选择器相关联的频带中的信号，并且移除与所述频率选择器所关联的频带不同的一个或多个频带中的信号。
53.根据权利要求52所述的功率放大系统，其中
所述至少一个频率选择器被配置为被有源地控制以形成有源频率选择器以传送与所述频率选择器相关联的频带中的信号，其中与所述频率选择器相关联的频带根据时间变化。
54.根据权利要求52所述的功率放大系统，其中所述至少一个频率选择器包括CRLH结构。
55.一种使功率放大系统能够针对多个频带操作的方法，所述方法包括：
形成输入匹配网络以针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
使接收所述多个频带中的输入信号的多个输入端口分别耦合到所述输入匹配网络；
使第一频率选择模块耦合到所述输入匹配网络以将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与所述多个频带相关联的输入信号路径；
使多频带晶体管耦合到所述输入信号路径以接收所述多个频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中，以不同时间间隔将不同频带中的输入信号引导到所述多频带晶体管；
形成输出匹配网络以针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；
使第二频率选择模块耦合在所述多频带晶体管和所述输出匹配网络之间以将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述频带相关联的输出信号路径；
使多个输出端口分别耦合到与所述多个频带相关联的所述输出信号路径以输出所述输出信号；以及
通过滤波在第一和第二频率选择模块中引导信号。
56.一种使功率放大系统能够针对多个频带操作的方法，所述方法包括：
形成输入匹配网络以针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
使接收所述多个频带中的输入信号的多个输入端口分别耦合到所述输入匹配网络；
使第一频率选择模块耦合到所述输入匹配网络以将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与所述多个频带相关联的输入信号路径；
使多频带晶体管耦合到所述输入信号路径以接收所述多个频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中，以不同时间间隔将不同频带中的输入信号引导到所述多频带晶体管；
形成输出匹配网络以针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；
使第二频率选择模块耦合在所述多频带晶体管和所述输出匹配网络之间以将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述频带相关联的输出信号路径；
使多个输出端口分别耦合到与所述多个频带相关联的所述输出信号路径以输出所述输出信号；
通过包括多个频率选择器形成所述第一和第二频率选择模块；以及
将所述多个频率选择器中的每个频率选择器配置为传送与所述频率选择器相关联的频带中的信号，并且移除与所述频率选择器所关联的频带不同的一个或多个频带中的信号。
57.根据权利要求56所述的方法，进一步包括：
将至少一个频率选择器配置为被有源地控制以传送与所述频率选择器相关联的频带中的信号，此时与所述频率选择器相关联的频带根据时间变化。
58.根据权利要求55所述的方法，进一步包括：
基于CRLH结构形成至少一个频率选择器。
59.一种用于使功率放大系统能够针对多个频带操作的方法，所述方法包括：
形成输入匹配网络以针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
使第一频率选择模块耦合到所述输入匹配网络以将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与所述频带相关联的输入信号路径；
使接收所述多个频带中的输入信号的输入端口耦合到所述频率选择模块；
耦合多个晶体管，所述多个晶体管分别通过与所述多个频带相关联的所述输入信号路径接收输入信号，并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中，同时地或依次在不同的时间间隔中通过所述多个晶体管的相应输入端子将不同频带中的输入信号引导到所述多个晶体管；
形成输出匹配网络以针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；
使第二频率选择模块耦合到所述输出匹配网络以将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述多个频带相关联的输出信号路径，其中输出匹配网络耦合在所述多个晶体管与第二频率选择模块之间；
使输出端口耦合到所述输出信号路径以输出所述输出信号；以及
通过滤波在第一和第二频率选择模块中引导信号。
60.一种用于使功率放大系统能够针对多个频带操作的方法，所述方法包括：
形成输入匹配网络以针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
使第一频率选择模块耦合到所述输入匹配网络以将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与所述频带相关联的输入信号路径；
使接收所述多个频带中的输入信号的输入端口耦合到所述频率选择模块；
耦合多个晶体管，所述多个晶体管分别通过与所述多个频带相关联的所述输入信号路径接收输入信号，并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中，同时地或依次在不同的时间间隔中通过所述多个晶体管的相应输入端子将不同频带中的输入信号引导到所述多个晶体管；
形成输出匹配网络以针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；
使第二频率选择模块耦合到所述输出匹配网络以将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述多个频带相关联的输出信号路径，其中，输出匹配网络耦合在所述多个晶体管与第二频率选择模块之间；
使输出端口耦合到所述输出信号路径以输出所述输出信号；
通过包括多个频率选择器形成所述第一和第二频率选择模块；以及
将所述多个频率选择器中的每个频率选择器配置为传送与所述频率选择器相关联的频带中的信号，并且移除与所述频率选择器所关联的频带不同的一个或多个频带中的信号。
61.一种用于使功率放大系统能够针对多个频带操作的方法，所述方法包括：
形成输入匹配网络以针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
使第一频率选择模块耦合到所述输入匹配网络以将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与所述频带相关联的输入信号路径；
使接收所述多个频带中的输入信号的输入端口耦合到所述频率选择模块；
耦合多个晶体管，所述多个晶体管分别通过与所述多个频带相关联的所述输入信号路径接收输入信号，并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中，同时地或依次在不同的时间间隔中通过所述多个晶体管的相应输入端子将不同频带中的输入信号引导到所述多个晶体管；
形成输出匹配网络以针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；
使第二频率选择模块耦合到所述输出匹配网络以将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述多个频带相关联的输出信号路径，其中，输出匹配网络耦合在所述多个晶体管与第二频率选择模块之间；
使输出端口耦合到所述输出信号路径以输出所述输出信号；以及
将至少一个频率选择器配置为被有源地控制以传送与所述频率选择器相关联的频带中的信号，此时与所述频率选择器相关联的频带根据时间变化。
62.一种用于使功率放大系统能够针对多个频带操作的方法，所述方法包括：
形成输入匹配网络以针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
使第一频率选择模块耦合到所述输入匹配网络以将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与所述频带相关联的输入信号路径；
使接收所述多个频带中的输入信号的输入端口耦合到所述频率选择模块；
耦合多个晶体管，所述多个晶体管分别通过与所述多个频带相关联的所述输入信号路径接收输入信号，并且放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中，同时地或依次在不同的时间间隔中通过所述多个晶体管的相应输入端子将不同频带中的输入信号引导到所述多个晶体管；
形成输出匹配网络以针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；
使第二频率选择模块耦合到所述输出匹配网络以将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述多个频带相关联的输出信号路径，其中，输出匹配网络耦合在所述多个晶体管与第二频率选择模块之间；
使输出端口耦合到所述输出信号路径以输出所述输出信号，其中
配置所述多个频率选择器中的每个频率选择器包括基于CRLH结构形成频率选择器以具有相位响应以便传送与所述频率选择器相关联的频带中的信号，并且移除与所述频率选择器所关联的频带不同的一个或多个频带中的信号。
63.一种制造J类功率放大器的方法，包括：
形成输入匹配网络以针对频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
使晶体管耦合到输入匹配网络以接收所述频带中的输入信号并且放大所述输入信号以生成所述频带中的输出信号；
形成偏置电路以按AB类偏置所述晶体管；
形成频率选择器以具有基于CRLH结构的分流元件以及基于RH结构的串联元件；以及
使所述频率选择器耦合到所述晶体管以接收和处理所述输出信号。
64.根据权利要求63所述的方法，进一步包括：
形成输出匹配网络以针对所述频率中的输出信号执行输出阻抗匹配；
其中形成所述频率选择器包括：
基于CRLH结构配置所述分流元件以具有移除与所述频带中的输出信号相关联的谐波并且向所述输出匹配网络发送所述输出信号的相位响应；以及
基于RH结构配置所述串联元件以具有调整包括传输和反射的信号性质的相位响应。
65.根据权利要求64所述的方法，其中
配置所述串联元件包括基于RH结构配置所述串联元件以在所述频率选择器的输入端处具有如下相位响应：对于奇数次谐波具有开路并且对于偶数次谐波具有短路。
66.根据权利要求63所述的方法，
其中形成所述频率选择器包括：
基于CRLH结构配置所述分流元件以具有相位响应以便移除与所述频带中的输出信号相关联的谐波并且针对所述输出信号执行输出输入阻抗匹配；以及
基于RH结构配置所述串联元件以具有调整包括传输和反射的信号性质的相位响应。
67.根据权利要求66所述的方法，其中
配置所述串联元件包括基于RH结构配置所述串联元件以在所述频率选择器的输入端处具有如下相位响应：对于奇数次谐波具有开路并且对于偶数次谐波具有短路。
68.一种制造频率选择器的方法，包括：
形成输入端口以接收多个频带中的信号；
形成输出端口以输出从所述多个频带中选择的预定频带中的信号；
形成所述输入端口和所述输出端口之间的信号路径；
形成TL，该TL具有第一端和第二端；
将所述TL的所述第二端分流耦合到所述信号路径；以及
配置所述TL以具有如下相位响应：对于所述预定频带在所述第二端处提供开路，并且对于与所述预定频带不同的频带在所述第二端处提供短路；
其中，配置所述TL包括：
基于CRLH结构形成所述TL以当所述第一端被配置为具有开路时，具有如下相位响应：对于所述预定频带，提供0°±(k×180°)之一，其中k＝0，1，2，…，并且对于与所述预定频带不同的频带，提供90°±(k×180°)之一，其中k＝0，1，2，…。
69.根据权利要求68所述的方法，其中
配置所述TL还包括：
基于CRLH结构形成所述TL以当所述第一端被配置为具有短路时，具有如下相位响应：对于所述预定频带，提供90°±(k×180°)之一，其中k＝0，1，2，…，并且对于与所述预定频带不同的频带，提供0°±(k×180°)之一，其中k＝0，1，2，…。
70.根据权利要求68所述的方法，进一步包括：
配置第二TL以具有调整包括传输和反射的信号性质的相位响应；以及
使所述第二TL与所述信号路径串联耦合。
71.一种使用能够针对多个频带操作的功率放大系统的方法，所述方法包括：
接收所述多个频带中的输入信号；
基于输入匹配网络针对所述多个频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
通过将第一频率选择模块耦合到所述输入匹配网络，将所述多个频带中的每个频带中的输入信号引导到与所述频带相关联的输入信号路径；
使用一个或多个晶体管放大所述输入信号以生成所述多个频带中的输出信号，其中：以不同时间间隔将不同频带中的输入信号引导到所述一个晶体管，或者同时地或依次在不同时间间隔中通过所述多个晶体管的相应输入端子将不同频带中的输入信号引导到所述多个晶体管；
基于输出匹配网络针对所述多个频带中的输出信号执行输出阻抗匹配；
通过使第二频率选择模块耦合到所述输出匹配网络，将所述多个频带中的每个频带中的输出信号引导到与所述频带相关联的输出信号路径；以及
输出所述输出信号，
其中第一和第二频率选择模块中的每个包括至少一个滤波元件，所述滤波元件配置为通过基于信号的频率对信号滤波来引导信号，其中通过滤波允许特定信号通过并移除其他信号。
72.根据权利要求71所述的方法，其中：
引导输入信号包括在所述第一频率选择模块中使用CRLH结构的相位响应。
73.根据权利要求71所述的方法，其中：
引导输出信号包括在所述第二频率选择模块中使用CRLH结构的相位响应。
74.一种使用J类功率放大器的方法，包括：
接收频带中的输入信号；
针对所述频带中的输入信号执行输入阻抗匹配；
通过使所述晶体管耦合到所述输入匹配网络，使用晶体管放大所述输入信号以生成所述频带中的输出信号；
以AB类偏置所述晶体管；以及
通过使频率选择器耦合到所述晶体管来处理所述输出信号，所述频率选择器被形成为具有基于CRLH结构的分流元件和基于RH结构的串联元件。
75.根据权利要求74所述的方法，其中
处理输出信号包括通过使用CRLH结构的相位响应移除与所述频带中的输出信号相关联的谐波。
76.根据权利要求75所述的方法，其中
处理输出信号进一步包括针对所述输出信号执行输出输入阻抗匹配。
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