CN1067344A - 在接收机中均衡劣变信号的装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用来均衡劣变信号的均衡系 统，该均衡系统包括一个复式匹配滤波器和一个最大 似然序列估量器用来消除由于多径和接收机在高频 端存在的噪音而产生的相位偏移、幅度变化、符号间 干扰等等的影响。该系统估量一个相关信号C(t)， 并使C(t)同步，以使其能量在复式匹配滤波器的分 取段上明显达到最大值。其幅度因数低于预定阈值 的分取段被设置为零，以产生一个修正的信道脉冲响 应估量。

Description

本发明一般涉及数字无线电接收机，更具体地说，涉及到用传统信道均衡技术来解调多径信号的接收机。

在一般环境中传播的射频（RF）信号会经历时散（time  dispersion），这种时散被称为多径，并且是由被各种周围环境如建筑物、山、移动的物体等反射的射频信号引起的。这样一个多径信号在被接收时由于增加了真实信号的许多复制品（replicas）而变劣。这些复制品具有不同的幅度、相位和相对于所要求的信号的时间延迟。在接收机中，为实现信号的高质量解调，复制品必须被计量和补偿。一种这样的校正测量是为了均衡多径信号，以便基本上实现这样一种补偿。

采用均衡技术减少多径影响的接收机在本领域是公知的。G.Ungerboeck在“IEEE  Transactions  on  Communications”杂志第Com-22卷、第624-635页、1974年5月发表的题为“适用于载波调制数据传输系统的最大似然接收机（Adeptive  Maxium-Likelihood  Receiver  For  Carrier-Modulated  Data-Transmission  Systems）”的文章中描述了一种这样的接收机。本质上，所接收的信号可能由于多径信道产生符号间干扰（ISI）和接收机高频端产生附加噪音而变劣，因其它信号以同样的RF载波频率从系统的其它部分传输，上述干扰称为共信道干扰，所接收的信号是通过使用最大似然序列估量器（MLSE）均衡器而得到均衡的。该MLSE均衡器使用了一个与多径信道脉冲响应相匹配的复式匹配滤波器（CMF），并使用了一种改进的Viterbi算法（VA）部分，见Ungerboeck的文章中的图2。

由于信道脉冲响应快速变化，因而用来构造复式匹配滤波器并且取决于信道脉冲响应估计量的因数必须足够频繁地产生，以便在均衡过程中这些因数准确地代表上述信道。这些因数通常是通过将一个储存在接收机中的预定同步模式（pattern）与一个用接收信号调制的同步模式相关联而导出的，这种关联是估量信道脉冲响应（还有其它技术，但这个技术不用显示同步模式就能估量信道脉冲响应）。关联和匹配滤波（如果复式匹配滤波器是一个合适的）组合能消除输入信号和接收机本身的振荡器之间的相位偏移，并使得接收信号的信噪比达到最大值。复式匹配滤波器的输出被传送给用于计量前面所述的符号间干扰（ISI）问题的最大似然序列估量器（MLSE）。由MLSE计量ISI所进行的计算紧紧依赖于信道脉冲响应估量，并且还紧紧依赖于由估量的信道脉冲响应导出的复式匹配滤波器。

在组合的特定运动物体（GSM）泛欧数字分格系统中，用来确定关联性的同步序列比较短，因此，由此而产生的复式匹配滤波器的因数对附加的噪音、干扰和互相关的分量就很敏感。当上述关联是有噪音的时候，不但由于复式匹配滤波器没有适当地与信道匹配而使匹配滤波过程受到有害的影响，而且最大似然序列估量（MLSE）过程由于上述同样的原因也受到有害的影响。

这样就需要一种接收机，这种接收机用均衡的方法通过改善估量的信道脉冲响应而改善对劣变信号的检测，上述估量的信道脉冲响应用来导出复式匹配滤波器的因数，并通过MLSE而被使用。

通讯系统接收机中的均衡系统将劣变的数据信号均衡，这个劣变的数据信号是从通讯系统接收机接收的一个无线电信道信号中检测到的。均衡系统估量劣变数据信号中的信道分布（profile）信号，修正这个信道分布信号，并利用最后修正的信道分布信号来增强劣变的数据信号。

附图的简要说明：

图1一般性地示出了多径信号是如何产生的。

图2一般性地示出一个组合的特定运动物体的时间分隔多路通讯时隙（GSM  TDMA  timeslot），该时隙含有中间缓行（midamble）序列和信息（message）序列。

图3示出了一种典型的可适用于本发明的正交接收机。

图4一般性地详细示出了本发明的典型正交接收机的均衡器和相关器块。

图5给出一种典型的由多径接收产生的相关信号C（t）和一种理想的相关信号C₁（t）。

图6描绘出噪音对典型的相关信号C（t）的影响根据本发明能够怎样得到抑制。

图7一般性地示出根据本发明用于构造复式匹配滤波器的相关信号。

图1一般性地示出了一种会产生多径信号的射频（RF）环境。汽车105给基地台100发送一个信号X（t），在最佳实施例中，这是一个时间分隔多路通讯（TDMA）系统，但可以等效为频率分隔多路通讯（FDMA）系统。基地台100还接收到另一个信号X（t+T），由于物体如一个建筑物110的反射，因而信号X（t+T）延迟了T秒。多径信号X（t+T）含有与信号X（t）相同的信息或数据，但在时间上延迟了，并且还具有不同的幅度和相位特性。

图2示出了一种典型的由汽车105发送到基地台100的时隙，它含有图1中的信号X（t）所含有的信息。在最佳实施例中，时间分隔多路通讯（TDMA）的时隙210是576.9微秒长并含有148比特（bits）既代表信息数据又代表同步数据的数据。同步序列或中间缓行序列200就其传输的长短而言典型地是与信号X（t）相同的。信息数据205含有真实的声音数据，该声音数据是由汽车105以图1中的信号X（t）的形式发送给基地台100的。在最佳实施例中，每隔八个TDMA时隙210或者每隔4.6152毫秒发送X（t）中的信息和同步数据。

图3一般性地示出了一种由G.Ungerboeck所描述的均衡接收机，并且根据上面所述，它可以适用于本发明。在最佳实施例中，采用高斯最小偏移键控（GMSK）调制，但也可以采用其它等效的数字信号电路如正交相移键控（QPSK）。正如所示的那样，该接收机包括一个天线300，天线300接收射频（RF）信号X（t）并耦合到一个正交解调器305。正交解调器305利用本机振荡器（LO）306按照本领域公知的方式进行混频，将射频（RF）信号X（t）解调成一个模拟同相（I_A）信号和一个模拟正交相位（Q_A）信号。信号I_A和Q_A具有以0Hz为中心的频谱，并且被输入模-数（A/D）转换器310，转换器310将I_A和Q_A信号转换成其相应的数字形式I_D和Q_D。信号I_D和Q_D从模-数（A/D）转换器中输出，并且输入到一个相关器325中，相关器325与基准存储器330耦合，在最佳实施例中，存储器330是一个只读存储器（ROM）装置。基准存储器330中含有一个与信号X（t）相关的预定同步序列，在最佳实施例中，预定的同步序列是用于相关联过程中的八个分离的中间缓行序列中的一个。接下去，在接收I_D和Q_D的均衡器320之前，相关器325使I_D和Q_D的中间缓行序列与为该特定TDMA时隙210而储存的中间缓行序列相关联。相关器325的输出是一个相关信号C（t），它由均衡器320进一步处理以供使用。均衡器320实质上计量多径信号中的失真效应。均衡器320的输出被输入到一个误差校正解码块335中，误差校正解码块335对信号比误差进行校正并对信息数据205进行解码。然后将解码的数据准备进行下一步处理。

图4更详细地示出了本发明的均衡器320和相关器325。正如所看到的那样，均衡器320由一个复式匹配滤波器400、一个最大似然序列估量器（MLSE）405和Ungerboeck所述的前置MLSE处理器416组成，在最佳实施例中，最大似然序列估量器（MLSE）405采用了一种由Ungerboeck所描述的改进的Viterbi算法。相关器325由相关/同步电路410和一个分取修正块（tap modification block）420构成。图4中的电路的工作过程如下：将信号I_D和Q_D输入相关电路410中，这时相关电路410从基准存储器330中取回合适的预定中间缓行序列，然后相关电路410使信号I_D和Q_D的中间缓行序列与上述预定的中间缓行序列相关联。相关过程是在图6所示的界限620所限定的预定时间段（time Wwindow）内进行的。上述时间段可及时调节，并且比TDMA时隙210的中间缓行部分200宽几个比特。接下去，相关电路410的输出是一个相关信号C（t）505，它实质上及时表示了由相关电路410所进行的相关情形。图5示出了最终的相关信号C（t）505的幅度，这里相关信号C（t）505的幅度由下面的等式决定：

$C\left(t\right)|=\sqrt{I^2\mathrm{DN}+Q^2\mathrm{DN}}$

其中I_DN和Q_DN分别是第n个I_D和Q_D的瞬时值。图5还示出了相关信号C₁（t）510的幅度，相关信号C₁（t）510是一个理想的相关信号，它没有劣变，也没有多径效应。劣变的影响，具体地说就是接收机的噪音、干扰和互相关的分量，是由C₁（t）510与C（t）505之差△C（t）表示的，如图5所示。其相关幅度比C₁（t）大约高△C（t）的C（t）505的区域仍含有与信息数据205有关的信息，但实际上，这个信息被掩盖在噪音中。图5还示出了相应于接收机接收实际信号X（t）的一个幅度峰515，同时幅度峰520表示接收机如图1所示接收复制品信号X（t+T）。

正如现有技术中公知的那样，复式匹配滤波器400是以一个时间分隔多路通讯（TDMA）时隙-时隙为基础，通过由C（t）505产生分取因数（tap  coefficients）而构成的，对于特定的TDMA时隙210而言，C（t）505实质上是一个信道分布估量或信道脉冲响应（CIR）估量。然而这里出现了这样的问题，即噪音、干扰和互相关分量减弱了所产生的分取因数，从而为特定TDMA时隙210所构成的复式匹配滤波器400不真正显示所要求的响应特性。这样，与分取因数估量为理想状态所能达到的性能相比，所确定的因数的噪音劣变使性能降低了。

再回到图4，同步电路415使相关信号C（t）505同步，通过使C（t）505达到最大值而确定C（t）505的界限，正如在分取段中所看到的那样。同步的输出产生了分取因数，正如前面所述，这些分取因数是在发送TDMA时隙210时的一个信道脉冲响应（CIR）估量。正如图4中所能看到的那样，根据本发明，CIR估量被输入到一个分取修正块420中。此外，在典型的最大似然序列估量（MLSE）接收机例如Ungerboeck的接收机中，CIR估量直接输入复式匹配滤波器400和前置MLSE处理器416，而不经任何修正。接下去，分取修正块420有选择地改变CIR估量，以产生一个修改了的和改善了的CIR估量，并因此产生了改善的用来构成复式匹配滤波器的分取因数。分取修正块420的工作过程如下：输入的CIR估量代表在分取段上最大相关信号C（t）505的能量，它被输入分取修正块420，在分取修正块420中设定了一个最小幅度阈值600，如图6所示。在最佳实施例中，阈值600大约为幅度峰515幅值的1/2。接下去，CIR估量被取样605，以便产生分取因数610，分取因数610用来构成复式匹配滤波器400。对于分取因数610的值在阈值600以下的那些取样605来说，假设取样由于噪音而劣变得很严重以致于在整个均衡过程中没有任何价值，那么对这些取样来说，就将分取因数设置为零。这是本发明的有趣的方式。不使用全部CIR估量来确定复式匹配滤波器400的分取因数610，已经发现，把那些被认为噪音太大的分取因数610置于零点能够改善接收机的性能。接收机的性能得到改善的原因是：在具有低于阈值600的分取因数610的取样中所包含的少量信息是如此地被干扰，以致于正好将上述信息连同噪音一起废弃掉。通过有选择地修正CIR估量而得到的修正的CIR估量如图7中的信号所示。正如所看到的那样，由于噪音的影响已得到抑制，因而，由修正的CIR估量所产生的分取因数将会更精确地代表真正的信号X（t）和复制信号X（t+T）。所以，能够产生更精确的所要求的响应的分取因数来构造复式匹配滤波器400，并因此而使得复式匹配滤波器400能更好地消除相位偏移。此外，由于同样的原因而使得最大似然序列估量（MLSE）405也能更真实地代表所要求的响应。由于复式匹配滤波器400更精确地代表了所要求的信号，而且MLSE405也较好地代表了所要求的信号，因此，大大增强了均衡的作用，并相应地大大改善了接收机的性能。

已经进一步地发现，当用本领域公知的被称为数据限幅器（data  slicer）的数据判定装置替代最大似然序列估量器（MLSE）而对最佳实施例做修正时，对本发明的匹配滤波器因数所利用的信道脉冲响应（CIR）估量的修正，在幅度方面的改善与使用MLSE时一样。

另外，本发明的有用性不局限于Ungerboeck的均衡器构形。在Ungerboeck之前，Forney推荐了一种构形，该构形可参见G.D.Forney在“IEEE  Trans.Information  Theory”杂志第18卷、第3号、1972年5月、第363-377页发表的文章，该文章题为：“在符号间干扰的情况下数字序列的最大似然序列估量（Maxium  Likelihood  Sequence  Estimation  of  Digital  Sequence  In  The  Intersymbol  Interference）”。在这种情况下，根据本发明，校正的信道脉冲响应（CIR）估量将仅仅传到最大似然序列估量器（MLSE），因为在Forney的构形中，匹配滤波器与一个未劣变的数据符号匹配，而不是与信道本身匹配。

Claims (10)

1、一种在通讯系统接收机中均衡劣变的数据信号的均衡系统，所述劣变的数据信号已经从通讯系统接收机接收的无线电信道信号中检测到，所述的均衡系统包括：

估量装置，用来从劣变的数据信号中估量一个信道分布信号(channel profile signal)；

修正装置，它耦合到所述的估量装置，用来修正所述的信道分布信号；以及

增强装置，它耦合到劣变的数据信号和所述的修正装置，用来增强劣变的数据信号。

2、如权利要求1所述的均衡系统，其中所述的用来修正所述信道分布信号的装置进一步包括：

测量装置，用来测量所述信道分布信号的幅度;

用来提供一个最小幅度阈值的装置;

测定装置，用来获取所述信道分布信号的部分（sections），并测定哪些所述部分的经所述测量得到的幅度低于所述最小幅度阈值;以及

去除装置，它响应所述的测定装置，用来去除所述信道分布信号中经所述测量其幅度低于所述最小幅度阈值的所述部分，以便产生一个修正的信道分布信号。

3、如权利要求2所述的均衡系统，其中，所述的增强装置进一步包括一个匹配滤波器，该匹配滤波器是根据所述修正的信道分布信号来调谐的。

4、如权利要求1所述的均衡系统，进一步包括用来估量最象数据信号（most  likely  data  signal）的装置，它与所述的修正装置和所述的增强装置耦合。

5、如权利要求4所述的均衡系统，其中，所述的用来估量最象数据信号的装置进一步包括用来进行最大似然序列估量计算的装置。

6、如权利要求5所述的均衡系统，其中，所述的用来进行最大似然序列估量计算的装置进一步包括实施改进的Viterbi最大似然序列估量算法的装置。

7、如权利要求1所述的均衡系统，进一步包括用来估量最象数据信号的装置，该装置与所述的增强装置耦合。

8、一种在通讯系统中用来估量无线电信道信号的信道脉冲响应的接收机，该接收机包括：

接收装置，用来接收无线电信道信号;

估量装置，它与所述的接收装置耦合，用来从所述收到的无线电信道信号中估量一个信道脉冲信号;

测量装置，用来测量所述信道脉冲信号的幅度;

用来提供最小幅度阈值的装置;

测定装置，用来获取所述信道脉冲信号的部分，并测定哪些所述部分的经所述测量得到的幅度低于所述最小幅度阈值;以及

去除装置，它响应所述的测定装置，用来去除所述的部分，以便产生一个估量的信道脉冲响应。

9、一种在通讯系统接收机中均衡劣变数据信号的方法，所述的劣变数据信号已从通讯系统接收机接收的无线电信道信号中检测到，该方法包括下列步骤：

从劣变的数据信号中估量一个信道分布信号;

修正所述的信道分布信号;以及

与所述的修正步骤相配合，增强所述的劣变数据信号。

10、一种在通讯系统接收机中均衡劣变数据信号的方法，所述的劣变数据信号已从通讯系统接收机接收的无线电信道信号中检测到，该方法包括：

从劣变的数据信号中估量一个信道分布信号;

与所述的估量步骤相配合，修正所述的信道分布信号;

增强劣变的数据信号;

与所述的增强步骤相配合，将所述增强的数据信号滤波;以及

与所述的滤波步骤和所述的修正步骤相配合，估量最象数据信号。

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