CN1070667C

CN1070667C - 双向解调的方法和装置

Info

Publication number: CN1070667C
Application number: CN93120392A
Authority: CN
Inventors: P·W·邓特; S·钱纳凯苏
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1992-10-22
Filing date: 1993-10-21
Publication date: 2001-09-05
Anticipated expiration: 2013-10-21
Also published as: ATE213372T1; TW266364B; ES2168272T3; EP0594551A1; SG43305A1; PH31516A; DE69331571T2; DK0594551T3; CN1100579A; AU5446394A; DE69331571D1; EP0594551B1; US5335250A; WO1994009582A1; MY110069A

Abstract

一种用于对通过一衰落通信通道传送的数据码位进行解调的方法和装置。顺序地接收一多个第一预置数据码位、一多个未知数据码位和一多个第二预置数据码位。所接收的多个数据码位被存贮，并确定分别来自被存贮的多个第一和第二预置数据码位的第一组和第二组参考信号的。由第一预置数据码位附近所接收的未知码位开始，对存贮的未知数据码位前向解调。由第二预置数据码位附近接收未知数据码位的开始，对另一存贮的未知数据码位后向解调。

Description

双向解调的方法和装置

本发明涉及数字调制信号的解调，特别是对那些通过受到一个或多个诸如衰落、码间干扰、频率误差和失真等因素损害的信道接收的数字调制信号的解调，而这些因素可以是短暂不变或随时变化的。

当数字-数据-调制信号通过-例如天波无线电通道或移动无线电话系统这种快速衰落通讯通道而传送时，有时用来对付这种变化的通道的一种技术是在适当的频率间隔内在被传送的信号中包含一预定的数据码位图形。通过通道均衡器在接收机中使用这种已知码位图形可以使一解调器适应于该通道的特性。这种过程称之为“训练”均衡器(这种过程有时称之为预置均衡器)，被预置码位模式被称之为训练模式。该训练过程还可包括将接收的信号与一个或多个训练模式进行位移相关，以便确定该通道的脉冲响应的相应点数(相位和幅度)。

通常使用的均衡器可实现对通道的线性有限的脉冲响应模式(“FIR”)，它是一横向滤波器或一具有在抽头输出加上复数乘法加权的抽头延迟线。对所述加权输出求和，以求取在通道的脉冲响应时间范围内的可能的数据码位模式，以预测将被下一个数据码位接收的信号波形。该被预测的波形与实际所接收的波形进行比较，并将每个数据码位图形(即，被接收图形)为正确的概率的“表决”进行积累。每个“表决”是基于在被预测波形和被接收波形之间匹配的准确度而做出的。可包含在该通道的脉冲响应时间范围之内的数据码图形对应该系统的“状态”。这种均衡器在F.Stremler的《通信系统的入门》pp 541-551,Addison-Wesley publishing Co.,Inc(1982)的一书中已有描述，它又被称为“Viterbi”均衡器。

加到延迟线抽头输出的加权即是下式中的系数C₁,C₂,C₃,……:

Si=C₁D₁+C₂D_i-1+C₃D_i-2+……其中Si是对于数据码图形序列D_i,D_i-1,D_i-2,……的预测信号。该系数通常从已知训练图形来计算。在用二进制数据码位(即1和0)进行信号传输的情况下，必须计算的预测信号数是2ⁿ，其中n-1是每个数据码图形D中的比特数。当然三进制和四进制数据码位也可使用。

对于根据被接收信号中最佳地更新该通道模式的方法已是公知的，例如在1990年9月10日申请的申请号为90850301.4的欧洲专利中已披露了该方法，这些方法好在给每个Viterbi状态保持一分离的通道模式。当选择该状态中的一个状态选作为一个新状态的最佳的前趋时，相应于这个状态的通道模式被更新并变为用于该新状态的通道模式。用这种方式，确保该通道模式总是从直至此时所接收的最好的解调数据顺序中求得。

该公知的Viterbi均衡器包括有如下步骤：(1)确定该通道有限脉冲响应(FIR)模式的抽头系数；(2)对于假定可保持该通道模式的脉冲响应长度之内的所有可能的数据序列预测基于被确定的抽头系数所接收的该信号数值；(3)对每个被假定的值与实际所接收的信号值进行比较并且计算该失配度(通常计算该接收值和假设值之差的平方)；(4)对于每个假定的码元顺序，将该被计算的失配加到与称之为“状态”的假定的码位序列一致的前趋序列的累积失配上(该累积失配值称为“通道量度”)；和(5)选择可以转变到新的假定状态的可能的前趋序列的“最佳”，即，选择对于新的状态给出最低通道量度的前趋顺序。因而，该通道量度可以被认为是表明假定码元顺列和实际被接收信号之间相互关系的置信度因子。

将会看到，该Viterbi均衡器是一种解码或解调该被接收数据码元流的序列最大相似序列(“SMLS”)类型的估算器。SMLS估算器和其它的解码方法在Clark和Cain的《用于数字通信的编码误差校正》，Plenum press(1981)一文中已有披露。

图2示出了在一具有16个状态的Viterbi均衡器中的数据结构和数据流，预测的信号值是假定取决于四个前面的二进制码位(比特)加一个新比特。对于这个例子的通道脉冲响应长度因此是5个码元，与最短的信号通道相比较即是说，该最后的回波可被延迟四个码位。

参见图1，一个Viterbi处理周期假设由真实的状态0000的假定的码位历程开始，并传送一个新比特‘0’。因此，利用该通道模型40，可预测到信号值为5比特00000。在比较器50中将其与信号实际被接收信号值进行比较产生一个失配数值。在加法器51中，这个失配数值与前面的状态0000通道量度相加而产生一个对于新的0000状态的候选量度。

然而，对于新的状态0000的新的通道量度的另一候选可通过用一个新比特“0”，假定状态1000包含该真实历程而得到。这是由于当最先的(最左的)比特被左移出4比特状态数时两个0000-0和1000-0导致一新状态1-0000(0-0000)并放入该码元变化历程存贮器中。这个候选是由将10000加到该通道模型40，在比较器50中将这样获得的预测算与输入信号值进行比较，并在加法器52中将该所得出的失配结果与前面的相应于状态1000的累积失配(通道量度)相加而进行估算的。来自加法器51和52的两个候选值然后在比较器53中比较，并选择两个值中的较低的一个成为新状态0000的新的通道量度。此外，与被选择的前趋状态相关的变化历程存贮器55的内容被选择为新状态0000的码元历程。而且，被选择的比特历程被左移并且将一个0或1根据状态0000或1000被写入最右的位置使得产生被选择的候选通道量度。

为了产生一个新的状态0001；上述过程随着假定该新比特是“1”而重复，此外，候选前趋还可以是状态0000或1000。

利用每对状态然后重复上述过程，这8个状态被分离而得出如下16个新状态：

0001,1001产生新状态0010和0011

0010,1010产生新状态0100和0111

0011,1100产生新状态0110和1001

0100,1101产生新状态1000和1011

0110,1110产生新状态1100和1101

0111,1111产生新状态1110和1111

在上述处理周期的终端，一个信号采样被处理并且一个额外的比特被解调并被放入码元历程存贮器55中。用于在历程存贮器中较先的比特有聚合到相同数值的倾向，在这一点上这个比特可被提取作为最终的无模糊判定并且历程存贮器被缩短1比特。阻止历程存贮器增长其它方法是已知的，例如从具有最低通道量度的状态取出最先的比特。

将会了解到，该Viterbi均衡器能识别某些数据码位图形的某些序列，并且因此预测的波形的某些序列是无效的。例如，在一个时刻(即，一个比特期间)该通道传送二进制数据码位图形10010的预测和在下一时刻(即，下一个比特期间)该通道传送二进制数据码位图形11001的预测是矛盾的，这是因为图形10010后面只能是00100或00101(假定在通过该通道时是左位移的)。在这种条件下，00100和00101图形的每一个只能有10010或00010作为前趋。因而一组转移规则包含对每个预测顺序的表决可顺序积累路径数。

将会了解到，这种已有的解调器只以前向方向上操作被接收信号：对于一被接收的训练图形为要接收的数据码位开发一预测的波形。如果由于严重的通道衰落、码间干涉、频率误差等原因而使该训练图形丢失或严重失真，那么在它们能准确地解调之前，这种前向解调器必须等待直至下一个训练图形被成功地接收。结果，在两个训练图形之间的插入期间传送的数据可能会丢失。

本发明提供一种通过解调来自一个接收的训练图形的前向而也由来自下一个接收的训练图形的后向的插入数据进行解调而使得所插入数据的丢失为最小的方法和装置。一般来说，这是通过如下方法得到的：即，存贮一被接收信号码位的序列、时间一颠倒该存贮的序列和分别估算被存贮和被时间一颠倒的序列的前向和后向解调的品质由此确定有多少数据码元应由前向解调来解码和有多少数据码元将由反向解调来解码。

根据本发明的一种用来解调通过一通信通路被传送的数据码位的方法，包括步骤：

顺序地接收相应于被预置的数据码位的一个多个第一信号采样，相应于未知数据码位的第二多个信号采样和相应于一组第二预置数据码位的一第三多个信号采样；

存贮被接收的多个数据采样；

从所存贮的多个第一和第三信号采样分别确定第一组和第二组参考信号；

用接近所述第一多个信号采样所接收的信号采样开始的第一组所述参考信号来前向解调所述未知数据码位；

用接近所述第三多个信号采样所接收的信号采样开始的第一组参考信号来后向解调所述未知数据码位；

确定表明所述前向和后向解调的数据码位的解调品质的通道量度；

比较所述通道量度；和

基于对通道量度的比较而选择任何一个前向或后向被解调的数据码位。

根据本发明的一种用来解调通过一通信通道被传送的数据码位的装置，包括：

用来顺序接收一多个第一预置数据码位、一多个未知数据码位和一多个第二预置数据码位的装置；

用来存贮所接收的多个数据码位的装置；

用于从被存贮的多个第一和第二预置数据码位分别确定第一组和第二组参考信号的装置；

由在接近所述第一预置数据采样附近所接收的未知码位开始基于第一组参考信号而用来前向解调被存贮的未知数据码位的装置；

由在接近所述第二预置数据码位附近所接收的未知数据码位开始基于第二组参考信号而用来反向解调被存贮的未知数据码位的装置；

用来确定表明前向和后向被解调的数据码位的解调品质的通道量度的装置；

用来比较所述通道量度的装置；和

用来基于通道量度的比较选择前向或后向解调数据码位的任何一个的装置。

结合附图阅读下面的详细的说明书就会对本发明的特征和优点有清楚地了解，在该附图中：

图1的图示表明了可以用来实现一解调器的最大似然算法；

图2A示出了用来根据本发明处理的一部分信号的格式；

图2B示出了在数字单元的电话系统中被传送的一部分信号的格式；

图3A示出了用来解调被传送的数据码位的一种装置；

图3B示出了在一数字单元电话系统中的一解调器的方框图；

图4说明了对于4状态自适应顺序的最大似然序列估计量的存贮器值的一种结构。

图2A示出了可按照本发明的方法和装置处理的一个数据调制信号的部分10的格式。该部分10包括：多个第一预置数据码位11，该数据码位对一接收机是预先已知的并且是在一个第一多个未知数据码位12的前面；多个第二预置数据码位13，该数据码位13对接收机是预先已知的并且是在一个第二多元未知数据码位14的前面；和多个第三预置数据码位15，该数据码位15对该接收机是已知的。应指出的是，用部分10仅是说明目的而示出的该通信信号的一小部分。在一时间多路传输通信系统中，数据码位12可由使用数据码位11作为它的均衡器训练图的第一接收机接收，而数据码位14可由使用数据码位13作为它的均衡器训练图的第二接收机接收。

根据本发明，多个第一和第二预置码位11、13被一接收机使用以便改善所插入的多个未知数据码位12的解调。此外，多个第二预置数据码位13可被另外的接收机使用并连同多个第三预置数据码位15解调插入的多个未知数据码位14。将会了解到，第一和第二多元预置码位可与第三多元预置码位相同，并且为了更好地解调该未知码位，被预置的数据码位图形可以分散在该未知数据码位12之中。

根据本发明的一装置最好使用上述的Viterbi序列的最大似然估值器之一。其它的解调器类型，例如诸如移相键控(“PSK”)或90°移相PSK(“QPSK”)的相干型解调器，诸如DPSK或DQPSK的差分相干型解调器、以及下面要介绍的被简化的Viterbi解调器也是适合的，从该解调器可以得到所提供的某些解码判定的数据码位的品质的量度。

在文献中披露了几种这样的解调器，这文献是H.Taub等《通信系统原理》，pp.222-227,McGraw-Hill,Inc.(1971)和F.Stremler，《通信系统入门》，pp.571-628,Addison-Wesley publishing Co.,Inc.(1982)。对于一个Viterbi解调器，该通道度量适用于已解码的码位的累加品质的测量。该品质的测量可表示为该解调器的品质数值。

参见图3A，一种用于根据本发明的一个方面的用于解调传送的数据码位的装置100包括有一个在合适的幅度条件化之后数字化该被接收信号的被接收信号采样器102；该信号采样值然后被存贮在一适当的存贮器104、105中。该信号采样响应于由一控制器106所产和的控制信号从存贮器104、105被取出并被送到一Viterbi解调器108、109中。该控制器106还可产生适当的定时信号去触发信号采样器102。

被存贮的信号采样按正常的时序(即，预置数据码位11接着是未知数据码位12)而从该存贮器104、105被首先调出。如上所述，Viterbi解调器108、109使用已知码位11去预测未知码位12该被接收的信号采样值的中个可能的序列。比较器110将实际所接收的信号采样值的序列与所予示的信号采样值的序列进行比较，并确定给出最佳匹配(即，最低累积通道量度)的预测序列。

控制器106按相反的时序从该存贮器104、105调出被接收信号采样，即先是预置码位13(被反向)接着是未知数据码位12(被反向)，并且反向的信号采样被馈送至Viterbi解码器108、109。该Viterbi解调器108、109和比较器110按处理下向信号采样的相同方式处理该反向信号采样。因而，预置码位13的反时序列被用于预示未知数据码位12的每个可能的反时序列的所期望的信号采样值，并且确定预测给出的最佳匹配(最低累积通道量度)。

比较器110对正向和反向解调的最佳匹配通道量度进行比较，并且被预测的相应于较低的最佳匹配量度的数据码位序列被选为未知数据码位图形12的解调。将会了解到，这里所述的操作可借助于一信号处理器就可方便地进行，所述的信号处理器包括用来保存信号采样和中间计算结果的一随机存取存贮器；一个能够执行“加”、“减”和“乘”操作的算术和逻辑单元(ALU)；和一个与一控制器在一起的保存用于ALU指令表的程序存贮器，该控制器可在依从于诸如“减”的一个算术操作的结果的该表的范围内将指令从一处转移到另一处执行指令该信号处理器可实现幅度比较。例如，一个合适的信号处理器是TEXAS INSTRUMENTS TM320C50。

如上所述由于使用了上述的第二预置码位序列或训练图形，双向解调极有助于防制该预置码位顺序的丢失(即，由于通道衰落引起的损失)。例如，在预置信号序列附近出现的一个深度衰落会在其通道模型是基于接收到的信号而更新的常规解调器(即自适应均衡器)中引入误差。相反，本发明的解调器将不会受影响：如果训练图形11比训练图形13更接近于出现的衰落，则比起前向解调来说后向解调对于一较长的数据码位的顺序将更为成功(为了后向解调产生一个较低的累积通道量度)，并且将由处理器110进行选择。因而，目前的双向解调器选择出成功地被解调码位的较大的运行长度的解调方向。

这个合乎要求的趋向在本发明的第二方案中被采用，在其中两部分通道量度是由前向解调的所接收的未知数据码位12的一半和后向解调的所接收的未知数据码位12的另一半来确定的。由前向和后向解调的所有码位12所确定的每个最佳匹配通道量度然后与该两个部分的通道量度之和进行比较，相应于三个通道量度的该最佳量度的被预测的数据码位序列被选出并作为该未知数据码位图形的解调而输出。前文中要求一个可忽略的附加处理的数值，而所给的附加处理则强有力地阻制了在该未知数据码位序列的中心附近所出现的深度衰落。

在本发明的另一方面，还使用了对每个码位解码之后在每个方向上被导出的部分通道量度。用f_n表示在前向方向上由解码的码位数n所确定的最佳通道量度和用b_n表示的后方向上的相应的最佳通道量度(该f₀和b₀的初始值为0)，则每对部分量度之和为f₀+b_n,f₁+b_(n-1),f₂+b_(n-2)’,f_(n-1)+b₁,f_n+b₀。应指出的是，最低的一对和表示从前向解调到后向解调的最佳转换点。例如，如果最低一对和是f_k+b_(n-k)，则该未知数据码位的最佳解调包括有由前向解调所确定的码位1到K和由后向解调所确定的码位(k+1)到n。

将会了解到，上述的两路解调实质上包含了常规的一路解调的双倍工作。如下面所述的本发明的另外的方法避免了处理工作的明显增加。

在第一种被称之为衰落位置估算的这样的方法中，具有最低接收能量的区域被置于贮存在存储器104、105中的接收信号的采样中。该区域可以例如通过当窗口移过所有贮的采样时，计算在该移动窗口内的一些数据码元的信号采样的平均能量来确定。该最小平均能量值是与该最深度衰落位置等同的。作为另一种方案，可以确定在少数码位宽度移动窗口中的最大信号采样值，并且这些最大值的最不数被置位并与最深度衰减位置等同。

将会了解到，在一个通过被接收信号采样阵列而移动的窗口中确定该最小平均能量或最大采样值比解调该信号采样需要少得多的处理工作。一旦该最深度衰落被判定，则或者仅前向解调被利用(即，当该最深度衰落出现在第二预置码位13时)，或者仅反向解调被利用(即，当该最深度衰落出现在第一预置码位11时)，或者达到最深度衰落位置的码位的前向解调和返回到最深度衰落位置的后向解调被利用。

避免双倍解调工作的第二种方法是并行地起动前向和后向解调，便如下所述那样，用适应该解调速率又相对增大了Viterbi通道量度。被接收的信号采样被存贮，并且对于两个解调方向的通道量度被初始化为0；最初所接收的被存贮的采样是前向解调而最后所接收的被存贮的采样是反向解调。然后对前向和后向解调的最佳通道量度进行比较，基于这种情况产和最佳(最低)通道量度值，然后第二个或下一个到最的码位被解调，也就是前向或后向解调被扩展。一码位接一码位地连续处理直至前向和后向解调相遇。这样，在给定的较低通道量度值增长的方向上，即“最好”方向上，更多的码位被解码。通道量度或品质数值是参考信号和各自存贮信号采样之间欧几米德距离的平方和，例如其一个高的和值表示低的品质且一个低的和值表示高的品质。

将会了解到，上述中使用比多级Viterbi均衡器较简单的解调器。例如，也产生通道量度的一码位接一码位的解调器可由将一个Viterbi解调器简化为一单个态来构成。这样一种被简化的Viterbi解调器将每一个被接收信号码位与相应于一数据码位可具有的所有数值的参考信号值进行比较，以决定哪个参考值(以及因此哪个数据码位)的被接收信号是最近的匹配，并累积该剩余失配作为一累积品质测量或通道量度，也称为品质数值。

前述的各个方法可以使用诸如在其中数据是在两个信号采样之间变化中被编码的最小位移键控(“MSK”)、4-MSK，或DQPSK的微分编码调制器，或可使用诸如在其中数据是以信号采样绝对值编码的PSK或QPSK的相干调制器。对于微分调制器，该前向和后向解调码位序列表示可通过比较相邻值来确定该变化而微分解码的绝对值以及这种传送的数据。

本发明的一个重要的应用是接收由符合于CTIA标准IS54的数字蜂窝无线电话站传送的π/4-DQPSK信号。该被传送的数据的格式如图2B中所示。用于同步或训练的具有14个预置码位的一个组16位于各自包含两比特数据的未知四进制数据码位的一个组17的前面。该组17包括有两个具有6个和64个码位的子组并位于通常称之为CDVCC的具有6个预置码位的另一组18的前面。组16-18之后接有各自产生两比特数据的未知四进制数据码位的另一组19和另一个具有14个预置码位的组20。组19包括有含有65和6个码位的两个子组应注意的是，当在该前向和后向时间方向上观察时，这个格式是对称的。

根据本发明的另一构思，一个4态自适应序列最大似然序列估算(“SMLSE”)算法最好使用在用于被接收的信号具有如图2B所示的格式的解调器108、109中。存贮在存贮器104、105中的数值的结构如图4所示，并且这个存贮结构被用于前向和后向两个解调方向。

根据本发明的一个构思，一个新的特征被加入该Viterbi结构以简化执行过程：当前状态通道量度值与软码位值一起被记录在一码位序列历程存贮阵列中。从保存原有状态到后面状态的变化过程的存贮确保了相应于原有码位序列的部分通道码位值的表是可使用的。为了降低存贮的要求，该码位变化过程不需要被确调的码位序列的完整的长度，而可被截断成若干被称为“判决延迟”的码位；在一个最佳执行中，该判决延迟是16个码位。

在每个状态中，每当最旧的码位和它相应的部分通道量度值在各态时是相同时，则自动地发生截断。另外，该码位历程利用删除最旧的码位和它的部分通道量度值而被截断，来自具有最低通道量度值的现行状态的值被存贮在“判定值”存贮阵列中。上述的一具有最低的最后通道量度值的该状态的码位变化过程相关联的该“判定值”存贮器阵列的最后内容给出了被解调的码位序列和相关部分的通道量度值，这些值相应于如上所述的f₀,f₁……,f_n和f₀,b₁,……b_n。

图3B示出了一用于实现上述构思的装置200。一个适应于输入信号的所期望类型的接收器202(即，一被调到该正确频率的无线电接收机)适于在输入信号被一适当的模拟-数字(“A-D”)转换器转换成复向量分量之前放大和滤波一个输入信号。在一数字蜂窝状无线电话系统中，该A-D转换器通常在每个码位期间内对该输入信号采样8次，但对于在每个方向上的解调数据仅仅需要这些“采样相位”中的一个。该数字化的被接收信号采样被收集在存贮器204中，并以如上所述的前向和后向时间序列由一个自适应SMLSE解调器208来读取。

虽然对解调该数据仅需该8个采样相位中的一个，但在该自适应SMLSE处理器的初始训练处理期间去确定最佳采样相位是最有利的，这包括将一些被预置码位序列的移位(例如2个)与8个采样相位中的每个相关。给出二个已知码位图形的连续移位的最高的总的相关能量的相位被认为是最佳采样相位。该计算的执行如下所述。

如果所接收的复合信号采样由Z₀,Z₁,Z₂,Z₃,Z₁……表示和被预置的码位由S_n,S₁,S₂,S₃……S_L来表示，则确定最佳采样相位的过程包括如下的计算，用于i=1,1,……,7，其相互关系为：

C_{0 i} = Σ_{j = 0}^{L - 1} S_{j} Z_{i + 8 j}^{*}

C_{1 i} = Σ_{j = 0}^{L - 1} S_{j + 1} Z_{i + 8 j}^{*}

C_{2 i} = Σ_{j = 0}^{L - 1} S_{j + 2} Z_{i + 8 j}^{*}

和：

E_i=C_0i ^*C_0i+C^*C_1iC_1i

E_i+8=C_1i ^*C_1i+C^*C_2iC_2i通过选择最大的相关能量E_i，各个i值表示在该自适应SMLSE处理器中所使用的最佳采样相位。将会看到，上述处理表明该最大相关通过一个二码位窗口。该最大相关地址被送到一控制处理器206，在该窗口的中心为了进一步将数据块保持在最佳采样点该控制处理器206可调节该接收机的采样定时。这就是由该被接收信号的接收机提供长期的同步和跟踪。

此最佳实施执行使用预置码位的组16的码位组17的整个前向解调，和利用已知的6码位CDVCC组18的组17的整个后向解调。由于组16(和组20)的14码位长度和利用二个相关移位，对于组17的前向解调(和未知码位组19的后向解调)的相关长度L为12。

对于微分调制，因为预置的CDVCC码位的数仅仅是6个，而导致所涉及7个相干相关的信号采样，对于组17的后向解调(和对于组19的前向解调)该相关长度L仅为6。这些相关从上面的对于C_0i,C_1i,L=6的表达式和对i=0,1,……,15的E_i来确定的。(对于使用一个二码位窗口来说，长度为6的相关太短了。)通过选择最长Ei’s，各自的值表明了对于后向解调该数据码位组17和前向解调该数据码位组19的最佳取样相位。

如上所述，该前向和后向解调的结果被从该SMLSE处理器208送到处理器210以便暂时存贮起来，并且对两个方向上的部分通道量度值进行比较以便确定用来选定被前向解调的在码位的最佳点；均衡的输出码位是那些被后向解调的码位。对于数据码位组17和19，部分通道量度值比较和码位选择过程是单独执行的。

该自适应SMLSE处理器200的某些详细操作归结于下面所述的π/DQPSK的微分解码。当该四个状态中的一个作为对一新状态的可能的原有状态而被估算时，由所要求的状态转变而表示的差分码位被计算。例如，从原有状态00转变为后继状态00意味着微分码位00(因为00+00=00mod2)，从11转变为10意味着一微分码位01(因为11+01=10mod2)，等等。被产生的用于微分码位的两个组元比特的软信息，作为原存下来的通道量度和用它的含有依次翻转的微分码位的各个比特传输的通道量度之间的差别，并且和微分码位比特对的信号相一致的这个差别被写入该码位历程中。这些软信息值可以随后使用在纠错解码处理，例如一个软信息判定，Viterbi卷积解码器中。

人们还是可以在不背离本发明的精神，采用其它特定的形式而不是如上所描述的那些例子来实施本发明。上面的实施例仅仅是说明性的，并没有考虑限制用任何方法。本发明的范围由附加的权利要求而不是前面的描述给出，并且所有落入该权利要求范围内的改型和等效均被认为包含在该权利要求之中。

Claims

1．一种用来解调通过一通信通路被传送的数据码位的方法，包括步骤：

存贮被接收的多个数据采样；

比较所述通道量度；和

2．一种用来解调通过一通信通道被传送的数据码位的装置，包括：

用来存贮所接收的多个数据码位的装置；

用来比较所述通道量度的装置；和

3．根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述接收装置包括一个具有一有效地连接到存贮装置的输出端的向量模以一数字转换器。

4．根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述参考信号在确定装置包括来使所存贮的多个第一和第二预置数据码位与预置的数据码位顺序相关以确定第一组和第二组参考信号的装置。

5．根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述参考信号确定装置包括用最好平均匹配解调数据码位将第一组和第二组参考信号的调整到相应的被存贮信号采样的装置。

6．根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述参考信号确定装置包括用来调整第一组和第二组参考信号以跟踪所述通信通道的暂时相位和幅度变化的装置。

7．根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述前向和后向解调装置表明的解调数据码位作为概率数值各自的被解调的数据码位相应于各自被传送的数据码位。

8．根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述前向和后向解调装置包括用来顺序地估算最大似然序列的装置。

9．根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述通道量度包括从所述序列估算装置产生的最低通道量度。

10．根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述通道量度包括由合计的通道量度与对于被解调的码位具有一通道量度的各自己解调的数据码位一起来确定的最低累积的通道量度。

11．根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述通道量度确定被解调码位和被接收信号采样之间失配的数量。

12．根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述通道量度是参考信号和各自存贮信号采样之间欧几里德(Euclidean)距离的平方和，并且一个高的和值表示低的品质和一个低的和值表示高的品质。

13．根据权利要求12所述的装置，其特征在于，所述比较装置将用于完全的前向解调的和与用于完全的后向解调的和相比较。

14．根据权利要求12所述的装置，其特征在于，所述选择装置选择相应于较小和的被解调数据码位。

15．根据权利要求13所述的装置，其特征在于，所述选择装置选择相应于较小和的被解调数据码位。

16．根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述通道量度是被解调数据码位的品质的累积测量。

17．根据权利要求15所述的装置，其特征在于，所述选择装置选择前向解调数据码位的第一个数和后向解调数据码位的第二个数，第一和第二个数的和等于所述多个未知数据码位数，并且第一和第二数分别是用于前向和后向解调数据码位的第一和第二数的通道量度的最大和值。

18．根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述通道量度是由多个未知数据码位的完全的前向和完全的后向解调以及用于多个未知数据码位的部分的前向和部分的后向解调所产生的。

19．根据权利要求17所述的装置，其特征在于，所述比较装置将用于部分的前向和部分的后向解调的通道量度之和与多个未知数据码位的完全的前向和完全的后向解调的通道量度作比较，和所述选择装置选择前向-后向或部分前向-和部分后向解调码位的任何一个。