CN1072302A - 用于辨格式编码调制数据中相位多义性的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

一种用于判定格编码数据的M-元调制过程中 传输相位多义性的编码器，除了多路转换微分编码器 以外，格编码器还使用微分编码器和卷积编码器，以 从输入数据位集中产生相应的相位点值。用于M- 元PSK载波调制过程中，除了多路转换微分译码器 外，格译码器使用Viterbi译码器和微分译码器，以从 接收的信号扇区值中产生原始输入数据位的估计。

Description

本发明涉及数据通信，特别是涉及到一种用于分辨格式编码调制数据中相位多义性的新颖的和经过改进的方法和装置。
数据通信领域涉及到利用有限的信号噪声比（SNR）来增加传输系统的数据流通量。诸如Viterbi译码器的误差校正电路的使用，允许以较小的SNRS或与具有相同位误差速率（BER）的较高数据速率对系统进行调整。所需的SNR的减少通常被称作为编码增益。编码增益可以是由模拟位误差特性曲线确定的。在模拟位误差特性曲线中，未编码的和各种编码速率数据的BER被绘制成对Eb/No的关系曲线，其中Eb是每个位的能量，而No是每个位的高斯白噪声能量。在沿着与一个特定BER级相关的、位误差特性曲线任一点上的编码增益是由从未编码的Eb/Eo减去已编码的Eb/Eo来确定的。在1971年10月发行的IEEE通信技术学报第19册第835-848页登载的由J.A.Heller和I.M.Jacobs发表的论文“用于卫星和空间通信的Viterbi译码”一文中，阐述了在各种译码器装置上模拟的多方面成果。
编码速率和限制长度被用于去规定Viterbi译码器。编码速率（m/n）是相应于输入位（m）给定数量所产生的编码符号的数量（n）。尽管也可以使用其它的编码速率，但1/2的编码速率已成为最流行的了。具有m≠1的一类编码，被称为击穿（punctured）编码，它是通过从1/n速率编码中除去或删除某些符号产生的。限制长度（K）是在数据编码中所使用的卷积码的长度。在卷积编码模式中，限制长度K＝7是惯用的。卷积编码器可以被设想为一种具有二进制系数和长度为K-1的有限脉冲响应（FIR）滤波器，这种滤波器产生具有2K-1种可能状态的符号流。
Viterbi算法的基本原理就是取一个在有噪声通道传输的卷积编码的数据流，并使用卷积编码的特性去确定所传输的位流。Viterbi算法是适时修正来自可能的2K-1种状态的最佳状态的条件概率和最可能位序列的计算上有效方法。为了计算这种概率，用于每位的所有2K-1种状态都要被计算。来自这些计算的每一个最终决定存储在一个通道存储器中，作为一个单一位。
链式返回操作就是执行编码操作的逆操作。在该操作中，2K-1判定位被用于去选择一个输出位。在许多状态以后，最可能的通道将被极为可靠地选择出来。通道存储器的深度必须足够长，从而允许这种概率接近1。对于1/2速率码，典型的通道存储器深度约为（5·K）或35种状态，对于7/8速率击穿码，最佳深度增加到96种状态。
对于提供任何具体的编码增益而言。限制长度K＜5是太小了，而在一个单一的VLSI设备上实现一个并联结构，具有K＞7的系统又太复杂了。在整个并行计算部分中相互连接的数量将以（2K-1·L）函数值增加，其中，L是状态度量计算中精确的位数。因此，在K大于7的地方，通常使用一系列计算设备，这些计算设备使用大的外部随机存取存储器（RAMS）。
在1982年1月发行的信息理论IEEE学报第IT-28册第55-67页由G·Ungerboek发表的论文“具有多级/相位信号的通道编码”中，叙述了格式编码调制（TCM）。Ungerboek的论文表明，在给定频谱带宽之内，通过使用（K-1）/K速率卷积码和倍增该信号集，可以实现高达6个dB的渐近编码增益。遗憾的是对于每一种调制技术和每一种位速率，最大的编码增益是由不同的卷积码实现的。另外，其所披露的内容是对于与一系列速率和调制技术相关的所有卷积码和现存最佳码的研究成果。
在1990年7月发行的IEEE通信杂志第11-19页由A.J.Viterbi、J.K.Wolf、E.Zehavi和R.Padovani发表的论文“对于格式编码调制的实际研究”中，披露了对格式编码调制（PTCM）的实际研究成果。其中基本概念就是通过依据“工业标准”速率1/2、K＝7卷积码的PTCM来实现某些较低编码增益的。尽管实现了较低的编码增益，但它非常接近同BER中相关的Ungerboeck的编码增益。
由于格式编码具有其它编码技术所缺少的方面，所以它是一种很有吸引力的编码技术。事实上，在即使是除输入数据最低有效位以外的任何位上没有执行明显编码操作的情况下，只要格式编码的能力存在，该译码器就能提供所有位的误差校正。通常，在数字信号处理执行过程中，使用TCM技术去实现有效利用带宽能力方法仅限于低速应用。而使用PTCM技术能够使得VLSI执行编码器/译码器的高速率操作。使用PTCM技术的译码器能够处理诸如包括二进制PSK（BPSK）、求积PSK（QPSK）、8-PSK和16-PSK的M元移相键入（M元PSK）的不同调制技术。
在任意一个相位调制系统中，都需要在接收机内有一个用于相关解调的稳定基准。然而在没有绝对相位基准的M-元PSK系统中，在必须被判定为用于为所接收数据进行适当译码的传输通道中可能会产生传输数据中相位的多义性。在所接收数据中的这种相位多义性或相移可能是以如下的顺序：2π/M、4π/M、……、（M-1）（2π/M）。除了4π/M整数倍以外的所有相位多义性都可以通过公知技术进行判定，通常是在Viterbi译码器中监视状态度量的增长速率来进行判定的。然而，这种技术不能分辨2π/M整数倍的相位多义性。因此，对于使用M一元PSK调制的高速数据通信系统而言，就不能获得格式编码的能力。
因此，本发明的目的就是提供一种新颖的方法和系统。用于在M一元PSK通信系统中判定是4π/M整数倍的以格式编码并调制后的数据的相位多义性。
本发明是一种在数据的编码和译码中利用格式编码的新颖的和改进的方法和装置。根据本发明，当使用格编码数据时，编码器和译码器能够克服在M一元PSK调制中存在的传输相位多义性的问题。
编码器接收若干集输入数据位，分别对每一集的一个输入数据位进行编码，然后，卷积地对结果位编码，以产生相应的符号。在8-PSK调制模式中，每一集由2位组成，而在16-PSK调制模式中，每一集由3位组成。对于8-PSK调制，根据从卷积编码导出的最高有效符号结果的状态，每一集输入数据位的一个其它输入数据位被引入两个数据通道中的一个。每个数据通道上的数据被分别独立地微分编码，然后重新合并到单一输出位流上。若干卷积编码的符号和一个相应的重新合并的位，（在16-PSK调制情况下是多个位），形成了载波调制中所使用的一个信号或相位点。在最佳变换模式中，相位点的最低有效位由卷积编码器的输出组成，而更多有效位由若干微分的编码位多重组合而成。
使用Viterbi译码器和微分译码器的译码器产生相应于原始数据一个位的误差校正估计。在由所接收信号相位中包含的信息发展而来的译码处理过程中，Viterbi译码器使用转移度量。Viterbi译码器的输出位也被卷积地编码，以产生在其它相应位再生过程中使用的相应符号。在8-PSK调制的情况下，每一个最高有效数据位依据该卷积重新编码的符号对输出的最高有效符号的状态被导入两个数据通道中的一个。类似地，在16-PSK调制的情况下，每个数据位对的若干最高有效位依据该卷积重新编码的符号对输出的最高有效符号的状态，被导入两个数据位对通道中的一个。在上述两种情况下，两个通道上的数据被分别独立地微分译码，然后合并入单一的输出位流上。编码器的输出被恢复成原输入数据的一个数据位和其它一个位或多个位。
当参考附图对本发明作进一步详述时，本发明的特性、目的和优点将变得更加明显。在这些附图中，同样的参考字符标明相应的同一物件，其中：
图1的图形表示了用于8-PSK调制的信号间隔;
图2的方框图表示了用于8-PSK调制的本发明编码器的典型实施例;
图3的方框图表示了用于由图2所示编码器编码的数据的本发明译码器的典型实施例;
图4的图形表示了用于16-PSK调制的信号间隔;
图5的图形示出了在16-PSK调制中，数据的两个最高有效位的数据变换;
图6的方框图示出了用于16-PSK调制的本发明编码器的典型实施例;
图7的方框图示出了用于由图5所示编码器编码的数据的本发明译码器的一个典型实施例。
下面参考附图，图1示出了用于格式编码数据采用8-PSK调制的信号间隔。在8-PSK调制中使用的信号正比于：
Si＝Sin〔 (πi)/4 〕 （1）
i＝0、1、……、7
其中信号间隔被划分成8个扇形区Zi，信号Si落在扇形区Zi的起点处。在图1中，扇形区Zi被编号为由每个扇区内相应划线上数字所指示的号。扇区Zi中任一点的相位可由下述关系来表达：
(πi)/4 ≤Φ＜ (π（i+1）)/4 （2）
i＝0、1、……、7
在8-PSK调制模式中，与信号Si相对应的每个扇区Zi依据图1所示的典型的变换模式，由代表那个扇区的三位扇区值（a、b、c）来表示。换句话说，表示该扇区值最高有效位即位a的位值a确定了半个平面，而位（b、c）确定了该半个平面内的该扇区。如图1变换模式所示，三位扇区值111将表明相应于扇区号6（Z6）的一个信号并作为载波相移270°被传输。同样，如果在传输通道中没有产生相移，那么所接收到的具有270°相移的载波信号也相应于扇区值111。
应当了解，每一个扇区值都对应于图1和图4IQ平面的一个扇区或楔形。理解下面一点是必须的，那就是该扇区值不同于传统的“判定区”。由于变换到临近于该扇区中心顺时针一侧的该扇区的相位点，所以，用于给定扇区的扇区值对8-PSK而言是3位值，对于16-PSK而言是4位值。判定区通常中心定位所传输的相位点上，而在讨论中，扇区直接从该相位点逆时针。通常涉及到的PSK调制解调设计的判定与本讨论无关。
如前所述，在所接收载波中的相位多义性是由传输通道中的相位移产生的。在使用数据格式编码调制的8-PSK情况下，需要利用前所未知的技术去判定π/2整数倍的相位多义性。这里所披露的编码器和译码器利用了能够判别这种相位多义性的技术。
在利用具有M-元PSK调制而没有绝对相位基准的TCM的通信系统中，接收器（译码器）相位可能会不同于发射器（编码器）的相位，即如上所述，就所接收的数据而言，在传输数据中会出现一个相位移。在8-PSK调制情况下，接收器可能与发射器有0°、45°、90°、135°、180°、225°、270°或315°的相位差。由于这种情况下在无噪声通道的有效误差速率为50%，所以，45°、135°、225°和315°的相位移可以被Viterbi译码器或卷积译码器检测出来。用于检测这种特定相移的一种技术就是监视状态度量的增长，即监视状态度量的标准速率是否已经变得异常的高。相根据该相位状态的检测，通过移动该转移度量，诸如通过在信号间隔内简单地向前步进π/4可以进行校正。
然而，利用Viterbi译码器不能检测出90°、180°和270°的相移，因此就必须利用其它的装置来校正这种状态。表Ⅰ示出了以90°增量作相位移的传输数据和相应的接收数据。在本讨论中由于只有90°、180°和270°的相移并假定没有其它噪声，所以，符号（
Figure 92104299X_IMG2
）能够被用于表示所接收的相位点或相应的扇区值。
表Ⅰ
Figure 92104299X_IMG3
通过表Ⅰ可以看出，当在传输通道中存在相移时，所接收的相位点的两个最低有效位，即利用透明卷积码编码的位 和
Figure 92104299X_IMG5
。总是不是相同就是相反。在TCM译码器中卷积编码器之前和在TCM译码器中Viterbi译码器之后，使用标准的二进制微分译码器能够校正这两个最低有效位中的相位多义性。由于接收时所产生的该相位点最高有效位上相移的影响，位
Figure 92104299X_IMG6
是个最难于克服的问题，特别是对于始终不互补的90°和270°相移而言更是如此。
就相应的传输位而言，相移180°的编码位
Figure 92104299X_IMG7
和
Figure 92104299X_IMG8
是正确的，而相移90°和270°的编码位则被变换到它们的相反值。如前所述，使用编码器中的微分编码器和译码器中的微分译码器将保证所接收的位
Figure 92104299X_IMG9
和 是正确的。
对于8-PSK调制，Viterbi译码器随着符号
Figure 92104299X_IMG11
产生一个所传输相移点的最高有效位a的估计
Figure 92104299X_IMG12
’，δ的估计将在下面讨论。Viterbi译码器的操作方式是指定给本发明代理人代理的美国专利申请，申请号_，发明名称为“Viterbi译码器位有效链返回存储方法和包括有相同内容的译码器”的发明主题。在无噪声情况下，
Figure 92104299X_IMG13
和 相同。
就180°相移而言，未编码位，位
Figure 92104299X_IMG15
总是和相应的传输位反相，而就90°和270°相移而言，仅有某些未编码位是反相的。表1中为了表示的目的，每个存在反相未编码位
Figure 92104299X_IMG16
处都被加重了。未编位
Figure 92104299X_IMG17
是否被反相由三位（
Figure 92104299X_IMG18
）的中间位
Figure 92104299X_IMG19
来鉴别。虽然最好是使用位
Figure 92104299X_IMG20
的误差校正形式，但用于说明目的的表1认为位
Figure 92104299X_IMG21
不需要校正，并且和误差校正位
Figure 92104299X_IMG22
’是相同的。
参见表Ⅰ，在90°相移情况下，当编码的中间位
Figure 92104299X_IMG23
的误差校正形式为“0”时，未编码的位 被反相。当编码的中间位
Figure 92104299X_IMG25
的误差校正形式为“1”时，未编码的位 不变。在180°相移的情况下，不考虑编码中间位
Figure 92104299X_IMG27
的误差校正形式的状态，未编码的位
Figure 92104299X_IMG28
都被反相。在270°相移情况下，当编码的中间位
Figure 92104299X_IMG29
为“1”时，未编码的位
Figure 92104299X_IMG30
被反相。而当编码的中间位
Figure 92104299X_IMG31
为“0”时，未编码位
Figure 92104299X_IMG32
不变。
相移180°情况下，未编码的位 的标准微分编码将被看成是稳定反相。然而，对于90°和270°相移来讲，仅仅是这样一种技术还不能判定未编码的中间位
Figure 92104299X_IMG34
中不合理的反相。在这些情况下，编码的中间位
Figure 92104299X_IMG35
，恐怕还有它的误差校正形式就作为反相指示器而被使用，从而对微分编码加以补充。
在TCM编码中，编码的中间位b被用来将位α流分成两个流α1和α2，利用标准的二进制微分编码器，未编码位α1和α2两个流中的每一个彼此相互独立地被微分编码。然后利用编码的中间位b将两个微分编码的位流a1和a2重新合并起来以产生每一个位a。
在TCM译码器中，利用与误差校正和检测相关的Viterbi译码器对编码的位b和c进行译码。Viterbi译码的一个结果，即位
Figure 92104299X_IMG36
被卷积编码从而产生位
Figure 92104299X_IMG37
’和
Figure 92104299X_IMG38
’。利用位
Figure 92104299X_IMG39
’将由Viterbi译码器提供的最高有效位
Figure 92104299X_IMG40
’的流分成两个流 1’和
Figure 92104299X_IMG42
2’。利用标准的二进制微分译码器，未编码位
Figure 92104299X_IMG43
’和
Figure 92104299X_IMG44
2’这两个流中的每一个被分别独立地进行微分译码，以产生相应的位流
Figure 92104299X_IMG45
1和
Figure 92104299X_IMG46
2。然后，利用编码的中间位 ’把两个微分编码的位流
Figure 92104299X_IMG48
2和
Figure 92104299X_IMG49
1重新合并起来以产生每一个位 。这种涉及到微分编码器/译码器选择的，使用中间编码的位
Figure 92104299X_IMG51
分离位流的微分编码和译码的技术，允许位
Figure 92104299X_IMG52
’中的反相被判定出来。
在使用格式编码调制的通信系统中，需要以如下方式对数据进行编码，即它能够允许在克服由传输通道引起的相位多义性的同时对数据进行译码。因而，图2示出了本发明用于8-PSK调制的格式编码调制（TCM）编码器10的典型实施例，其中未提供相位基准。编码器10接收两位输入数据（α、β）并产生相应的三位相位点值（a、b、c）。
译码器10输出相位点值给8-PSK相位变换仪或调制解调器12，其中，载波信号的相位依据图1所示的数据扇区变换形式移动。调制解调器12输出一个具有相移的载波信号（Φ），其中，
Φ＝Acos（2πfct+θ） （3）
A是信号幅值（通常为常数），
fc是载波频率，和
θ是相应于扇区值的相位偏移，
其中：
θ＝（a·180°）+（b·90°）+（（b-c）2·45°） （4）
调制解调器12的结构可以是利用公知的移相技术构成的通常的相移键控（PSK）数字传输调制解调器。例如，调制解调器通常被构成以等式（1）的形式来传输载波信号。使用公知的三角方程：
cos（x+y）＝（cosx·cosy）-（sinx·siny）    （5）
并利用对应于图1的I和Q去表示载波相移，其中：
I＝cosθ    和    （6）
Q＝-sinθ    （7）
可以构成QPSK调制解调器。
在第一混频器中，I分量和载波（cos2πfct）直接混频，而在第二混频器中，Q分量和90°相移载波（sin2πfct）混频。每个信号混频的结果在加法器中相加以产生信号Φ，其中，
Φ＝Acos（2πfct+θ）＝（cosθ·cos2πfct）-（sinθ·sin2πfct） （8）
Φ＝Acos（2πfct+θ）＝（I·cos2πfct）+（Q·sin2πfct） （9）
调制解调器12也可以是由公知的用于将基带信号转换成RF频率的转换电路，RF传输电路以及天线系统构成的调制解调器。
图1中典型的编码器10是由多路转换器14和16、微分编码器18、20和22，以及卷积编码器24组成的。编码器10是具有与传统设计无关的元器件的优异的VLSI结构。两位（α、β）数据同时输入给编码器10，其中位α输入给多路转换器14，而位β输入给微分编码器20。
在每2位数据（α、β）输入过程中，位β被输入给微分编码器22，并被微分编码。除了用于微分编码器的电路设计以外，位β的微分编码技术是公知的。相应于一个输入位β的每个微分编码的位或符号（δ）从微分编码器22输出并传送给卷积编码器24，用作为输入信号。实施例中的卷积编码器24是一个速率为1/2、K＝7的卷积编码器，它对每一个输入位δ进行卷积编码从而提供两个相应输出位或符号（b、c）。除了用于卷积编码器的电路设计以外，有关位δ卷积编码的技术是公知的。编码器10输出的位（b、c）提供给调制解调器12的输入端。
位对（b、c）的最高有效位b由编码器24输出并作为一个选择信号提供给每个多路转换器14和16的选择输入端。多路转换器14通常是一种1∶2多路转换器，它能根据在其选择输入端出现的选择信号的状态，把其数据输入端出现的数据提供给两个输出端中所选定的一个。在这种特定情况下，多路转换器14输入端上出现的数据是当前位对（α、β）中的位α。由于选择信号输入端耦合到卷积编码器24的位b输出端上，所以由当前位对（α、β）中的位β所产生的位b的状态就确定了位α在多路转换器14的哪一个输出端上产生。当位b的状态处于一种逻辑状态，例如逻辑“0”时，多路转换器14在第一输出端输出位α作为位α1。类似地，当位b的状态是另外一种逻辑状态，例如是逻辑“1”时，多路转换器14的第二输出端输出位α作为位α2。实际上，根据卷积编码器24的位对（b、c）的最高有效位，即位b的状态，位α流被分成两个位流。
多路转换器14的每个输出被分别耦合到微分编码器18和20的各自输入端。位α1被提供给微分编码器18，而位α2被提供给微分编码器20。微分编码器18和20中的每一个就前面相应接收的位对各自接收的位α1或α2进行微分编码。利用任一种有关的公知技术都可以实现位α1和α2的微分编码，只有在被提供有新的输入位时，微分编码器18和20才被使用一次。微分编码器18和20中的每一个分别提供输出位a1或a2，以用于所接收的每个相应位α1或α2。微分编码器18和20分别提供位a1或a2用以去分离多路转换器16的数据输入。
多路转换器16通常是个2∶1多路转换器，它能根据选择输入端提供的选择信号，在由两个输入端上的数据所选择出来的一个输出端上提供数据。存在于多路转换器16输入端上的位a1和a2被提供给多路转换器16的输出端上时，就作为位或符号a。位a是根据由当前位对（α、β）的位β所产生的位b的状态来确定的。实际上，位流a1和a2被合并为相应于由卷积编码器24输出的位对（b、c）的最高有效位，即位b的单一位流。
在调制解调器12的各输入端，除了位b和c以外，还提供了位a。调制解调器12以分别为三位相位点值的最高和最低有效位的位a和c的次序组合数据位a、b、c。调制解调器12提供如上所述的移相载波信号（Φ）。
图3示出了本发明用于没有相位基准的8-PSK信号解调的调制解调器30和TCM译码器32。调制解调器30接收相移载波信号
Figure 92104299X_IMG53
，该信号包括有载波中移相形式存在的信息。然而，通道的条件可能在所传输信号Φ上导致相移，所接收的信号
Figure 92104299X_IMG54
可以写成下述形式：
Figure 92104299X_IMG55
其中ψ是由传输通道引入的相移。
调制解调器30将所接收的信号
Figure 92104299X_IMG56
转换成量化的I和Q分量，其中：
Figure 92104299X_IMG57
I和Q分量被提供给译码器32，并在这里被转换成3位扇区值（
Figure 92104299X_IMG58
），根据等式（3）和（4），扇区值（ ）再一次涉及到所接收信号的相位。公知的调制解调电路和技术被用于将所接收信号的相位转换成I和Q分量。如公知的调制解调器30还可以包括一个天线系统、RF电路和一个将所接收的信号转换成基带所需的降频转换电路。
调制解调器30提供I和Q分量的输出给译码器32，以用于译码和误差校正。译码器32包括转移度量和扇区确定电路34、转移度量和扇区转动电路36、标准速率检测电路38、Viterbi译码器40、多路转换器42和44、微分译码器46、48、和50，以及卷积编码器52。除了电路34和38以外，译码器32最好也是具有常规设计元器件的VLSI结构。虽然电路34和38可以在单片VLSI上提供，但最好它能单独提供元器件给终端用户，以使其具有灵活性并具有常规设计。也应当理解，卷积编码器52可以集成在Viterbi译码器40之内。
I和Q分量被提供给确定电路34，该电路通常包括一个余切查寻表（未示出），而该表通常是由用于存储值
Figure 92104299X_IMG60
的只读存储器提供的。 值也被提供给一个只读存储器的扇区值和转移度量查寻表（未示出），该表除了相应于每个
Figure 92104299X_IMG62
值的转移度量以外，还存储三位扇区值。确定电路34输出扇区值和转移度量给转动电路36。
假如利用在Viterbi评码器40中的通常是高标准速率的检测电路38进行检测，那么转动电路36就要转动三位扇区值和相应的转移度量。在8-PSK系统中，执行相应于扇区值移动45°和相关转移度量的转动。转动电路36可以再次构成为一个查询表，该表响应来自检测电路38的信号，用以移动扇区值和转移度量。下面对此还要详述。
转动电路36还包含一个延迟元件（未示出），用以在扇区值传输过程中提供一个延迟，该延迟作为转动电路36的输出，该延迟是因为Viterbi译码器40需要计算时间而要求的。
使用在需要时可以转动的转移度量和扇区值（
Figure 92104299X_IMG63
），译码器40分别产生δ和a的最佳估计，记作
Figure 92104299X_IMG64
和
Figure 92104299X_IMG65
’。在译码处理过程中，可以使用实际译码的简化处理，这正是前述专利申请的目的。
如前所述的译码器40提供一个由标准速率检测电路38使用的标准数据输出去检测具有45°、135°、225°和315°通道相移的高标准速率。根据对高标准速率的检测，检测电路38向转动电路36提供一个控制信号，除了在扇区值位（ ）内的相应移动以外，转动电路36响应上述控制信号，还要在转移度量方面提供相应于移动π/4信号间隔的移动。这种扇区值的移动导致了相应于0°、90°、180°和270°相移的扇区值。在每一个这样的相移处，Viterbi译码器能够恢复数据。然而，除了0°相移以外的情况（所谓“0”相移情况就是在这种情况下，数据被通道相位移是清楚的），Viterbi译码器不能检测出数据是否由于通道相移的结果出现了误差，因此，Viterbi译码器将产生一个原始信号的错误估计。本发明扩大了Viterbi译码器，从而允许判定数据中由通道相位移引起的相位多义性误差。
译码器40提供位 输出给微分译码器50和卷积编码器52作为它们的输入。由于在传输端位δ在卷积编码以前就被微分编码了，所以在接收端位
Figure 92104299X_IMG68
的微分编码必须被译码从而去恢复位
Figure 92104299X_IMG69
。位
Figure 92104299X_IMG70
是该原编码的位β的一个估计。
为了恢复所传输位α的一个估计（该传输位总是由
Figure 92104299X_IMG71
指定的），
Figure 92104299X_IMG72
’位流必须被分成两个位流，每个位流能够独立地微分译码，然后再把它们重新组合成一个单一的位流。一个位流分解成两个位流和它们的重新组合，其方式与图2所示编码器相同。已分离的位流的分离和组合位流的控制是由扇区值的中间位提供的。然而，由于在接收时，扇区值的中间位的位置，即位b，可能会产生误差，所以最好在位流 ’译码过中使用该位以前校正该误差。因此，间接相应于校正扇区值的位
Figure 92104299X_IMG74
被卷积编码以产生位（
Figure 92104299X_IMG75
）。
作为对位 重新编码从而取得位（ ）（其中位
Figure 92104299X_IMG78
’的使用方法如上所述）的取代方法，可以从I和Q输入直接获得这些位的不太可靠的估计。就由I和Q分量直接产生的相应位而言，使用由Viterbi译码器40产生的误差校正数据产生的位 ’将导致该位误差的减少。
使用所提供的技术，由于位（
Figure 92104299X_IMG80
）是原来所传输位（b、c）的估计，所以在这些估计中有可能发生误差。该位
Figure 92104299X_IMG81
’的误差将导致位 中三个误差的最大误差，然而，使用所提供的重新编码技术，将导致位 中误差可能数量的最小值。
因此，译码器40输出位
Figure 92104299X_IMG84
也被提供给卷积编码器52的输入端以产生位
Figure 92104299X_IMG85
，这些位是传输相位点位（b、c）的经校正后的估计。卷积编码器52输出的位（
Figure 92104299X_IMG86
）的最高有效位（ ’）作为选择信号被提供给多路转换器42和44中每一个的选择输入端。尽管卷积编码器52也产生位
Figure 92104299X_IMG88
’，但这个位未被使用。
多路转换器42通常是个1∶2多路转换器，它根据其选择选入端提供的选择信号的状态，把存在于其数据输入端上的数据提供给两个输出端中被选择的一个。在该特定情况下，多路转换器42该输入端上的数据是来自Viterbi译码器的位
Figure 92104299X_IMG89
’。由于选择信号输入端被耦合到卷积编码器52的位 2’输出端，所以，由位
Figure 92104299X_IMG91
产生的位
Figure 92104299X_IMG92
’的状态确定了在多路转换器42的哪一个输出端上出现位
Figure 92104299X_IMG93
’。当位
Figure 92104299X_IMG94
’的状态处于一种逻辑状态，例如为逻辑“0”时，多路转换器42在第一输出端上输出位
Figure 92104299X_IMG95
’作为位
Figure 92104299X_IMG96
1’，类似地，当位
Figure 92104299X_IMG97
’的状态处于另一种逻辑状态，例如逻辑“1”时，多路转换器42在第二输出端上输出位
Figure 92104299X_IMG98
’作为位
Figure 92104299X_IMG99
2’。实际上，根据由卷积编码器52所输出的位对（
Figure 92104299X_IMG100
）的最高有效位，即位（
Figure 92104299X_IMG101
’）的状态，位流 ’被分成为两个位流。
多路转换器42的每个输出端被分别耦合到微分译码器46和48各自的输入端。因此，位
Figure 92104299X_IMG103
1’被提供给译码器46，而位 ’被提供给译码器48。微分译码器46和48每个都就前面相应接收的位对所接收的位 1’或
Figure 92104299X_IMG106
2’进行微分译码。位
Figure 92104299X_IMG107
1’和
Figure 92104299X_IMG108
2’的微分译码可由公知的任一种技术完成。仅有当新的输入位提供给微分译码器46和48时，它们才会被再次使用。微分译码器46和48中的每一个分别提供输出位
Figure 92104299X_IMG109
1’和
Figure 92104299X_IMG110
2’，以用于每一相应的输入位
Figure 92104299X_IMG111
1’或
Figure 92104299X_IMG112
2’。位α1或α2分别由微分译码器46和48提供，以用于分离多路转换器44的数据输入。
多路转换器44通常是一个2∶1多路转换器，根据在选择输入端上所提供的选择信号，它在由两个输入端上所存在的数据，在所选择出来的输出端上提供数据。当在多路转换器44的输出端上提供多路转换器44输入端上的位
Figure 92104299X_IMG113
1’和
Figure 92104299X_IMG114
2’时，它就作为位
Figure 92104299X_IMG115
。为输出而选择的位 1’和
Figure 92104299X_IMG117
2’是依据由位 所产生的位
Figure 92104299X_IMG119
’的状态来确定的。实际上，位流
Figure 92104299X_IMG120
1和
Figure 92104299X_IMG121
2依据由卷积编码器52所输出的位对（
Figure 92104299X_IMG122
）的最高有效位，即位
Figure 92104299X_IMG123
’被合并成单一的位流
Figure 92104299X_IMG124
。
下面转过来看16-PSK调制的情况，图4示出了信号间隔和相应的数据变换。信号间隔被划分为在扇区起始处具有信号降落的16个扇区。在16-PSK调制模式下，与信号相对应的每个扇区由4位扇区值（W、X、Y、Z）表示。
在16-PSK调制情况下，接收器和发射器之间的相位差可以是0°、22.5°、45°、67.5°、90°、112.5°、135°、157.5°、180°、202.5°、225°、247.5°、270°、292.5°、315°或337.5°。由于在这些情况下无噪声通道的有效误差速率仍为50%，所以，利用Viterbi译码器在接收机中就能检测出22.5°、67.5°、112.5°、157.5°、202.5°、247.5°、292.5°、315°或337.5°的相移。用于检测这些特定相移的技术仍然是监视状态度量的增长，即状态度量的标准速率是否已经异常的高。根据这个相位状态的检测，校正可以通过移动转移度量，诸如在相位间隔中简单地步进π/8来实现。
然而，利用Viterbi译码器不能检测出45°、90°、135°、180°、225°、270°和315°的相移，因此，就必须利用另外的装置去校正这些状态。表Ⅱ示出了用于45°增量相移的传输数据和相应接收的数据。由于本讨论中仅假定相移45°、90°、135°、180°、225°、270°、和315°，以及没有其它噪声，所以符号（ ）能够适用于所接收的相位点或相应的扇区值。
表Ⅱ
Figure 92104299X_IMG126
从表Ⅱ可以看出，在传输通道中存在相移时，所接收相位点的两个最低有效位，即利用透明卷积码编码的位
Figure 92104299X_IMG127
和
Figure 92104299X_IMG128
仍然是不是相同的就是相反的。在TCM编码器中，恰在卷积编码器之前并在TCM译码器中Viterbi译码器之后使用标准的二进制微分编码器能够校正这两个最低有效位中的相位多义性。然而，克服在接时相位点最高有效位，即位
Figure 92104299X_IMG129
和
Figure 92104299X_IMG130
相移的影响，特别是对于这些位中的一个、两个或没有一个是互补的45°、135°、225°、和315°相移的影响是特别困难的。
对于90°、180°和270°相移而言，编码后的位（
Figure 92104299X_IMG131
和
Figure 92104299X_IMG132
）是正确的，而对于相移45°、135°、225°、和315°，编码后的位（
Figure 92104299X_IMG133
和
Figure 92104299X_IMG134
）却被变换成了与相应传输位相反的值。如前所述，在编码器和译码器中使用微分编码器将保证所接收的位（
Figure 92104299X_IMG135
和
Figure 92104299X_IMG136
）是正确的。
对于16-PSK调制，除了将在后面讨论的ζ估计符号
Figure 92104299X_IMG137
之外，Viterbi译码器产生一个所传输相位点最高有效位（w、x）的估计（
Figure 92104299X_IMG138
’、
Figure 92104299X_IMG139
’）。Viterbi译码器的工作方式是前述专利申请的主题。在无噪声情况下，（
Figure 92104299X_IMG140
’和 ’）与（
Figure 92104299X_IMG142
、 ）是相同的。
就90°、180°和270°相移而言，未编码的位，即位（
Figure 92104299X_IMG144
和
Figure 92104299X_IMG145
）都相对于相应的传输位旋转地移动一个固定量。参见图5，未编码位（
Figure 92104299X_IMG146
、
Figure 92104299X_IMG147
）可以由反射码（格雷编码）表示。对于90°、180°和270°相移，未编码位依据图5所示变换模式分别旋转一个固定量、即-90°、180°和+90°。但对45°、135°、225°、和270°相移，在未编码位（
Figure 92104299X_IMG148
）中不存在固定旋转量。
在表Ⅱ中，为了说明起见，突出了未编码位（
Figure 92104299X_IMG149
）的一旋转对。在90°、180°和270°相移情况下，利用4相（4Φ）微分编码/译码来校正固定旋转。无论在未编码位（ ）中是否发生了旋转，依据图5所示变换的位的旋转都可以由4个位（
Figure 92104299X_IMG151
Figure 92104299X_IMG152
）中的位 来识别。尽管最好使用位
Figure 92104299X_IMG154
的误差校正形式，但用于说明目的，表Ⅱ认为位 不需要校正并且和经误差校正的位
Figure 92104299X_IMG156
’是相同的。
参见表Ⅱ，在45°相移情况下，当编码的位 的误差校正形式为“1”时，未编码位（
Figure 92104299X_IMG158
）旋转-90°，而当编码位
Figure 92104299X_IMG159
误差校正形式为“0”时，未编码位（
Figure 92104299X_IMG160
）不变。在90°相移情况下，不考虑编码位
Figure 92104299X_IMG161
误差校正形式的状态，未编码位（
Figure 92104299X_IMG162
）旋转-90°。在135°相移情况下，当编码位 误差校正形式为“1”时，未编码位（
Figure 92104299X_IMG163
）旋转180°。当编码位 的误差校正形式为“0”时，未编码位（ ）旋转-90°。在180°相移情况下，不考虑编码位 误差校正形式的状态，未编码位（ ）旋转180°。
在225°相移情况下，当编码位
Figure 92104299X_IMG168
误差校正形式为“1”时，未编码位（
Figure 92104299X_IMG169
）旋转+90°。当编码位
Figure 92104299X_IMG170
的误差校正形式为“0”时，未编码位（
Figure 92104299X_IMG171
）旋转180°。在270°相移情况下，不考虑编码位
Figure 92104299X_IMG172
误差校正形式的状态，未编码位（
Figure 92104299X_IMG173
）旋转+90°。最后，在315°相移情况下，当编码位
Figure 92104299X_IMG174
误差校正形式为“1”时，未编码位（
Figure 92104299X_IMG175
）不变，但当编码位 误差校正形式为“0”时，未编码位（
Figure 92104299X_IMG177
）旋转+90°。
在90°、180°和270°相移情况下的未编码位（
Figure 92104299X_IMG178
）的连续4相微分编码将判定该位的旋转。但对于45°、135°、225°、和225°相移来讲，仅仅是这样一种技术还不能判定未编码位（
Figure 92104299X_IMG179
）中存在的不相容的旋转。在这种情况下，编码位
Figure 92104299X_IMG180
，最好是使用误差校正形式
Figure 92104299X_IMG181
’作为旋转指示以对微分编码加以补充。
在TCM编码器中，利用编码位y将位对（η、ε）流分成两个独立的位对流（η、ε）1和（η、ε）2。每个未编码位（η、ε）1和（η、ε）2的位对流利用标准的4相微分编码器彼此相互独立地被微分编码。编码位y然后被用于合并两个微分编码的位流（η、ε）1和（η、ε）2以产生位（w、x）。
在TCM译码器中，使用用于误差检测和校正的Viterbi译码器对编码的位（y、z）译码。由Viterbi译码器导出的位ζ然后被卷积编码产生位
Figure 92104299X_IMG182
’和 ’。位 ’被用于将一对位流（
Figure 92104299X_IMG185
）分成两个位流（
Figure 92104299X_IMG186
）1和（ ）2，并从Viterbi译码器输出端输出。两个未编码位流（
Figure 92104299X_IMG188
和
Figure 92104299X_IMG189
）1和（
Figure 92104299X_IMG190
、
Figure 92104299X_IMG191
）2中的每一个利用标准的4相微分译码器被分别独立地微分译码，以产生相应的位流（
Figure 92104299X_IMG192
）1和（ ）2。然后，编码的位
Figure 92104299X_IMG194
’被用于将两个微分编码的位流（
Figure 92104299X_IMG195
）1和（ ）2合并起来以产生位
Figure 92104299X_IMG197
。使用用于微分编码器/译码器选择的们
Figure 92104299X_IMG198
’对分别的位流进行微分编码和译码的技术允许位对（
Figure 92104299X_IMG199
’和
Figure 92104299X_IMG200
’）中存在的旋转被判定出来。
在使用格式编码调制的通信系统中，必须以允许对数据进行译码而又能克服由传输、通道引起的相位多义性的方式对数据进行编码。因此，图6示出了用于16-PSK调制并不具有相位基准的本发明格式编码调制编码器100的典型实施例。编码器100接收3位输入数据（η、ε、ρ）并产生相应的4位相位点值（w、x、y、z）。
相位点值从编码器100输出给其中载波信号的相位依据图4所示数据扇区变换模式移动的16-PSK变换器或调制解调器102。调制解调器102输出相移载波信号（Φ），其中，
Φ＝Acos（2πfct+θ） （12）
A是该信号的幅值（通常是常数）;
fc是载波频率;和
θ是相应于该扇区值的相位偏移，
其中：
θ＝（w·180°）+（（w-x）2·90°）+（y·45°）+（（y-z）2·22.5°） （13）
调制解调器102可以是由使用公知相移技术传统相移键控（PSK）数字传输调制解调器。
举例用编码器100包括多路转换器104和106、4相微分编码器108和110、二进制微分编码器112和卷积编码器114。编码器100最好是一种具有与传统设计不同的元件的VLSI结构。3位数据（η、ε、ρ）同时输入给编码器100，位（η、ε）输入给多路转换器104，位ρ输入给微编码器112。
在每3个输入位（η、ε、ρ）中，微分编码器112接收每个位ρ，并对所接收的每个位ρ进行微分编码。除了微分编码器的电路设计以外，用于对位ρ进行微分编码的技术是公知的。相应于一个输入位ρ的每个微分编码位或符号（ζ）从微分编码器112输出并作为卷积编码器114的输入。所举实施例中的卷积编码器114是一个1/2速率、K＝7的卷积编码器，它对每个输入位δ进行卷积编码从而提供两个相应的输出位或符号（y、z）。除卷积编码器的电路设计以外，对位ζ进行卷积编码的技术是公知的。编码器100输出位（y、z），作为输入给调制解调器102的输入端。
位对（y、z）的最高有效位，即位y从卷积编码器114输出给多路转换器104和106中每一个的选择输入端，作为选择信号。多路转换器104通常是个1∶2多路转换器，它依据其选择输入端上选择信号的状态，将其数据对输入端上的数据提供给所选择的两个数据对输出端中的一个。在该特定情况下，多路转换器104数据对输入端上出现的数据是当前位组（η、ε、ρ）的位（η、ε）。由于选择信号输入端耦合到卷积编码器114的位y输出端，所以由当前位组（η、ε、ρ）的位ρ所产生的位y的状态就确定了位对（η、ε）出现在多路转换器104的哪个数据对输出端上。当位y的状态处于一种逻辑状态，例如逻辑“0”时，多路转换器104在第一输出端输出位对（η、ε）作为位对（η、ε）1。类似地，当位y的状态是另一种逻辑状态，如逻辑“1”时，多路转换器104在第二输出端输出位对（η、ε）作为位对（η、ε）2。实际上，根据卷积编码器114所输出的位对（y、z）的最高有效位，即位y，位对（η、ε）流被分成两个位流。
多路转换器104的每个位对输出被耦合到微分编码器108和110各自的位对输入端上，位对（η、ε）1被提供给微分编码器108，而位对（η、ε）2相应地被提供给微分编码器110。微分编码器108和110中的每一个就前面所接收的位对各自接收的位对（η、ε）1或（η、ε）2进行微分编码。对位对（η、ε）1或（η、ε）2进行的微分编码可由任一公知技术完成。只有在新的输入位对提供给微分编码器108和110时，它们才被再次使用。微分编码器108和110中的每一个分别提供与所接收的每一相应位对（η、ε）1或（η、ε）2相关的输出位对（w、x）1或（w、x）2。微分编码器108和110向多路转换器106的各数据对输入端分别提供位对（w、x）1和（w、x）2。
多路转换器106通常是2∶1多路转换器，它根据在选择输入端所提供的选择信号，在由两个数据对输入端上存在的数据所选择的数据对输出端上提供数据。当多路转换器106数据对输入端上出现的位对（w、x）1和（w、x）2出现在多路转换器106的数据对输出端上时，就作为位或符号对（w、x）。位对（w、x）是根据由当前位组（η、ε、ρ）的位ρ所产生的位y及状态确定的。实际上，位对流（w、x）1和（w、x）2被合并成相应于从卷积编码器114输出的位对（y、z）的最高有效位，即位y的单一位流。
除了位对（y、z）以外，在调制解调器102的各自输入端上还提供有位对（w、x）。调制解调器102以从4相位点值的最高有效位到最低有效位的位顺序（w、x、y和z）组合数据位w、x、y和z。如前所述，调制解调器102提供移相载波信号（Φ）。
图7示出了本发明用于16-PSK信号解调并不带有相位基准的调制解调器120和TCM译码器122的实施例。调制解调器120接收相移载波信号
Figure 92104299X_IMG201
，该信号
Figure 92104299X_IMG202
包含有载波中相移形式存在的信息。但可能出现导致传输信号Φ相移的通道状态。所接收的信号
Figure 92104299X_IMG203
仍可由等式（10）来表示。
调制解调器120根据等式（10）将所接收的信号
Figure 92104299X_IMG204
转换成量化的I和Q分量。I和Q分量被提供给译码器122，并在其中被转换成4位扇区值（
Figure 92104299X_IMG205
）。根据等式（12）和（13），扇区值（
Figure 92104299X_IMG206
）再一次涉及到所接收信号的相位。利用公知的调制解调电路和技术可以将所接收信号的相位转换成I和Q分量。调制解调器120可以进一步包括天线系统、RF电路以及在公知技术中所知的将所接收信号转换成基带所必须的降频转换电路。
调制解调器120向译码器122提供用于译码和误差校正的I和Q分量输出。译码器122包括转移度量和扇区确定电路124、转移度量和扇区旋转电路126、标准速率检测电路128、Viterbi译码器130、多路转换器132和134、4相微分译码器136和138二进制微分译码器140和卷积编码器142。除电路124和128以外，译码器122最好仍然是具有传统设计元件的VLSI结构。虽然也可以在VLSI单芯片上提供电路124和128，但最好这些元件能单独提供以增加终端用户的灵活性并具有传统设计。同样，卷积编码器142可以集成在Viterbi译码器130中。
I和Q分量提供给确定电路124，该电路通常含有一个由用于存储
Figure 92104299X_IMG207
值的只读存储器构成的余切查寻表（未示出）。 的值被提供给扇区值和转移度量查询表（未示出），该查询表通常也是由只读存储器构成的，该只读存储器除了存储相应于每个
Figure 92104299X_IMG209
值的转移度量以外，还存储4位扇区值。扇区值和转移度量从确定电路输出给旋转电路126。
若检测电路128在Viterbi译码器130中检测出一个通常的高标准速率，那么，旋转电路126将旋转4位扇区值和相应的转移度量。在16-PSK系统中，执行相应于在扇区值和相关转移度量方面的22.5°移位的旋转。旋转电路仍然可由一个查询表构成，它响应来自检测电路128的信号以用于使扇区值和转移度量移位。有关旋转的细节下面将予以讨论。
旋转电路126也包含一个延迟元件，用于根据Viterbi译码器130所需的计算时间在扇区值从旋转电路126输出的传送过程中提供延时。
如果需要旋转，那么，使用转移度量和扇区值（
Figure 92104299X_IMG210
），译码器130产生分别表示为ζ和（
Figure 92104299X_IMG211
）的ζ和（w、x）的最佳估计。前述专利申请所披露的方法可以用于去产生这些值。
前述译码器130还可以提供一个由用于标准速率检测电路128的标准数据输出去检测指示22.5°、67.5°、112.5°、157.5°、202.5°、247.5°、292.5°、315°或337.5°通道相移的高标准速率。根据对高标准速率的检测，检测电路128提供一个控制信号给旋转电路126，该电路响应上述控制信号，除了扇区值位（
Figure 92104299X_IMG212
）的相应移位以外，还要提供相应于π/8信号间隔移位的转移度量移位。该扇区值的移位导致了相应于0°、45°、90°、135°、180°、225°、270°和315°中一个的相位移。在每一个这种相位移上，Viterbi译码器可以恢复数据。但除对0°相移以外的情况（所谓0°相移就是指在这种情况下，数据未发生通道相移），Viterbi译码器是不能检测出该数据由于通道相移的结果而处于错误的状态，因此，Viterbi译码器将产生一个原信号的错误估计。本发明扩大了Viterbi译码器，使其能判定数据中由通道相移引起的相位多义性误差。
译码器130输出位
Figure 92104299X_IMG213
并将该位
Figure 92104299X_IMG214
同时提供给微分译码器140和卷积编码器142的各自输入端。由于在传输终端中位ζ是在卷积编码以前进行微分编码的，所以在接收终端中，位
Figure 92104299X_IMG215
的微分编码必须被译码以恢复位
Figure 92104299X_IMG216
，该位
Figure 92104299X_IMG217
是原编码位ρ的一个估计。
为恢复所传输位对（η、ε）的估计，即位对（
Figure 92104299X_IMG218
），成对的位流（
Figure 92104299X_IMG219
）必须首先被分成两个位流，其中的每一个位流都被独立地进行微分译码，然后，再把它们重新组合成一个单一的位对流。把该位对流分成两个位对流以及把它们重新组合起来的方式类似于图6所示编码器所使用的方式。控制被分离位对流的分离和组合是由扇区值位
Figure 92104299X_IMG220
提供的。但是，由于在接收时该扇区值的这个位可能产生误差，所以在使用位对流（
Figure 92104299X_IMG222
）译码过程中的该位以前，最好对该误差进行校正。因此，与校正后扇区值间接相对应的位
Figure 92104299X_IMG223
’被卷积编码以产生该位（ ）。
另外，作为取代如上所讨论的，利用位
Figure 92104299X_IMG226
’对位 重新编码以获得位（
Figure 92104299X_IMG228
）的方法，还可以直接通过I和Q输入来获得这些位的不太可靠的估计。使用由Viterbi译码器130输出的经误差校正后的数据所产生的位
Figure 92104299X_IMG229
’，还导致了这个位相对于直接由I和Q分量产生的相应位的误差减少。
利用所提供的技术，应当看到由于位（
Figure 92104299X_IMG230
）是原传输位（y、z）的一个估计，所以在这些估计中可能产生错误，但使用所提供的重新编码技术导致了位对（ ）中所可能产生误差量的最小值。
因此，译码器130输出的位 也提供给卷积编码器142的输入端，以产生一个所传输相位点位（y、z）经校正后的估计位（
Figure 92104299X_IMG233
）。卷积编码器142输出该位对（
Figure 92104299X_IMG234
）的最高有效位（
Figure 92104299X_IMG235
’），并作为选择信号提供给多路转换器132和134中每一个的选择输入端。虽然卷积编码器142也产生位
Figure 92104299X_IMG236
’，但该位
Figure 92104299X_IMG237
’没有使用。
多路转换器132通常是1∶2多路转换器，它根据其选择输入端所提供的选择信号的状态，将其数据对输入端上出现的数据提供给两个数据对输出端中被选中的一个。在该特定情况下，多路转换器132输入端上出现的数据是来自Viterbi译码器的位对（
Figure 92104299X_IMG238
）。由于选择信号输入端被耦合给卷积编码器142的位
Figure 92104299X_IMG239
’输出端，所以由位
Figure 92104299X_IMG240
所产生的位 ’的状态确定了在多路转换器132的哪一个数据对输出端上出现位对（ ）。当位
Figure 92104299X_IMG243
’的状态处于一种逻辑状态，如逻辑“0”时，多路转换器132的第一数据对输出端上输出位对（
Figure 92104299X_IMG244
），作为位对（
Figure 92104299X_IMG245
）1，类似的，当位
Figure 92104299X_IMG246
’的状态是另一种逻辑状态，如逻辑“1”时，多路转换器132的第二数据对输出端上输出位对（
Figure 92104299X_IMG247
）作为位对（ ）2。实际上，根据由卷积编码器142所输出的位对（
Figure 92104299X_IMG249
）的最高有效位，即位
Figure 92104299X_IMG250
’的状态，位对流（ ）被分成两个位对流。
多路转换器132的每个数据对输出端被耦合到4相微分译码器136和138各自的输入端上。位对（ ）1被提供给译码器136，而位对（
Figure 92104299X_IMG253
）2被提供给译码器138。微分译码器136和138中的每一个就它们前面所相应接收的位对，利用4相技术对分别接收的位对（
Figure 92104299X_IMG254
）1或位对（
Figure 92104299X_IMG255
）2进行微分译码。位对（
Figure 92104299X_IMG256
）1或（
Figure 92104299X_IMG257
）2的微分译码可以由公知的任一种4相微分译码技术来实现。然后，仅当有一个新的输入位对提供给它时，微分译码器136和138才被再次使用。微分译码器136和138中的每一个分别提供一个与相应输出位对（ ）1或（
Figure 92104299X_IMG259
）2中的每一个相关的输出位对（ ）1或（
Figure 92104299X_IMG261
Figure 92104299X_IMG262
）2去分离多路转换器134的数据输入。
多路转换器134通常是2∶1多路转换器，该多路转换器134根据在选择输入端所提供的选择信号在由两个数据对输入端上的数据对所选择的数据对输出端上提供一个数据对。当在多路转换器134的数据对输入端上存在的位对（
Figure 92104299X_IMG263
）1和（
Figure 92104299X_IMG264
）2出现在多路转换器134的数据对输出端上时，就作为位对（
Figure 92104299X_IMG265
）。选择用于输出的位对（
Figure 92104299X_IMG266
）1或（ ）2是根据由位
Figure 92104299X_IMG268
所产生的位
Figure 92104299X_IMG269
’的状态确定的。实际上，位对流（
Figure 92104299X_IMG270
）1或（
Figure 92104299X_IMG271
）2被合并成相应于来自卷积编码器142的位对（
Figure 92104299X_IMG272
）最高有效位，即位 ’的单一位对流（
Figure 92104299X_IMG274
）。
利用前述编码器和译码器模式使得格式编码调制在数据通信系统成为一种切实可行的技术。因此，本发明允许在格编码数据的编码和译码中执行一个可行的判定，从而克服由传输通道所导致的相位多义性。编码器和译码器可以VLSI形式在各个芯片上，最好是在单个芯片上构成。另外，由于8-PSK和16-PSK调制的编码器可以通过共用一些公共元件来集成化形成，对于译码器也是如此。虽然本发明所举实施例仅披露了1/2速率，限制长度K＝7，且仅用于8-PSK和16-PSK调制，但本发明技术可以扩展成包括另外的编码速率、限制长度和更高等级的M一元调制。
还应当理解，本发明不仅仅适用于卷积编码，也适用于透明分程序编码。在图2和图6所示编码器10和100的另一实施例中，编码器24和114就是分程序编码器。在该实施例中，必须考虑为通过编码器10和100的数据定时。分程序编码器必须具有位β或ρ的全部输入分程序以产生相应的输出分程序。由于来自分程序编码器的输出位控制位α和（η、ε）的多路转换编码，所以必须保证分程序编码器的输出和相应位α和（η、ε）多路转换器的输入之间的协调。在多路转换器14和104输入前面的存储器或移位寄存器这样的电路，应当接收α或（η、ε）位。当利用适当的寻址和定时逻辑来提供时，移位寄存器以外的这些位的计时应与分程序编码器输出的编码位相协调。这种技术应保证在这些位多路转换编码的控制过程中，来自分程序编码器的编码位的分程序与输入α或（η、ε）中的一个相对应。
在译码器终端，应当用具有把作为软判定数据直接输入给分程序译码器的扇区值的最低有效位（
Figure 92104299X_IMG275
）或（
Figure 92104299X_IMG276
）的相应分程序译码器替换Viterbi译码器40和130。编码器52和142也应当是分别与相应编码器10或100中的分程序编码器相同的分程序编码器。另外，还必须控制通过多路转换器译码电路的位
Figure 92104299X_IMG277
和（
Figure 92104299X_IMG278
）的定时，诸如具有适当寻址/定时逻辑的存储器或移位寄存器电路应当保证分程序译码器 输出的译码位分程序中的每一位与α和（η、ε）位原始译码控制过程中所使用的位b或y的重新编码估计中的一个相对应。
前述实施例使得本专业技术领域以内的任何人能够制造或使用本发明。对于本专业技术领域的人而言，上述实施例可以很容易地予以修改，但这里所规定的基本原理也可以应用到其它实施例中而不需要发明技巧。因此，本发明并不受限于这里所举实施例，并且具有与这里所披露的原理和新颖特性相符合的最宽的范围。

Claims (45)

1、一种对用户数据进行格式编码的装置，该用户数据作为相位点数据用于通信通道的M-元调制和传输过程中，包括：
第一编码器装置，用于以输入用户数据位设置的顺序接收来自每集输入用户数据位的第1数据位组，并根据第一编码格式对每一第1数据位组进行编码，从而提供第1编码的位组，并根据第二编码格式对每一个第1编码的位组进行编码，从而提供相应的第2编码的位组；
第二编码器装置，用于接收来自每集输入用户数据位的第2数据位组，并响应上述第2编码位组的一个特定位，从而在多个数据通道中所选择出来的一个数据通道上提供每一第2数据位组，当在每一选定数据通道提供上述位组时，依据第三编码格式对每个第2数据位组进行编码，并从每个选定数据通道提供一个输出作为第3编码的位组，和
其中相应的第2和第3编码的位组总起来表示用于相应输入用户数据位集的相位点数据。
2、根据权利要求1的装置，其中所述第2和第3编码的位组分别表示相位点数据的最低和最高有效位。
3、根据权利要求1的装置，其中每个输入用户数据集由具有每一个都分别包含所述数据位对的不同数据位的所述第1数据位组和所述第2数据位组的一对数位组成。
4、根据权利要求1的装置，其中每一输入用户数据位集由3个数据位组成，该3个数据具有由一个单一数据位组成的一个数据位组和一个由剩下的一对数据位组成的另一个数据位组。
5、根据权利要求1的装置，其中所述的第一和第三编码格式为二进制微分编码，所述第二编码格式为卷积编码。
6、根据权利要求1的装置，其中所说的第一编码格式是二进制微分编码，所说的第二编码格式是卷积编码，所说的第三编码格式是4相微分编码。
7、根据权利要求1的装置，其中所说的第一和第三编码格式是二进制微分编码，所说的第二编码格式为透明分程序编码。
8、根据权利要求1的装置，其中所述的第一编码格式是二进制微分编码，所述的第二编码格式为透明分程序编码，所述的第三编码格式是4相微分编码。
9、根据权利要求3的装置，其中所述的第一编码器装置包括：
第一微分编码器装置，用于接收和微分编码所述第1数据位组的数据位组的数据位，并提供一个相应的第1输出位，和
卷积编码器装置，用于接收和卷积编码所述第1输出位，并提供一对第2输出位作为所述第2编码的位组。
10、根据权利要求9的装置，其中所述第二编码器装置包括：
第一多路转换器装置，用于接收所述第2数据位组的数位和一个所述第2输出位，所述第一多路转换器装置响应所述第2输出位中的一个，在第一多路转换器装置两个输出端中所选定的一个上提供所述第2数据位组的所述数据位，并作为第3输出位;
第二微分编码器装置，用于当来自第一多路转换器两个输出的另一个提供给它时，接收和微分编码所述第3输出位，并提供相应的第4输出位，和
第二多路转换器装置，用来分别接收所述的第3和第4输出位，所述第二多路转换器装置响应所述第2输出位中的一个，以提供第3和第4输出位中选定一个的输出。
11、根据权利要求4的装置，其中所述第一编码器装置包括：
第一微分编码器装置，用于接收和微分编码所述1数据位组的所述数据位，并提供相应的第1输出位;和
卷积编码器装置，用于接收和卷积编码所述第1输出位，并提供一对第2输出位，作为所述第2编码的位组。
12、根据权利要求11的装置，其中所述第二编码器装置包括：
第一多路转换器装置，用于接收所述第2数据位组的一对数据位和一个所述第2输出位，所述第一多路转换器装置响应所述第2输出位中的一个，用于在第一多路转换器两个输出端中选定的一个上提供一对数据位，作为第1输出位对;
第二微分编码器装置，用于当第一多路转换器装置两个位对输出中的一个分别提供给它时，接收和微分编码所述第1输出位对，并提供相应的第2输出位对;
第三微分编码器装置，用于当所述第一多路转换器两个位对的另一个输出提供给它时，接收和4相微分编码所述第2输出位对，并提供相应的第3输出位对;和
第二多路转换器装置，用于分别接收所述第3和第4输出位对，所述第二多路转换器装置响应所述的第2输出位的一个，以提供所述第3和第4输出位对中选定的一个输出。
13、根据权利要求1的装置，还包括调制解调器装置，以和相位点数据相同的予定顺序接收和组合所述第2和第3编码的位组，提供载波信号，并根据予定的相位点数据/相位移变换模式使用于每个相位点数据的所述载波信号相位移。
14、用于8-PSK调制的格式编码器，包括：
第一微分编码器，它具有能够接收一集两个输入数据位中一个数据位的输入端和一个输出端;
卷积编码器，它具有一个耦合到所述第一微分编码器输出端的一个输入端，最高有效位输出端和最低有效位输出端;
第一多路转换器，它具有能够接收上述具有两个输入数据位集中的另一个数据位的数据输入端，耦合到所述卷积编码器最高有效位输出端的选择输入端和一对输出端;
第二微分编码器，具有耦合到所述第一多路转换器一个输出端上的输入端。
第三微分编码器，每个都具有耦合到所述第一多路转换器另一个输出端上的输入端;和
第二多路转换器，具有一对数据输入端，每一个分别耦合到所述第二和第三微分编码器输出端中不同的一个，还具有一个耦合到所述卷积编码器最高有效位输出端的选择输入端及一个输出端。
15、根据权利要求14的编码器，其中所述的卷积编码器是1/2速率卷积编码器。
16、根据权利要求14的编码器，其中所述第一、第二和第三微分编码器是二进制微分编码器。
17、根据权利要求15的编码器，其中所述第一、第二和第三微分编码器是二进制微分编码器。
18、用于16-PSK调制的格式编码器，包括：
第一微分编码器，具有能够接收一集3个输入数据位中一个数据位的输入端和一个输出端;
卷积编码器，具有一个耦合到所述第一微分编码器输出端的一个输入端，一个最高有效位输出端和一个最低有效位输出端;
第一多路转换器，具有能够接收所述3个输入数据位集中一对其它数据位的数据位对输入端，一个耦合到所述卷积编码器最高有效位输出端的选择输入端和一对数据位对输出端;
第二微分编码器，具有耦合到所述第一多路转换器数据位对输出端中一个上的数据位对输入端;
第三微分编码器，每一个都具有耦合到所述第一多路转换器数据位对输出端中另一个上的数据位对输入端;和
第二多路转换器，具有一对数据位对输入端，其中每一个都耦合到所述第二和第三微分编码器数据位对输出端中不同的一个，另外还具有耦合到所述卷积编码器最高有效位输出端的选择输入端和一个数据位对输出端。
19、根据权利要求18的编码器，其中所述的卷积编码器是1/2速率卷积编码器。
20、根据权利要求18的编码器，其中所述的第一微分编码器是二进制微分编码器，所述的第二和第三微分编码器是4相微分编码器。
21、根据权利要求19的编码器，其中所述第一微分编码器是二进制微分编码器，所述第二和第三编码器是4相微分编码器。
22、一种将用户数据编码成格式编码数据的方法，其步骤包括：
以输入用户数据位集的顺序，从每一集输入用户数据位集中接收第1数据位组;
根据第一编码格式对每一第1数据位组编码，从而提供第1编码的位组;
根据第二编码格式对每一第1编码的位组编码，从而提供相应的第2编码的位组;
从每一集输入用户数据位中接收第2数据位组;
在多个数据通道中选定的数据通道上有选择地提供每个第2数据位组，以响应所述第2编码的位组的予定位;
当在每个所选定数据通道上提供数据时，根据第三编码格式，对每个选定的数据通道第2数据位组编码;
将来自每个选定数据通道的输出作为第3编码的位组;和
其中相应的第2和第3编码的位组总合起来表示用于相应输入用户数据位集的相位点数据。
23、根据权利要求22的方法，其中对每个第1数据位组编码的步骤包括对每个第1数据位组微分编码的步骤。
24、根据权利要求22的方法，其中对每个第1编码的位组编码的步骤包括对每个第1编码的位组卷积编码的步骤。
25、根据权利要求22的方法，其中根据第3编码格式对每个选定的数据通道第2数据位组编码的步骤包括对每个第2编码的位组微分编码的步骤。
26、根据权利要求22的方法，其中，对每个第1编码的位组编码的步骤包括对每个第1编码的位组透明分程序编码的步骤。
27、根据权利要求22的方法，还包括如下步骤：
提供1个载波信号;和
根据予定的相位点数据/相移变换模式，使用于每个相位点数据的所述载波信号移位。
28、在用于为所接收的用户数据进行译码的译码器中，用户数据被格编码成M-元调制模式的相位点数据，以在传输通道上进行传输，传输通道易受通道状态变化的影响而在所述M一元调制信号中引入相位多义性，并在所接收的相位点数据中导致相应的误差，用于判定由于所述格编码的用户数据的译码引起的在所述相位点数据中相位多义性误差的影响的装置包括：
第一译码器装置，用于接收第1编码的用户数据位的若干组的误差校正估计，每一第1编码的用户数据位组估计来自相应所接收的相位点，该装置还根据第一译码格式为每个第1编码的用户数据位组估计译码，从而提供一个第1用户数据位组的输出估计，另外，该装置还根据第一编码格式对每个第1编码的用户数据位组估计编码以提供第1编码的位的相应组;
第二译码器装置，用于接收第2编码的用户数据位的若干组的估计，每个第2编码的用户数据位组估计来自相应接收的相位点，所述第二译码器装置响应每个第1编码的位组的予定位，以在多个数据通道的选定通道上提供每个第2编码的用户数据位组估计，当在每个选定的数据通道上提供数据时，该装置根据第二译码格式分别对每个第2编码的用户数据位组估计进行译码，并从每个选定的数据通道输出第2用户数据位组的估计;和
其中所述第1和第2用户数据位组代表所述用户数据的一个估计。
29、根据权利要求28的装置，其中所述每个第1编码的用户数据位组估计和第1用户数据位组估计分别由一个单一的数据位组成，每个所述第1编码的位组由一对数据位组成，和所说的第一译码器装置包括：
第一微分译码器装置，用于接收和微分编码所述的第1编码的用户数据位组估计的所述数据位和提供一个输出作为第1用户数据位的估计;和
卷积编码器装置，用于接收和卷积编码所述第1编码的用户数据位组估计的数据位和输出所述第1编码的位组的一对数据位。
30、根据权利要求29的装置，其中每个第2编码的用户数据位组估计由单一数据位组成，且所述第二译码器装置包括：
第一多路转换器装置，用于接收每个第2编码的用户数据位组估计的所述数据位和所述第1编码的位组的一个予定数据位，所述第一多路转换器装置响应第1编码的位组的所述予定数据位，在第一多路转换器两个输出端中选定的一个提供每个第2编码的用户数据位组估计的所述数据位，作为第1输出位;
第二微分编码器装置，用于当来自第一多路转换器装置两个输出中的一个提供给它时，接收和微分编码所述的第1输出位，并提供一个相应的第2输出位;
第三微分编码器装置，用于当来自第一多路转换器装置两个输出中的另一个提供给它时，接收和微分编码所述的第1输出位，并提供相应的第3输出位;和
第二多路转换器装置，用于分别接收所述第3和第4输出位，所述第二多路转换器装置响应所术第1编码的位组的予定数据位输出所述第2和第3输出位中选定的一个。
31、根据权利要求29的装置，其中每个第2编码的用户数据位组估计由一对数据位组成，所述第二译码器装置包括：
第一多路转换器装置，用于接收每个第2编码的用户数据位组估计和所述第1编码的位组的予定数据位，所述第一多路转换器装置响应所述第1编码的位组的所述予定数据位，在第一多路转换器两个输出端中选定的一个上提供所述每个第2编码的用户数据位组估计的所述数据位对，作为第1输出位对;
第二微分编码器装置，用于当所述第一多路转换器装置的两个输出中的一个提供给它时，接收和微分编码所述的第1输出位对，并提供相应的第2输出位对;
第三微分编码器装置，用于当所述第一多路转换器两个输出的另一个提供给它时，接收和微分编码所述第1输出位对，并提供相应的第3输出位对;和
第二多路转换器装置，用于分别接收所述的第3和第4输出位对，所述第二多路转换器装置响应所述第1编码的位组的予定数据位以输出所述第2和第3输出位对中选定的一个。
32、根据权利要求28的装置，其中每个所述第1编码的用户数据位组估计和所述第1用户数据位组估计分别由一个单一的数据位组成，每个所述第1编码的位组由一对数据位组成，所述第一译码器装置包括：
第一微分译码器装置，用于接收和微分编码所述第1编码的用户数据位组估计的所述数据位，并提供一个输出作为第1用户数据位的估计;和
分程序编码器，用于接收和透明分程序编码所述第1编码的用户数据位组估计的所述数据位，并提供第1编码的位组的一对数据位作为输出。
33、在用于对格编码用户数据进行译码的译码器中，上述数据在8-PSK调制格式中是作为相位点数据进行传输的，在译码器中，Viterbi译码器提供如下两种估计：（1）依次已经过微分和卷积编码的第1微分编码的数据位的估计并用作所述相位点数据的一对位;（2）依次已经过多路转换微分编码的微分编码的第2数据位的估计并用作所述相位点数据另一位，在所述译码器中用于判定导致所接收相位点数据中相位多义性的传输通道的电路包括：
第一微分译码器，具有能够接收所述第1位估计的一个输入端和一个输出端;
卷积编码器，具有能够接收所述第1位估计的一个输入端，一个最高有效位输出端和一个最低有效位输出端;
第一多路转换器，具有能够接收所述第2位估计的一个数据输入端、一个耦合到所述卷积编码器最高有效位输出端的选择输入端和一个输出端;
第二微分译码器，具有一个耦合到所述第一多路转换器输出端中一个的输入端;
第三微分译码器，具有一个耦合到所述第一多路转换器另一输出端上的输入端;和
第二多路转换器，具有一对数据输入端，每一个都分别耦合到所述第二和第三微分译码器输出端中不同的一个上，及耦合到卷积编码器最高有效位输出端的一选择输入端和一输出端。
34、根据权利要求33的电路，其中所述卷积编码器是1/2速率编码器。
35、根据权利要求33的电路，其中所述第一、第二和第三微分编码器是二进制微分编码器。
36、根据权利要求34的电路，其中第一、第二和第三微分编码器是二进制微分编码器。
37、在用于对格式编码的用户数据译码的译码器中，上述数据是以16-PSK调制格式作为相位点数据传输的，在该译码器中，Viterbi译码器提供如下两种估计：（1）依次已经过微分和卷积编码的第1微分编码的数据位的估计，并用作为所述相位点数据的一对位;（2）依次已经过多路转换编码的微分编码的第1数据位对的估计，并用作为所述相位点数据其它位;用于判定导致所述译码器所接收相位点数据中相位多义性的传输通道的电路包括：
第一微分译码器，具有一个能够接收所述第1位估计的输入端和一个输出端;
卷积编码器，具有一个能够接收所述第1位估计的输入端、最高有效位输出端和最低有效位输出端;
第一多路转换器，具有一个能够接收所述第1位估计的数据输入端、一个耦合到所述卷积编码器最高有效位输出端的选择输入端和一对输出端;
第二微分译码器，具有耦合到所述第一多路转换器一个输出端上的输入端;
第三微分译码器，具有耦合到所述第一多路转换器另一个输出端上的输入端;和
第二多路转换器，具有一对数据输入端，其中的每一个都被分别耦合到所述二和第三微分译码器输出端中不同的一个上，及耦合到所述卷积编码器最高有效位输出端的一选择输入端和一个输出端。
38、根据权利要求37的编码器，其中所述卷积编码器是1/2速率编码器。
39、根据权利要求37的编码器，其中所述的第一微分编码器是二进制微分编码器，所述第二和第三微分编码器是4相微分编码器。
40、根据权利要求38的编码器，其中所述第一微分编码器是二进制微分编码器，所述第二和第三微分编码器是4相微分编码器。
41、在所接收的用户数据译码的译码器中，用户数据以M-元调制模式被格式编码成相位点数据，并在通信通道上传输，该通信通道在通道状态方面存在着变化，从而在所述M-元调制信号中引起相位多义性，并导致在所接收的相位点数据中存在相应的误差，一种判定在所述格式编码的用户数据译码过程中，在所述相位点数据中存在的相位多义性误差的影响的方法包括：
接收第1编码的用户数据位若干组的误差校正估计，其中每个第1编码的用户数据位组估计来自相应所接收的相位点;
根据第一译码格式对每个第1编码的用户数据位组估计译码，从而提供第1用户数据位组的输出估计;
根据第一编码格式，对每一个第1编码的用户数据位组估计编码，从而提供第1编码的位的相应组;
接收第2编码的用户数据位若干组的估计，其中每个第2编码的用户数据位组估计来自一个相应所接收的相位点;
响应每个第1编码位组的一个预定位，在多个数据通道中所选定的一个数据通道上提供每个第2编码的用户数据位组估计;
当在每个选定数据通道上提供数据时，根据第二译码格式对每个第2编码的用户数据位组估计译码;
提供来自每个选定数据通道的输出作为第2用户数据位组的估计;和
其中所述第1和第2用户数据位组表示所述用户数据的估计。
42、根据权利要求41的方法，其中所述对每个第1编码的用户数据位组估计译码的步骤包括对每个第1编码的用户数据位组估计微分译码的步骤。
43、根据权利要求41的方法，其中所述对每个第1编码的用户数据位组估计编码的步骤包括对每个第1编码的用户数据位组估计卷积编码的步骤。
44、根据权利要求41的方法，其中所述对每个第2编码的用户数据位组译码的步骤包括对每个第2编码的用户数据位组估计微分译码的步骤。
45、根据权利要求41的方法，其中所述对每个第1编码的用户数据位组估计编码的步骤包括对每个第1编码的用户数据位组估计透明分程序编码的步骤。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103840841A (zh) * 2014-02-11 2014-06-04 郭勇 一种克服7种相位模糊的ptcm+8psk编译码器的设计方法

Families Citing this family (92)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5214675A (en) * 1991-07-02 1993-05-25 Motorola, Inc. System and method for calculating channel gain and noise variance of a communication channel
JP2876497B2 (ja) * 1991-08-23 1999-03-31 松下電器産業株式会社 誤り訂正符復号化方法およびその装置
US5469452A (en) * 1991-09-27 1995-11-21 Qualcomm Incorporated Viterbi decoder bit efficient chainback memory method and decoder incorporating same
US5329551A (en) * 1992-04-16 1994-07-12 At&T Bell Laboratories Overlapped multilevel codes
JP2845705B2 (ja) * 1993-01-14 1999-01-13 日本電気株式会社 多レベル符号化変調通信装置
US5428631A (en) * 1993-02-01 1995-06-27 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for resolving phase ambiguities in trellis coded modulated data
US5844922A (en) * 1993-02-22 1998-12-01 Qualcomm Incorporated High rate trellis coding and decoding method and apparatus
US5402447A (en) * 1993-03-05 1995-03-28 Motorola, Inc. Speech decoding in a zero BER environment
US5438590A (en) * 1993-05-24 1995-08-01 Comstream Corporation Transmitting and receiving apparatus and method including punctured convolutional encoding and decoding
IT1272565B (it) * 1993-09-03 1997-06-23 Sits Soc It Telecom Siemens Procedimento e dispositivo per la risoluzione dell'ambiguita' di fase in demodulatori con modulazione numerica codificata a traliccio e decodifica di viterbi
FR2713423B1 (fr) * 1993-11-30 1996-03-29 Alcatel Telspace Codeur et décodeur différentiels pour la modulation MDP-8 codée en treillis par l'approche pragmatique.
FR2716588B1 (fr) * 1994-02-18 1996-03-29 Alcatel Telspace Système de codage convolutionnel et de décodage de viterbi transparent aux sauts de phase de pi et pi/2, applicable notamment aux transmissions AMRT.
US5473600A (en) * 1994-05-20 1995-12-05 Sierra Semiconductor Corporation Efficient data storage arrangement for far-end echo canceller
US5754600A (en) * 1994-08-29 1998-05-19 Motorola, Inc. Method and apparatus for optimum soft-decision viterbi decoding of convolutional-differential encoded QPSK data in coherent detection
US5450453A (en) * 1994-09-28 1995-09-12 Motorola, Inc. Method, apparatus and system for decoding a non-coherently demodulated signal
US5497401A (en) * 1994-11-18 1996-03-05 Thomson Consumer Electronics, Inc. Branch metric computer for a Viterbi decoder of a punctured and pragmatic trellis code convolutional decoder suitable for use in a multi-channel receiver of satellite, terrestrial and cable transmitted FEC compressed-digital television data
CA2161467C (en) * 1994-11-18 2001-01-30 Kumar Ramaswamy Apparatus for demodulating and decoding satellite, terrestrial and cable transmitted digital television data
US6889356B1 (en) 1994-11-23 2005-05-03 Cingular Wireless Ii, Llc Cyclic trellis coded modulation
US5659578A (en) * 1994-11-23 1997-08-19 At&T Wireless Services, Inc. High rate Reed-Solomon concatenated trellis coded 16 star QAM system for transmission of data over cellular mobile radio
US5675590A (en) * 1994-11-23 1997-10-07 At&T Wireless Services, Inc. Cyclic trellis coded modulation
US6885652B1 (en) 1995-06-30 2005-04-26 Interdigital Technology Corporation Code division multiple access (CDMA) communication system
ZA965340B (en) 1995-06-30 1997-01-27 Interdigital Tech Corp Code division multiple access (cdma) communication system
US7020111B2 (en) 1996-06-27 2006-03-28 Interdigital Technology Corporation System for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications
US7123600B2 (en) 1995-06-30 2006-10-17 Interdigital Technology Corporation Initial power control for spread-spectrum communications
US7929498B2 (en) 1995-06-30 2011-04-19 Interdigital Technology Corporation Adaptive forward power control and adaptive reverse power control for spread-spectrum communications
DE19530063A1 (de) * 1995-08-16 1997-02-20 Bosch Gmbh Robert Verfahren zur Auflösung der Phasenvieldeutigkeit bei trelliscodierter Modulation
JP3171772B2 (ja) * 1995-08-23 2001-06-04 沖電気工業株式会社 ビタビ復号方法及びビタビ復号装置
US6307868B1 (en) 1995-08-25 2001-10-23 Terayon Communication Systems, Inc. Apparatus and method for SCDMA digital data transmission using orthogonal codes and a head end modem with no tracking loops
US5793759A (en) * 1995-08-25 1998-08-11 Terayon Corporation Apparatus and method for digital data transmission over video cable using orthogonal cyclic codes
US5768269A (en) * 1995-08-25 1998-06-16 Terayon Corporation Apparatus and method for establishing frame synchronization in distributed digital data communication systems
US6665308B1 (en) 1995-08-25 2003-12-16 Terayon Communication Systems, Inc. Apparatus and method for equalization in distributed digital data transmission systems
US5991308A (en) * 1995-08-25 1999-11-23 Terayon Communication Systems, Inc. Lower overhead method for data transmission using ATM and SCDMA over hybrid fiber coax cable plant
US5745837A (en) * 1995-08-25 1998-04-28 Terayon Corporation Apparatus and method for digital data transmission over a CATV system using an ATM transport protocol and SCDMA
US5805583A (en) * 1995-08-25 1998-09-08 Terayon Communication Systems Process for communicating multiple channels of digital data in distributed systems using synchronous code division multiple access
US6356555B1 (en) 1995-08-25 2002-03-12 Terayon Communications Systems, Inc. Apparatus and method for digital data transmission using orthogonal codes
US5740203A (en) * 1995-09-14 1998-04-14 Thomson Consumer Electronics, Inc. Trellis demapper of a convolutional decoder for decoding pragmatic trellis codes suitable for use in a multi-channel receiver of satellite, terrestrial and cable transmitted FEC compressed-digital television data
GB2307152B (en) * 1995-11-10 1999-04-07 Motorola Ltd Method and apparatus for enhanced communication capability while maintaining standard channel modulation compatibility
FR2742611B1 (fr) * 1995-12-19 1998-01-16 Alcatel Telspace Systeme de codage/decodage utilisant la modulation maq-16 codee en blocs a multiniveaux
US5742622A (en) * 1996-03-12 1998-04-21 Discovision Associates Error detection and correction system for a stream of encoded data
JP3140974B2 (ja) * 1996-03-31 2001-03-05 富士通株式会社 判定方法及びプリコーダ装置
KR19990067611A (ko) * 1996-09-17 1999-08-25 요트.게.아. 롤페즈 개선된 잠금 감지를 가지는 전송 시스템
GB9622540D0 (en) * 1996-10-30 1997-01-08 Discovision Ass Trackback for viterbi decoder
US5938790A (en) * 1997-03-04 1999-08-17 Silicon Systems Research Ltd. Sequence error event detection and correction using fixed block digital sum codes
EP0887942A1 (en) * 1997-06-23 1998-12-30 Qualcomm Incorporated High rate trellis coding and decoding method and apparatus
JPH1127157A (ja) * 1997-06-23 1999-01-29 Qualcomm Inc 高速のトレリス符号化及び複合化方法
US5995551A (en) * 1997-08-15 1999-11-30 Sicom, Inc. Rotationally invariant pragmatic trellis coded digital communication system and method therefor
US5878085A (en) * 1997-08-15 1999-03-02 Sicom, Inc. Trellis coded modulation communications using pilot bits to resolve phase ambiguities
US5910967A (en) * 1997-10-20 1999-06-08 Sicom, Inc. Pragmatic encoder and method therefor
US6078625A (en) * 1997-10-20 2000-06-20 Sicom, Inc. Pragmatic decoder and method therefor
US20020051434A1 (en) * 1997-10-23 2002-05-02 Ozluturk Fatih M. Method for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications
US6118822A (en) * 1997-12-01 2000-09-12 Conexant Systems, Inc. Adaptive entropy coding in adaptive quantization framework for video signal coding systems and processes
US6005897A (en) * 1997-12-16 1999-12-21 Mccallister; Ronald D. Data communication system and method therefor
WO1999031809A1 (en) * 1997-12-16 1999-06-24 Sicom, Inc. Pragmatic trellis-coded modulation system and method therefor
US5909454A (en) * 1998-01-20 1999-06-01 General Instrument Corporation Intermediate rate applications of punctured convolutional codes for 8PSK trellis modulation over satellite channels
AU3495099A (en) * 1998-04-17 1999-11-08 Tiernan Communications, Inc. 45 degree phase ambiguity resolution for 8psk modulation
US6087969A (en) * 1998-04-27 2000-07-11 Motorola, Inc. Sigma-delta modulator and method for digitizing a signal
US6236685B1 (en) 1998-06-05 2001-05-22 Sicom, Inc. Pragmatic trellis-coded digital communication with multi-stage branch metrics
US6426978B1 (en) * 1998-10-01 2002-07-30 Ericsson Inc. Digital communication systems and methods for differential and/or amplitude encoding and decoding secondary symbols
US6061408A (en) * 1999-04-16 2000-05-09 Tiernan Communications, Inc. Method and apparatus for 45° phase ambiguity resolution for one coded bit per symbol 8PSK modulation
DE60026005T2 (de) * 1999-09-07 2006-08-10 Thomson Licensing Trellisumwandler für TRELLISDEKODER
US6735734B1 (en) 2000-04-28 2004-05-11 John M. Liebetreu Multipoint TDM data distribution system
US6798852B2 (en) 2000-06-06 2004-09-28 Ericsson Inc. Methods and systems for extracting a joint probability from a map decision device and processing a signal using the joint probability information
US6697441B1 (en) 2000-06-06 2004-02-24 Ericsson Inc. Baseband processors and methods and systems for decoding a received signal having a transmitter or channel induced coupling between bits
KR100672561B1 (ko) 2000-09-22 2007-01-23 엘지전자 주식회사 디지털 티브이의 통신 시스템
KR100351829B1 (ko) * 2000-09-26 2002-09-11 엘지전자 주식회사 디지털 통신 시스템
KR100351831B1 (ko) * 2000-10-02 2002-09-11 엘지전자 주식회사 Ｖｓｂ 송신 시스템
US6683915B1 (en) * 2000-12-21 2004-01-27 Arraycomm, Inc. Multi-bit per symbol rate quadrature amplitude encoding
KR100673419B1 (ko) * 2000-12-28 2007-01-24 엘지전자 주식회사 전송 시스템 및 데이터 처리 방법
KR100674423B1 (ko) * 2001-01-19 2007-01-29 엘지전자 주식회사 송/수신 시스템 및 데이터 처리 방법
US7631340B2 (en) * 2001-04-18 2009-12-08 Lg Electronics Inc. VSB communication system
US6947487B2 (en) * 2001-04-18 2005-09-20 Lg Electronics Inc. VSB communication system
KR100734351B1 (ko) * 2001-04-20 2007-07-03 엘지전자 주식회사 디지털 방송 전송 시스템
KR100706508B1 (ko) * 2001-04-25 2007-04-11 엘지전자 주식회사 디지털티브이의 브이에스비 통신시스템
KR100736500B1 (ko) * 2001-04-25 2007-07-06 엘지전자 주식회사 디지털티브이의 브이에스비 통신시스템
KR100850932B1 (ko) * 2001-06-11 2008-08-12 엘지전자 주식회사 디지털 전송 시스템 및 방법
KR100793766B1 (ko) * 2001-06-11 2008-01-10 엘지전자 주식회사 디지털 전송 시스템 및 방법
KR100510679B1 (ko) * 2003-03-21 2005-08-31 엘지전자 주식회사 디지털 ｖｓｂ 전송 시스템 및 부가 데이터 다중화 방법
US7167531B2 (en) * 2001-09-17 2007-01-23 Digeo, Inc. System and method for shared decoding using a data replay scheme
US7161994B2 (en) * 2001-09-17 2007-01-09 Digeo, Inc. System and method for shared decoding
US20030133519A1 (en) * 2001-09-17 2003-07-17 Manish Shah Forward tracing decoder apparatus and method
KR100454398B1 (ko) * 2001-12-28 2004-10-26 한국전자통신연구원 적응형 모뎀 장치 및, 이에 적용되는 프래그머틱 복호기및 복호 방법
US6973579B2 (en) 2002-05-07 2005-12-06 Interdigital Technology Corporation Generation of user equipment identification specific scrambling code for the high speed shared control channel
KR100448884B1 (ko) * 2002-10-25 2004-09-18 한국전자통신연구원 적응형 모뎀에 적합한 일반화된 위상 모호성 해결 장치
GB0229320D0 (en) * 2002-12-17 2003-01-22 Koninkl Philips Electronics Nv Signal processing method and apparatus
US7308025B2 (en) * 2003-07-23 2007-12-11 Intel Corporation Transmitters providing cycle encoded signals
US7305023B2 (en) * 2003-07-23 2007-12-04 Intel Corporation Receivers for cycle encoded signals
US7599348B2 (en) 2003-11-04 2009-10-06 Lg Electronics Inc. Digital E8-VSB reception system and E8-VSB data demultiplexing method
US8098773B1 (en) 2005-09-19 2012-01-17 Piesinger Gregory H Communication method and apparatus
US9294321B2 (en) * 2010-05-14 2016-03-22 The Boeing Company Bit signal structure for differentially encoded broadcasts
CN103229474B (zh) * 2010-12-06 2015-08-26 三菱电机株式会社 并行差分编码电路
US9041564B2 (en) * 2013-01-11 2015-05-26 Freescale Semiconductor, Inc. Bus signal encoded with data and clock signals
US10135460B2 (en) 2013-10-01 2018-11-20 Texas Instruments Incorporated Apparatus and method for multilevel coding (MLC) with binary alphabet polar codes

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3789360A (en) * 1972-10-13 1974-01-29 Harris Intertype Corp Convolutional decoder
JPS57155857A (en) * 1981-03-23 1982-09-27 Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> Maximum likelihood method and apparatus for error
US4586182A (en) * 1984-02-06 1986-04-29 Codex Corporation Source coded modulation system
US4823346A (en) * 1986-04-16 1989-04-18 Hitachi, Ltd. Maximum likelihood decoder
US4993046A (en) * 1988-06-24 1991-02-12 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Coded modulation communication system
US5115453A (en) * 1990-10-01 1992-05-19 At&T Bell Laboratories Technique for designing a multidimensional signaling scheme

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103840841A (zh) * 2014-02-11 2014-06-04 郭勇 一种克服7种相位模糊的ptcm+8psk编译码器的设计方法

Also Published As

Publication number Publication date
WO1992020162A2 (en) 1992-11-12
CN1032104C (zh) 1996-06-19
WO1992020162A3 (en) 1993-01-07
AU2265892A (en) 1992-12-21
IL101752A (en) 1997-11-20
TW221838B (zh) 1994-03-21
IL101752A0 (en) 1992-12-30
MX9202041A (es) 1992-11-01
IE80624B1 (en) 1998-10-21
ZA923193B (en) 1993-04-28
IE921372A1 (en) 1992-11-04
US5233630A (en) 1993-08-03
MY109076A (en) 1996-11-30

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Legal Events

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PB01 Publication
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SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C15 Extension of patent right duration from 15 to 20 years for appl. with date before 31.12.1992 and still valid on 11.12.2001 (patent law change 1993)
OR01 Other related matters
EE01 Entry into force of recordation of patent licensing contract

Assignee: Beijing Post-Telecommunication Communicatino Equipment Factory

Assignor: American Qualcomm Corp (QUALCOMM Incorporated)

Contract fulfillment period: 10 years

Contract record no.: 200210003

Denomination of invention: Method and apparatus for resolving format coded modulation corresponding ambiguities in data

Granted publication date: 19960619

License type: General

Record date: 20020116

Assignee: Ningbo Bodao Co., Ltd.

Assignor: American Qualcomm Corp (QUALCOMM Incorporated)

Contract fulfillment period: 10 years

Contract record no.: 200210005

Denomination of invention: Method and apparatus for resolving format coded modulation corresponding ambiguities in data

Granted publication date: 19960619

License type: General

Record date: 20020125

Assignee: Dalian Daxian Group Co., Ltd.

Assignor: American Qualcomm Corp (QUALCOMM Incorporated)

Contract fulfillment period: 10 years

Contract record no.: 200210006

Denomination of invention: Method and apparatus for resolving format coded modulation corresponding ambiguities in data

Granted publication date: 19960619

License type: General

Record date: 20020125

Assignee: Guangzhou Jinpeng Group Co., Ltd.

Assignor: American Qualcomm Corp (QUALCOMM Incorporated)

Contract fulfillment period: 10 years

Contract record no.: 200210007

Denomination of invention: Method and apparatus for resolving format coded modulation corresponding ambiguities in data

Granted publication date: 19960619

License type: General

Record date: 20020125

Assignee: Datang Telecommunication Science & Technology Co., Ltd.

Assignor: American Qualcomm Corp (QUALCOMM Incorporated)

Contract fulfillment period: 10 years

Contract record no.: 200210008

Denomination of invention: Method and apparatus for resolving format coded modulation corresponding ambiguities in data

Granted publication date: 19960619

License type: General

Record date: 20020125

Assignee: Datang Telecommunication Science & Technology Co., Ltd.

Assignor: American Qualcomm Corp (QUALCOMM Incorporated)

Contract fulfillment period: 10 years

Contract record no.: 200210009

Denomination of invention: Method and apparatus for resolving format coded modulation corresponding ambiguities in data

Granted publication date: 19960619

License type: General

Record date: 20020125

LIC Patent licence contract for exploitation submitted for record

Free format text: LICENCE; TIME LIMIT OF IMPLEMENTING CONTACT: 10 YEARS

Name of requester: NINGBO BIRD CO., LTD.

Effective date: 20020125

Free format text: LICENCE; TIME LIMIT OF IMPLEMENTING CONTACT: 10 YEARS

Name of requester: DATANG TELECOM TECHNOLOGY CO., LTD.

Effective date: 20020125

Free format text: LICENCE; TIME LIMIT OF IMPLEMENTING CONTACT: 10 YEARS

Name of requester: BEIJING POSTS AND TELECOMMUNICATIONS EQUIPMENT FA

Effective date: 20020116

Free format text: LICENCE; TIME LIMIT OF IMPLEMENTING CONTACT: 10 YEARS

Name of requester: DALIAN DAXIAN GROUP CO.,LTD.

Effective date: 20020125

Free format text: LICENCE; TIME LIMIT OF IMPLEMENTING CONTACT: 10 YEARS

Name of requester: GUANGZHOU JINPENG GROUP CO., LTD.

Effective date: 20020125

C56 Change in the name or address of the patentee
CP03 Change of name, title or address

Address after: American California

Patentee after: Qualcomm Inc.

Address before: American California

Patentee before: Qualcomm Inc.

C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 19960619

Termination date: 20110503