CN1086066C

CN1086066C - 数字补偿的直接转换接收器和方法

Info

Publication number: CN1086066C
Application number: CN95197646A
Authority: CN
Inventors: B.林奎斯特; M.伊斯伯格; H.温德尔鲁帕; M.塞伦哈格; K.古斯塔夫森
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1994-12-28
Filing date: 1995-12-19
Publication date: 2002-06-05
Anticipated expiration: 2015-12-19
Also published as: FI972786A; CA2208850A1; WO1996020539A1; FI972786A0; CN1175328A; DE69535256D1; AU4359696A; CN1146119C; FI114670B; RU2146416C1; MX9704753A; JPH10513616A; PL184618B1; CN1392672A; US5579347A; EP0835557B1; AU698865B2; EP1391997A2; EP0835557A1; KR100379723B1

Abstract

一数字补偿的直接转换接收器包括用于生成基带同步信号和基带正交信号的数字抽样的部件和用于检测由幅度调制的干扰信号产生的二阶产物信号存在的部件。而且，该设备包括一个用于通过去除二阶产物信号数字补偿数字抽样，进而产生补偿的数字抽样的部件。在数字补偿一信息信号正交调制载波信号的抽样的一个方法中，从一转换的载波信号的二阶产物的估值抽样，通过在两个时间周期期间平均数字抽样和通过确定在同步信号和正交信号上斜坡由于干扰信号而出现的时间形成。在确定斜坡时间时，数字抽样可能被微分，结果可能被平滑。在另一设备中，二阶产物信号的估值抽样通过一个平均同步信号和正交信号各自数字抽样的差的平方进而确定幅度调制载波信号的幅度的部件，和一个结合幅度和数字抽样进而生成估值抽样的部件形成。

Description

数字补偿的直接转换接收器和方法

背景

本发明涉及无线电通信系统，例如便携式蜂窝电话，无绳电话，寻呼机等的直接转换接收器。

第一代蜂窝系统是采用模拟频率调制进行语音传输的现已发展了几种标准，例如，NMT450，NMT900，AMPS和ETACS。

第二代蜂窝系统，例如在欧洲的全球移动通信系统(GSM)，和在北美的美国数字蜂窝系统(ADC)，采用数字语音传输和一些数字服务，例如传真及简短的信息服务。

在蜂窝系统和其它上述领域最好采用小而轻且成本低的接收器。为了使象手持电话这样的便携式接收器体积更小，成本更低，已经做了许多研究来提高电话不同部分的集成水平。但是以前的接收器一直采用常规的外差类型，对于应用在小的，低成本的可移动的通信系统中，这样的接收器因使用昂贵的和不可集成的元件，例如带通滤波器，而造成了高额的生产费用。

为了克服这样的缺陷，开发了一种可供选择的、基于直接转换原理的接收器结构。在此原理中，本地振荡器的频率和接收到的无线电载波频率相同。因而，接收到的无线电信号直接一步向下变频到一个基带上。直接转换接收器没有任何中间频率级，所以许多滤波器可以省掉或者简化。

直接转换是在二十世纪五十年代为单边带接收提出来的，但此技术并没有被局限于这样的系统。直接转换能被用于许多不同的调制方案，也特别好地适用于当今的正交调制方案，例如最小移位键控(MSK)和正交幅度调制(QAM)。直接转换接收器或零拍接收器的各个方面在U.S.专利申请No.08/303,183中，由当前的申请人中二人给题名为“无线接收器”中有描述。

常规的直接转换接收器的操作可通过参考图1a描述如下。一具有中心频率fc和带宽BWrf的射频信号，被天线10接收，然后经过带通滤波器20滤波。由带通滤波器产生的滤波后的信号经放大器30放大，这样它就有很好的低噪声来改善接收器总的噪声品质。

然后由放大器30放大后的滤波信号在同相(I)信道和正交相位(Q)信道由平衡混频器40，50下变频到基带。本地振荡器60产生的正弦信号给一个合适的分配器和移相器70，产生的各自的正弦(I)和余弦(Q)部分来驱动混频器。依据这个原理，LO信号也具有频率Fc。

混频器45，50有效地把从放大器30来的信号与本地振荡器的I和Q部分相乘。每个混频器产生一个信号，它的频率含有经放大滤波的接收信号与本地振荡器信号的和与差。其差(向下变频)信号每个都有一个频谱，它在零频(d.c.)附近折叠，它的范围从d.c.(直流)到1/2BWrf。

由混频器产生的I和Q信号由低通滤波器80，90滤波。低通滤波器去除和(向下变频)信号，以及是因附近射频产生的频率分量。在射频附近。滤波器80，90设置噪声带宽，这样也就设置了在接收器里总的噪声功率。然后I和Q的基带信号通常被放大器100，110放大。并且，提供给产生解调的输出信号的进一步的处理元件。这样的进一步处理可以包括相位解调，幅度解调，频率解调或混合解调方案。

直接转换接收器的一个主要问题是混频器会产生的二阶干扰(例如，在同一或附近射频通信信道上的信号)的二阶产物。这些二阶产物的一部分位于基带，这样干扰有用基带信号降低其性能。在某些情况下，上述问题使用了当今时分多址(TDMA)数字蜂窝系统中的高性能直接转换接收器中的通信被阻塞。

对于一个输入信号V_in，一个非线性器件，例如混频器，理论上由下列表达式给出由其产生的输出信号V_out：

V_out＝aV_in+bV² _in+…… 式1如果输入信号Vin是下列给出的干扰信号：

V_in＝V_incos(ω_ct) 式2其中V_in是干扰信号的最大幅度，ω_c与载波频率f_e一致。给出二阶产物bV_in ²：

b V_{in}^{2} = \frac{b V_{m}^{2}}{2} [1 + \cos (2 ω_{c} t)]

式3从式3可以清楚地看出，右边第一项是例如在通过混频器40，50之后的有用信号在基带上的失真。右边第二项可以被忽略，因为它代表集中在二倍载频附近的被滤波器80，90去除的上变频(和)信号。

如果干扰信号或者仅仅是一个载波fc或者是一个经频率或相位调制的恒定包络的信号，那么失真是直流成分。这样的直流偏移是可以被去除的，在例如美国专利No.5,241,702 to Dent中描述了有关方法，该方法在此直接收作为本申请的参考文献。

如果干扰信号在某种程序上是一幅度调制(AM)信号，即，如果Vin不是一恒定的，二阶产物不再简单地引入一直流偏移，而是在感兴趣的频带(d.c.到1/2BWrf)上的引入了失真。这在所有数字通信系统中都有发生，因为这些系统使用真实的调幅信号和/或因为这些系统要接通或断开单个载波或调频或调相信号。尽管人们知道直接转换接收器，但没有指出如何处理上述干扰中的高的二阶产物。

现今，直接转换接收器未被用于高性能蜂窝移动接收器。然而，如果使用的话，则要求有用信号和干扰信号有一大比率和/或有一个高的二阶截点(＞60dBm)。目前认为在象ADC，GSM和DSC1800这样适合高要求的系统中，采用直接转换方案是不现实的，但直接转换可用于诸如寻呼机和DECT这样截点要求很低的系统中。

概要

本发明的一项目标是减小调幅信号二阶产物的影响，它们引起直接转换接收器中有用信号在谱带上的干扰。

本发明的一项进一步的目标是实现一用于现代蜂窝通信系统中不因强调幅干扰信号而降低性能的直接转换接收器。

这些目标可由允许模拟电路在有用信号带上通过一些二阶产物达到。(无论如何，因为在二次截点上的实际局限，二阶产物不可能被彻底消除。)这样，包含着有用信号和干扰二阶产物的有用频带被数字化，二阶产物在数字域中被数字信号处理器估值和去除。

在本申请人的发明的一个方面，在直接转换接收器中提供一数字补偿干扰信号的设备。该设备包括一产生基带同步信号和基带正交信号的数字抽样的部件和一检测由干扰信号产生的二阶产物信号存在的部件。该设备还包括一个通过去除二阶产物信号数字来补偿数字抽样，进而产生补偿了的数字抽样的部件。

在本申请人的发明的另一个方面，在通过把调制过的载波信号分离为一基带同步信号和一基带正交信号来接收信号的方法中，提供了一种数字补偿的方法。该方法包括产生基带同步信号和基带正交信号的数字抽样的步骤以及检测干扰信号产生的二阶产物信号的存在的步骤。在该方法中，数字抽样通过去除二阶产物信号来被数字补偿，因而产生补偿了的数字抽样。

被转换的，幅度恒定的干扰信号所产生的二阶产物信号的估测取样可这样形成：平均一个第一时间周期的和一个第二时间周期的数字抽样，和决定基带同步信号和基带正交信号中在第一和第二时间周期之间的斜坡何时出现。此外，对数字抽样微分，并将结果予以平滑以确定斜坡的时间。

在申请人的发明的又一方面中，数字补偿调幅干扰信号的设备包括一产生基带同步信号和基带正交信号的数字抽样的部件，和一产生调幅干扰信号所致的二阶产物信号的估值抽样的部件，和一从数字抽样中去除估值抽样进而产生补偿了的数字抽样的部件。估测抽样生成器包括一个平均同步信号和正交信号各自数字抽样之差的平方进而决定调制的载波信号的幅度的部件，和一结合幅度和数字抽样进而生成估值抽样的部件。

在专利申请的发明的再一方面，数字补偿调幅干扰信号的方法包括如下步骤：产生基带同步信号和基带正交信号的数字抽样；产生调幅干扰信号所致二阶产物信号的估值抽样；从数字抽样中去除估值抽样进而产生补偿了的数字抽样。估值抽样的产生办法如下：平均同步信号和正交信号各自数字抽样之差的平均，进而决定调制的载波信号的幅度；结合幅度和数字抽样进而生成估值抽样。

附图的简要描述

在结合附图阅读了下面的详细描述后，可更好地理解本申请人的发明，其中：

图1a，1b是直接转换接收器的框图；

图2a，2b是直接转换接收器中I和Q信道信号的时序图；

图3a～3c是微分的滑动平均和及其产物；

图4显示了实际的二阶产物和估值的二阶产物；

图5a，5b是依据本发明的方法的流程图；

图6是依据本发明的另一个方法的流程图。

详细描述

依据本申请人的发明的一个方面，直接转换接收器包括模数转换器120，122和一个数字处理器(DSP)部件130，如图1b所示。在图1a和1b中具有相同功能的部件被相同的数字标明。如图1b所示的配置，几乎任何类型的调制都可以通过对DSP部件130编程，适当地处理正交的I和Q信号的数字抽样来检波。若DSP部件130用硬布线逻辑电路实现，或者，更可取地，用一集成的数字信号处理器诸如一专用集成电路(ASIC)将是很有价值的。当然，这也可以被理解为一个ASIC可以包括硬布线逻辑电路来优化执行一需要的功能，这是当速度或其它性能参数比可编程数字信号处理器的通用性更重要时通常被选择的一种安排。

在数字域估计和去除二阶产生在某些方面可能被有利地执行，这也正是本发明的精髓所在。下面详细地描述两个例子。第一个例子特别适用于GSM直接转换接收器。第二个例子显示了一个对一任意的AM干扰信号的更通用的数字补偿技术。GSM中二阶产物的数字补偿

在GSM中，接收信号是使用GMSK的调相信号，理想情况下，在935-960MHz的接收器中无调幅存在。虽然如此，在一强的调相干扰信号(在接收带内的阻塞信号)可以在基带引入一直流偏移，这样干扰有用信号。接通和断开这样一个强干扰信号会引入调幅(即，在两个不同直流偏移间的步进)。在GSM中，接通和断开的时间是特定的，这样可以知道在时域中的调幅失真。(大约影响三比特周期。)对一个GSM移动接收器而言，也已经知道这样一个干扰在一个接收短脉冲串期间只能接通或断开一次；这样在任何接收短脉冲串中只能有一个直流偏移步。

所有这些知识可以用于任何一个完整的短脉冲串中估计二阶产物。如图2a和2b所示，在基带I和Q信道信号中产生二阶产物的干扰信号在时域表现为具有已知特性的由一斜坡(由于接通或断开产生)连接的两个不同的直流电平。在图中，理想信号是没有二阶产物的信号，而总的接收信号是理想信号和二阶产物的总和。横坐标的时间刻度和纵坐标的幅度刻度是任意的。

可以认识到，从某种意义上说，产生二阶产物的干扰信号并不是调幅的；事实上，依据GSM该信号是一恒定包络的调相信号。虽然如此，从另一意义上说，干扰信号可以被认为仅仅在两个不同的直流电平之间的斜坡上被调幅了。这样，由此干扰信号产生的二阶产物仅在斜坡期间变化，在其余时间为一常量。

在估值二阶产物时，对斜坡时间位置的足够精确的估值可以简单地通过一尽可能平滑的I或Q信道信号的产物信号来决定。图3a和3b显示了由一个这样处理图2a和2b中的I和Q信道信号的例子所产生的信号。在图3a和3b中，曲线是微分一个四个符号周期的滑动平均的结果。在一个完整的GSM短脉冲串大约有160个符号周期。微分平滑信号的最大绝对值可以被用来指示存在斜坡(最通常情况)，而最大绝对值的时间位置粗略地示出了斜坡出现的时间。在图3a和3b中，可以看出微分平滑基带信号的最大值出现的时间位置在二十五到三十个符号周期之间。这正是图2a和2b所示的阶跃的时间位置。

应该认识到，微分和平滑(滤波)是线性操作，所以这些功能的执行顺序不会影响结果，这将是非常有价值的。在一个实际实现中，可以设计出同时执行微分和滤波的滤波器。而且，取一个信号的滑动平均仅仅是平滑的一个方面；另一方面，可以用平滑一个信号来取代形成一个滑动平均。

一般说来，未知的有用信号调制限制了在每个信道中估计斜坡时间位置的准确度。这在图3a和3b中当微分的平滑信号的幅度变化时可以看出。这种误差可以利用I和Q信道中斜坡基本上是相同的这一事实而大大减少，因为二次积与本地振荡器的相位(和频率)无关。从图3c中可见，代表微分的平滑信号结果的信号的幅度变化要小得多，这样可以更加准确地估测斜坡时间位置。

可以理解的是：在整个短脉冲串期间的整个二阶产物是通过估测两个直流偏移电平和它们之间的斜坡被估测的。在用上述确定了对时间斜坡位置的估测之后，通过求取I信道和Q信道在斜坡前的给定时间内和斜坡之后的给定时间内的各自抽样平均的差值而可容易地估测两个直流电平。如下所述，估测的斜坡为线性是最为方便的，所以将估值的时间位置被用作为斜坡的中点(在时间分量和幅度)位置，而斜坡的斜率则可根据直流电平和已知斜坡特性来确定。

DSP部件130然后从A/D转换器120，122产生的I和Q信道信号中以逐一取样的基础上减去二阶产物的估值，由此产生数字补偿的、“正常的”I和Q信道信号，该信号可在DSP部件130中被进一步处理以获得有用信息信号。

在每个抽样周期中抽取多少个I和Q信道信号的抽样(即抽样速率)在形成平均时需要抽样的总数影响估计二阶产生的准确度。可以预计，可用的抽样越多，准确度越好。抽样速率经常由其它系统的要求设定，而且如果因为抽样太少二次积补偿得不好，则抽样速率可能不得不以折衷的方式进行修订以提高抽样速率。而且，在信号的“恒定”部分用于平均的可用抽样数量取决于斜坡在哪出现，而这是超出接收器的控制的。当前认为，大约只要十个抽样足以形成这样一个平均，尽管可期望其它抽样数目也可以被使用。

减去经估值的、有斜坡的、恒定包络信号可能在I和Q信道中留下、甚至产生一些二次积失真，而失真的情况取决于估值信号与实际干扰信号的近似程度。图4中显示了有一线性斜坡的估值信号和有一稍微弯曲斜坡的实际信号。在最差情况下，因为在估测的和实际的干扰信号之间的差异将会丢失少量信息符号。在有着可靠的信道编码和交叉通信系统中，例如GSM和DCS1800系统，这一点可以被忽略。

斜坡的精确曲率取决于干扰发信机增大或减小其输出功率。在例如GSM的通信系统中，干扰输出功率的变化的特性是特定的，这样斜坡的通常特性，例如它的时间宽度，是事先知道的，但精确曲率不知道。此外，接收信号依据接收器的脉冲响应被“滤波”，而且斜坡的曲率相应地进一步改变。如果这些现象之一或全部的精确知识可用，它将被用于估计二阶产物。然而，通常干扰的不精确知识限制了接收器脉冲响应的甚至是精确知识的有用性。相应地，典型地使用一线性斜坡形成二阶产物的估值就足够了。

当斜坡的时间宽度不能从例如从通信系统的知识中求知时，只是用斜坡前后的直流偏移电平之差(例如是图2a)除以斜坡时间宽度所得的斜坡斜率可用DSP装置130以几种方式确定。例如DSP部件130可以通过确定超出预定的阈值的微分的平滑信号抽样的产物信号(图3c)或者微分的平滑信号抽样本身的绝对值(图3a或3b)部分的时间宽度来估值斜坡的时间宽度。

如上所述，微分的平滑信号的最大绝对值的大小可以被用作表明斜坡的存在，而这可以初始化本应用所描述的进一步的信号处理。当DSP部件130确定最大绝对值超出了另一个预定的阈值时，可以说DSP部件130已经检测到干扰信号或二次积信号的存在。可以认为，DSP部件130还可以用其它方法检测干扰信号或二阶产物信号的存在。例如通过检测下列之一超出阈值或降至阈值以下：微分的平滑信号的二阶产物(图3c)；微分的平滑信号(图3a，3b)中之一或全部；和基带信号(图2a，2b)中之一或全部。

执行这些补偿方法中DSP部件130执行的步骤如图5a和5b的流程图所示。在图5a中方法以步骤502中的抽样I和Q信道信号和步骤504中的检测上述的干扰信号的存在开始。当一个干扰信号已经被检测，相关信号斜坡的出现时间和斜坡出现之前和之后的信道信号电平就被确定了(步骤506，508)，所以干扰信号的估测抽样可以被确定(步骤510)。被估测的抽样被从信道信号抽样中去除(步骤512)，而且例如，为检测和恢复传送的信息信号，进一步处理所得到的补偿信道信号抽样。

图5b表明了上述用来确定由于干扰信号的信号斜坡的出现时间的其中一个方法(图5a中步骤506)。I信道和Q信道的信号抽样在步骤507例如通过形成滑动平均被平滑。平滑的信道信号在步509被微分。微分信号后的结果如上所述在步骤517中逐个抽样形成，而斜坡出现的时刻则在步骤513中根据生成信号的最大值的时间位置予以确定(见图3c)。随意调幅干扰信号的数字补偿

对于连续的、完全的调幅干扰信号，上述估值干扰信号(二阶产物)的简单方法对GSM是不适当的。把一个AM信号加到有用信号上使得单信道移动不可能。如上所述，用于GSM(和所有的正交调制方案)的直接转换接收器有两个基带信道，I和Q信道。而且，在这样的接收器中，一个AM干扰信号的二阶产物在两个信道中应该是一样的。因为该产物仅与非线性设备的二阶产物失真(对匹配混频器来讲应该是相等的)有关，而且与本地振荡器的相位(和频率)无关。这可以描述如下：

y_I(t)＝I(t)+P₂(t)

y_Q(t)＝Q(t)+P₂(t)

式4其中y_I(t)是I信道中的基带信号在时间t抽取的抽样值，I(t)是I信道信号抽样的理想值，而P₂(t)是二阶干扰产物的值。Q信道的表达式中参数同样定义。

可以理解，I和Q信道不必如在正交调制信号接收器中那样是正交的。

尽管本申请人的发明必须在一个有两个信道的接收器内实现，但信道跨越I-Q平面就足够了。这样，术语“同步信号”和“正交信号”不必被理解为需要正交，除非当用于与其它结合时，例如“正交调制”，这常规地被理解为需要这样一种关系。

在本说明书中假设噪声不构成干扰。噪声降低性能，但是并不很多，因为它通常比有用信号小得多。例如，在GSM中输入信噪比(SNR)通常至少有10dB。

二阶产物在两信道中可以被看作一共模失真。可以看出，图4是一个两个等式含有三个未知数的系统，这样需要再一个等式来实施这个系统。干扰信号的特性的知识可以产生这样一个第三等式，但是在本例中这些特性被假定为任意的。虽然如此，有用信号的输入幅度可被用来获得又一个关系式，可被如下著名的等式描述：

r²(t)＝I²(t)+Q²(t)

式5其中r(t)是输入信号的幅度，而I(t)和Q(t)正如在式4中所定义的那样。熟悉先有技术的人们可以确认：式5描述的信号轨迹是复平面上半径为r的一个圆。输入信号幅度的平方r²(t)可以被I和Q信道上输入信号差的平方确定；这由下面的表达式给出：

[y_I(t)-y_Q(t)]²＝r²(t)-2I(t)·Q(t)

式6

如果有用信号仅为频率或相位调制的，即，如果信号幅度r(t)是大体上是恒定的，信号幅度可以通过在一特定的时间周期内的均方差来确定。这由下面的表达式给出：

r^{2} = \frac{1}{n} Σ_{i = 1}^{\underline{n}} [y_{I} (i T_{s}) - y_{Q} (i T_{s})]^{2} = cons \tan t

式7其中n是在用于形成平均的抽样周期Ts内获得的抽样总数。

现在式4确定的系统可以完全被实现了。在应用了二次公式之后，二阶产物干扰信号的抽样可以由如下等式表达：

p_{2} (t) = \frac{y_{I} (t) + y_{Q} (t)}{2} - \sqrt{\frac{r^{2}}{2} - \frac{y_{I} (t) - y_{Q} (t)}{4}}

式8其中参数正如在前述等式中所定义的那样。

从式8可以看出任何任意的AM干扰信号的二次产物可以在数字域被去除，如果有用信号在幅度上基本上是恒定的话。编程DSP部件130以根据I和Q信道的基带信号的抽样y_I(t)和y_Q(t)确定抽样P₂(t)，然后基于逐个抽样的方式从y_I(t)和y_Q(t)的抽样中减去P₂(t)的抽样来生成补偿了的I和Q信道信号的I(t)和Q(t)，只是一简单不过的事情。此处甚至不必检测干扰信号和二次产物信号的存在，因为依据式8的补偿并不如专用于GSM及类似通信系统的补偿那样依赖于干扰的同一特性。这样，数字补偿的直接转换接收器可以比常规模拟接收器更能抵抗AM干扰。

由DSP部件130执行的完成此补偿方法的步骤在图6中描述。此方法开始于在步骤602中的抽样I信道和Q信道和在步骤604中的通过平均各自抽样的差来确定有用信号的幅度。然后，在步骤606中二阶产物信号的估计抽样由有用信号的幅度和信道信号抽样产生。在步骤608中补偿的抽样通过从信道信号抽样中去除这些估计的抽样而产生。

可以理解，衰落和时间扩散都可以影响数字补偿的精确度。可以理解，从本申请人的发明所要补偿的二阶产物信号的变化中分离出这样的信号变化，如果不是不可能的，那它通常也是非常困难的。尽管如此，还是有许多系统，在这些系统中衰落和/或扩散不会导致严重的问题。例如，当数据段足够短(或者接收器的速率低)时，衰落不会严重地影响补偿。而且，当接收器靠近发信机(这通常是二阶产物较强时的唯一时间)时，时间扩散很低。

本申请人的发明的具体实施例已经被描述和说明，本领域的普通技术人员可以做出修改。于是，专利申请的发明的范围仅限于本申请的要求书，而且落在这些要求的精神和范围之内的任何和所有修改是等同于本申请的公开和保护范围。

Claims

1.在一个从一个被信息信号调制过的载波信号中复原信息信号的直接转换接收器中，在该接收器中被调制的载波信号被分离为一个基带同步信号和一个基带正交信号，一个数字补偿干扰信号的设备包括：

第一部件，用于生成基带同步信号和基带正交信号的数字抽样；

用于检测由干扰信号产生的二阶产物信号存在的部件；

与第一部件和检测部件通信的部件，用于通过去除二阶产物信号数字补偿数字抽样，进而产生补偿的数字抽样。

2.权利要求1的数字补偿设备，其中二阶产物信号由一个带斜坡的、恒定包络的、有干扰的信号产生，而且补偿部件包括：

用于检测基于至少基带同步信号和基带正交信号之一的二次产物信号的时间位置的部件，

用于平均至少一个信号的数字抽样的部件，平均部件在时间位置之前的第一个时间期间形成数字抽样的第一个平均和在时间位置之后的第二个时间期间形成数字抽样的第二个平均，

第二组部件，用于根据时间位置和第一和第二个平均产生二次产物信号的估值抽样，和

用于从数字抽样中减去估值抽样的部件。

3.权利要求2的数字补偿设备，其中检测部件包括：

用于平滑至少一个信号的数字抽样的部件，

用于微分至少一个信号的平滑后的数字抽样的部件，和

用于确定至少一个信号的微分和平滑后的数字抽样的最大值的时间位置的部件。

4.权利要求2的数字补偿设备，其中检测部件包括：

用于平滑基带同步信号和基带正交信号的数字抽样的部件，

用于微分基带同步信号和基带正交信号的平滑后的数字抽样的部件，

用于形成同步信号和正交信号的微分的平滑的抽样的产物的部件，和

确定上述产物的最大值的时间位置的部件，和

平均部件，用于在时间位置之前的第一时间期间形成基带同步信号的数字抽样的第一个平均和基带正交信号的数字抽样的第一个平均，以及在时间位置之后的第二时间期间形成基带同步信号的数字抽样的第二个平均和基带正交信号的数字抽样的第二个平均，

第二部件根据时间位置，第一个平均、和第二个平均，产生二次产物信号的估值抽样，和

补偿部件通过从数字抽样中减去估值抽样去除二阶产物信号。

5.权利要求1的数字补偿设备，进一步包含用于把调制过的载波信号分离为基带同步信号和基带正交信号的部件，其中基带同步信号和基带正交信号实际上是正交的。

6.在从被信息信号调制过的载波信号中恢复出信息信号的方法中，该方法包括把被调制过的载波信号分离为一个基带同步信号和一个基带正交信号，在上述方法中的一个数字补偿干扰信号的方法，包括以下步骤：

生成基带同步信号和基带正交信号的数字抽样；

检测由干扰信号产生的二阶产物信号的存在；和

通过去除二阶产物信号数字补偿数字抽样，进而产生补偿的数字抽样。

7.权利要求6的数字补偿方法，其中二阶产物信号由一个带斜坡的、恒定包络的干扰信号产生，补偿步骤包括以下步骤：

检测二次产物信号的时间位置，

在时间位置之前的第一时间期间形成数字抽样的至少基带同步信号和基带正交信号之一的数字抽样的第一平均，

在时间位置之后的第二个时间期间的至少一个信号的数字抽样的第二平均，

根据时间位置的二次产物信号和第一和第二平均的估值抽样，和

通过从数字抽样中减去估值抽样去除二次产物信号。

8.权利要求7的数字补偿方法，其中检测时间位置的步骤包括以下步骤：

平滑至少一个信号的数字抽样，

微分至少一个信号的平滑的数字抽样，和

确定至少一个信号的微分的平滑的数字抽样的最大值的时间位置。

9.权利要求7的数字补偿方法，其中检测时间位置的步骤包括以下步骤：

平滑基带同步信号和基带正交信号的数字抽样，

微分同步信号和正交信号的平滑的数字抽样，

形成同步信号和正交信号的微分的平滑的抽样的产物信号，和

确定上述产物信号的最大值的时间位置，和

在时间位置之前的第一时间期间形成基带同步信号的数字抽样的第一平均和基带正交信号的数字抽样的第一平均，

在时间位置之后的第二时间期间的基带同步信号形成数字抽样的第二平均和基带正交信号的数字抽样的第二平均，

根据时间位置，第一平均，和第二平均生成二阶产物信号的估值抽样，和

通过从数字抽样中减去估值抽样产生二阶产物信号。

10.权利要求6的数字补偿方法，其中基带同步信号和基带正交信号实际上是正交的。

11.在一个从被信息信号调制过的载波信号中恢复出信息信号的直接转换接收器中，在该接收器被调制的载波信号被分离为一个基带同步信号和一个基带正交信号，一个数字补偿幅度调制干扰信号的设备包括：

第二部件，用于生成由调幅干扰信号产生的二次产物信号的估值抽样，其中第二部件包括：

第一部件，用于平均同步信号和正交信号各自数字抽样的差方，进而确定被调制的载波的幅度；和

用于组合幅度和抽样进而生成估值抽样的组合部件；和

用于从数字抽样中去除估值抽样进而生成补偿的数字抽样的部件。

12.权利要求11的数字补偿设备，其中组合部件包括：

第二部件，用于平均同步信号和正交信号各自的数字抽样，和

用于生成的同步信号和正交信号各自数字抽样之差的部件，和

去除部件，用于从数字抽样中减去估值抽样。

13.权利要求11的数字补偿设备，进一步包含用于把调制过的载波信号分离为基带同步信号和基带正交信号的部件，其中基带同步信号和基带正交信号基本上是正交的。