CN1088287C - 线性功率放大器和用于消除互调失真信号的方法 - Google Patents

Abstract

一种前馈型线性功率放大器，它直接比较加到第一信号消除器的一个输入端上的信号的幅度、相位与加到第一信号消除器的另一个输入端上的信号的幅度、相位，并且根据该比较结果，控制位于第一信号消除器的前置级的第一可变衰减器和第一可变移相器，以便第一信号消除器仅仅提取在主功放放大RF输入信号的同时产生的互调失真信号。然后，线性功率放大器直接比较在主路径上的互调失真信号的幅度、相位与在子路径上的互调失真信号的幅度、相位，并且根据该比较，控制第三可变衰减器和第三可变移相器，以便消除包含在主功放的RF输出信号中的互调失真信号。

Description

线性功率放大器和用于消除互调失真信号的方法

本发明涉及线性功率放大器，而具体地，本发明涉及前馈型线性功率放大器和一种用于消除包含在放大的RF信号中的互调失真信号的方法。

用于通信系统的RF(射频)放大器由在高功率级上具有非线性特性的元件构成。由RF放大器放大的输出信号可能包含由于RF放大器的非线性特性而在放大处理中产生的互调失真信号，这种互调失真信号在RF放大器的工作频率范围中引起了干扰和失真。

已经有一些公知的抑制这种失真信号的方法用于控制线性放大器(LPA)：第一种方法是预失真方法，它产生一反相失真信号，将其加到放大器的输入端；第二种方法是负反馈方法，它将与输出信号在一起的失真信号负反馈到输入端以便抑制该失真信号；还有第三种方法是前馈法，它提取失真信号并且将该失真信号反相以便消除该失真信号。前馈型线性功率放大器广泛地用于卫星基站或移动通信系统。尽管与其它型的线性功率放大器相比，前馈型线性功率放大器在抑制该失真信号方面提高了效率，但是，它需要大的容量并且结构复杂，因而引起功率损失。

图1示出了一常规的前馈型线性功率放大器的方框图，其中该放大器从其输出中只提取互调失真信号并且将其和反相的输出信号混合，因而改进了C/I(载波—互调)比。

参照图1，功率分配器111分配该RF输入信号，并且通过一主路径和一子路径输出所分配的RF信号。该功率分配器可以由一定向耦合器构成。主功率放大器112放大通过该主路径从功率分配器111接收的所分配的RF信号，第二延迟线121接收从该主功率放大器输出的RF信号以便延迟用于一个差错放大时间的RF信号。

在主功率放大器112放大主路径上所分配的RF信号的同时，第一延迟线114延迟在子路径上的所分配的RF信号。第一可变衰减器115衰减子路径上的通过第一延迟线114接收的RF信号的大小。第一可变移相器114接收第一可变衰减器115的输出，以便控制所衰减的RF信号的相位。

功率分配器113连接到主功率放大器112的输出端以便分配主功率放大器112的输出。功率分配器113可以由一定向耦合器构成。信号消除器(Signalcanceller)117从主功率放大器112的放大的信号输出中消除在子路径上的非放大RF信号，以便只检测在RF信号的放大期间产生的互调信号。

第二可变衰减器118接收由第一信号消除器117检测的互调信号，以便控制互调信号的大小，第二可变移相器119从第二可变衰减器118接收互调信号以便控制互调信号的相位。差错放大器120放大来自第二可变移相器119的互调信号，功率组合器122组合差错放大器120的输出和第二延迟线121的输出，功率组合器122可以由一定向耦合器构成。

图2A-2E示出了在加有两个单音(tone)的情况下，在图1的线性功率放大器的每一部分中产生的信号的特征。具体地，图2A示出了RF输入信号，图2B示出了由主功率放大器112放大的RF信号，图2C示出了通过从图2B的放大RF信号中消除图2A的RF输入信号而提取的互调信号，图2D示出了具有与图2C的互调信号相反相位的幅度控制信号，而图2E示出了通过组合图2B的RF信号和提取的图2D的互调信号而抑制互调信号的最终输出信号。

参照图1-2E，下面将描述前馈型线性功率放大器的工作。RF输入信号被功率分配器111分配并且加到主路径的节点NA和子路径的节点NA¹。这里，所分配的RF信号具有相同的大小和相位，如图2A所示。在主路上的输入信号由主功率放大器112放大。主功率放大器112的输出信号包含除所放大的RF信号之外的互调失真信号，如图2B所示。信号消除器117从图2B的信号中消除RF输入信号，以便检测示于图2C中的互调信号。

可变衰减器118衰减来自信号消除器117的互调失真信号，使其输出信号电平与由主功率放大器112放大的互调失真信号一致。可变移相器119将互调信号反相180°。因此，如图2D所示，从可变移相器119中产生的互调信号具有与包含在主功率放大器112的输出中的互调信号相反的相位。差错放大器120放大图2D中的互调信号，并且第二延迟线121延迟在主路径上的图2B中的放大的信号，以便该延迟信号和差错放大器120的输出同时到达功率组合器122。功率组合器122组合来自第二延迟线121的包含在图2B的放大信号中的互调信号和图2D的反相的互调信号，以便消除互调信号，借此产生示于图2E中的最终输出信号。

对于在移动通信系统的基站中或个人通信系统(PCS)中的应用，当用户使用系统时，RF放大器的输出电平会发生变化。根据输出电平的变化，施加到RF放大器的输入信号电平也将变化，这将导致从RF放大器中产生的互调失真信号的特性的改变。因此，连接到信号消除器117的输入和输出端的可变衰减器115、118和可变移相器116、119应该能连续地调整以确定最佳线性特性。此外，虽然RF放大器的输入电平保持为一常数，但是其输出特性却根据RF放大器的工作条件而变化。因此，可变衰减器115、118和可变移相器116、119应该能连续调整以确定最佳线性特性。

控制可变衰减器115、118和可变移相器116、119的一种常规方法是提供一导频音(pilottone)到功率分配器111的前置级和RF放大器的输入/输出端，以便在信号消除器117和功率组合器122的输出端检测该导频音。但是，在采用这样的导频音时，RF放大器具有一降低的输出功率并且需要各种辅助器件。因此，RF放大器在结构上会变得复杂，并且不能实时地控制信号的衰减和相位。

此外，在采用数字信号处理器的情况下，就可能在功率分配器111的输入端，信号消除器117的输出端和功率组合器122的输出端提取、搜索、分析输入信号和互调失真信号，并且根据这些分析，控制可变衰减器115和可变移相器116、119。但是，在这种情况下，由于该RF放大器也需要各种附加器件，因此，系统在结构上变得复杂并且不能实时地控制可变衰减115和118、可变移相器116和119。

因此，本发明的一个目的是提供一种用于实时地线性放大RF输入信号的前馈型线性功率放大器。

本发明的另一个目的是提供一种前馈型线性功率放大器，该放大器包括一平均功率检测器，用于检测输入信号的平均功率，以及一相位检测器，用于检测在输入信号之间的相对相位。

本发明的另外一个目的是提供一种前馈型线性功率放大器，该放大器用于直接比较加到信号消除器的一个输入端上的信号的幅度、相位与加到该信号消除器的另一个输入端上的信号的幅度、相位，以便控制该输入信号的衰减和相位。

本发明的另一个目的是提供一种前馈型线性功率放大器，该放大器用于直接比较在主路径上的互调失真信号与从一信号消除器产生的互调信号，以便消除该互调信号。

为了实现上述目的，这里提供了一种前馈型线性功率放大器，其中包括一用于放大RF输入信号的功率放大器。该线性功率放大器包括第一衰减/相位控制器，用于比较该放大信号的幅度、相位与该RF输入信号的幅度，相位，以便控制该RF输入信号的幅度和相位；第一信号消除器，用于从该放大信号中消除其幅度和相位由第一衰减/相位控制器控制的信号，以便从该放大信号中提取互调失真信号；第二衰减/相位控制器，用于比较该放大信号的幅度。相位与该RF输入信号的幅度、相位，以便控制该RF输入信号的幅度和相位，该放大信号和RF输入信号分别被第一和第二延迟线延迟；第二信号消除器，用于从该放大延迟信号中消除其幅度和相位由第二衰减/相位控制器控制的信号，以便从该放大延迟信号中提取互调失真信号；第三衰减/相位控制器，用于比较第二信号消除器的输出信号的幅度、相位与一差错放大器的输出信号的幅度、相位，以便控制该提取的互调失真信号的幅度和相位；以及一包含该差错放大器的装置，用于放大其幅度和相位由第三衰减/相位控制器控制的互调失真信号，并且用于组合该放大的互调失真信号与该放大信号，以便消除包含在该放大信号中的互调失真信号。

本发明的上述目的和其它优点通过结合附图描述本发明的最佳实施例将变得更加清楚，其中：

图1是一常规前馈型线性功率放大器的方框图；

图2A-2E用于说明图1的前馈型线性功率放大器的工作原理；

图3是根据本发明的最佳实施例的一前馈型线性功率放大器的方框图；

图4示出了二极管的伏安特性曲线；

图5示出了根据先有技术的一种具有一个非线性二极管的功率检测器；

图6示出了这种根据先有技术的具有一个二极管的功率检测器的输入-输出特性；

图7示出了根据本发明的一种具有两个背对背连接的超高频二极管的平均功率检测器的输入—输出特性；

图8是根据本发明的第一实施例的平均功率检测器的电路图；

图9是根据本发明的第二实施例的平均功率检测10的电路图；

图10是根据先有技术的用于检测相对相位差信息的一相位检测器图；

图11是根据本发明的最佳实施例的一相位检测器图；

图12示出了根据本发明的在由相位检测器进行的相位差检测期间产生的向量合成特性；

图13是根据本发明的图3中的衰减/相位控制器中的衰减控制器的详细方框图；以及

图14是根据本发明的图3中的衰减/相位控制器中的相位检测器的详细方框图。

下面将结合附图详细描述本发明的最佳实施例。为了清楚地理解本发明，本发明将结合附图并在具体实施例的范围内进行说明。但是，应该注意的是，本发明能够由本领域的任何技术人员根据本说明而不是根据细节而实现。在下面的说明中，在不需要的细节中可能使本发明模糊不清的公知的功能和结构将不详细说明。

图3示出了根据本发明的最佳实施例的一种前馈型线性功率放大器的方框图。如图所示，第一功率分配器341分配RF输入信号Rfin，主功率放大器311放大来自功率分配器341的分配的RF输入信号、主功率放大器311的输出信号包括在放大过程中产生的互调信号、为了消除互调信号，根据本发明的线性功率放大器直接比较加到第一信号消除器313的一个输入端上的信号的幅度和相位与施加在第一信号消除器313的另一个输入端上的信号的幅度和相位，以便控制位于第一信号消除器313的前置级的可变衰减器322和可变移相器323。其后，当组合产生自第一信号消除器313的互调失真信号与在主路径上的放大的RF信号时，线性功率放大器直接比较主路径上的放大的RF信号的幅度和相位与互调失真信号的幅度和相位，以便消除互调失真信号。

首先，详细描述直接比较加到第一信号消除器313的两个输入信号以便控制RF输入信号的衰减和相位的操作。

在主功率放大器311放大主路径上的被分配的RF信号的同时，第一延迟成331延迟在子路径上的被分配的RF信号。第四功率分配器344分配来自第一延迟线331的延迟信号。第一可变衰减器322根据第一衰减控制信号ATC1衰减来自第四功率分配器344的被分配的输出信号的幅度。第一可变移相器323根据第一相位控制信号PIC1移动来自第一可变衰减器322的衰减信号的相位。第五功率分配器345分配第一可变移相器323的输出信号，并且将一个分配的输出信号DS11加到第一衰减/相位控制器321，而将另一个分配的输出信号加到第一信号消除器313的一个输入端。

另外，第二功率分配器342分配从主功率放大器311输出的放大信号。第六功率分配器346分配第二功率分配器342的一输出信号，并且将所分配的输出信号的其中之一加到第一信号消除器313，而将另一个分配的输出信号DS12加到第一衰减/相位控制器321。

第一衰减/相位控制器321直接比较来自主功率放大器311的放大RF信号DS12与RF信号DS11，以便产生第一衰减控制信号ATC1和第一相位控制信号P1C1，这两个控制信号用于控制RF输入信号的幅度和相位，使得第一信号消除器313提取纯的互调信号。第一信号消除器313从第六功率分配器346的放大输出信号中消除第五功率分配器345的输出信号，以便提取包含在该放大信号中的互调信号、第一信号消除器313可以由一减法器构成。

然后，详细描述用于直接比较由第一信号消除器313检测的互调信号的幅度和相位与包含在主路径上的放大信号中的互调信号的幅度和相位的一种结构。

第二延迟线332延迟第四功率分配器344的一个输出信号，而第二可变衰减器325根据第二衰减控制信号ATC2衰减从第二延迟线332输出的延迟信号的幅度。第二可变移相器326根据第二相位控制信号P1C2移动从第二可变衰减器325输出的衰减信号的相位。第七功率分配器347分配第二移相器326的输出信号，并且将一个分配的输出信号DS2 1加到第二衰减/相位控制器324，将另一个分配的输出信号加到第二信号消除器314。

第三延迟线333延迟来自第二功率分配器342的放大信号，而同时差错放大器312放大互调信号，第三功率分配器343分配从第三延迟线333输出的延迟信号，并且将所分配信号中的一个加到功率组合器315，而将另一个分配的输出信号加到第八功率分配器348。第八功率分配器348分配第三功率分配器343的分配输出信号，并且将一分配输出信号加到第二信号消除器314，而将另一分配输出信号DS22加到第二衰减/相位控制器324。

第二衰减/相位控制器324直接比较来自第八功率分配器348的放大信号DS22与来自第七功率分配器347的信号DS21，以便产生用于控制输入信号的幅度和相位的第二衰减控制信号ATC2和第二相位控制信号P1C2，使得第二信号消除器314提取纯的互调信号。第二信号消除器314从第八功率分配器348的放大信号中消除第七功率分配器347的输出信号，以便检测包含在放大信号中的互调信号。第二信号消除器314可以由一减法器构成。

第三可变衰减器328根据第三衰减控制信号ATC3衰减来自第一信号消除器313的互调失真信号的幅度。第三可变移相器329根据第三相位控制信号P1C3移动从第三可变衰减器328输出的衰减的互调失真信号的相位。差错放大器312放大从第三可变移相器329输出的移相后的互调信号。第九功率分配器349分配的差错放大器312输出的放大互调信号，并且将一个分配的输出信号加到功率组合器315，将另一个分配的输出信号DS32加到第三衰减/相位控制器327。第三衰减/相位控制器327比较来自第二信号消除器314的信号DS31与来自第九功率分配器349的信号DS32，以便产生第三衰减控制信号ATC3和第三相位控制信号P1C3。

如上所述，根据本发明的线性功率放大器直接比较在主路径上的互调失真信号的幅度和相位与从第一信号消除器313输出的所提取的互调信号的幅度和相位，以便通过由功率组合器315组合在子路径上的反相互调信号与在主路径上的互调信号而消除包含在主功率放大器311的输出信号中的互调信号。

在图3的前馈型线性功率放大器中，功率分配器341-349都分配其输入信号并通过两个输出端产生分配输出信号，功率组合器315组合在其两个输入端接收的信号，而主功率放大器311放大RF输入信号。可变衰减器322、325和328都衰减其输入信号的幅度，而可变移相器323、326和329都移动其输入信号的相位。另外，信号消除器313、314都消除加到其两个输入端的具有反相位的信号，差错放大器312放大由第一信号消除器313提取的互调失真信号，衰减/相位控制器321、324、327都将加到一个输入端的信号的幅度和相位与加到另一个输入端的信号的幅度和相位相比较，以便产生DC电压形式的衰减控制信号ATC和相位控制信号P1C，而延迟线331-333都延迟RF信号，以便补偿传输时间。

在这种前馈型线性功率放大器中，衰减/相位控制器321、324和327分别包含一示于图13的衰减控制器和一示于图14的相位控制器。

图13示出了该衰减控制器的方框图。参照该图，第十和第十一功率分配器1301和1302分别分配输入信号DS11和DS12。第一转换器1303是一个RF2∶1转换器，它通过转换所分配的信号而切换，平均功率检测器1304检测第一转换器1303的输出信号的平均功率。第二转换器1305是一个1∶2转换器，它转换平均功率检测器1304的输出信号，而一时钟发生器产生到第一和第二转换器1303、1305的切换控制信号。比较器1307比较第二转换器1305的输出信号V1与输出信号V2，以便产生衰减控制信号ATC。为了解释的方便，在本说明书中假定示于图13的衰减控制器是在第一衰减/相位控制器321中装备的衰减控制器。

在图13中，输入信号DS11是RF输入信号，而输入信号DS12是放大的RF输入信号。信号DS12是一个包含由于主功率放大器311的非线性特性而引起的互调失真信号的信号。在不同路径上的输入信号DS11和DS12在相同时刻加到第十和第十一功率分配器1301和1302。

输入信号DS11由第十功率分配器1301分配成信号DS111和DS112，而输入信号DS12由第十一功率分配器1302分配成信号DS121和DS122。RF2∶1转换器1303根据来自时钟发生器1306的转换时钟而切换分配的信号DS111和DS121，以便在转换时钟的第一个半周期中输出两个分配信号DS111和DS121的其中之一，在转换时钟的第二个半周期中输出另一个配的信号。RF2∶1转换器1303的输出信号由平均功率检测器1304转换成DC电压。1∶2转换器1305在转换时钟的第一个半周期中利用平均功率检测器1304的DC输出电压对电容C1充电，而在转换时钟的第二个半周期中利用平均功率检测器1304的DC输出电压对电容C2充电。比较器1307比较在电容C1上充的电压V1与在电容C2上充的电压V2，以便产生衰减控制信号ATC。这里，如果电压V2低于电压V1，则比较器1307产生一负(-)的DC电压，而如果电压V2高于电压V1，则比较器1307产生一正(+)的DC电压。

第一可变衰减器322根据从比较器1307产生的衰减控制信号ATC1增加或减小从第四功率分配器344接收的RF输入信号的衰减量。即，可变衰减器322响应来自比较器1307的正(+)DC电压而增加RF输入信号的衰减量，响应负(-)DC电压而减小RF输入信号的衰减量，以便使电压V1和V2具有相同的电压电平。根据前述的说明，在RF输入信号高于来自主功放311的放大RF输入信号的情况下，增加RF输入信号的衰减量。反之，如果RF输入信号低于来自主功放311的放大RF输入信号时，减小RF输入信号的衰减量。

同时，需要平均功率检测器1304能够实时检测输入信号的平均功率而不管输入信号量的多少。一般地，功率检测器将整个或部分RF信号转换成DC电压，以便检测RF信号的功率电平。这种功率检测器通常采用微波二极管实现。这里，该二极管能够被看作一非线性电阻器，并且该二极管的I-V特性能够由下式(1)表达：

             I(V)＝IS(e^αv-1)                   ...(1)

在公式(1)中α＝q/nkT，其中q表示电荷，n为理想因子，k为波耳兹曼常数，而T为绝对温度。

图4说明了一般二极管的DCI-V特性曲线。如果下式(2)的电压加到具有图4的特性的二极管上，则公式(1)能够根据泰勒(Taylor)级数量写为下式(3)：

             V＝V_o+V...                 (2)这里的V_o表示DC偏置电压，而V表示小的AC信号电压。 $I\left(V\right)=I_O+\mathrm{\ν}\frac{\mathrm{dI}}{\mathrm{dV}}{|}_{{\mathrm{\ν}}_o}+\frac{1}{2}{\mathrm{\ν}}^2\frac{d^{2}I}{d{V}^2}+\·\·\·.....\left(3\right)$ 这里I_o＝表示DC偏置电流的I(V_o)。

在公式(3)中，一简单微分方程能够表达为下式(4)，而一个二次微分方程能够表达为下式(5)。 $\frac{\mathrm{dI}}{\mathrm{dV}}{|}_{V_o}=\mathrm{\α}{I}_S{e}^{\mathrm{\α}{V}_o}=\mathrm{\α}(I_O+I_S)=G_d=\frac{1}{R_j}.....\left(4\right)$ 其中的R_j表示p-n结晶体管电阻，而G_d表示动态电导率。 $\frac{d^{2}I}{d{V}^2}{|}_{v_o}=\frac{d{G}_d}{\mathrm{dV}}{|}_{v_o}={\mathrm{\α}}^2(I_O+I_S)=\mathrm{\α}{G}_d.....\left(5\right)$

公式(3)能够通过采用公式(4)和(5)，根据DC电流和AC电流而重写为下式(6)。 $I\left(V\right)=I_o+i=I_o+\mathrm{\ν}{G}_d+\frac{{\mathrm{\ν}}^2}{2}{G}_d.....\left(6\right)$

如果示于下式(7)中的小信号RF电压和DC电压用于上面的公式中，则公式(6)可以重写为下式(8)。

         V＝V_o+ν_ocosω_ot....(7) $I=I_o+{\mathrm{\ν}}_o{G}_d\cos {\mathrm{\ω}}_{o}t+\frac{{{\mathrm{\ν}}^2}_o}{2}{G}_d{\cos }^2{\mathrm{\ω}}_{o}t$ $=I_o+\frac{{{\mathrm{\ν}}^2}_o}{4}{G}_d+{\mathrm{\ν}}_o{G}_d\cos {\mathrm{\ω}}_{o}t+\frac{{{\mathrm{\ν}}^2}_o}{2}{G}_d\cos 2{\mathrm{\ω}}_{o}t.....\left(8\right)$

从公式(8)中可以看出，DC输出电流包含偏置电流分量以及一个与RF信号的平方成正比的分量。因此，DC输出电流与输入功率成正比。

图5示出了根据现有技术的具有单个非线性二极管的功率检测器的方框图，而图6示出了图5的功率检测器的输入一输出曲线。

参照图5和图6，如果小信号RF电压加到图5的二极管D1，则在输入信号的半周期中产生输出电流，如图6所示。它显示出输出电流根据RF输入信号的峰值电压而变化。因此，尽管输入信号是一具有相同平均功率的信号，但是加到一元件上的峰值电压却根据该输入信号量而变化。因此，在输入信号的单音数在所有时间内都变化的系统中，不可能检测出精确的电压。因此，即使具有相同的平均功率，在加到其上的信号具有不同的输入信号数量的情况下，图5的功率检测器也不能检测精确的电压。

因此，在输入信号数量实时变化的情况下，本发明的实施例采用了一种能够检测整个输入信号的平均功率而不管其输入信号数量的器件。基于这一目的，根据本发明的实施例的平均功率检测器包括背对背连接的两个微波2极管，以便检测RF输入信号的平均功率。

图7示出了具有背对背连接的两个微波二极管的平均功率检测器的输入一输出特性曲线。如果小信号RF电压加到这两个微波二极管上，则在输入信号的整个周期内产生的输出电流如图7中所示。因此，这样就可能获得与整个输入信号电压成正比的电流特性。而不管输入信号的数量，这就意味着如果输入信号的平均功率是常数，则该功率检测器就能够检测相同的电压，而不管输入信号的数量。

图8示出了根据本发明的第一实施例的平均功率检测器1304的方框图。在该图中，推挽分配器801是一四端口元件(具有四个输入/输出端)，它将RF输入信号分成具有相反相位的信号。匹配电路802连接在推挽分配器801的第一输出端和第一二极管D1之间，以便在工作频率下匹配第一二极管D1的特性阻抗与推挽分配器801的一个输出特性阻抗。匹配电路803连接在推挽分配器801的第二输出端与第二二极管D2之间，以便在工作频率上匹配第二二极管D2的特性阻抗与推挽分配器801的一个输出特性阻抗。第一和第二二极管由微波二极管构成，它们分别用于将通过匹配电路802和803接收的RF输入信号转换成DC电流。即，第一和第二二极管D1和D2分别整流具有相反相位的分配的RF信号。并联在地与第一和第二二极管D1、D2的负极节点之间的电阻R2、电容C3产生对应于平均功率的电压。电容C3由二极管D1、D2整流的信号电流充放电，以便检测对应于平均功率的电压值。电容C1和C2分别连接在推挽分配器801的第一、第二输出端与匹配电路802、803之间，该电容C1、C2是用于隔离RF信号与由第一、第二二极管D1、D2整流的DC电流的隔直流电容器。此外，在阻直电容器C1、C2和匹配电路802、803之间的分别连接到地的结电感器(junction inductor)L1、L2，形成用于自相应的微波二极管D1、D2产生的DC电流的路径。

参照图8，下面将描述根据本发明的第一实施例的平均功率检测器1304的操作，推挽分配器801将RF输入信号分配成具有相反相位的信号并且产生输出信号到其第一和第二输出端。推挽分配器801具有通过50Ω电阻R1连接到地的一个固定输入端。从推挽分配器801产生的分配的RF信号分别通过匹配电路802、803加到作为功率检测元件的微波二极管D1、D2。这里，匹配电路802、803匹配二极管D1 D2在工作频率上具有的特性阻抗与推挽分配器801的输出特性阻抗。匹配电路802、803可以由分配电路构成。

当小信号RF电压加到起高频二极管D1，]32上时，根据泰勒级数导出的输出电流可以由下式(9)表示， $I_1=I_S(e^{\mathrm{\α\ν}}-1)=I_S\[(1+\mathrm{\α\ν}+\frac{1}{2!}{\left(\mathrm{\α\ν}\right)}^2+\·\·\·)-1\]=I_S\[\mathrm{\α\ν}+\frac{1}{2}{\left(\mathrm{\α\ν}\right)}^2+\·\·\·\]$ $I_2=I_S(e^{-\mathrm{\α\ν}}-1)=I_S\[(1-\mathrm{\α\ν}+\frac{1}{2!}{\left(\mathrm{\α\ν}\right)}^2-\·\·\·)-1\]=I_S\[-\mathrm{\α\ν}+\frac{1}{2}{\left(\mathrm{\α\ν}\right)}^2+\·\·\·\]$ $I=I_1+I_2=2I_S\[\frac{1}{2}{\left(\mathrm{\α\ν}\right)}^2+\·\·\·\].....\left(9\right)$

在公式(9)中，从输入信号V的偶模中获取的DC分量由连接到二极管D1、D2的电阻R2检测，而奇模信号相互抵消，隔直电容器C1、C2隔离RF输入信号与自微波二极管D1、D2产生的DC电压。电容器C3调节检测的电流的时间常数，而电阻R2将由二极管D1、D2检测的电流转换为一电压值，并且与电容C3一起调节该时间常数。另外，电感器L1、L2形成DC路径。

图9示出了根据本发明的第二实施例的平均功率检测器1304的方框图。在该图中，匹配电路901位于平均功率检测器1304的一个输入端，以便匹配推挽分配器902的输入特性阻抗与50Ω的特性阻抗。推挽分配器902将RF输入信号分配为具有相反相位的信号，并将所分配的信号输出到其两个输出端。该推挽分配器902是一具有四输入/输出端的双端口元件。

第一、第二二极管D1、D2的正极分别连接到推挽分配器902的第一、第二输出端，而第一、第二二极管D1、D2的负极共同连接到平均功率检测器1304的输出端。第一、第二二极管D1、D2是微波二极管，它们将来自推挽分配器902的分配的RF信号转换成DC电流。即，第一、第二二极管D1、D2整流具有相反相位的分配的RF信号。电阻R2和电容C3并联地一起连接到第一、第二二极管D1、D2的负极，以便产生平均功率。电容C3由二极管D1、D2整流的信号电流充放电，以便检测对应于平均功率的电压值。电容C1、C2分别连接在二极管D1、D2与推挽分配器902的输出端之间，该电容C1、C2是用于隔离RF信号与微波二极管D1、D2输出的DC直流的隔直流电容器。此外，结电感器L1、L2形成用于自微波二极管D1、D2产生的DC电流的路径。

然后，参照图14，将详细描述在衰减/相位控制器321、324和327配备的相位控制器。如上所述，第十功率分配器1301将输入信号DS11分配为信号DS111和DS112，而第十一功率分配器1302将输入信号DS12分配为信号DS121和DS122。相位检测器1401接收信号DS112和DS122以便产生电压V2。比较器1402比较相位检测器1401的输出电压V2与参考电压V1，以便产生相位控制信号P1C。这里，参考电压V1对应于两个输入信号DS112和DS122的相对参考相位。具体地，如果电压V2低于参考电压V1，则比较器1402产生一负(-)DC电压，如果电压V2高于参考电压V1，则产生一正(+)DC电压。

然后，可变移相器323根据自比较器1402输出的DC电压移动自第一可变衰减器322接收的RF信号的相位。即，可变移相器323响应从比较器1402输出的正(+)DC电压而记录RF输入信号的相位，响应从比较器1402输出的负(-)DC电压而向前移动RF输入信号的相位，最终使得电压V1和V2到达相同电压上。

根据本发明的线性功放采用相位检测器1401以便检测相对相位差信息。一般地，用于检测相对相位差信息的最广泛采用的元件是二极管混频器或者I&Q解调器。I&Q解调器由相互结合的两个二极管混频器组成，图10示出了I&Q解调器的方框图。

参照图10，加到一个输入端RF的RF输入信号被定向耦合器1001分成具有90°相位差的两个信号，这些分配的信号分别加到混频器1002、1003。此外，加到输入端LO的LO信号被同相功率分配器1004分成具有相同相位的两个信号，所分配的LO信号分别加到混频器1002，1003。由公式推导，混频器1002具有的RF信号和的LO信号。

因此自混频器1002产生的IF(中频)信号IF1能够由下式(10)表示 $V_{\mathrm{IF}1}=\frac{K_1}{2}{\mathrm{\ν}}_r{\mathrm{\ν}}_o\cos ({\mathrm{\ω}}_{o}t+\mathrm{\θ})\cos \left({\mathrm{\ω}}_{o}t\right)$ $=\frac{K_1}{4}{\mathrm{\ν}}_r{\mathrm{\ν}}_o\[\cos (2{\mathrm{\ω}}_{o}t+\mathrm{\θ})+\cos \mathrm{\θ}\].....\left(10\right)$

如果公式(10)的IF1信号加到一低通滤波器，则高频分量被消除，最后的IF1信号输出由下式(11)表示。 $V_{\mathrm{IF}1}=\frac{K_1}{4}{\mathrm{\ν}}_r{\mathrm{\ν}}_o\cos \mathrm{\θ}.....\left(11\right)$

这里，在公式(10)和(11)中包括了混频器1002的变换损失。同样地，自混频器1003产生的IF信号IF2能够由下式(12)表示

信号V_IF1和V_IF2加到I&Q解调器的I和Q信号，以便提取在加到输入端RF、LO的信号之间的相对相位差信息。

但是，在通过采用I&Q解调器检测在RF信号之间的相位差信息的情况下，该线性功放存在下列的问题。首先，加到I&Q解调器的输入端LO的信号功率应为10dBm。为了检测相对相位差信息，RF信号被分配并加到I&Q解调器的输入端RF和LO。在这种情况下，如果RF信号的幅度相对较低时，该RF信号应在被加到输入端LO之前放大。这就需要在放大RF信号并将其加到输入端LO的同时保持RF信号的相位信息。为了保持相位信息，一驱动放大器应放大该信号而没有相位失真的产生。因此，用于I&Q解调器的驱动放大器的1dB压缩点应该大大高于10dBm，这将导致制造这种相位检测器的困难和制造成本的增加。其次，I&Q解调器较昂贵，并且通过在I和Q端采用DC电压控制相位信息时需要许多附加器件。因此，该相位检测器变得很昂贵。

图11示出了根据本发明的实施例的相位检测器。如上所述，相位检测器包括用于以相同相位合成两个RF输入信号的一同相功率合成器1101，一平均功率检测器1102连接在该同相功率组合器1101的输出端与地之间，它用于将合成的RF信号转换成DC电压。图12示出了在根据本发明的相位检测器中的两个信号的向量合成特性。

因此，如图11所示，用于检测相对相位差信息的相位检测器将其相对相位差信息被检测的那些RF信号加到同相功率合成器1101的两个输入端。同相功率合成器1101以相同相位合成这些RF信号。平均功率检测器1102检测所合成信号的DC电压。这样，相位检测器能够检测在RF输入信号之间的相对相位差信息。

参照图11和12，如果具有相同频率分量的RF信号加到同相功率合成器1101的两个输入端，则这些RF信号在同相功率合成器1101的输出端被向量合成，如图12所示。即，如果加到同相功率合成器1101的两个输入端上的具有相同幅度的RF信号的相位差为0°，则其输出信号具有两倍于输入信号的幅度。但是，如果在RF信号之间的相对相位差为180°，则RF信号被消除，因而不产生输出信号。因此，如果具有相同幅度的RF输入信号的相对相位差为θ，则同相功率合成器1101产生向量合成输出信号。

连接到同相功率合成器1101的输出端的平均功率检测器1102将来自同相功率合成器1101的向量合成的RF信号转换成DC电压。在向量合成具有相同幅度的RF信号的情况下，RF输出信号的幅度根据RF输入信号的相对相位的变化而改变。因此，这样就可能检测精确的相对相位差信息。所需要的是，即使加到同相功率合成器1101的输入端的RF输入信号数超过两个时，平均功率检测器1102也应该能够产生相同的DC电压。

现在描述具有上述结构的前馈型线性功放的工作。RF输入信号由第一功率分配器341分配，而所分配的信号分别加到主功率放大器311和第一延迟线331。主功放311放大所分配的RF输入信号，而所放大的RF信号可能包括在放大RF输入信号过程中产生的互调失真信号。第二功率分配器342分配来自主功率放大器311的放大RF信号，并且将该分配的RF信号的其中之一加到第六功率分配器346，将所剩的一个分配的RF信号加到第三延迟线333。由第三延迟线333延迟的RF信号被第三功率分配器343分配，所分配信号的其中之一加到第八功率分配器348，剩下的一个分配的RF信号加到功率组合器315。

第二功率分配器342的RF输出信号被第六功率分配器346分配，所分配的RF信号的其中之一加到第一信号消除器313，而剩下的分配的RF信号加到第一衰减/相位控制器321。来自第一延迟线331的延迟RF输出信号被第四功率分配器344分配。来自第四功率分配器344的分配输出信号的其中之一被加到第一可变衰减器322，而剩下的一个分配输出信号加到第二延迟线332。第一可变衰减器322根据自第一衰减/相位控制器321产生的第一衰减控制信号ATC1控制自第四功率分配器344输出的RF信号的幅度，并将其输出信号加到第一可变移相器323。第一可变移相器323根据自第一衰减/相位控制器321产生的第一相位控制信号PIC1控制自第一可变衰减器322输出的RF信号的相位，并且将其输出信号加到第五功率分配器345。

第一衰减/相位控制器321直接比较来自第五功率分配器345的输出信号DS11与来自第六功率分配器346的输出信号DS12，以便产生用于控制RF输入信号的幅度和相位的第一衰减控制信号ATC1和第一相位控制信号PIC1。第一衰减控制信号ATC1控制来自第四功率分配器344的RF信号，使得第一可变衰减器322产生具有与自主功放311输出的放大RF信号的幅度相同的输出信号。第一相位控制信号PIC1控制来自第一可变衰减器322的RF信号的相位，使得第一可变移相器323产生具有与自主功放311输出的RF信号的相位相反的输出信号。

第五功率分配器345分配其幅度和相位被控制的RF信号，以便将所分配信号的其中之一加到第一衰减/相位控制器321，将剩下的一个所分配信号加到第一信号消除器313。第一信号消除器313从主功放311的放大RF信号中消除第五功率分配器345的RF输出信号，以便仅仅提取互调失真信号。

第三可变衰减器328根据产生自第三衰减/相位控制器327的第三衰减控制信号ATC3控制产生自第一信号消除器313的互调失真信号的幅度。第三可变移相器329根据产生自第三衰减/相位控制器327的第三相位控制信号PIC3控制来自第三可变衰减器328的互调失真信号的相位。差错放大器312放大其幅度和相位被控制的互调失真信号，并且将其输出信号加到第九功率分配器349。

第八功率分配器348分配自第三功率分配器343输出的放大RF信号，将所分配信号的其中之一加到第二信号消除器314，而将另一分配信号加到第二衰减/相位控制器324。来自第四功率分配器344的所分配输出信号被第二延迟成332延迟，并且被加到第二可变衰减器325。第二可变衰减器325根据来自第二衰减/相位控制器324的第二衰减控制信号ATC2控制自第二延迟线332输出的延迟RF信号的幅度。第二可变移相器326根据来自第二衰减/相位控制器324的第二相位控制信号PIC2控制幅度被控制的RF信号的相位。第二衰减/相位控制器324将来自第七功率分配器347的输出信号DS21的幅度、相位与来自第八功率分配器348的输出信号DS22的幅度、相位相比较，以产生第二衰减控制信号ATC2和第二相位控制信号PIC2。第二衰减控制信号ATC2和第二相位控制信号P1C2控制第二可变衰减器325和第二可变移相器326，使得第七功率分配器347的输出信号具有与第八功率分配器348的输出信号相同的幅度和相反的相位。

第二信号消除器314从第八功率分配器348的输出信号中消除第七功率分配器347的输出信号，以便仅仅提取互调失真信号。第三衰减/相位控制器327将互调失真信号DS31的幅度、相位与第九功率分配器349的所分配输出信号DS32的幅度、相位相比较，以便产生第三衰减和相位控制信号ATC3和PIC3。第三衰减和相位控制信号ATC3和PIC3分别控制第三可变衰减器328和第三可变移相器329，使得第九功率分配器349的输出信号具有与第三功率分配器343的输出信号相同的幅度和相反的相位。功率组合器315组合具有相同幅度和相反相位的第三功率分配器343的输出信号与第九功率分配器349的输出信号，以便消除包含在RF信号中的互调失真信号。

总之，根据本发明的前馈型成性功率放大器直接比较加到第一信号消除器313的一个输入端的信号的幅度、相位与加到第一信号消除器313的另一输入端的信号的幅度、相位，并且根据比较结果，控制位于第一信号消除器313的前置级的第一可变衰减器322和第一可变移相器323，使得第一信号消除器313仅仅提取在主功放311放大RF输入信号的同时产生的互调失真信号，其次，成性功率放大器直接比较在主路径上的互调失真信号的幅度、相位与在子路径上的互调失真信号的幅度、相位，并且根据这一比较，控制第三可变衰减器328和第三可变移相器329，以便消除包含在主功率放大器311的RF输出信号中的互调失真信号。

从前述中可知，该前馈型线性功率放大器采用用于检测输入信号之间的相对相位差的相位检测器和平均功率检测器，以便直接比较在主路径上的RF信号的幅度、相位于在子路径上的RF信号的幅度、相位，以便实时地消除包含在放大的RF信号中的互调失真信号。

虽然在这里结合附图已经描述了本发明的示例性的实施例，但是应该明白，本发明不限于这些最佳实施例，并且在不脱离本发明的精神和范围的前提下，本领域的普通技术人员可以作出其它的修改和变形。

Claims (12)

1、一种前馈型线性功率放大器，包括：

功率放大器，用于放大RF(射频)输入信号；

第一衰减/相位控制器，用于产生信号以比较所放大的信号的幅度、相位与该RF输入信号的隔度、相位，以便控制该RF输入信号的幅度和相位；

第一衰减器/相移器，用于以一个控制幅度和相位的信号控制RF输入信号的幅度和相位；

第一信号消除器，用于从所述放大的信号中消除其幅度和相位由所述第一衰减/相位控制器控制的信号，以便从所述放大信号中提取互调失真信号；

第二衰减/相位控制器，用于产生信号以比较该放大信号的幅度、相位与该RF输入信号的幅度、相位，以便控制该RF输入信号的幅度、相位，所述放大信号和所述RF输入信号分别被第一和第二延迟线延迟；

第二衰减器/相移器，用于以所述控制幅度和相位的信号控制所述延迟了的RF输入信号的幅度和相位；

第二信号消除器，用于从所述放大延迟信号中消除其幅度和相位由所述第二衰减/相位控制器控制的信号，以便从所述放大延迟信号中提取互调失真信号；

第三衰减/相位控制器，用于比较所述第二信号消除器的输出信号的幅度、相位与一差错放大器的输出信号的幅度、相位，以便控制该提取的互调失真信号的幅度和相位；以及

所述第三衰减/相位控制器用于以所述控制幅度和相位的信号控制所述提取出的互调失真信号的幅度和相位；

差错放大器，用于放大所述第三衰减器/相移器的输出信号；以及

组合器，用于组合所述差错放大器的输出信号和所述功率放大器的输出信号以消除互调失真信号。

2、如权利要求1所述的一种前馈型线性功率放大器，其中所述第一至第三衰减/相位控制器都由一衰减控制器和一相位控制器组成。

3、如权利要求2所述的一种前馈型线性功率放大器，其中所述衰减控制器包括：

第一开关，用于轮流切换第一和第二输入信号；

一平均功率检测器，用于检测所述第一开关的输出信号的平均功率；

第二开关，用于切换所述平均功率检测器的输出信号以便产生第一和第二输出信号；以及

一比较器，用于比较所述第一输出信号与所述第二输出信号以便产生一衰减控制信号。

4、如权利要求3所述的一种前馈衰减性功率放大器，其中所述平均功率检测器包括：

一推挽分配器，用于将所述RF输入信号分配为第一和第二被分配的具有相反相位的RF信号；

第一和第二匹配电路，用于匹配在工作频率上的一电流检测元件的特性阻抗与所推挽分配器的输出特性阻抗；

构成所述电流检测元件的第一和第二超高频二极管，用于检测与从所述第一和第二匹配电路提供的RF信号对应的电流；以及

一电流一电压转换器，用于将所述由第一和第二超高频二极管检测的电流转换成DC电压，以便检测RF输入信号的平均功率。

5、如权利要求3所述的一种前馈型线性功率放大器，其中所述平均功率检测器包括：

一匹配电路，用于接收RF输入信号，并且用于匹配推挽分配器的输入特性阻抗与一电流检测元件的特性阻抗。

所述推挽二极管用于将所述匹配电流的RF信号输出分配为第一和第二被分配的具有相反相位的RF信号；

构成所述电流检测元件的第一和第二超高频二极管，用于检测来自所述第一和第二分配的RF信号的电流；以及

一电流一电压转换器，用于将所述由第一和第二超高频二极管检测的电流转换为DC电压，以便检测RF输入信号的平均功率。

6、如权利要求2所述的一种前馈型线性功率放大器，其中所述相位控制器包括：

一相位检测器，包括一用于向量合成RF输入信号的同相功率合成器和一用于检测所合成的RF信号的电压电平的电压检测器，所述相位检测器分析所述检测电压的幅度以便检测在所述RF输入信号之间的相对相位差信息；以及

一比较器，用于比较所述相位检测器的输出与一参考电压，以便产生一相位控制信号。

7、一种用于在前馈型线性功率放大器中消除互调失真信号的方法，该前馈型线性功放包括一用于放大RF输入信号的功率放大器，该方法包括步骤：

(a)比较所放大信号的幅度和相位与RF输入信号的幅度和相位以便控制RF输入信号的幅度和相位；

(b)从所述放大的信号中消除其幅度和相位被在所述步骤(a)中控制的信号，以便从所述放大信号中提取互调失真信号；

(c)比较该放大信号的幅度和相位与RF输入信号的幅度和相位以便控制RF输入信号的幅度和相位，所述放大信号和所述输入信号分别被第一和第二延迟线延迟；

(d)从所述放大延迟信号中消除其幅度和相位被在所述步骤(c)中控制的信号，以便从所述放大延迟信号中提取互调失真信号；

(e)比较在所述步骤(d)中提放的所述互调失真信号的幅度和相位与一差错放大器的输出信号的幅度和相位，以便控制所提放的互调失真信号的幅度和相位；以及

(f)放大其幅度和相位在所述步骤(e)中被控制的互调失真信号并且组合该放大的互调失真信号与所述放大的信号，以便消除包含在所述放大的信号中的互调失真信号。

8、如权利要求7所述的一种用于消除互调失真信号的方法，其中所述步骤(a)、(c)和(e)都包括控制输入信号的衰减和控制输入信号的相位的步骤。

9、如权利要求8所述的一种用于消除互调失真信号的方法，其中所述衰减控制步骤包括下列步骤：

(g)轮流切换第一和第二输入信号；

(h)检测在所述步骤(g)中被切换的所述第一和第二输入信号的平均功率；

(i)切换所述检测的平均功率以产生第一和第二输出信号；以及

(j)比较所述第一输出信号与所述第二输出信号以产生一衰减控制信号。

10、如权利要求9所述的一种用于消除互调失真信号的方法，其中所述平均功率检测步骤(h)包括步骤：

将所述RF输入信号分配为具有相反相位的第一和第二分配的RF信号；

匹配一电流检测元件的特性阻抗与一推挽分配器的输出特性阻抗；

检测与所述阻抗匹配的RF信号对应的电流；以及

将所述检测的电流转换成DC电压以便检测RF输入信号的平均功率。

11、如权利要求9所述的一种用于消除互调失真信号的方法，其中所述平均功率检测步骤(h)包括下列步骤：

接收RF输入信号，并且匹配一推挽分配器的输入特性阻抗与一电流检测元件的特性阻抗；

将所述阻抗匹配的RF信号分配为具有相反相位的第一和第二分配的RF信号；

检测来自所述第一和第二分配的RF信号的电流，以及

转换所述检测的电流为一DC电压以检测RF输入信号的平均功率。

12、如权利要求8所述的一种用于消除互调失真信号的方法，其中所述相位控制步骤包括步骤：

向量合成RF输入信号；

检测所合成的RF信号的电压电平，并且分析所述检测的电压的幅度以检测在所述RF输入信号之间的相对相位差信息；以及

比较所述相对相位差信息与一参考电压以产生一相位控制信号。

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