CN1113481C - 具有有效信号捕获的gps接收机 - Google Patents

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Abstract

一个直接序列扩频接收机对一个输入信号采样，并将该信号转换为IF信号。该IF信号被采样并被存储在存储器(192、194)内。在一个实施例中，存储器是由两个存储器组构成的，它们可交替地接收采样段。在一个存储器组处于写入时期时，另一个存储器组将其输出提供给一个处理器(70)。这种操作以乒乓方式继续进行。在另一个实施例中，根据需要提供并读出一个信号存储器组，在处理器完成对存储器输出端现有信号的采样的处理之前，该处理器一直忽略输入信号。这种接收机在全球定位卫星(GPS)信号处理中是很有用的，在该信号处理中的输入信号包括了具有CDMA编码的几个卫星传输。

Description

具有有效信号捕获的GPS接收机
引用的相关申请
本发明声明了1996年7月12日申请的美国临时申请序号第60/021,628的好处。
本发明公开了与由Daniel D.Harrison，Anantha k.Pradeep，GlenW.Brooksby及Stephen M.Hladik在1995年5月31日提出的共同待审的序号为第08/456,229的申请相关的主题，其题目为“A Reduced-Power GPS-Based System for Tracking Multiple objects from aCentral Location”，并将本发明转让给这个受让人。本文所公开的申请序号第08/456,229仅是用于参考。
本申请与共同待审的申请序号为[摘要RD-25,187；RD-25,671；RD-25,730；RD-25,731；RD-25,732；RD-25,733；RD-25,757]相关，上述申请是与本申请同时申请的，并与本申请具有相同的受让人。
                  本发明的技术背景
                      发明领域
本发明一般与扩频通信系统相关，尤其是与用于扩频接收机的一种低功率信号处理结构及方法相关。
                      背景技术
在噪声环境下需要高可靠度的通信应用中，扩频通信是有优势的。或者是有意的，或者是偶然的，一般主要噪声为人为干扰。在特定应用中，通信环境可包括许多电位反射器，产生若干多道干扰。这种多道干扰典型地暗示了以频率选择性衰落为形式的零值深度。扩频通信对那些难题是一种极好的对抗措施。
有几种类型的扩频系统，包括直接序列序列扩频系统、跳频系统、跳时系统、脉冲频率调制(或线性调频)系统、及各种混合电路。在上述这些类型中，直接序列扩频(DSSS)系统及跳频系统有可能会被更广泛地使用。以下讨论集中于二进制DSSS系统。
在二进制DSSS通信中，用一个窄带信息信号调制一个宽带载波信号。所述宽带载波一般是由使用一个二进制伪随机噪声(P/N)码序列对一个信号频率载波进行二相调制而产生的。P/N码通常是由使用一个或多个高速移位寄存器而产生的，依据本原多项式，所述每个高速移位寄存器具有模为2的反馈。之后，将所产生的高速P/N码加到平衡调制器(乘法器)上，该平衡调制器的其它输入信号是窄带载波。平衡调制器的输出信号是一个宽带信号通常是指是一个“宽带载波”。为传输数据，用二进制信息数据流对宽带载波进行二相调制。该信息数据率通常比P/N码符号或“修整”率低很多，且该数据和码片的边缘通常是同步的。DSSS技术抑制干扰的能力和码片率与数据率的比成正比。在很多应用中，每个信息位含有数以千计的码片。
可接收一个DSSS信号，首先通过将该信号与本机产生的原始的窄带载波(例如一个合适的调谐本机振荡器)的复制信号相乘，而将该信号下移为基带信号。如果载波复制信号的频率(及相位)与所接收到的原始窄带载波的相同，则所述乘法器的输出信号将是一个双极“宽带数据”流，它是双极P/N码和信息数据序列的乘积。之后，通过将所述宽带数据流和本机产生的P/N码的复制信号相乘而消除了P/N码，其中本机产生的P/N码的复制信号在时间上是与所接收到的P/N码对齐的。这是数据反扩展处理，且在该乘法器的输出端产生了原始数据流。
在数据反扩展处理中，宽带数据功率谱重新聚集在原始窄带数据带宽内，并将所述数据功率水平提高到远远超出所述带宽内的背景噪声。功率电平的提升量就是所谓的处理增益，并和码率与数据率的比值成正比。另外，任何所接收到的窄带干扰被码复制调制扩展开，这最大限度地减小了数据带内的干扰功率电平。
通常与DSSS信号接收相关的一个困难的工作是产生一个既有适当的载波频率又有适当的载波相位的载波复制信号，以及以适当的速率产生具有适当的时间排列(偏移)的P/N码复制信号。在许多DSSS通信系统中，接收机事先并不知道所需的载波频率、载波相位、及P/N码偏移，且必须通过在数据滤波器的输出端观测到一个大信号之前，一直试各种不同的值来确定这些参数。这就是所知的搜索或捕获处理，当已确定了合适的频率、相位及码偏移时，就说得到了一个DSSS信号。
在许多DSSS应用中，DSSS信号电平要远比背景噪声及/或干扰电平低，且在被恰当地反扩频及被低通滤波之前一直是不可检测的。当所接收的信号—噪声比(SNR)非常低时，该滤波器必须非常窄，以得到适合于信号检测及捕获的处理增益。由于窄滤波器需要一个长的积累周期，必须在做检测确定之前，对许多所接收的P/N码采样与相应的复制P/N码采样相乘的结果进行积累。这种乘法及相加是接收的和复制的P/N码序列之间的一个互相关，且期望该序列可以是低SNR信号。
对DSSS方法的使用可使用户同时使用码分多址(CDMA)技术来共享相同的宽带通道。使用这一技术，每个发射机使用不同的P/N码，所以不同码之间的互相关基本上为零。接收机通过选择合适的P/N码及执行捕获搜索来选择并检测一个特定的发射信号。在一些情况下，并不知道哪个发射机会发射，所以捕获搜索必须包括从已知列表中对不同P/N码的检索。当必须检查许多不同码、码偏移及载波频率，且SNR很低时，所述捕获工作既费时又费能量。本发明的一个重要方面是减小在DSSS信号捕获处理中的时间及能量消耗。
例如可以在由Robert C.Dixon、John Wilog & Sons(1994)所著的第三版《扩频系统》及由M.K.Simon等著的《扩频通信》第二卷，ComputerScience Press(1985)中找到对直接序列及其它类型的扩频通信系统的说明，例如可在由Andrew J.Viterbi、Addison Wesley(1995)著的《扩频通信的CDMA原理》中有对CDMA技术的说明。
时下流行的及无处不在的全球定位系统信号就是DSSS通信的一个重要的应用。近年来，导航卫星全球定位系统(GPS)卫星被发射到处在6个轨道平面内的中高度地球轨道上，每个轨道平面相对于赤道的倾角为55°。整体的GPS卫星星座包括21个卫星及几个备用品。从这些卫星发射出的信号允许一个接收机靠近地面，以便能准确地确定时间及其自身的位置。每个卫星都发射能提供卫星位置的精确信息，并允许测量该卫星和用户天线间的距离。依据来自至少四个GPS卫星的这条信息，用户可借助已知的三角测量技术(即导航解法)计算出其自身的位置、速度及时间参数。如果用户的接收机向上能够不妨碍对天空的观测，向下能非常贴近地平线，则用户可在任何地方或靠近地球表面的地方观测到一般为七颗，至少也是四颗卫星。每颗卫星都在已知的两个频率L1(1575.42MHz)及L2(1227.6MHz)上发射信号，且所有卫星都使用如前所说明的CDMA DSSS技术共享这些频率。
尤其是，每颗卫星在频率L2上发射一个信号高分辨率DSSS信号，在频率L1上发射附加有另一个低分辨率DSSS信号的同一个信号。低分辨率DSSS信号包括一个P/N码和一个信息数据序列(NAV数据)，所述P/N码具有1.023MHz的修整率及1.0ms的重复周期，所述信息数据序列具有每秒50比特的速率。高分辨率DSSS信号使用具有10.23MHz的片率，及大于一个星期的重复周期的P/N码。在来自给定卫星的所有DSSS信号中都使用了相同的NAV数据流。来自给定卫星的NAV信息包括GPS信号传送时间、用于该卫星的历表(位置)数据、用于星座中所有卫星的天文年历数据，以及与由低分辨率向高分辨率码跟踪的转换相连接时所用的切换字。所知的低及高分辨率码分别是航向/捕获(C/A)及精确(P)码。
在捕获后，每个码的偏移与来自NAV数据的信号—传输时间一起，使接收机能确定相应的卫星及用户之间的距离。通过在发射信号中包含有P码及重复C/A码，有可能实现P码的更迅速的分层捕获，还可提供全球导航服务的两个层级。P码可提供精确到大约3米的位置，而C/A码产生在30米数量级上的精确度。一般来说，可通过加密，或相反，通过控制高分辨率P/N码的知识，而使低分辨率服务并不只限于，而使高分辨率却只限于军用。
在典型的军用接收机中，首先得到了C/A码。接着，从NAV数据流中读出切换字。该切换字确定了相对于GPS时间的P码的大约偏移(正如在时间标记处所发射的)，而且它的使用会极大地削减在P码捕获中必须搜寻的不同码偏移的数目。因为C/A码每1.0ms重复一次，因此只用搜索1023个不同的码偏移(如果在通常的半片步骤中执行搜索，这个数目将翻番)，所以C/A码肯定比P码的直接捕获要容易。
由于GPS卫星在轨道上以几百公里每秒的速度移动，产生了显著的多普勒频移，所以所接收的GPS信号通常在正常的L1及L2载波频率上发生频移。卫星轨道通常是事先已知的，如果GPS接收机的位置是已知的，则多普勒频移载波频率因此也是可预测的。不幸的是，接收机位置并不是事先已知的，且通常在廉价接收机中存在显著的本机振荡器误差。得到的所接收的载波频率中(即在所需的复制载波频率中)的不确定性可能会很大(例如±7.5MHz)，而且这一频率范围可以是在GPS信号—捕获处理中必须搜寻的。通常是通过重复所接收的采样及对于不同本机振荡器(载波复制信号)频率的本机复制信号P/N序列的互相关而得到所述频率或多普勒搜寻。将频率步长间的间隔做得足够小，以避免在使用长互相关积分时间(窄滤波器带宽)丢失信号。长积分时间提高了对低SNR信号的检测。在典型的民用GPS应用中，使用1.0毫秒的互相关积分时间(一个信号C/A码周期)，产生大约等于500MHz的多普勒滤波器带宽。可以用三十个500Hz的步长搜索到一个±7.5KHz的频率范围。这样，所述GPS捕获在卫星码、码偏移及多普勒频率上进行搜索。
主控制站(MCS)及许多监视站包括所述GPS系统的控制部分。监视站被动跟踪能看到的所有GPS卫星，收集来自每个卫星的测距数据及卫星时钟数据。这一信息被传送到可预测卫星的未来历表及时钟漂移的MCS中。更新的历表及时钟数据被加载到每颗卫星上，用于在每个卫星的NAV信息中的重新传输。
在操作中，典型的GPS接收机执行以下步骤，用于至少四个卫星信号中的每个：
1)捕获DSSS信号，
2)与NAV数据流同步，并读取卫星时间标记、时钟校正、电离层时延及历表数据，
3)由历表数据计算出卫星的位置，
4)读取自己的接收机时钟、以确定与对时间标记的出现时间的接收相关的接收机时间，以及
5)通过从相关的接收机时间中减去时间标记值来估计信号传播时间。
将该时间差乘以光速，以得到对卫星的估测距离。如果GPS接收机具有最好与卫星的时钟同步的一个时钟(或已知的误差)，则仅需要三个这样的距离估测，就能精确地对接收机定位。然而，基于GPS接收机一般使用廉价晶体时钟，而卫星装有原子时钟的事实，存在一个时钟偏移(缓慢地改变误差)。通过测量来自四颗GPS卫星的距离(传播时间)及在具有四个未知量(接收机x、y、z及时间)的四个方程的系统中使用的这些测量值，来得到这一时钟偏移，并消除了其影响。对于GPS上的一般信息，读者可参考由Tom Logsdon出版的，题目为TheNavstar Global Positioning System的书，作者Van Nostrand Reinhokd(1992)。
本发明的最佳应用是使用GPS对诸如轨道车、航运或货箱、卡车、卡车拖车及类似装置等的设施的定位及跟踪。在这一应用中，由于电源的独立源一般是不便利的，所以通常使用电池供电。通过减小GPS接收机所耗费的能量，有利于提高电池的工作寿命。
在典型的扩展频谱接收机中，当电源接通时，接收机前端(即RF及IF电子设备)消耗了大量的功率。如果信号捕获及同步使用了很长时间时，这就会导致高能量损耗。大多数已有技术中的GPS接收机不具有信号贮存器(存储器)，且必须实时处理所接收的信号。另外，它们既可使用顺序搜寻，也可同时搜索小量的卫星/码偏移/多普勒(SCD)接收机，以便实现信号捕获。这种接收机必须继续接收并处理每个卫星信号，直到识别出其SCD接收机以及所需的NAV数据被解码。因为对于顺序搜索，在识别出与每个GPS信号相关的SCD接收机之前，耗费了大量的时间，所以能量损耗很高。另外，并行搜索到多个SCD接收机可以减小耗费时间，但由于现有的处理方法不是非常低功率的方法，所以能量损耗依然很高。此外，由于使用了大量的电路，所以并行的程度非常受限于现有处理方法。
在发明的一个系统中，中央设备或站必须跟踪多个设施(例如轨道车)。每个跟踪目标都带有处理来自若干可视GPS卫星的数据的一个GPS接收机；然而，在该接收机中不能得到精确的定位测量。而只是在该接收机中进行了部分处理，且中间结果被从设施传输到中央站。这些中间结果不需要对来自GPS信号的导航或其它信号进行解码。这样，该系统允许GPS接收机及信号处理器被提供仅够获取卫星信号(确定SCD接收机)这么长时间的电源。使用这一系统，主能量损耗者是捕获处理，而且如果使用信号捕获时间及能量显著降低时，在每个所跟踪的器材上使用的GPS接收机的能量也会大大降低。
由Nides申请的美国专利No.5,420,593使用一个存储器来存储包含多个GPS卫星信号的所接收信号的一个区域。以一种速率对所接收到的信号采样，并将其写入存储器，之后使用另一种更快的速率将其从存储器中读出。当读信号时，数字化处理所述信号，以获取所接收到的GPS卫星信号，并与之同步。这使得用于捕获GPS信号所耗费的时间更短。但是，在存储了信号之后，接收机并不立即关闭，而且不使用低功率信号捕获。另外，并未达到显著降低能量损耗的效果。
由Brown申请的美国专利No.5,225,842说明了一个基于中心化设施(asset)跟踪系统的GPS，它通过避免对设施上的导航方法的计算，来减小每个被跟踪设施上的GPS接收机的成本。每个设施装载有一个GPS接收机，它能处理来自几个可视GPS卫星的信号，并将所处理的结果转送到能计算出精确的设施导航方法的中央站。该系统并未显著减少GPS接收机在设施上所耗费的能量，也并未显著延长设施上的电池寿命，或显著减少从服务到更换电池之间的时间。另外，没有使用低功率并行相关。
                        发明概述
本发明的一个目的是提供一种直接序列扩频(DSSS)信号处理结构，它在大部分所接收的捕获阶段过程中，允许接收机关闭，因而使相关接收机前端的接通时间大大降低。
本发明的另一个目的是提供一种信号处理结构，它能在对DSSS信号接收的捕获阶段期间，消耗低功率。
本发明进一步的目的是提供一种低功率并行相关方法，它使得使用可行的集成电路工艺即可很容易制造出产品，并使用低能量来获取DSSS信号。
本发明的另一个目的是提供一种GPS信号处理结构，它允许使用标准序列处理器(即相对缓慢且具有一个小处理源)执行P/N码及多普勒搜寻(与捕获处理相关的)，而不需要接收机前端在搜索处理中接通。
本发明还有另一个目的是提供一种GPS信号处理结构，它需要极少的能量用GPS来跟踪设施。
本发明还有另一个目的是提供一种信号处理结构，它能依据一个特定的所接收的信号—噪声比(SNR)的需要，动态地转换相干及非相干积分时间。
本发明还有进一步的目的是在获取精确的子片(Sub-chip)DSSS信号捕获定时中，采用一种低接收机输出采样率。
本发明还有另一个目的是提供显示了迅速捕获GPS卫星信号的一种GPS信号处理结构。
本发明还用另一个目的是提供一种GPS信号捕获方法，它甚至在GPS接收机使用一种可能是不精确的廉价本机振荡器时，还能允许迅速及低能量的信号捕获。
依据本发明的一个方面，在使用DSSS信号捕获时，使用低功率高速并行相关器来减小捕获能量损耗。由于并行相关处理器的速度原因，减小了接收机处于接通条件下的时间，所以进一步减小了接收机的损耗。
依据本发明的另一个方面，对接收机输出数据的一个时间间隔进行采样，并将其存储于存储器中，之后关闭接收机。该时间间隔足够长，以便允许捕获任意一个包含在所存储的接收机输出信号中的接收到的CDMA DSSS信号。只要有获取每个所需的CDMA信号的需要，就可将所存储的接收机输出数据多次从存储器中输出。为使处理能量损耗很低，可在捕获处理中使用一个低功率并行(部分模拟)相关器。这种方法比现有的数字式互相关器所使用的能量要少得多。
依据本发明的中央化GPS跟踪系统允许被跟踪的设施耗费极低的功率，及使用一种具有廉价振荡器的接收机。因为在使用低功率的捕获处理中很容易搜寻到许多频率，所以并行相关器的使用允许本机振荡器可以是不准确的。另外，并行相关器的使用允许避开对GPS NAV数据的接收及解调，这一步减少了接收机的平均接通时间。由于并行相关器可迅速地搜索完所有的卫星码，所以不再需要用天文年历来支持减小了的卫星搜索时间。因为跟踪单元中不需要导航分辨率(Navigation solution)，所以只需要耗费极低功率的有限的处理。所述导航分辨率是在中央站中产生的。
                     附图说明
在附加的权利要求书中陈述了相信是本发明的新颖特征。然而，需要参照以下联系附图所进行的说明，使本发明及其进一步的目的，以及其优点能得到最好的解释；
图1是依据本发明的一个远程跟踪系统的方框图；
图2是依据本发明的一个被跟踪目标上的跟踪单元的方框图；
图3是传统的序列捕获结构的方框图；
图4是依据本发明一实施例的序列信号处理结构的方框图；
图5是依据本发明另一实施例的并行信号处理结构的方框图；
图6是所存储的数据与滑动复制信号波形之间平行相关处理的示意图；
图7是显示了用于产生复制信号序列的结构方框图；
图8是显示了使用图7的复制信号发生方法的数据存储器、复制信号寄存器及并行相关器的实施例的短片段方框图；
图9是显示了图8中两个序列并行相关器中一级的实施例的方框图；
图10是显示了用户产生序列码及多普勒重复序列的一种方法的方框图；
图11是显示了使用图10的复制信号发生方法的数据存储器、码—复制寄存器、多普勒复制寄存器、及并行相关器的实施例的方框图；
图12是显示了图11的三个序列并行相关器中一级的实施例的方框图；
图13说明了依据本发明一个方面的微分数字—模拟转换器及求和器的原理示意图；
图14是显示了靠近相关峰的用于1.0ms C/A码P/N序列的短片段的无噪声及噪声自相关波形。
图15显示了以捕获系统为基础的低功率并行相关器的方框图，该捕获系统具有在其中的RF/IF部件产生了两个正交输出的全I/Q处理，
图16是矩形A/D转换器的一个实施例的方框图；
图17是减小了每次码/多普勒组合时码寄存器移动的次数的组合数据存储器、复制信号发生器、并行相关器结构的方框图；
图18是一个三序列乘法器数字—模拟转换器单元的原理图；
图19是一个乒乓数据—存储器结构的原理图；
图20是一个具有数据—多普勒予乘(pre-multiplication)的互相关器的原理图；
图21是一个具有数据—多普勒自左乘的全I/Q处理器的方框图；以及
图22是一个具有数据多普勒复数自左乘的全I-Q处理器的方框图。
图23是一个使用扫描移位寄存器的低能量寄存器写入方法的方框图。
                本发明最佳实施例的详细说明
图1显示了若干GPS卫星12，被跟踪的一个目标(设施)，诸如一个载有跟踪单元14的轨道车、及一个中央站16。正如前所说明的，每颗卫星12都要发射一个信号，在跟踪单元14中的GPS接收机使用该信号来测量从该卫星到该接收机天线的传播延迟(如果需要设施的速率，还需测量延迟率)。所述卫星信号也包括周期性地重复NAV数据，需要该NAV数据来确定来自测量时间延迟的导航解法。由于GPS信号中的NAV数据的低速率(50比特每秒)，所以如果收集到NAV数据，则接收机必须在相当长的一段时间内(从一秒到几秒)为工作状态。另外，特定卫星的NAV数据可转换时间，且GPS MCS监视这些变化，并对NAV数据将近每小时提供一次更新。为保证精确的导航解法，任何基于导航系统的GPS都必须使用保存不超过大约4个小时的NAV数据。如果对设施的位置被比每4个小时一次更频繁地监视话，则必须至少每4个小时对新NAV数据收集一次。这样，NAV数据的维护每小时就需要平均大约为50秒的接收机的运行，且如果作用于每个被跟踪的设施，这会引起显著的能量需求。
依据本发明的一个方面，在中央站而不是在设施处计算导航解法。在被跟踪的设施处不需要NAV数据。仅需要在设施处测量与每颗卫星和所述设施间的GPS信号传播时间延迟相关的数据，之后将该数据送到中央站。可在中央站16中通过使用一个标准的GPS接收机，或通过与一个合适的被定位的标准GPS接收机来确定NAV数据。如果需要，可通过一个更高速率的通信链向被跟踪的设施传送NAV数据或导航解，该通信链需要很少的能量在设施处执行接收。由于在设施处没有对NAV数据解码的需求，所以GPS信号捕获变为在设施处主GPS处理任务，而且，使用本发明的低能量捕获方法，使中央化跟踪系统的可行性得到极大的增强。
如图2所示，一个轨道车跟踪单元14是由一个接收机2、一个处理器3及一个发射机4组成的，所述接收机2响应来自GPS卫星的在天线5上接收的信号。将所接收到的信号在处理器3内进行处理，以确定并使用接收到的来自GPS卫星的信号间的传输时间差。通过使用该时间差，使设施对GPS时间标记的了解的需要得到缓解，因此设施也不必要对数据流进行解码。由于不需要对GPS数据流进行解码，所以接收机的处理减少到对GPS信号的捕获，及从该捕获结果中计算相对时间差(如果需要确定设施的速度，还需要计算多普勒频率差)。所计算出的时间差，及定义了与该时间差相关的数据都通过发射机4从天线6传送到中央站。在由Harrison、Pradeep、Brooksby及Hladik申请的共同待审的申请号No.08/456,229中能找到如上所述的对中央化跟踪系统的说明，在该系统中，GPS信号捕获是设施的GPS能量预算的一个主要部分。
图3显示了使用一个串行相关器的一种传统的串行捕获结构。在传统的GPS接收机中，信号捕获后紧随着载波、P/N码同步和NAV数据解调，但用于这些处理的模块并未在图3中显示。所述信号捕获结构包括一个RF/IF(射频/中频)部件21，该部件21包括一个天线211、一个RF放大器212、一个混频器213及一个本机振荡器214，还有一个向模拟—数字转换器22提供一个接收到的经下变频的信号的低通滤波器215。A/D转换器22一般以复制C/A码速率的整数倍进行采样及转换，并向串行数字相关器23提供一个数字序列。相关器23串行地计算数字化的接收机输出子序列和C/A复制码序列的内积，其中接收机输出子序列来自A/D转换器，而C/A复制码子序列是由码/多普勒(或复制信号)发生器24产生的。该内积是这样实现的：首先在乘法器231内将两个子序列的第一项相乘，并将结果存储在相干积累器232中，之后将两个子序列的第二项相乘，并将它们的积加到相干积累器232中，以此类推。由于从A/D转换器22得到的所述子序列项是当时有效的，所以所述内积是实时实现的。与传统情况相似，该子序列通常会相距重复一次C/A码的周期。在计算出一个内积之后，相干积累器包括一个对具有复制信号的一个C/A码周期的所接收子序列的互相关的采样，以用于由复制信号发生器产生的特殊C/A码、码偏移和多普勒频率。在使用同一个复制C/A码子序列时，会对来自A/D转换器22的几个接下来的子序列反复执行内积操作。之后，将所得到的子序列内积用平方器29平方，并在非相干积累器30中求和，以产生相干处理结果的一个非相干积累。用门限检测31对非相干积累器30的输出信号进行检测，并且如果相干积累器30的信号电平足够高，则会产生一条“信号被捕获”的命令。当一个信号被捕获时，控制器27监视相关的C/A码索引(卫星索引)、码偏移、及多普勒频率，并命令码/多普勒发生器24可改变到任何一个不同的(用于不同的GPS卫星的)C/A码上，并开始另一次搜索，或在捕获到足够的卫星信号时停止搜索。如果在处理完来自A/D转换器22的几个子序列之后，还没有捕获到一个信号，则控制器27命令码/多普勒发生器24改变到一个不同的C/A码、码偏移或多普勒频率上。由于每个卫星信号都被捕获到，所以控制器27向GPS信号同步及NAV数据处理单元(未示出)提供相关的码索引、码偏移和多普勒频率。
必须提供用于搜寻所有可行C/A码、码偏移，以及多普勒频率的设备。控制器27通过对卫星码发生器243和偏移发生器244的命令，而选择了所需的C/A码和码偏移。偏移发生器244是用于向所产生的来自卫星码发生器243的码复制信号提供一个相对于来自A/D转换器22的比特流的时间偏移。多普勒I/Q发生器242产生了一个所述正弦波的数字表达形式，该正弦波代表了由控制器27计算出的多普勒频移和本机振荡器差的组合。所述复制信号是被当作该正弦信号和C/A码复制信号的积由乘法器241得出的。为保证检测到GPS信号，RF/IF部件21必须既产生一个同相的(I)又产生一个正交(Q)的输出信号(未在图3中示出)，而且这两个信号必须经过处理，以用于信号捕获。另外，正如那些GPS领域的技术人员所熟知的那样，必须用I及Q多普勒正弦分量处理所述每个I及Q RF/IF输出信号。
如图3所示的传统的方法需要必须尽快地处理来自RF/IF部件21的接收机输出信号，且处理受到所接收信号中的码速率的制约。依据本发明一个方面的用于改进了的序列信号捕获处理器的结构在图4中有所显示。除了添加了一个信号贮存存储器33，以及加到RF/IF部件21上的功率现在由控制器35控制以外，该结构与图3中的结构相似。由RF/IF部件21提供的GPS信号被A/D转换器22转换为数字形式，但现在可将A/D采样率设置为C/A码率的一个低的非整数倍。存储器33存储一个足够长的输入信号的长度，以便用于信号捕获，并允许在该存储之后，关闭RF/IF部件。之后，通过读取或尽可能地重新读取存储在该存储器内的数据，来执行捕获处理。由于RF/IF部件21消耗了有效功率，因而显著减少了能量损耗。另外，捕获处理不再象在已有技术中那样，受所接收信号的码率的制约。在使用很低的采样速率时，非整数输入A/D采样率允许捕获处理器确定(用于确定定位方法所需的)精确的GPS信号传播时间差。同时，当输入SNR不太低，或当精确度的需要不太高时，低的非整数采样率允许用足够的精确度来确定时间差，这可以避免通常所需要的传统的载波及P/N码同步处理(例如，用于载波跟踪的Costas锁相环、用于码跟踪的前后延迟锁相环)。
用于在存储器内存储所接收到信号片段以及根据需要重新读取存储器，以便处理不同SCD箱的优点是：相关处理可在一段时间段内发生，而不会因为本机振荡器不稳定或不精确而损失信号捕获的精确度。另外，如果所存储的信号还被用来导出导航解法所需的时间延迟，则不再需要保持对GPS接收的捕获和跟踪相位之间的精确定时。对于不在测量(例如设施跟踪)之后立即需要导航解法的应用来说，可通过使用一个低功率积分处理来构造一个极低功率的GPS接收机，所述低功率积分处理器是用于与一个低功率数据贮存存储器相组合的序列相关器(或其它电路)的。在工业界已开发出非常低功率的大范围积分处理(例如1.5V、0.35微米的互补金属氧化半导体或CMOS处理)。
就象在大多数DSSS系统中那样，使用GPS系统，在信号处理之前SNR非常低，所以必须处理所收到的信号的实际期，以便由门限检测器31产生高可靠度检测所需的高SNR相关峰。对于普通民用的GPS应用，必须存储并处理大约20ms的来自RF/IF部件21的信号。为使存储器的尺寸很小，以一个低速率对来自RF/IF部件21的信号进行采样，并仅被量化为很少的几级。对于民用目的的应用，传统GPS接收机一般能得到大约30米的GPS固定(定位)精度。可以从信号码偏移中计算出具有这一精度的GPS，可用小于C/A码片十分之一的误差对该码偏移进行测量。可通过记录与互相关峰相关的复制信号码偏移来测量所述信号的码偏移。在本发明的一个实施例中，为在保持码索引及多普勒频率常数时增加复制码偏移，而产生出来自非相干积累器30的一个结果序列。如果观测到大相关结果，就使用一种内插算法估测与所述相关峰相关的结果序列和码偏移。在大约以C/A码片速率的两倍对信号进行采样时，得到了该码片十分之一的码偏移精度。一些传统的GPS接收机在信号捕获时，得不到所需的十分之一的片精度；取而代之的是一些接收机在码同步时，通过以两倍于C/A码片的速率对信号进行采样，并通过将采样相位调整为前后延迟锁相环的一部分来做到这些的。另外，其它GPS接收机通过以十倍于所述C/A码片的速率对信号进行采样，以及通过以十分之一增量记录码偏移而实现了十分之一的片定时精度，上述十分之一的片定时精度产生了最大相关峰。降低了的采样率只需更小的存储器和更低的处理速率。
由于在A/D转换器22的输入端的SNR肯定低于零，所以在A/D转换器仅使用三种经适当选择的典型电平时，所以仅有极小的信号衰落。仅使用两个数据位就可将每个采样方便地码为符号-幅度形式。为确保信号检测，必须产生、存储并处理I和Q的RF/IF输出信号(在图3和4中仅显示了一个RF/IF信道)。正如GPS领域技术人员所熟知的那样，使用三个或更多个典型电平，能对由非GPS信号干扰提供明显的抵制作用。但是，如果只使用两个典型电平(一比特)用于I及Q信号，则会需要更小的数据存储器，这在一些应用中具有成本优势。在本发明的一个实施例中，I和Q的RF/IF输出信号被同时数字化，且被同时存储，而且所述数据存储器的长度足够长，以便能存储实现捕获所需的全部数据序列(例如20ms)。由于每毫秒具有1023个C/A码片，而且I和Q RF/IF信号都被以大约两个采样/每码片的速率采样，而每次采样为两比特，所以对于20ms的信号片段，大约需要有170,000比特的贮存器。为方便起见，可想象I及Q数据被分别存储在I和Q存储器中。当所需的数据被采样、转换及存储时，可关闭接收机，并可处理所记录的数据。
在本发明的连续方法中，在对于码、码偏移及多普勒频移的每种组合的相关处理中，所存储的数据被重读(读取)一次。在图4的系统中，所存储的数字数据采样序列被从存储器33中一次一个地读出。来自存储器33的序列的每个采样在乘法器231中乘以来自码/多普勒发生器24的序列中相应采样，所得结果在相干积累器232中进行累加。将来自码/多普勒或复制信号发生器的序列或数据片段制作成处于测试状态的特殊的码、码偏移及多普勒频率。这样处理的存储序列的长度是相干积累长度，而且一般将其选为一个C/A码的完整周期，即1.0毫秒(ms)。以这种方法处理几个(例如20个)相邻的1.0ms的存储器数据片段，而不用改变复制信号序列。在处理完每一个1.0ms片段之后，存储在相干积累器232内的值表示1.0ms复制信号和数据片段(序列)之间的互相关。该值被平方器29平方，并被加到非相干积累器30上。对于给定的复制信号，在处理第一1.0ms片段之前，非相干积累器30被复位为零，所以最终的积累结果代表了对于由复制信号所确定的特殊的码、码偏移和多普勒频率的全部相关值。与此相似，在处理每个1.0ms片段之前将相干积累器复位。门限检测器31监视相关值，如果该值比所确定的门限值大，则产生一个“信号被捕获”的信号。依据接收到的“信号被捕获”信号，控制器35执行一个(接下来会说明的)简单的峰搜索及内插算法，以便能得到与在检测下的给定的码索引和多普勒频率相关的码偏移的最佳估测。之后控制器35选择另一个码、码偏移及多普勒频率组合，并命令复制信号发生器改变复制信号，以反映这一变化。重复信号捕获处理，以便能搜寻与该码、码偏移和多普勒频率相应的若干复制信号，并在得到所需数目的GPS信号(不同的C/A码)时，停止该处理。之后，控制器35产生与所捕获的信号相关的一个输出信号，它可以是码索引、估测的偏移及多普勒频率。
可以使用如图4所示的一个数字相关器23连续地处理I和Q存储器数据(例如处理所有的I数据，再处理所有的Q数据)。另外，可使用分离的数字相关器同时处理I和Q存储器数据。在任何情况下，为保证信号捕获，必须在I存储器数据和Q存储器数据上都执行I和Q多普勒处理。这样，存在四个I-Q组合，并且可用一个单个的数字相关器连续地处理它们，或用多个相关器同时处理它们。在一种连续的方法中，用于具有给定码索引、码偏移和多普勒频率的全部存储器数据序列的相关结果计算如下：首先，将相干及非相干积累器复位为零。接着用I多普勒复制处理I存储器数据，并将相关结果送入相干积累器进行积累。接着用Q多普勒复制处理Q存储器数据，并将该相关结果送入相干积累器进行进一步的积累。之后将所有的相干积累结果用平方器29平方，并将其加到非相干积累器30上。之后将相干积累器复位。其次，用I多普勒复制处理Q存储器数据，并将该相关结果送入相干积累器进行累加，之后用Q多普勒复制处理I存储器数据，并将该相关结果进行反相(乘以-1)，并被送入相干积累器进行进一步的累加。之后全部累加结果被平方器29平方，并被加到非相干积累器30上。对于每个1.0ms存储器数据片段都重复上述过程，而不用将片段间的非相干积累器复位，而且上述过程需要I和Q存储器数据的两个完整的读取周期。通过使用分离的I和Q多普勒发生器242、乘法器241、及数字相关器23来同时处理所有的四个I-Q组合，可减少捕获时间和能量。
如图4所示，在一种方便的再现方法中，码/多普勒发生器24是由多普勒I/Q发生器242、卫星码发生器243、偏移发生器244和乘法器241组成的。多普勒I/Q发生器242针对采样率，在所需频率处产生了一个正弦或余弦波形的数字序列表达式，并且可由例如一个地址计数器驱动的只读存储器(ROM)来实现该多普勒I/Q发生器。可通过控制顺序来选择正弦信号的频率及相位(I或Q)，(例如可分别通过地址抽取或通过选择起始地址)而读出在该顺序中所存储的正弦信号采样。本领域的技术人员也熟知其它数字正弦发生器。对于GPS C/A码，可使用一个众所周知的状态机以合适的顺序产生C/A码位。用乘法器241将多普勒正弦信号和C/A码值相乘，以产生复制信号。用于搜寻所有可行性码偏移的措施是由所存储的来自使用偏移发生器244的卫星码发生器243的时间偏移提供的。对于卫星码发生器243的状态机装置，通过在开始相关处理之前，将状态机预置到相关状态来影响特殊的码偏移。与不同码相应的起始状态可被存储在ROM中，并被一个简单二进制地址计数器做索引。
在实施中，捕获搜寻通常是这样实现的：首先选择一个码和一个多普勒频率，接着对所有不同的码偏移进行索引。之后改变多普勒频率，并重新检查不同的码偏移。非相干积累器30可被当作积累器的一个阵列来实现，一个非相干积累器用于相邻偏移的序列中的每个候选码偏移。这一积累器装置允许用于相邻偏移的计算能同时被检查，以便能使用一种内插算法来得到与实际值的峰相关的子片偏移值。如果使用连续内插算法，则可在仅使用一个单独的积累器元件时，对峰偏移值执行内插。
通过同时处理多个码偏移可减小总体的捕获时间。例如，可使用多个数字相关器23，每个都能用所述复制信号的不同的延迟信号来驱动。可使用与码/多普勒发生器24的输出相耦合的抽头延迟线来实现不同的延迟。然后这些不同的抽头可以驱动一个分离的串行数字相关器23，并将来自每个相关器的结果分别平方，并将其送入非相干积累器阵列的相关元件中进行积累。
在图5中显示了依据本发明另一个方面的另一种GPS接收机结构，该结构即提供了低功率也提供了快速信号捕获。除了串行数字相关器、串行多普勒和P/N码发生器，以及串行读出存储器现在分别被并行相关器36、并行多普勒和P/N码发生器37，以及串行读出存储器代替外，该捕获结构与图4中的结构相似。本发明的一个方面是用于在并行相关器内进行大量的并行模拟求和的方法。该模拟求和，与存储器的大量并行结构、复制信号发生器以及相关器元件组合在一起，用于在相关处理中减少许多的时间和能量。该模拟求和结果被A/D转换器38转换为数字形式，所述A/D转换器38可能会如后面所要说明的那样和平方器29组合在一起。并行结构也可利用传统的低功率互补金属氧化物半导体(CMOS)集成电路技术来实现低能量使用。使用电路结点电容的充电和放电来控制在CMOS电路中所使用的能量；在其电压为固定(不充电)的或其电容非常小的那些结点上所使用的能量极小。使用本发明，将所述多普勒和P/N码复制信号发生器和寄存器、数据存储器及并行相关器组合在一起，以便使执行相关处理时的被充电或放电的CMOS结点的数目最小化。
图6说明了并行相关的原理，并显示了在所接收到的和复制的信号没有多普勒频移的情况下的波形。由于来自RF/IF部件21和A/D转换器22的数字化信号数据变为有效，所以它被连续地写入数据存储器。使数据存储器33的结构适于大量的并行输出，所以在输出端可使一个长序列的数据同时有效。同样，给一个移位寄存器1004装入所选复制信号，并将其组合，以便用于与来自数据存储器的输出具有相同长度的大量并行输出。对于给定的多普勒频率、码索引和码偏移的并行数据序列和并行复制信号序列之间的互相关的采样(即内积)，都是由并行相关器1000立即产生的。在并行相关器1000中，将存储器数据序列中的每个元素乘以使用了乘法器阵列中的相应乘法器的复制序列的相应元素。这些乘法器的输出信号被同时相加，以在相关器的输出端形成相干处理结果。用于相邻码偏移的相干处理结果是这样产生的，即在稳定地保存存储器数据的同时，移动一级复制信号寄存器。另外，在移动存储器数据的同时可稳定地保存复制信号。
在本发明一个有吸引力的实施例中，并行输出数据和复制信号序列都有1.0ms长，并相距一个单个的C/A码周期。数据序列是从RF/IF输出信号中产生的，这是通过以大约两个采样/每个C/A码片的速率采样，并用使用两位符号-幅度格式的A/D转换器将其数字化到三个电平而实现的。这种采样速率和电平数目避免了混叠，并在适当地选取A/D门限电平的情况下避免显著的SNR衰落，以及能产生大约为2100个采样的序列长度。符号-幅度格式允许在如上所述的乘法器阵列中使用一个简单的乘法器。对本技术领域人员来说，用其它有吸引力的数据代表采样速率及并行输出序列长度的可能性是显而易见的。
图7显示了一种用于产生并行输出复制序列的方法。在码/多普勒发生器1008中，C/A码发生器1001产生所需的C/A码序列，数字化正弦波发生器1002产生了具有所需相位和多普勒频率的数字化正弦波序列。乘法器1003连续地将码/多普勒发生器1008所提供的码和正弦波序列相乘，以产生所述的复制序列，该序列被移入一个并行输出码/多普勒(复制)寄存器1004。
最好用三个电平(两比特)符号-幅度格式或两个电平(一比特)符号格式来表示复制序列，因为与使用更多比特的格式相比，这种格式减小了并行相关器的复杂性和功率损耗。仅使用三种或更少种的电平，在复制序列中的多普勒分量将具有高谐波分量，且这些高谐波分量与一个输入信号假相关。可通过选择RF/IF本机振荡器频率，使该RF/IF输出信号能明显地从零频率处偏移开，从而避免这个问题。通过选择足够大的偏移，使所有得到的必要的多普勒复制频率的谐波高于最高多普勒复制频率。这种谐波问题对于超外差接收机设计领域的人员来说是公知的。如果需要，通过在多普勒和复制序列表达式中使用更多比特，以及通过对寄存器内的每个采样使用更多的比特，从而减少多普勒复制信号中的谐波电平。但是，这会增加功率损耗和实现信号捕获的复杂性(尺寸)。
图8显示了使用图7的复制信号发生方法的数据存储器33、复制信号移位寄存器1004和并行相关器1000的一个实施例的短片段。数据和复制信号序列都使用了两比特符号-幅度表示方法，而且由于存储器33、移位寄存器1004和相关器1000中的每一个的元件行在列结构上彼此都是对齐的，所以来自所述两个序列的相应采样的符号(S)和幅度(M)位可被方便地反馈到每一列内相应的乘法器1200上。例如可使用来自两个序列的-1、0或1的符号-幅度输入值，所以每个乘法器1200可产生-1、0或1作为其输出信号。一个分离的数字-模拟转换器1300可将每个数字乘法器输出信号转换为模拟形式。通过将所有的D/A转换器输出信号提供给表示模拟相关结果的公用输出，将它们加在一起。可使用电荷累加方便地实现模拟求和，但也可能有其它的模拟求和形式。这种求和方法特别有效，只需很低的功率，不需要任何模拟存储器，并且非常快。这种并行相关器结构的另一个优点是码和多普勒序列是可编程的，在捕获过程中，允许一个单个的相关器在多个码索引、偏移和多普勒频率上快速搜索。
图9显示了图8的两序列并行相关器的一级的一个实施例。乘法器1200产生用来控制D/A转换器1300内的开关1400和1500的符号和幅度输出位。所述开关使电荷积累电容器1100的一端或者与正参考电压导轨或者与负参考导轨，或是与一个输出参考电压导轨(例如大地)相连。用两个步骤的方法产生所述的和。首先将电荷复位线设置为低，关闭电荷复位开关1600，并迫使每个并行相关器级内的开关1400与相关电容器相连，以便输出参考导轨(图9中的地)。这使所有的电容器放电。之后，将充电复位线设置为高，使电荷复位开关1600动作，并允许每个并行相关器级内的数据和复制值分别控制相关的符号和幅度开关1500和1400。这种两步处理确保了不能在电荷积累电容器上超时产生过量的电荷。有利的是可用低成本数字处理来实现该并行相关器，例如可通过使用金属-金属“交叠”电容器和二进制电子开关来实现它。最后，其优点在于可通过简单地扩展求和线，而在多个集成电路上扩展电荷积累。
图10显示了用于产生复制信号的另一种方法。使用这种方法，所述码和多普勒复制序列被存储在分离的并行输出寄存器上。码/多普勒发生器1010的C/A码发生器1001产生了所需的C/A码序列，并将该序列移入码复制寄存器1005。与此类似，码/多普勒发生器1010的数字化正弦波发生器1002产生了具有所需相位和多普勒频率的数字化正弦波序列，且将该序列移入多普勒复制寄存器1006。
图11显示了使用图10的复制发生方法的数据存储器33、码-复制寄存器1005、多普勒-复制寄存器1006和并行相关器1000的一个实施例。使用一个分离的码寄存器1005和多普勒寄存器1006，来产生分离的存储器数据、码和多普勒序列。将来自三个序列的相应采样的符号(S)和幅度(M)位反馈到相应的乘法器1201上。使用了符号-幅度输入值，例如是来自数据和多普勒序列的-1、0或1，以及来自来自码序列的-1或1，所述每个乘法器1201都产生-1、0或是1作为其输出信号。使用如前所述的模拟求和将所有不同乘法器的输出信号都同时相加，以便用于两序列并行相关器。
图12显示了图11三个序列并行相关器的一级的一个实施例。除了乘法器具有一个额外的异或门1205以便使分离的码寄存器位能影响该乘法结果的符号外，所示的相关器级与图9中的两序列并行相关器的相似。
可将图8和11的这两个或三个序列并行相关器推广到更多序列并行相关器。就两个序列相关器来说，所述三个序列相关器必须具有被分解为两个分离序列的互相关序列(所述复制信号)中的一个。一般既可将这种分解应用到数据上，也可将其应用到复制序列，以便提供若干序列并行相关器或内积装置。
并行相关器内的“微分”模拟求和可具有更低的噪声敏感性以及其它的优点。图13显示了一种简便的微分求和结构。在并行相关器的每一级，两个D/A转换器被来自相关乘法器的相同的符号和幅度输出信号所驱动。一个转换器被标记为正，其电容器连接到正求和线，另一个转换器被标记为负，其电容器连接到负求和线。正如本技术领域人员所知，在每个转换器内所示的开关是被当作电子开关来实现的。就负转换器的符号开关来说，除了在负转换器内的符号开关1500被连接到反向检测内之外，两个转换器的操作相同。使用该微分方法，必须用正和负求和结果之间的差来确定最终相干结果。正如本领域技术人员所知的那样，例如可使用一个高速线性的或开关电容器差分放大器来实现上述结果。另外，可分别A/D转换正和负求和结果，而且在求平方和非相干积累之前数字化地计算它们的差。
由于在开发用于序列码偏移的相关结果时，只需要移位一比特深的码偏移，所以图11的三序列并行相关方法使用比图8的两序列方法更低的功率；可固定地保存在分离多普勒寄存器内的序列。移动一个两比特深的寄存器损耗的功率大约是移动一个一比特深的寄存器所损耗的两倍。因为寄存器移动是使用并行相关方法的主要功率损耗者，所以三序列方法是有优势的。另一方面，两序列的方法在乘法器内使用了更少的移位寄存器元件(比特)和更少的异或门，并因此具有更小的装置。随多普勒复制信号表达式的比特数目的增加，所述的装置尺寸差减小。
图9和12所示的D/A转换器1300使用序列开关来控制充电求和电容器的充电。对于三序列情况下的用于乘法器和模拟转换器(D/A)的另一个实施例已在图18中有所显示。这个实施例的优点在于数字逻辑函数直接驱动电荷积累电容器，以及不再需要开关的一系列连接。这种乘法器D/A组合在标准数字CMOS处理中是很容易实现的。电容器1101和1102实际上具有相同的值，并一起用于提供三个电平诸如-1、0及+1等的D/A转换。-1的电平是驱动两个电容为低电平(数字地)所产生的，+1的电平是驱动两个电容为高电平(数字Vdd)时所产生的，而0电平是驱动一个电容为高电平而驱动另一个电容为低电平时所产生的。在乘法器2001中，异或非门1210和与门1211乘以所述的两比特数据及多普勒值以形成符号-幅度积。接着异或非门1210既可以相同的也可以不同的方向将两比特的积转换为驱动两个电容器的A和B信号。最终，异或非门1213将A和B信号乘以二进制码值，而非门1214用于将电容器接地，以便能在对相位复位时对它们放电。
对于所存储的GPS信号的给定长度，在相干和非相干处理的长度之间存在一种协调方案。由于相干相关长度增加了，所以每个相干处理结果的SNR增加了，但适用于求平方的相干处理结果的数目和非相干积累(合成)降低了。本技术领域人员能理解每增加十个相干处理长度，SNR就改进了10dB，但对于每10个非相干长度却只改进5dB。这样，对于给定的存储器数据长度，通过执行一个长相干相关，使前检波SNR最大化。但是，不可预测的接收机的运行或本机振荡器的抖动限制了相干处理的可用长度。同样，由于增加了相干相关长度，多普勒接收机的带宽减小了，这使得必须搜寻更多的多普勒带宽。通过对复制信号发生器、相干和非相干积累器的复位及绕过求平方函数的控制，可使图4和5的结构能很容易地实现相干和非相干处理长度的动态交换。
一般来说，用于可靠检波所需的前检波SNR确实要比用于精确相关峰定位(即内插)所需的SNR低。这样可使捕获时间和能量最小化，这是这样实现的，即在观测到相关检测之前，一直使用一个更短的相干相关(这样在更小的多普勒接收机带宽上进行的搜索带宽将与检波可靠抑制所允许的相同)，之后使用更长的相干相关来处理所述数据，其中的相干相关使用了靠近产生检波作用的所述值的码偏移和多普勒频移，这样做是为了增加SNR和实现更优码偏移内插。图4和5的这种结构便于允许这种两步处理。
图14显示了用于1.0ms C/A码P/N波形(未被采样)的无噪声自相关波形的一部分。对于所有大于一个片宽度的幅度偏移，自相关值非常接近于零，对于位于-1和+1片宽度之间的偏移，它是(偏移的)一个三角函数。在本发明的另一个方面中，通过使用是C/A片速率的非整数倍的采样速率得到精确的子芯片相关峰时间估计，而不使用比C/A片速率的两倍还高的采样速率。每个C/A码片使用整数N个采样，在接收机带宽大体上比GPS信号带宽要宽时，在C/A码片周期的1/N的输入信号时间偏移变化中，离散时间自相关采样值基本上保持为常量。这是量化的一种形式，而且如果N不大时会产生很大的量化误差。例如，C/A码片的十分之一的偏移测量精度会需要是C/A码片速率的N＝10倍的采样速率。使用一个更受限制的接收机带宽，所述自相关采样值会随输入信号时间偏移而变，但并不需要随输入偏移线性变化。如果使用了非整数倍的采样速率，则采样瞬时处理或卷入与片相关的位置，就好象在对信号C/A码片序列进行采样。这种回旋前进允许所计算出的自相关值的变换基本上与输入信号时移以及小许多的时移成线性关系。虽然上述讨论集中于二进制C/A码的自相关，但该采样回旋前进方法一般也可应用于多电平信号。
使用了与噪声输入信号相匹配的复制码索引和多普勒频率，所述串行或并行相关器将会计算所示自相关函数的噪声采样。通过选择信号采样率，使得在每个1.0ms码周期都存在一个整数采样(例如2183)，例如来自20个连续的1.0ms数据存储器序列(使用相同的复制码偏移)的相关结果，将会在C/A码自相关波形的同一点上产生20个噪声采样。在信号捕获中，所述复制多普勒频率和相位很少能与信号精确匹配，所以对相干相关结果的平方有必要确保正相关结果。图14也显示了对于几个靠近所接收信号的码偏移的几个码偏移，典型地计算1.0ms相干相关采样点(x)的平方的方法，其中所接收的信号具有与输入信号相匹配的码索引和多普勒频率及相位。通过将来自相同的码偏移的被平方的采样进行平均，产生了相应的自相关值的低噪声估计。在图中显示了典型的平均自相关采样。这种平均就是所谓的非相干积累。相对于三角函数的采样栅的相位依赖于所接收波形相对于输入A/D采样时钟的相位。
在图14的波形中，自相关峰的时间是一个值得注意的参数，而且峰值时间不在采样栅格上。然而，使用峰值时间周围的平均自相关值，可由内插法估测出峰值时间。虽然本领域人员熟知各种内插方法，但一种方法包括随码偏移的增加而对平均自相关采样排序，之后搜索两个最大相邻入口。左入口(较早的一个)和其左相邻的点(在图中分别为点B和点A)一起确定了一条线，而右入口和其右相邻的点(在图中分别为点C和D)一起确定了另一条线。当SNR足够高时，这两条线交叉于位于两个原始端点(在图中为A和D)之间的某点，而且与该交叉点相关的时间就是所估计的相关峰时间。这种方法需要解两个联立的方程，这既可使用串行的也可使用并行的相关器方法，并可使用图4或5中所示的控制器35对其进行计算。
图15显示了基于具有全I/Q处理的捕获系统的一个低功率并行相关器，在该全I/Q处理中RF/IF部件(未示出)产生能传送到输入A/D转换器22和56的两个正交输出信号。控制器35给RF/IF部件和输入A/D转换器700和701供电。A/D转换器56产生被存储于数据I存储器内的采样I数据，而A/D转换器22产生被存储于数据Q存储器内的采样Q数据。
在本系统的一个实施例中，所述输入A/D转换器以大约2.183兆采样/每秒的速度周期性地对I和Q输入信号采样，产生2183个采样/每个C/A码周期，以及大约2.1个采样/每个C/A码片。如前所述，这些采样被量化到三个电平，并使用两比特符号-幅度来表示。所述I和Q数据贮存存储器每一个都足够大，以便能存储信号捕获所需的全部数据片段。对于非军用用途，它通常为20ms。在存储了I和Q数据的20ms(2183×20个采样)之后，从RF/IF部件及从输入A/D转换器上除去供电，并开始捕获处理。所述每个I和Q数据存储器的结构都是20行2183个两比特的采样，可同时有2183个(一整行)输出。使用标记为II、IQ、QI、QQ的四个分离的三序列并行相关器。这四个合在一起包括了一个复数并行相关器70。这些并行相关器中的每一个都使用了2183个采样的序列长度。I数据存储器驱动II和IQ相关器，而Q数据存储器驱动QI和QQ相关器。同样，I多普勒寄存器驱动II和QI相关器，而Q多普勒寄存器驱动IQ和QQ相关器。将数据处理的顺序设置为：在改变码索引或多普勒频率之前，检查对于给定的复制码索引和多普勒频率的全部所需的复制码偏移。另外，在改变行之前，需处理完所存储的I和Q数据的给定行的全部所需的码偏移。这将最大限度地减小合并存储器读取及码寄存器偏移所使用的能量。其它的存储器行、码索引及多普勒频率的处理顺序也是可能的，而且可选择该顺序，使能量损耗最小。通过将相关的求和线连接在一起，而将II和QQ相干处理结果相加形成了II+QQ，通过将QI和IQ的相关求和线连接在一起，而将QI和IQ的相干处理结果相加。对于一个特有的I-Q处理，既可以是QI的也可以是IQ的结果必须被反相，这例如可由反转所选并行相关器的所有模拟转换器内的所有符号开关的显示来实现的。在这个实施例中，IQ-QI形成了
对于GPS信号，每个II+QQ和IQ-QI信号的SNR一般为0到4dB。只用几个电平(例如-1、0、1)就可充分地表示这些信号，并使用A/D转换器700和701将它们转换为数字形式，之后用平方器702和703分别对其求平方。经平方的信号在数字加法器46处求和，并被存储于累加器44内。累加器44具有一个与每个备用码偏移相关的分离的贮存单元，在该贮存单元内积累用于每个码偏移的相关结果，所述每个码偏移具有接收到的不同的数据片段。
图16显示了集合了A/D和平方功能的平方快闪A/D转换器的一个实施例。这里两个比较器61和62确定了模拟值是否高于、低于或在与模拟表达电平-1、0、+1相关的两个门限值之间。这样，一个逻辑电路63就能映射比较器的接头输出状态与适当的平方数字值的关系。如果需要，可通过增加更多的比较器和门限电压，将这种平方快闪转换器很容易地归纳到多于三个表示电平的情况。
可将采样率、所存储的序列长度和同时存储器输出长度选择得与GPS应用配合得最好。例如，由于存储了信号捕获所需的全部数据片段，可在经历了一个尽可能短的时间(与接收所需数据片段相应)之后关闭RF/IF部件。所存储的数据设置可被用于捕获搜索中的所有SCD接收机(bins)的处理。另外，在不得不保持RF/IF部件长时间为接通状态的花费中，可使用更短的存储器。例如另一个引人注意的实施例使用了一个“乒乓”存储器结构，并在图19中予以了说明。这里，I和Q数据贮存存储器192和194每一个分别只有2.0ms长，并将其构成两个并行输出1.0ms的行(例如和前面的情况相似，在每一行有2183个采样)。在I和Q信道中，一个数据行被并行访问，用于并行相关，而另一个数据行与得到的来自RF/IF部件的数字化数据一起被记下来。全部的I和Q数据序列长度中的每一个都在1.0ms片段中进行处理。这样，在大约20ms中处理整个20ms的数据设置，以用于一个单个的SCD接收机。由于并未存储全部的数据序列，所以如果另一个SCD接收机受到测试，则RF/IF部件必须得到激励，并产生另一个完整的序列。按平均数计算，在信号捕获期间将增加RF/IF部件必须保持被激励状态的时间。然而，存储器的尺寸能极大地减少。在一些应用中(例如在几种干扰条件下的军用接收机)，所述GPS SNR非常低，且用于捕获所需的数据序列长度可能会非常长，所以贮存完整的序列是不现实的。在这种环境下，乒乓捕获结构是有优势的。
在一些应用中，进一步地减少数据贮存存储器的尺寸是有利的。具有两部分(乒乓)的存储器结构，可处理接收机输出数据的一个长的连续流。在花费更长时间进行捕获时，可通过从每个存储器中删除多个1.0ms部件中的一个来减小两片段I和Q数据存储器192和194(图19)到一片段存储器。对于这种减少，不处理时间相邻1.0ms接收机输出。代之以仅将每另一个1.0ms部分捕捉进存储器，并对其进行处理，而且这样延长了用于处理一个给定数目的所接收信号片段所耗费的时间。
为进一步地减少存储器尺寸和并行相关器的复杂性，可使并行相关器和相关寄存器及存储器片段的长度比所需的相干处理长度小。可通过处理多个更短的数据片段和相干地组合它们的结果来实现所需的相干处理长度。例如，在A/D转换之后，可通过在两个相邻的0.5ms数据片段上使用一个单个的0.5ms长的并行相关器，以及将它们的结果用计数法相加来实现一个1.0ms相干处理长度。相关器长度、相干处理长度、若干存储器片段和代码偏移搜索带宽的各种组合都是可能的。
当一个标准串行输入串行输出(SISO)存储器的成本、尺寸和功率损耗都足够低时，在这种存储器中存储整个必要的I和Q数据序列，关闭RF/IF接收机部件，并使用与乒乓或信号片段存储器结构组合的这一存储器以便检查所有所需的SCD接收机，这种做法是有利的。对于每个SCD接收机的测试，每次都从SISO存储器中读取整个的I和Q数据序列，而且这种读取过程会消耗能量。但是，由于RF/IF部件是关闭的，所以如果SISO存储器的功率损耗比RF/IF接收机部件的足够低，则系统能量的使用将会减小。也需注意其它所存储的序列长度、同时存储器输出长度和采样率。
在图8和11的两序列或三序列并行相关器的实施例中，相关数据和复制采样的积是在相关器内并行实现的。这允许不同的多普勒接收机被测试用于捕获，而不必收集新接收的数据。图20显示了并行相关器的一级和相关并行存储器的另一个实施例，在所述相关并行存储器中，在并行存储器2002内进行贮存之前，使用乘法器2001将所述数据和多普勒采样乘在一起。因为在并行存储器内的乘法器被简化了，所以这是有利的。每个相关器乘法器现在将与其相关的存储采样乘以仅仅一个单个的相关码位。除了从相关器和数据存储器的前端除去包含了异或非门1210和1212和与门1211的数据多普勒乘法器和A-B信号转换器，用于这个相关器的实施例的所述组合的乘法器和D/A转换器与图18中所示的相似。异或非门1213的断开的输入端与数据存储器的输出相连。对于这一实施例，如果测试一个不同的多普勒接收机用于捕获，则必须存储一个新数据，但这在一些应用中不是缺点。
在图20中显示的所组合的并行相关器和并行存储器可被有利地使用，以构成一个简化的全I-Q处理GPS捕获引擎。在图19所示的全I-Q捕获引擎中，存在四个分离的与数据I和Q及多普勒I和Q寄存器(并行存储器)相耦合的并行相关器，如同对并行码寄存器那样。在图21中显示了如图20的简化相关器和存储器结构的另一个全I-Q实施例。在这一实施例中，四个并行数据多普勒存储器能分别保存II、QQ、IQ和QI数据-多普勒乘积序列。如前所述，每个并行存储器可被构造为一个乒乓或信号片段存储器。没有分离的数据和多普勒贮存器。每个并行存储器与一个相关的并行相关器相连，而每个并行相关器也与单个的并行码寄存器相连。在存储器部件和相关器部件之间的减小的内插允许这种全I-Q处理器实施例具有一个简化的(即更小及更便宜的)集成电路实现方法。
可通过在数据贮存之前，执行II+QQ的加法和QI-IQ的减法来进一步地降低图21的实施例的复杂度。在贮存之前，经常将加和减的输出结果四舍五入或截断为具有小SNR衰落的两位。这样，如图22所示，只需要两个数据-多普勒存储器(一个用于II+QQ数据，另一个用于QI-IQ数据)、两个并行的相关器及一个码寄存器。如前所述，每个数据-多普勒存储器可构成一个乒乓或单个-片段存储器。其它的并行相关器、并行存储器和序列乘法的结构也是有可能及有优势的。
图17显示了一个数据存储器、复制信号发生器、并行相关器的组合结构(仅用于II相关处理)，该结构将码寄存器移位的数量减小到2183次移位/每个码/多普勒组合，并排除了用于任何非相干积累RAM的需求。一个折衷的方法是：必须将输入存储器分段，以允许所有的存储数据能被同时访问。在1.0ms的码组中，这些数据被加到独立的并行相关器上。这些并行相关器都由相同的码和多普勒复制信号所驱动，并且(在一个完整的码周期内)同时产生20个独立的被预先连续地积累时间的1.0ms相关序列。分离的平方A/D转换器将模拟相关序列转换为数字形式，其中一个加法器树80构成了一个累加相关序列。与产生序列时相似，可通过在累加相关序列上执行所述峰值搜索及内插处理而完全避免该积累RAM。在这种结构中，所述码和多普勒寄存器现在驱动20个负载，其中它们得预先驱动一个，这一个可消除一部分能量衰减。
当将并行相关器和数据及复制寄存器一起使用，以用于两序列情况，或与数据、多普勒及码寄存器一起使用，以用于三序列情况，它有利于是在调用(写入)各种寄存器中所使用的能量最小。在本发明的另一个方面中，通过使用扫描移位寄存器来确定在每一个瞬间需要写入哪个数据、多普勒及码寄存器级，从而实现调用各种寄存器时使用低能量操作。图23显示了与数据寄存器300、多普勒寄存器301和码寄存器302组合在一起，以用于三序列情况的一个扫描移位寄存器304。在一种操作方法中，对于每个数字数据、多普勒以及码序列的采样是连续到达的，而且所述采样率是相同的。对于每个相应的到达序列的采样，可将其写入它们各自的寄存器内相应的序列单元中。将一个单个的逻辑1沿着二进制扫描寄存器移位，这种移位与到达采样同步，这使能将达到采样写入各自寄存器的相应的连续单元中。由于仅有两个相邻的扫描寄存器单元在每次移位时改变它们的存储值，而在写操作时没有相应的寄存器移位，所以写操作的能量很低。
在将所公开的发明应用于GPS C/A信号捕获时，也可用它来极大地减小直接捕获所述P(Y)军用GPS信号所需的时间和能量，而不用首先捕获C/A信号。改变图4或5中的码/多普勒发生器的卫星码发生器的分量，以产生所述P(Y)码而不是C/A码，在本文中所公开的方法和结构也可适用于P(Y)的情况。
虽然只是用图例显示和说明了本发明的某些最佳特征，但对本技术领域人员来说可在此基础上发生许多修改和变化。因此，必须理解附加权利要求所预覆盖落入本发明主旨的所有这种修改及变化。

Claims (10)

1.在能接收若干来自相应的发射机的一种直接序列扩频接收机中，装置包括：
一个调谐器，用于接收所述信号的至少其中之一，并产生一个中频信号，所述调谐器包括一个用于对所述中频信号进行采样的转换器；
一个第一和一个第二存储器，用于存储在各个交替的第一和第二时间间隔期间出现的所述中频信号采样；
一个处理器，用于在各个交替的第一和第二时间间隔期间处理所述中频信号采样，该采样已在在各个交替的第一和第二时间间隔期间存储在所述第一和第二存储器中。
2.如权利要求1的所述接收机，其特征在于，
所述接收机包括一个GPS接收机，所述发射机包括被卫星所载的GPS发射机。
3.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，
所述处理装置包括一个相关机。
4.一种处理直接序列扩频信号的数字采样的方法，包括：
将在各个交替的第一和第二时间间隔期间出现的所述直接序列扩频信号采样的数字采样存储在第一和第二存储器中；
在各个交替的第一和第二时间间隔期间处理所述直接序列扩频信号采样的数字采样，该数字采样已在在各个交替的第一和第二时间间隔期间存储在所述第一和第二存储器中。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，
所述直接序列扩频信号包括从卫星接收的GPS信号。
6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，
所述处理步骤包括使存储在所述第一和第二存储器中的所述数字采样与本机伪随机噪声代码序列相关的步骤。
7.如权利要求3所述的接收机，其特征在于，
所述相关机是一个并行相关机。
8.一种用于GPS接收机中的装置，包括一个用于接收GPS信号和产生中频信号的调谐器，该调谐器包括一个用于对所述中频信号进行采样的转换器，该所述装置包括：
一个第一及第二存储器，用于存储在各个交替的第一和第二时间间隔期间出现的所述中频信号采样；
一个本机伪随机噪声代码序列源；和
一个并行相关机，用于在各个交替的第一和第二时间间隔期间使所述中频信号采样与本机伪随机噪声代码序列并行相关，该中频信号采样已在各个交替的第一和第二时间间隔期间存储在所述第一和第二存储器中。
9.如权利要求6所述的方法，其特征在于，
所述相关步骤包括使已存储在所述第一和第二存储器中的叔叔数字采样与所述本机伪随机噪声代码序列并行相关的步骤。
10.一种处理GPS信号的数字采样的方法，包括：
将在各个交替的第一和第二时间间隔期间出现的所述GPS信号的数字采样存储在一个第一和一个第二存储器中；
产生一个本机伪随机噪声代码序列；和
在各个交替的第一和第二时间间隔期间使所述GPS信号的所述数字采样与所述本机伪随机噪声代码序列并行相关，该数字采样已在在各个交替的第一和第二时间间隔期间存储在所述第一和第二存储器中。
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