CN1113545C - 无线接收机 - Google Patents

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Abstract

在一个用于接收包括表示数字信号的符号码的残留边带信号接收机中，一个调谐器提供来用于对发送VSB信号所用频带中的不同位置选择频道之一。一个相位跟踪器，抑制起因于多路失真或在转频期间的本振相位不连续的最终中频信号的镜象部分。在相位跟踪器中的数控振荡器把用于最终中频信号的载波的数字表送到同步检测器，根据该载波的这些数字表示，同步检测器检测该数字最终中频信号的实际部分。

Description

无线接收机
技术领域
本发明涉及在数字技术领域中的残留边带信息的检测，尤其是涉及数字高清晰度电视(HDTV)信号的无线接收机。
背景技术
使用在HDTV信号特定发送中的残留边带(VSB)信号具有其自然载波，其幅度依调制的百分比而改变，由固定幅度的导引载波所取代，它的幅度对应于一个规定的调制百分比。这种VSB信号在美国国内将被用于无线广播，而且可被用于电缆传播系统。已经提出的用于此种信号的数字HDTV信号无线接收机在其检测同步之后，其调谐器中使用了双变换。频率合成器产生第一本振信号，它与所接收的电视信号混频以产生第一中频(例如具有920MHZ的载波)。一个无源LC带通滤波器从其图象频率中选择出这些第一中频以便由第一中频放大器放大，而且经放大的第一中频由第一表面声波(SAW)滤波器所滤波，以除去邻频道响应。第一中频与第二本振混频以产生第二中频(例如具有41MHZ的载波)，并由第二SAW滤波器从其图象以及从残余邻频道响应中选择这些第二中频，以便由第二中频放大器所放大。第二中频放大器的响应与固定频率的第三本振信号被零差为基带信号。
固定频率的第三本振是以0°相位和90°的相位提供的，从而实现同相和正交同步检测过程。当HDTV信号被广播时，该同相同步检测结果是数字符号的8级编码，而正交同步的检测结果是名义上的零值。对于在模拟域产生的同相及正交同步检测结果进行的分别的数字化出现的问题在于其数字化之后的同步检测结果彼此之间的满意跟踪；量化噪声引入了在复合信号中被视作色矢量的明显的相位误差。通过数字域中执行同相和正交相位同步检测过程可以在前述类型的HDTV信号无线接收机中避免这一问题。
举例来说，同相及正交相位同步检测过程是通过在进行数字化时以8级编码的两倍的奈奎斯特(Nyquist)速率对第二中频放大器的响应进行取样而实现的。连续的取样被认为是以其出现的次序而被连续地编号；奇数取样和偶数取样被彼此相互分开，以产生同相(即真实)及正交相位(即镜象)的分别的同步检测结果。
在数字同相同步检测结果中的8级编码被滤波除去来自NTSC信号的共频道干扰，并经历均衡滤波。均衡滤波器响应被送到格构解码器作为输入信号，格构解码器的响应作为输入送到数据去交错器，而该去交错的数据被送到R-S(Reed-Solomon)解码器。经过纠错的数据被送到数据去随机器，产生出同于数据包解码器数据包。选择的数据包用于产生HDTV节目的音频部分，而其它一部分选择的数据包用于产生HDTV的节目的图象部分。
为实现使用在同相及正交同步检测过程中的零差频，该正交相位同步检测结果被用来生成用于受控产生第二本振信号的振荡器的自动频率与相位控制(AFPC)信号。数字正交相位同频检测结果被低通滤波，以产生调节第二本振的频率及相位的AFPC信号，从而减小正交相位同步检测结果的幅值。然而，在实际中的这种自动频率及相位控制不足以提供用于同相同步检测结果的相位数定性所需要的程度。数字化同相同步检测结果的自适应滤波可使用在同相和正交相位同步检测过程中的进行零差频而校正统计相位误差，但在均衡滤波的滤波器系数方面的自适应改变太慢，无法补偿在AFPC反馈环路中的相位抖动或在HDTV信号的多路接收的快速度变化期内出现的相位误差的改变。
因此，在前面提及的HDTV信号无线接收机中，是将一个相位跟踪器与对数字化同相同步检测结果的均衡滤波级连。经过均衡的同相同步检测结果以数字化的形式送到希尔伯特(Hilbert)变换有限脉冲响应(FIR)滤波器。该FIR滤波器的响应及均衡后的同相同步检测经过这时以补偿希尔伯特变换滤波器的延时，被作为真实和镜象输入信号而送到复数乘法器，以便与一个复数乘法器信号相乘，从而产生一个复数乘积。反馈环路探明该复数乘积的镜象成分与零值的分离，以产生出用于调节用作复数乘法器信号的单位欧勒(Euler)矢量的相位角的一个误差信号。该单位欧勒矢量的真实及镜象值是从一正弦/余弦查询表(LUT)中提取，这一查询表是存储在由一个累加器的输出所编址的一个只读存储器(ROM)中，以用来进行误差信号的积分。采用这种相位跟踪器的一个问题是该希尔伯特变换FIR滤波器必须利用很多很多的抽头，以提供在靠近零频率的地方提供所要求的90°的相移。
发明内容
本发明人修正了上述的HDTV信号的无线接收机，以使得与第一中频进行差频而转变成第二中频的第二本振有固定的频率。因而使作为在第二本振的产生中的一个问题的受控振荡器的AFPC反馈环路中的相位抖动被消除。该第二本振与同作第二中频的载波频率有一固定的频偏。因而该第二本振与第一中频差频，以将它们降频转换成第二中频，而不是与第一中频进行零差频而将它们变换成基带。随后将第二中频以一个带通的、而不是以一个基带的模-数转换器而被数字化，而余下的检测过程是在数字域中进行。该第二中频仍然会在多路接收的HDTV信号的接收快速改变方面出现的相位误差出现改变，因而仍然需要相位跟踪器。该相位跟踪器是在复合同步检测期间以第二中频实现的，而不是象已有技术中的接收机中是在复合同步检测及均衡波之后由相位跟踪器实现。该相位跟踪器是一个带通相位跟踪器，而不是使用在已有技术中的接收机中的那种基带(或低通)相位跟踪器。
用在带通相位跟踪器中的同相及正交相位的取样过程从先有技术中用于具有对称边带结构数字化带通信号的复合同步检测的跟踪器继承而得。用于无线广播的HDTV信号是残留边带(VSB)调幅信号而不是双边带(DSB)调幅信号，且具有不对称的结构。用以生成在带通相位跟踪器中的误差信号的HDTV信号的复合同步检测必须在带宽上充分受限制，该带宽是响应于包括在VSB信号的非对称边带结构之内的一个对称的边带结构。为恢复8级(或16级)VSB编码的HDTV信号的同步检测在带宽上不受限制。
使同在带通相位跟踪器中的同相和正交相位的取样过程，通常与由D.W.Rice和K.H.Wu在其文章“以高动态范围进行正交取样”(IEEE)航空电子系统文集，1982年11月卷AES-18，第736-739页)中的跟踪器相类似。Rice和Wu指出，为由带通信号的带宽能决定而不是由该带通信号的最高频成分所决定时，该带宽信号需要在被数字化之前以奈奎斯特速率或高于该速度而被取样。正交相位同步检测是采用希尔伯特变换FIR滤波器时数字化的带通信号进行滤波而被执行的；同相同步相检测是以进行等于该希尔伯特变换FIR滤波器以延时间的延迟之后执行的。Rice和Wu指出，对数字化带通信号执行复合同步检测的好处在于由混频器所引入的直流成分由带通滤波器所抑制且不影响数字化。在以带通形式进行的数字化VSB信号的复合同步检测中，源于部分抑制的载波的复合同步检测结果的直流成分不受由混频器所引入的直流成分的影响，这一点对于在此公开的发明中是十分重要的。
在实现本发明之时，本发明人已经感觉到除去是由Rice和Wu所指出的优点以外的，在希尔伯特变换数字带通信号方面，而不是在数字基带信号方面的其它优点。希尔伯特变换FIR滤波器不再必须在靠近零频处提供90°的相移，在该处，为提供90°的相移需有很长的延时。该希尔伯特变换FIR滤波器必须在高于1或2MHZ之上提供90°的相移，其处的延时需求是适度的，可达到7至8个MHZ。在为滤波器所需求的最高响应频率和最低响应频率之间的这一相当小的比率保持了在滤波器中所需求的抽头数是很低的值。
本发明实现在一个无线接收机中，用于接收包括描述数字信号的符号码的VSB信号，HDTV信号是此种VSB信号的一个实例。调谐器提供来在用于发送VSB信号所使用的频带中的不同位置处选择频道之一。该调谐器还有若干的混频器，用于执行所选频道到最终中频信号的多重变换，该中频信号具有实际上高于零频率的最低频率，并由一模-数变换器所数字化。一个相位跟踪器，工作在以其载波频率为中心的数字化最终中频信号的经窄带通滤波部分之上，抑制由多路失真或由在一次或几次频率变换中所用本振的相位不连贯所引起的所说最后中频信号的镜象部分。在相位跟踪器中的数控振荡器把用于最终中频信号实际部分的载波的数字表示(descriptions)送到同步检测器，该同步检测器根据载波的这些数据表示来检测数字化最终中频信号的实际部分。
本发明的另一方面是用于接收VSB信号接收机的中频放大器的自动增益控制(AGE)电路，该电路响应经过窄通带滤波的数字化最终中频信号部分。
附图说明
图1是用于具有导频载波VSB信号接收机示意框图，它根据本发明构成，用于接收数字HDTV信号。
图2，3，4和5是对于图1的同步检测电路进行修正而可被采用于本发明各个实施例中的不同构形的框图。
图6是可被采用在图2，3，4和5中的同步检测电路中的希尔伯特变换器FIR滤波器及补尝延时的详细框图。
图7是用于图1的VSB信号接收机的自动增益控制(AGC)电路的方框图。
图8是经过修正以使用图2，3，4或5的同步检测电路的用于图1VSB信号接收机的AGC装置的方框图。
图9是经过修正以使用图2，3，4或5的同步检测电路的用于图1VSB信号接收机的AGC装置的另一个框图。
图10是可被用于电视接收机中的图7，8或9的AGC装置，任一个的修正型，其电视接收机可被用于接收除去以符号形式进行编码的VSB信号类型外，还至少用于接收一种其它类型的电视信号。
图11是可被用于图1中的接收机的判定-指向(decision-directed)定时恢复电路的方框图，当被降频转换为最终中频时用于以符号速率的倍率取样VSB信号。
在这些方框图中，时钟及控制信号的连接以虚线表示，以使得将它们与将被受控的信号相区别。
具体实施方式
图1示出了用以从广播接收天线6接收数字HDTV信号的一个VSB信号接收机5。该接收机5恢复用以显象管7的红(R)、绿(G)、蓝(B)驱动信号并恢复用以驱动左、右扬声器8和9的立体声伴音信号。另外，可接入VSB接收机5用以从窄带接收天线或从电缆传输系统接收数字HDTV信号。除去显象管7外还可采用不同的显示装置，而且伴音恢复系统也可以是不同的，可以仅有一个伴音通道或可以采用比一般立体声系统更为高档的系统。
调谐器1由元件11-21构成，在用于接收的VSB信号的频带中的不同的位置选择频道之一，例如，由广播接收天线6所接收的数字HDTV信号经过执行所选频道的多重频率变换而成为在中频带内的最终中频信号。更具体地说，设计为由某个人操作的频道选择器确定第一本振的频率，起到第一本振作用的频率合成器11向第一混频器12提供信号以便与作为从广播接收天线6或其它数字HDTV信号源提供的已接收信号相混合差频。第一混频器12在所选频道内把所收信号上变换成预定的第一中频(例如具有920MHZ载波)，并且LC滤波器13用于除去伴随从第一混频器12而来的上变频结果的不希望的图象频率。由该上变频转换产生的该第一中频作为输入信号送到第一中频放大器14，它提供放大的第一中频以驱动第一表面声波滤波器(SAW)15。上变频转换到更高的中频使得SAW具有数目众多的零极点。从第二本振16来的第二本振信号被送到第二混频器17，以便和第一SAW滤波器15的响应混频，从而产生第二中频(例如具有41MHZ载波)。第二SAW滤波器18用于除去伴随来自第二混频器17的上变频转换结果的不希望的图象频率。第二SAW滤波器18的响应作为输入信号送到第二中频放大器19，作为第三混频器20的输入信号的经放大的第二中频信号响应与来自第三本振21的振荡信号相混频。至此所描述的多重转换调谐器1与前面提到的其它类型的调谐器相似，但是不同处在于它从第三本振21选择振荡频率，以使得第三混频器20提供出第三中频信号响应，该响应具有扩展到低至1-2MHZ的残留边带以及具有扩展到高达7-8MHZ满边带频率，而不是像以前所提到的那样具有零频载波。该第三中频信号响应是调谐器1的最终中频输出信号。
模-数转换器(ADC)22对调谐器1的最后中频输出信号取样，每一个模拟取样期不长于最高最后中频的半个周期，以避免不希望的混淆，并把这些取样数字化成具有大约为10比特的数字取样。按先有传统的习惯，低通滤波器被置于ADC22中，来抑制响应于第有利三混频器20的第三中频信号的高频镜象。第二SAW滤波器18已经限定了送到ADC22进行数字化的第三中频信号的带宽，所以ADC22起到了一个带通模-数转换器的作用。ADC22在数字化过程中使用的取样速率至少是用于该带通信号带宽的奈奎斯特速率，对于HDTV信号来说是6MHZ。在实践中本发明人宁取对于VSB HDTV信号来说是其符号速率的两倍的取样速率，即大约为21×106个取样/秒。以两倍VSB HDTV信号的符号速率完成取样是为了满足由ADC22以符号速率对取样进行同步的电路之需，以使得“眼”响应最大。该电路在图1中不作详释。但在本说明书中将参考图11对其适用电路做进一步的描述。
同相同步检测器23响应ADC22的数字化最终中频输出信号，提供一个对应于当被转变为具有零频载波时的所接收的VSB信号的响应。一个有限脉冲响应、窄通带数字滤波器24、一个数控振荡器27，一个正交相位同步检测器25和一个低通滤波器26构成一个相位跟踪器。其中，数字滤波器24是有限脉冲响应(FIR)型，具有对称的零点(Kernel)、以使得滤波器24属相位线性。带通滤波器24的响应是以载波频率为中心且在带宽上足够窄，以使得在响应中相对于载波本身其载波的调制是被抑制的。这种非常窄的带通滤波及在调谐器1中的自动增益控制(图1中没有详示)使得导行载波响应窄带滤波器24而被恢复到受控的幅度。使滤波器24产生出响应的边带结构对应于载波频率而言是对称性质的。滤波器24的响应被送到正交相位同步检测器25。同步检测器25的响应被送到低通滤波器26，其响应被用于数控振荡器(DCO)27的自动频率相位控制(AFPC)。数控振荡器也称为“数值受控振荡器”。DOC27把同相载波的数字(余弦)描述送到同相同步检测器23，该检测器基本上是一个数字乘法器，用于把ADC22的响应和由DCO27提供一数字化的同相载波相乘。DCO27还把正交相位载波的数字(正弦)描述送到正交相位同步检测器25，在其中它被与由窄带滤波器24所选择的导引载波相比较，以生成在反馈回路中用于DOC27的AFPC的误差信号。低通滤波器26抑制来自正交相位同步检测器25的误差信号中的载波谐波。当正交相位同步检测器25基本上仅同作一个数字乘法器用于将窄带通滤波器24和来自DCO27的数字化正交相位载波相乘时，就会产生出这些谐波。在实际中，窄带滤波器24的响应相对于其输入信号有一些延时或滞后，而且在利用没有在图1所示的装置中的方法在同相同步检测器23的操作中被补偿。例如，等于滤波器24的可能的延时可以作为输入信号而被插入到从ADC22到同相同步检测器23的数字化最终IF信号的连路中。
在图1中的VSB信号接收机5中，同相同步检测器23的边带响应被作为输入信号送到时钟延时线28，并作为第一取和输入信号送到双输入数字加法器29。在经过等于两个符号运行期之后，时钟延时线28把一个响应送到它的输入信号端，该经延时的响应被送入数字加法器29，作为其第二个取和输入信号。该时钟延时线28和该数字加法器29会作以提供一个NTSC去除滤波器30，以抑制来自NTSC信号的共道干扰。只要是经分配给数字HDTV信号的同一频道而发送NTSC信号，就需要采用这种NTSC信号去除滤波器30，它是一个梳状滤波器。该滤波器30抑制了NTSC亮度载波及其包含同步信息的低频边带，及其强有力地去除掉色度付载波，抑制了色度边带，并抑制了FM伴音载波，响应来自检测器23的8编码等级同相同步检测结果，滤波器30把一个15编码等级的信号送到一个均衡器31。虽然没有详细地说明，该输入到均衡滤波器31的信号被以2∶1抽样，以将取样速率降到符号速率。均衡滤波器响应作为输入信号从均衡器31送到格构解码器32，它执行恢复成数字数据流的符号解码。该均衡器31提供均衡滤波，当多级编码加到格构解码器32时，响应该多级编码而产生出一个经调节的幅度响应，该经调节幅度的响应减小了起因于内符号干扰的符号误差。
虽然在图1中没有详示，但应将最佳电路提供在VSB信号接收机5中的在出现来自NTSC信号的共道干扰时做检测，当没有检测到起因于NTSC信号的共道干扰时对该滤波器30做旁路，以及根据所希望的编码等级数来调节符号解码的范围。当必须考虑8个编码等级而不是必须考虑15个编码等级时，极小有可能出现涉及符号标识的错误判定。尽管数据同步电路并没有在图1中详示，但本专业在HDTV技术方面的技术人员将明白该VSB信号接收机5包括有用于确定数据场及数据行出现的时间的电路，以提供用于定时数据解交错的基础。数据场同步电路从均衡器31的输出端口提取它的输入信号，假设均衡器31是本发明的最佳类型，这种类型使得幅度响应的反馈调节依照均衡器31对于重影消除基准信号的响应而进行。数据场的开始由一个伪随机脉冲串来指示，该脉冲串用作均衡器31的重影消除基准信号。本发明还最好有数据行同步电路，它检测符号码序列的出现，当它们出现在均衡器31响应中时，而不是当它们出现在均衡器的输入信号中时，指示这数据行的开始。这种数据行同步电路可采用与用于符号解码的格构解码器32相同的用于判定编码等级的电路。
格构解码器32的数据响应作为输入信号送到数据解交错器33，经解交错的数据从数据解交错器33送到R-S(Reed-Solomon)解码器34。经误差校正的数据从R-S解码器34送到数据解随机器35，产生供给数据包分类器36的数据包。响应于在连续数据包中的标题码，数据包分类器36对数据包作分类以供不同应用。HDTV节目音频部分的数据描述的数据包由数据分类器36加到数字声音解码器37。数字声音解码器37把左、右声道的立体声信号送到双重通道音频放大器38，以驱动多个扬声器8、9。HDTV节目视频部分的数据描述的数据包由数据包分类器36加到MPEG解码器39。MPEG解码器39把水平(H)和垂直(V)同步信号送到显象管偏转电路40，提供用于显象管7或其它显示装置的显示屏的光栅扫描。MPEG解码器39还把信号送到显象管驱动放大器41，以将放大的红(R)、绿(G)和蓝(B)驱动信号施加于显象管或其它显示装置。
窄带通滤波器24的响应可被送到绝对值电路，产生的经整流的信号又可被送到经历数字低通滤波，经低通滤波响应的结果又被转变成模拟形式以为控制IF放大器14和18之一或二者的增益提供一个自动增益控制(AGC)信号。这样将规化了由该窄带通滤波器所选、作为其响应的数字化载波的幅度。
在图1的VSB信号接收机5的变形中，窄通带滤波器24的响应被对称地削波、以产生一个方波的数字表示。这一点可以通过假设将滤波器24处于2的补码运算来实现。多位比特滤波器24响应的最重要比特被保留作为数字对称削波器的两比特三态响应的最重要比特，而且该多位滤波器22响应的次重要比特被作“或”运算，以产生数字对称削波器的两比特三态响应的次重要比特。
在全数字控制的振荡器设计实现用于AFPC的低通滤波器24是十分麻烦的，并且会引入对DCO27输出信号的频率和相位进行控制的反馈环路响应的延时。而且，反馈环路可在不希望的条件稳定条件中而不是在希望的条件稳定条件下下反应。在本发明最佳的实施例中，用于执行仅针对真实信号的同相及正交同步检测所采用的简单的数字放大器被避免，以有益于执行对复合信号的正相及正交同步检测。由Rice和Wu所描述的同相及正交取样技术被用在VSB信号的同步检测中。利用复合变量执行同相及正交同步检测避免了在同步检测结果中载波谐波的出现。
图2示出了在本发明的另一个实施例中用于执行VSB信号的同步检测装置的修正型、来自模-数转换器22的数字化最终IF信号作为输入信号被送到FIR数字滤波器50，提供第三混频器20的响应的希尔伯特变换。来自ADC22的数字化最终IF信号还被作为输入信号送到数字延时线51，该延时线51提供等于数字滤波器50的滞后的补偿延时。数字滤波器50和数字延时线51的响应被作为输入信号分别送到载波带通滤波器52和53。具有完全相同的带通特性的滤波器52和53把复合导频载波与载波的边带相分离，该载波是根据由数字滤波器50和数字延时线51的响应所形成的复合信号中的8等级VSB编码所调制的。数字滤波器50和数字延时线51的响应作为输入信号送到54和55，它们分别提供等于载波带通滤波器52和53的滞后时间的分别的补偿处时。
针对来自数字延时线54和55的复合信号的同相同步检测器230包括数字乘法器231和232，用于将由从延时线54和55所提供的响应分别与载波的正弦和余弦相乘；加法器233对来自数字乘法器231和232的积信号进行取和。由于事先知道该复合乘积的镜象内容(term)将无疑是零值，或实际上是零值，所以，原本需要来产生镜象内容的乘法器和减法器被省去不用。作为来自加法器233的和信号而被提供的同相同步检测器230的输出信号被作为输入信号送到NTSC去除滤波器26。
正交相位同步检测器250包括乘法器251和252，用于将载波带通滤波器52和53的响应分别与载波的正弦和余弦波相乘；以及一个数字减法器253，用于将数字乘法器251的信号从数字乘法器252的信号中减去。就是说，由载波带通滤波器52和53所实现的已分离的导引载波的复合数字表征与正交相位载波的复合数字表征相乘。由于已经事先知道这种复合乘积的实际内容总是不变地为零，或者实际上为零，因而将原本所需以产生镜象信号的数字乘法器和加法器被省去。从减法器253输出的差信号提供给DCO27一个AFPC信号。
图2所示的数控振荡器27包括一个在只读存储器271中的载波Sinφ查询表，用于把12比特的乘数送到数字乘法器231和252；一个在只读存储器272中的载波Sinφ查询表用于把乘数送到数字乘法器232和251；以及一个ROM地址产生器，用于ROM271和272。该地址产生器包括一个双输入数字加法器273，其取和输出信号送到ROM271和272作为ROM地址，并送到一个钟控单取样延时单元274，以便将取和输出信号送到加法器273的第一和输入端，以完成一个用于ROM地址的累加器。一个双端输入数字加法器275把取和输出信号送到加法器273的第二和输入端，以便按每一个时钟周期递增ROM地址的累加。多重转换调谐器1最好是与VSB信号的载波差频成送到ADC22的最终IF信号频率的频带的低频部分，而不是该频带的高频部分，因为随之是以φ的每2π弧度取样的一个较大数目从ROM271和272得到Sinφ和Cosφ的乘数，这就是在连续的载波取样中提供了较高的角分离率。
在DCO27的振荡器中无误差的情况下，伴随从ROM271和272提供的正交相关的信号，从减法器253来的取和输出作为AFPC误差信号而被零值化。来自减法器253的取和输出信号被送到加法器275的第一加数输入端，虽被零值化但不影响来自加法器275的取和输出信号。来自加法器275的取和输出信号将与送到其第二加数输入端的信号相同，它是作为由钟控单取样延时部件277能延时一个取样的来自另一数字加法器的取和输出信号。来自减法器253的取和输出信号被送到数字乘法器278作为一个乘法器输入信号以便与一个固定被乘数相乘，该乘法器输入信号是零将使出自乘法器278的乘积输出信号也为零。来自数字乘法器278的乘积输出信号被送到加法器276的第一加数输入端，但其零值将不对加法器276的取和输出信号构成影响。加法器276的取和输出信号将与送到其第二加数输入端的信号相同，它是加法器276的取和输出信号以先前取样值，由钟控单取样延时单元277延时一个取样。加法器276和钟控单取样延时单元277的这种环路连接形成一个电路延时线存储器，只要来自加法器253取和输出端的AFPC信号保持为零值，该存储器就随一个系统时钟周期到另一个系统时钟周期地将同一增量连续送到加法器275的第二加数输入端，并因而送到第二加数输入端。从加法器273的取和输出端得到的ROM地址在数值上连接续跃升，直到溢出发生以重新开始连续跃升这些ROM地址为止。
当加法器253的取和输出AFPC信号为正值时，它表明作为与ROM271和272正交关系定相的DCO振荡器在正确相位值方面受到阻碍。该正值AFPC信号被加到加法器275的第一和数输入端，引起其取和输出信号在其数值上较其当AFPC信号为零值时有所被递增。这种即时的超前，即跃升点的超前设置(从该点，来自加法器273的取和输出端提供ROM地址)将连续出现，这是由于这些地址将经过单取样延时单元274被反馈到加法器273的第一加数输入端。正值的AFPC信号作为乘法器输入信号而被加到数字乘法器278。以与一个固定被乘数相乘，该被乘数是一个很小的部分，因而由数字乘法器278产生出一个小的正数积输出信号，用于加到加法器276第一加数输入端。这一小值的第一加数输入信号增加了出自加法器276的取和输出信号，增加了增量的大小，该增量是存储在由加法器276和钟控单取样延时单元277的环路连接而成的电路延时线存储器中。这一较大的增量经一个取样延时后由钟控单取样延时单元277加到加法器275的第二加数输入端并因此加到加法器273的第二加数输入端。这一增加的增量加速了由加法器273和单取样延时单元274将其加法器取和输出信号反馈回到它的第一加数输入端的地址累加的速率。来自加法器273的取和输出端的ROM地址在数值上连续跃升，直到溢出发生，以重新开始连续跃升这些ROM地址的周期，这种跃升以增加的累加速度发生，直到AFPC信号的进一步的非零值进一步调整也址累加的速率。
当出自加法器253的取和输出的AFPC信号量负值时，它表明作为与ROM271和272正交关系定相的DOC振荡器在正确相位值上有所超前。该负值AFPC信号被加到加法器275的第一和数输入端，引起其取和输出信号在其数值上较其当AFPC信号为零值时有所被递增。这种即时的受滞，即跃升点的滞后设置(从该点来自加法器273的取和输出端提供ROM地址)将连续出现，这是由于这些地址将经过单取样延时单元274被反馈到加法器273的第一加数输入端。负值的AFPC信号作为乘法器输入信号而被加到数字乘法器278，以与一个固定被乘数相乘，该被乘数是一个很小的部分，因而由数字乘法器278产生出一个小的负数积输出信号，用于加到加法器276第二加数输入端。这一小值的第一加数输入信号减小了出自加法器276的取和输出信号，减小了增量的大小，该增量是存储在由加法器276和钟控单取样延时单元277的环路连接而成的电路延时线存储器中。这一较小增量经一个取样延时后由钟控单取样延时单元277加到加法器275的第二加数输入端并因此加到加法器273的第二加法输入端。这一减小的增量降低了由加法器273和单取样延时单元274将其加法器取和输出信号反馈回到它的第一加数输入端的地址累加速率。来自加法器取和输出端的ROM地址在数值上连续跃升，直到溢出发生，以重新开始连续跃升这些ROM地址的周期，这种跃升以减小的累加速度发生，直到AFPC信号的进一步的非零值进一步调整地址累加的速率。
图3示出了在本发明的另一实施例中用以执行VSB信号同步检测的又一改型装置。它在以下方面不同于图2所示的装置。载波带通滤波器52和53被省去，以单个载波窄带通滤波器56从ADC22接收数字化的最终IF信号作为其输入信号并从其中选出一个数字化载波为其响应。滤波器56的响应作为输入信号送到FIR数字滤波器57，提供一个滤波器56响应的希尔伯特变换。滤波器56的响应还作为输入信号送到数字延时线58，提供等于数字滤波器56的延滞的补偿延时。到正交相位检测器250的连接被改变，以使得数字乘法器251和252分别地与数字滤波器57的数字延时线58的响应相乘，而不是与载波带通滤波器52和53的响应相乘。
对于来自ADC22数字化的最终IF信号的、由数字延时线59所提供的延时响应作为输入信号加到FIR数字滤波器50及数字延时线51。FIR数字滤波器50及数字延时线51的响应被直接送到数字乘法器231及232，作为它们的分别相乘信号。在滤波器50和延时线51的响应中，数字延时线59提供了针对载波带通滤波器56的延滞的补偿延时。该单一延时线59级连在滤波器50和延时线51之前，提供了与如图2所示的在滤波器50和延时线51之后分别级连两个延时线54和55相同的响应。
图4示出了在本发明的另一个实施例中用以执行VSB信号同步检测的另一个修正装置，与图2相比有下列不同。其载波带通滤波器52和53的每一个都由分别的导线所取代。在图2中分别提供了等于载波带通滤波器52和53的延滞时间的数字延时线54和55也分别由导线替代。由于可分布至载波的AFPC信号利用一个低通数字滤波器58被从加法器253的取和输出信号选择出而频至零或接近零频率，该正交同频检测器250工作在很宽的带宽中。低通滤波器58被选择得最有一个比符号率低许多倍的截止频率，以使得与若干组连续类似符号相关的频率被去除。由于在发射机处的符号编码之前的基本步骤的数据的随机性限制了可能出现的连续类似符号的数目，这就加速了在正交相位同步检测之后的低通滤波，以恢复AFPC信号。这种数据的随机性还有利于在正交相位同步检测之前的带通滤波，以恢复如图2或图3的AFPC信号。
图2、图3和图4所示的DCO27中直观变化是其中将两输入加法器273和275由一个三输入数字加法所取代。一些在正弦函数和余弦函数的对称性方面的技巧对于数字设计师是熟知的，以降低用于SIN Eφ和COSIN Eφ表查询的ROM的需求量，并且该DOC27可被修改以使用这种减少了ROM的设计。其中的SINEφ和COSINEφ信号不是从ROM读出而是根据Sin(A+B)＝SinA COSB+COSASin B以及Cos(A+B)＝CosA·CosB-SinA·SinB的三角学公式被并行累加设计方案是另一种DCO方案，它可以用在本发明的进一步的实施例中用于DCO27的修正。
图5示出了用于执行在图2和图3中所示VSB信号同步检测装置的变形，该变形采用的DOC270不同于DOC27之处在于它还包括一个只读存储器2701存储一个Sin(φ+α)查询表和一个只读存储器2702存储一个Cos(φ+α)查询表。数字乘法器231是从ROM2701而不是从ROM271接收它的乘法器信号；而数字乘法器232是从ROM2702而不是从ROM272接收它的乘法器信号。来自ADC22的数字最终IF信号经一导线无实际延时地加到希尔伯特变换FIR滤波器50作为输入信号，而且该滤波器50的响应经一连线无实际延时地加到数字乘法器231作为它的相乘输入信号。来自ADC22的数字最终IF信号经一导线无实际延时地加到数字延时线51作为它的输入信号，而且该延时线51的响应经一连线无实际延时地加到数字乘法器231作为它的相乘输入信号。
就是说，图5与图2的不同之处在于其延时线54和55都分别由一连接线所取代。不是利用延时线54和55来延时加到数字乘法器231和232的信号，而是通过从存储在ROM2071和ROM2072中的Sin(φ+α)和Cos(φ+α)查询表中取得它们而不是从存在ROM271和272中的Sinφ和Cosφ查询表取得它们而使得这些被乘信号在时间上提前。图5与图3的不同点在于，其数字延时线59由一条导线连接所取代。不是用延时线59来延时加到数字乘法器231和232的乘数信号，而是通过从存储在ROM2701和2702中的Sin(φ+α)和Cos(φ+α)的查询表来获得它们，使被乘信号在时间上提前。在其α为90°的特殊情况中，ROM2701和2702即不需要，当然，这是由于Cos(φ+α)和Sin(φ+α)的值与分别从ROM271和272读出的Sinφ与Cosφ的值相同。
尽管上面具体描述的用于接收包括表示数字信号之符号码的VSB信号的无线接收机使用了三级转换谐调器1以生成第三中频信号，但由于最终中频信号要经历复合同步检测，所以从更广泛的角度而言，是以采用如上所述性质的双变换调谐器和带通跟踪器的接收机来实施本发明。仅采用双变换调谐器的无线接收机是可能的，其中的第二中频信号是最终中频信号，且是与三级变换调谐器1的最终中频信号处于在同一频率范围。也可能构造一个双变换调谐器，把所选HDTV频道直接转换成30-45MHZ的范围并随后将生成的第一中频信号转换成1-8MHZ范围内的最终中频。
上面具体描述的无线接机使用了最终中频信号的最低成分频率是比零频率高1或2MHZ。这一最终中频信号在频率上是足够高，其使希尔伯特变换FIR滤波器和补偿延时FIR滤波器具有足够短的延时及其十分少的抽头。使该最终中频信号是如此之低以使得获得在模-数转换用来作模拟信号取样以实现数字化的持续期，这种持续期对于简化十分有利，它是提供在取样器执行数字化的构造及其操作中。为了避免不希望的混淆，这些取样的持续期应不超过最终中频载波的半个周期。否则，如Rice和Wu所指出那样，当着是由带通信号的带宽而不是由该带通信号的最高频率成分而决定时，该带通信号只需要在数字化之前以奈奎斯特速率或高于该速率而被取样。
取样器的使用能缩短持续期取样，使得最终中频是高于1-8MHZ的范围。例如，具有两倍HDTV符号速率的最终中频的双变换调谐器，即大约为21MHZ，应当是可能的。利用如上所述性质的一个带通相位跟踪器的无线接收机对包括表示数字信号符号码的VSB信号进行接收，这种接收机在本发明中被用于更广的方面，即使该最终中频信号的最低成分频率实际上要高于1或2MHZ。
调谐器的AGC范围要求有60-90dB，要求有多个增益受控中频放大四级。在高于1-8MHZ范围的频率保持受控增益的宽范围上的相位线性是较容易实现的。因此，当最终IF信号被取在1-8NHZ的范围内时，最好是该中频放大器在最终的混频器之前提供有AGC所要求的60-90dB范围。以两个频率提供这一受控增益比较好地避免了重生效应，当有高增益放大器操作在单一频带时即容易出现这种效应。SAW所要求的相位线性以高程度在高于30-40MHZ范围的中频是容易实现的。因而当前最好是采用三级变换调谐器。
图6示出了可采用的一个7抽头希尔伯特变换FIR滤波器60，而不是希尔伯特变换滤波器50和57。该7抽头FIR滤波器60包括级连的单取样延时单元61、62、63、64、65和66，构成7个不同的延时输入信号取样以供加权和取和，从而产生希尔伯特变换响应。希尔伯特变换是线性相位特性，所以FIR滤波器60和抽头加权表现出关于中值延时对称。因此，数字加法器67取和加到延时单元61的输入信号和出自延时单元66的输出信号以被共同加权，数字加法器68取和来自延时单元61的输出信号和来自延时单元65的输出信号以被共同加权，而数字加法器69取和来自延时单元62的输出信号和来自延时单元64的输出信号以被共同加权。来自延时单元63的输出信号作为输入地址加到只读存储器70，它以一个合适的加权Wo幅度乘以该信号。来自数字加法器69的取和输出信号作为输入地址信号加到只读存储器71，它以一个合适的加权W1幅度乘以该信号。来自数字加法器68的取和输出信号作为输入地址加到只读存储器73，它以合适的加权W3幅度乘以该信号。作为固定乘数的乘法器的ROM70、71、72和73的使用保证了与相乘运算相关的延时为可被忽略地短。ROM70、71、72和73的输出信号由符号数字加法器74、75和76的一个树状结构所结合，该树状结构按照存储在ROM70、71、72和73中的加权W0、W1、W2、W3的所要求的其幅度的合适的指定符号作为加法器或减法器来操作。加法器67、68、69、74、75和76被假设为钟控加法器，每一个都展示有一个取样的延滞，使得该7抽头FIR滤波器60展示出6个取样延滞。补偿这种延滞的滤波器60输出信号的延时是由级连的六个单取样延时单元61、62、63、64、65和66所提供。因而其中所用的是滤波器60而不是滤波器50，可被等同的是延时单元61、62、63、64、65和66的级连连接；而不是与滤波器50相分离的延时线51。相类似地，其中所用的是滤波器60而不是滤波器57；可被采用的是延时单元61、62、63、64、65和66的级连连接，而不是与滤波器57相分离的延时线58。数字设计的技术人员将懂得在本段落所描述滤波器的改进中如何构造用于生成用以加权的取样的延时结构，并取和以产生同样可被用作形成以补偿在滤波器功能中的延滞所要求的延时的一部分或全部。
本发明的另一个实施例中有可能其中使用在带通相位跟踪器的同相和正交取样过程是由其它种类成对全通数字滤波器来实现，该数字滤波器对于数字带通信号表现出恒定的π/2的相位差响应。C.M.Rader在其文章“一种用于取样同相和正交成分的简单方法”(IEEE航天与电子系统文集，卷AES-20，No.6(1984年11月，821-824页)中描述了一种成对的全通数字滤波器要比Rice和Wu的滤波器实现起来要来得简单。Rader利用以Jacobian随圆函数设计的一对全通数字滤波器取代Rice和Wu的滤波器。一对由Rader所选中的这种全通数字滤波器具有下列的系统函数：
H1(Z)＝Z-1(Z-2-a2)/(1-a2Z-2)  a2＝0.5846832
H2(Z)＝-(Z-2-b2)/(1-b2Z-2)    b2＝0.1380250Rader描述的滤波器构形只要求两个乘数，一个是a2而另一个是b2。Rader的用于执行数字带通信号复合同步检测的改进电路可被采纳用于本发明的可选
实施例中。
图7示出了用于把AGC信号送到AGC延时网络42的一个装置，该网络把增益控制信号送到图1中的VSB信号接收机的第一IF放大器14和第二IF放大器19，用以分别控制它们的增益。第一IF放大器14、第二IF放大器19和AGC延时网络42的组合操作是依照已有技术进行的。特别有意义的是其中AGC输入信号的被产生以及用于加到AGC延时网络42的方式。AGC延时网络42包括用于AGC输入信号的AGC信号放大器，但可以避免针对这种AGC信号放大器的仔细设计。由窄带滤波器24所分离的导频载波的数字表示被作为输入信号加到另一个同相同步检测器43，以便与来自DCO27的0°相位振荡信号相混频。该同相同步检测器可以简单地由一个数字乘法器构成，用于把由窄带滤波器24所分离的导引载波的数字表示的连续项与处于0°定相导引载波的数字表示的对应项相乘。由数-模转换器(DAC)44把同相同步检测器43的数字输出信号转换成模拟信号并由低通滤波器45对DAC44的模拟输出信号做低通滤波以产生一个响应，该响应在性质上基本属于直流，展示出随若干视频场的次序的时间常数而改变。该滤波器45的响应被加到AGC延时网络42作为AGC输入信号。低通滤波器45是一个模拟滤波器，可以由电阻-电容-电感部分构成。有意义的是对滤波器的双重利用，对于所采用的窄带通滤波器24、既被用于产生AGC信号，也被用于产生AFPC信号。由窄通带滤波器24所恢复的导引载波的连续性质对于产生一个AGC信号是十分有利的。
从窄通带滤波器24的双边带响应到导引载波窄带同步检测的自动增益控制过程(利用部件43、44和45)实际上不受热噪声的影响。除去正交相位噪声由同步检测所抑制之外，带通滤波器24按照最终IF信号的全带宽对带通滤波器24的窄带宽的比率的平方根来降低关于导引载波的热噪声电平。当执行符号解码时，实际上不受噪声影响的自动增益控制是十分有利的，因为与特定符号相关的数字值的范围可被更好地确定。ADC22的要求的数字输入信号范围在无严重削波出现的情况下，必须满足与受控电平最终IF信号相加之时的令人满意的噪声电平。
图8示出了包括在图2、图3、图4或图5所给出的图1VSB信号接收机的修正型中的用于把AGC信号提供到AGC延时网络42的一个可选装置。该装置包括另一个同相同步检测器430，它包括：一个数字乘法器431，用于以数字乘法器251相同信号的载波的正弦信号与该载波的余弦信号相乘；数字乘法器432，用于以数字乘法器252相同信号的载波的余弦信号与该载波的正弦信号相乘；以及数字加法器433，用于取和来自数字乘法器431和432的乘积。同相同步检测器430的数字输出信号被数-模转换器(DAC)44转换成模拟信号，并由低通滤波器45对于该DAC44的输出信号低通滤波，以产生出加到AGC延时网络42的AGC输入信号。
图9示出了包括在图1的VSB信号接收机或其修正型图2、3、4或5中的用于把AGC信号提供到AGC延时网络的一个可选装置。其DAC44被加入了图1VSB信号接收机的同相同步检测器23的响应。在图1VSB信号接收机的修正型图2、3、4或5的每一个中，该DAC44被加入了同相同步检测器230的响应。
图10所示出的变型在于，将低通滤波器45的响应加到电视接收机中的AGC延时网络42，除去被用于VSB HDTV信号的附加接收机电路之外，该电视接收机利用第二IF放大器响应作为对于附加NTSC电视信号接收机电路的输入信号，或对于附加在复合调幅(QAM)载波上HDTV信号接收机电路的输入信号，或作为这两种类型附加接收机电路的输入信号。低通滤波器45的响应被加到第一输入47和一个模拟或(OR)电路46，该OR电路至少接收一个其它的输入信号。模拟OR电路46的第二输入48可被提供以AGC输入信号，或者是来自用于NTSC电视信号的附加接收机电路，或者是来自用于在一复合调幅(QAM)载波上的NTSC信号的附加接收机电路。另外，该模拟OR电路46的第二输入端48和第三输入49可被分别提供来自用于NTSC电视信号的附加接收机电路和用于在一复合调幅载波(QAM)之上的HDTV信号的附加接收机电路的AGC输入信号。作为所提供的AGC输入信号选定之一而被加到AGC延时网络42的模拟或电路46的响应被假设是对应它们的最大的一个，被称作为基准电平，对于该电平来说，第一IF放大器14和第二IF放大器19的增益中不出现降低，而且模拟OR电路46的不使用的任何输入端均被返回。而且，为了使IF放大器14和19中出现增益降低，从加到AGC延时网络42的所选AGC输入信号的基准电平的偏离必须是足够大的值。
门限检测器4响应低通滤波器45的响应，该响应在趋于削减IF放大器14和19的增益方向上从基准电平脱离开多于一个门限值，该门限值要比增益被实际削减所处的实际值要小得多，以产生一个启动电视机操作的信号，从而再生经一个VSB载波发送的由调谐器1选择的电视节目。
图11示出的是一个判定指导定时恢复电路，它可被置于图1的VSB信号接收机中用以调节取样时钟的频率和相位，以使得在模-数转换器22执行转换期间内的取样的定时与经VSB载波上的符号的传输在时间上是对准的。该定时恢复电路与S.U.H.Qureshi用于脉冲调幅(PAM)信号的通用电路相同类型。该电路描述在其论文“对于均衡局部响应系统的定时恢复”(IEEE通信文集、1976年12月，1326-1 3330页)中。压控振荡器80产生出极值为21MHZ频率的蔓叶线振荡。振荡器80最好是一个晶体振荡器，可在很小的窄范围内控制频率。对称的削波器、即限幅器81对于这些蔓叶振荡产生方波响应，用于由ADC22对最终IF信号定时取样的时钟信号，作为一个数字化过程的一个步骤，该步骤紧随在滤波限制带宽的初始步骤之后。分频触发器82以一种预定的方式响应该第一时钟过程，以产生另一方波一个AD电路83将此方波与第一时钟信号相“与”(ANDS)以产生第二时钟信号。现在来考虑用于控制由VCO80产生的蔓叶振荡的频率及相位的控制的误差信号的产生。
来自同相同步检测器23或230的取样作为输入信号送入均方误差梯度检测滤波器90。滤波器90是一个有限脉冲响应数字滤波器，具有(1/2)、1、0、(-1)、(-1/2)的核点，其操作由第一取样时钟信号所钟控。滤波器90包括由钟控锁存器91、92、93和94的级连电路，还进一步包括数字加/减法器95、96和97。数字加/减法器95和96是非钟控操作的，但数字加/减法器97包括一个在其输出端的钟控锁存器，是一个钟控元件，是由第一取样时钟所钟控的。钟控元件91-94和97的每一个都以ADC22作为输入取样的第一取样时钟的21兆取样/秒的时钟速率表现出单位时钟延时。加/减法器95操作为一个减法器，用于从送到滤波器90的当前输入取样减去四个周期前的所送到的输入取样。加/减法器96操作为一个减法器，用于从当前取样周期之前一个周期所提供的取样中减去前三个取样周期所提供的输入取样。加/减法器97操作为一个加法器，把来自减法器96的差信号加到来自减法器95的半差信号。加法器97的相加的信号作为滤波器90的响应而被提供。
来自同相同步检测器23或230的取样由钟控锁存器91、92、93和94的级连所延时而被送到量化器84，该量化器84提供最接近由该量化器作为输入信号接收的当前取样所估计的量化电平。这一量化电平使量化器84的输入信号由数字加/减法器85所减去，它是以一个钟控元件操作的，其输出端包括一个钟控锁存器。滤波器90的响应在时间上是与来自减法器85的差信号对准的。出自减法器85的差信号是在由同相同步检测器23或230所检测的符号中的所需校正的误差的校正量的指示，但它不表示源于VBS信号接收机5正被错相的取样的误差是否因为取样太早还是太晚。数字乘法器86将来自减法器85的差信号与滤波器90的响应相乘来解答这一问题。来自加法器97的2的补码的和信号的符号位和随后的最有效比特对于相乘是足够的，它使得数字乘法器86的结构简单化。数字乘法器86的积信号被送到累加器87以取合，以产生数字控制信号由数-模转换器88转换成模拟控制电压。窄带低通滤波器用于将此模拟控制电压加到VCO80。
在此所述的数字VSB检测电路集中用于电视接收机，该接收机设计未有能力接收经复合调幅(QAM)载波传送的HDTV信号。所需的用于检测该复合调幅(QAM)载波的附加接收机电路被减少，因为数字VSB检测电路的DCO和全频带同相同步检测部分也可被包括在数字QAM检测电路之中。

Claims (48)

1.一种无线接收机，包括：
一个调谐器，用于在一个频带内的不同位置选择频道之一并把所述频道转换成在最终中频带内的一个最终中频信号；
一个模-数转换器，用于将所述最终中频信号数字化，从而产生作为输出信号的数字化中频信号；
一个相位跟踪器，操作在中心定位于载频的所述数字化最终中频信号的经窄通带滤波的部分之上，用于抑制起因于在频率转换期间所用本振的相位不连带或起因于多路失真的镜象成分，并且以提供用于所述最终中频信号实际部分载波的数字表示，所述相位跟踪器包括一个有限脉冲响应、窄通带数字滤波器，用于有选择地响应所述数字最终中频信号，从而用以分离载波成分，一个数控振荡器，用于提供用于所述最终中频信号的镜象部分的载波的数字表示，并用于提供针对所述最终中频信号实际部分一个载波的所述数字描述，一个第二同步检测器，根据针对所述最终中频信号的一个镜象部分的载波的所述数字表示，用于对所述数字化的最终中频信号的已分离的载波成分产生出一正交相位同步检测响应，和一个低通滤波器，用于响应所述第二同步检测器的正交同步检测响应而提供所述数控信号；
一个响应所述最终中频信号的第一同步检测器，用于根据用于所述最终中频信号实际部分载波的所述数字描述而检测该实际部分，从而产生一个第一同步检测输出信号。
2.如权利要求1所述的无线接收机，其特征在于，所述相位跟踪器包括：
一个有限脉冲响应、窄通带数字滤波器，有选择地响应所述数字最终中频信号，从而用以分离载波成分；
一个数控振荡器，用于提供用于所述最终中频信号的镜象部分的载波的数字表示，并用于提供针对所述最终中频信号实际部分一个载波的所述数字描述，针对所述最终中频信号的所述实际及镜象部分的所述载波的不同相位被彼此相应固定，但针对所述最终中频信号的所述实际和镜象部分的所述载波的频率和相位被响应一数字信号而被调节；
一个第二同步检测器，根据针对所述最终中频信号的一个镜象部分的载波的所述数字表示，用于对所述数字化的最终中频信号的已分离的载波成分产生出一正交相位同步检测响应；以及，
一个低通滤波器，用于响应所述第二同步检测器的正交同步检测响应而提供所述数控信号。
3.根据权利要求2所述的无线接收机，其特征在于，进一步包括：
包括在所述调谐器之内的多个级连的中频放大器级，这些中频放大器级的至少其中一个以不同于所述最终中频带的中频提供增益，这些中频放大器级的至少其中两个都以各自的增益控制信号提供一定量的增益；
由自动增益控制输入信号所控制的每个不同的量施加分别的增益控制信号的装置；
响应第一同步检测器输出信号，用以产生一个模拟低通滤波器的响应的装置；
用于提供所述模拟低通滤波响应的装置，至少在所选定的条件下，将该信号提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置。
4.根据权利要求3所述的无线接收机，其特征在于，所述用于施加所述分别的增益控制信号的装置包括一个响应所述自动增益控制输入信号的一个AGC延时网络，以便施加所述分别的增益控制信号。
5.根据权利要求4所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置的装置是这样一种类型的装置，即在任何及全部条件下均将所述模拟低通滤波响应提供到AGC延时网络响应作为自动增益控制输入信号。
6.根据权利要求4所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述增益控制输入信号的装置的所述装置包括：
一个模拟“或”电路，接收所述模拟低通滤波响应作为多个输入信号之一，并将所述自动增益控制输入信号送到用于施加所述分别的增益控制信号的装置。
7.根据权利要求2所述的无线接收机，其特征在于，进一步包括：
包括在所述调谐器内的多个级连的中频放大器级，这些中频放大器级的至少其中一个以不同于所述最终中频带的中频提供增益，这些中频放大器级的至少其中两个都以各自的增益控制信号提供一定量的增益；
由自动增益控制输入信号所控制的每个不同的量施加分别的增益控制信号的装置；
第三同步检测器，根据针对所述最终中频信号的一个镜象部分的载波的所述数字表示，用于对所述数字化的最终中频信号已分离的载波成分产生出一同相同步检测响应；
用于对由所述第三同步检测器所产生的最终中频信号的已分离载波成分的同相同步检测响应产生出一个模拟低通滤波的响应；
用于提供所述模拟低通滤波响应的装置，至少在所选定的条件下，将该信号提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置。
8.根据权利要求7所述的无线接收机，其特征在于，所述用于施加所述分别的增益控制信号的装置包括一个响应所述自动增益控制输入信号的一个AGC延时网络，以便施加所述分别的增益控制信号。
9.根据权利要求8所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置的装置是这样一种类型的装置，即在任何及全部条件下均将所述模拟低通滤波响应提供到AGC延时网络，以响应于所述自动增益控制输入信号。
10.根据权利要求8所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述增益控制输入信号的装置的所述装置包括：
一个模拟“或”电路，接收所述模拟低通滤波响应作为多个输入信号之一，并将所述自动增益控制输入信号送到用于施加所述分别的增益控制信号的装置。
11.根据权利要求1所述的无线接收机，其特征在于，所述相位跟踪器包括：
一个数控振荡器，用于产生一个受控频率的余弦波的数字取样和该受控频率的正弦波的数字取样，响应表示所述受控频率与一个所希望频率的差异的数字控制信号，所述受控频率可以在包括所述最终中频信号的载波频率的频率范围上受控。
12.如权利要求11所述的无线接收机，其特征在于，所述相位跟踪器包括：
一个有限脉冲响应、第一数字滤波器，对于所述数字最终中频信号产生一个希尔伯特变换响应，同时被延时了所述第一数字滤波器的延滞时间；
一个第一数字延时线，用于将数字最终中频信号延时等于所述第一数字滤波器延滞时间的延时，从而产生一个被延时的数字中频信号；
有限脉冲响应、窄带、第二和第三数字滤波器，具有定中心于所述最终中频信号的载波频率上的完全相同的响应函数，所述第二数字滤波器级连在所述第一数字滤波器之后，用于对所述数字最终中频信号的希尔伯特变换提供一个选频响应，同时被延时所述第一数字滤波器的延滞时间以及被进一步延时所述第二数字滤波器的延滞时间，所述第三数字滤波器级连在所述第一数字延时线之后，用于对所述经延时的数字最终中频信号提供一个选频响应，同时进一步被延时所述第三数字滤波器的延滞时间；
第一数字乘法器，接收所述第二数字滤波器的选频响应作为其被乘信号和接收所述受控频率的所述余弦波的数字取样作为其被乘信号，以产生一个第一积信号；
第二数字乘法器，接收所述第三数字滤波器的选频响应作为其被乘信号和接收所述受控频率的所述正弦波的数字取样作为其被乘信号，以产生一个第二积信号；
一个数字减法器，相减组合所述第一和第二积信号，以产生表示所述受控频率对于所述最终中频信号的载频的频率及相位的分离程度的差信号；
响应该差信号的装置，用以将所述数控信号提供到所述数控振荡器。
13.根据权利要求12所述的无线接收机，其特征在于，进一步包括：
第二数字延时线，用于将来自所述第一数字延时线的已延时数字最终中频信号进一步延时等于所述第二数字滤波器的延滞时间的一个附加延时，从而产生被进一步延时的数字化最终中频信号；
第三数字延时线，用于将所述第一数字滤波器已延时希尔伯特变换响应延时等于所述第三数字滤波器延滞时间的一个附加延时，从而产生该数字化最终中频信号的一个被进一步延时的希尔伯特变换。
第三数字乘法器，接收所述被进一步延时的数字化中频信号作为其被乘信号并接收所述受控频率的所述余弦波的数字取样作为其被乘信号，以便产生一个第三个积信号；
第四数字乘法器，接收数字化最终中频信号的所述被进一步延时的希尔伯特变换作为其被乘信号并接收所述受控频率的所述正弦波数字取样作为其作乘信号以产生一个第四积信号；以及
一个包括在与所述第三和第四数字乘法器在一起的所述第一同步检测器之内的一个数字加法器，所述数字加法器相加组合所述第三和第四积信号，以产生作为第一同步检测器输出信号的一个和信号。
14.根据权利要求13的无线接收机，其特征在于，进一步包括：
包括在所述调谐器之内的多个级连的中频放大器级，这些中频放大器级的至少其中一个以不同于所述最终中频带的中频提供增益，这些中频放大器级的至少其中两个都以各自的增益控制信号提供一定量的增益；
由自动增益控制输入信号所控制的每个不同的量施加分别的增益控制信号的装置；
响应第一同步检测器输出的信号、用以产生一个模拟低通滤波的响应的装置；以及
用于提供所述模拟低通滤波响应的装置，至少在所选定的条件下，将该信号提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置。
15.根据权利要求14所述的无线接收机，其特征在于，所述用于施加所述分别的增益控制信号的装置包括一个响应所述自动增益控制输入信号的一个AGC延时网络，以便施加所述分别的增益控制信号。
16.根据权利要求15所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置的装置是这样一种类型的装置，即在任何及全部条件下均将所述模拟低通滤波响应提供到AGC延时网络，以响应于所述自动增益控制输入信号。
17.根据权利要求15所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述增益控制输入信号的装置的所述装置包括：
一个模拟“或”电路，接收所述模拟低通滤波响应作为多个输入信号之一，并将所述自动增益控制输入信号送到用于施加所述分别的增益控制信号的装置。
18.根据权利要求12所述的无线接收机，其特征在于，它包括：
包括在所述调谐器内的多个级连的中频放大器级，这些中频放大器级的至少其中一个以不同所述最终中频带的中频提供增益，这些中频放大器级的至少其中两个都以各自的增益控制信号提供一定量的增益；
由自动增益控制输入信号所控制的每个不同的量施加分别的增益控制信号的装置；
第三同步检测器，用于对所述数字化最终中频信号所分离的成分产生一个窄带同相同步检测响应；
对于所述窄带同相同步检测响应产生出一个模拟低通滤波的响应的装置；以及
用于提供所述模拟低通滤波响应的装置，至少在所选定条件下，将该信号提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置，其中所述第三同步检测器包括：
第三数字乘法器，从所述第一数字延时线接收已延时数字化最终中频信号作为其被乘信号并接收所述受控频率的所述余弦波的数字取样作为其乘法器信号，以产生出一个第三积信号；
第四数字乘法器，接收所述第一数字滤波器的希尔伯特变换响应作为其被乘信号并接收所述受控频率的所述正弦波的数字取样作为其乘法器信号，以产生出一个第四积信号；
一个数字加法器，用于相加地组合所述第三和第四积信号以产生一个和信号，作为所述窄带同相同步检测响应提供到所述装置的产生对于所述窄带同相同步检测响应的一个模拟低通滤波响应。
19.根据权利要求18所述的无线接收机，其特征在于，所述用于施加所述分别的增益控制信号的装置包括一个响应所述自动增益控制输入信号的一个AGC延时网络，以便施加所述分别的增益控制信号。
20.根据权利要求19所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置的装置是这样一种类型的装置，即在任何及全部条件下均将所述模拟低通滤波响应提供到AGC延时网络，以响应于所述自动增益控制输入信号。
21.根据权利要求19所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述增益控制输入信号的装置的所述装置包括：
一个模拟“或”电路，接收所述模拟低通滤波响应作为多个输入信号之一，并将所述自动增益控制输入信号送到用于施加所述分别的增益控制信号的装置。
22.根据权利要求11所述的无线接收机，其特征在于，所述相位跟踪器进一步包括：
一个有限脉冲响应、窄通带、第一数字滤波器，从所述模-数转换器接收所述数字化最终中频信号，并在经所述第一数字滤波器的一个延滞之后提供对定中心于其载波频率之上的所述数字化最终中频信号部分的一个选频响应；
一个有限脉冲响应、第二数字滤波器，响应所述第一数字滤波器的选频响应以生成一个所述第二数字滤波器的响应，该响应是所述第一数字滤波器的选频响应的希尔伯特变换，被延时了所述第二数字滤波器的延滞时间；
第一数字延时线，用于将所述第一数字滤波器的选频响应延时等于所述第二数字滤波器延滞时间的延时，从而产生第一数字延时线响应；
第一数字乘法器，接收所述第二数字滤波器响应作为其被乘信号并接收所述受控频率的所述余弦波的数字取样作为其乘法器信号，以产生第一积信号；
第二数字乘法器，接收所述第一数字延时线响应作为其被乘信号并接收所述受控频率的所述正弦波的数字取样作为其乘法器信号以产生第二积信号；
数字减法器，相减组合所述第一和第二积信号以产生表示所述受控频率与所述最终中频信号的载波频率的频率与相位的分离程度的一个差信号；以及
响应所述差信号以将所述数字控制信号提供到所述数控振荡器的装置。
23.根据权利要求22所述的无线接收机，其特征在于，进一步包括：
第二数字延时线，用以将数字最终中频信号延时等于所述第一数字滤波器的延滞时间的延时，从而产生一个被延时的数字化最终中频信号；
有限脉冲响应、第三数字滤波器，响应所述被延时数字化最终中频信号以产生所述第三数字滤波器的一个响应，该响应是所述被延时数字化最终中频信号的希尔伯特变换，被进一步延时了所述第三数字滤波器的延滞时间；
第三数字延时线，用于对来自所述第二数字延时线的已延时数字最终中频信号进行等于所述第三数字滤波器的延滞时间的附加延时，从而产生等于一个被进一步延时的数字最终中频信号；
第三数字乘法器，从所述第三数字延时线接收所述进一步延时的数字最终中频信号作为其被乘信号并接收所述受控频率的余弦波的数字取样作为其乘法器信号，以产生一个第三积信号；
一个第四数字乘法器，接收所述第三数字滤波器的响应作为被乘信号并接收所述受控频率的正弦波的数字取样作为其乘法器信号，以产生一个第四积信号；
连同所述第三和第四数字乘法器一起被包括在所述第一同步检测器中的数字加法器，所述数字加法器相加地组合所述第三及第四积信号，以产生作为所述第一同步检测器输出信号而提供的和信号。
24.根据权利要求23所述的无线接收机，其特征在于，进一步包括：
包括在所述调谐器之内的多个级连的中频放大器级，这些中频放大器级的至少其中一个以不同于所述最终中频带的中频提供增益，这些中频放大器级的至少其中两个都以各自的增益控制信号提供一定量的增益；
由自动增益控制输入信号所控制的每个不同的量施加分别的增益控制信号的装置；
响应第一同步检测器输出信号，因此产生一个模拟低通滤波器的响应的装置；
用于提供所述模拟低通滤波响应的装置，至少在所选定的条件下，将该信号提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置。
25.根据权利要求24所述的无线接收机，其特征在于，所述用于施加所述分别的增益控制信号的装置包括一个响应所述自动增益控制输入信号的一个AGC延时网络，以便施加所述分别的增益控制信号。
26.根据权利要求25所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置的装置是这样一种类型的装置，即在任何及全部条件下均将所述模拟低通滤波响应提供到AGC延时网络，以响应于所述自动增益控制输入信号。
27.根据权利要求25所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述增益控制输入信号的装置的所述装置包括：
一个模拟“或”电路，接收所述模拟低通滤波响应作为多个输入信号之一，并将所述自动增益控制输入信号送到用于施加所述分别的增益控制信号的装置。
28.根据权利要求22的无线接收机进一步包括：
包括在所述调谐器之内的多个级连的中频放大器级，这些中频放大器级的至少其中一个以不同于所述最终中频带的中频提供增益，这些中频放大器级的至少其中两个都以各自的增益控制信号提供一定量的增益；
由自动增益控制输入信号所控制的每个不同的增益施加所述分别的增益控制信号的装置；
第三同步检测器，用于对所述数字化最终中频信号所分离的成分产生一个窄带同相同步检测响应；
对于所述窄带同相同步检测响应产生出一个模拟低通滤波的响应的装置；以及
用于提供所述模拟低通滤波响应的装置，至少在所选定条件下，将该信号提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置，其中所述第三同步检测器包括：
第三数字乘法器，从所述第一数字延时线接收已延时数字化最终中频信号作为其被乘信号并接收所述受控频率的所述余弦波的数字取样作为其乘法器信号，以产生一个第三积信号；
第四数字乘法器，接收所述第一数字滤波器的希尔伯特变换响应作为其被乘信号并接收所述受控频率的所述正弦波的数字取样作为其乘法器信号，以产生一个第四积信号；
一个数字加法器，用于相加地组合所述第三和第四积信号以产生一个和信号，作为所述窄带同相同步检测响应提供到所述装置以产生对于所述窄带同相同步检测响应的一个模拟低通滤波响应。
29.根据权利要求28所述的无线接收机，其特征在于，所述用于施加所述分别的增益控制信号的装置包括一个响应所述自动增益控制输入信号的一个AGC延时网络，以便施加所述分别的增益控制信号。
30.根据权利要求29所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置的装置是这样一种类型的装置，即在任何及全部条件下均将所述模拟低通滤波响应提供到AGC延时网络，以响应于所述自动增益输入信号。
31.根据权利要求29所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述增益控制输入信号的装置的所述装置包括：
一个模拟“或”电路，接收所述模拟低通滤波响应作为多个输入信号之一，并将所述自动增益控制输入信号送到用于施加所述分别的增益控制信号的装置。
32.根据权利要求11所述的无线接收机，其特征在于，所述相位跟踪器进一步包括：
一个有限脉冲响应、第一数字滤波器，对于所述数字最终中频信号产生一个希尔伯特变换响应，同时被延时了所述第一数字滤波器的延滞时间；
一个数字延时线，用于将数字最终中频信号延时等于所述第一数字滤波器延滞时间的延时，从而产生一个被延时的数字中频信号；
第一数字乘法器，接收所述第一数字滤波器的希尔伯特响应作为其被乘信号并接收所述受控频率的所述余弦波的数字取样作为乘法器信号，用于产生一个第一积信号；
第二数字乘法器，从所述数字延时线接收所述被延时的数字最终中频信号作为其被乘信号并接收所述受控频率的所述正弦波的数字取样作为其乘法器信号，以产生一个第二积信号；
一个数字减法器，相减组合所述第一和第二积信号以产生一个差信号；
第二数字滤波器，产生一个对于所述差信号的低通响应，所述低通响应表示所述受控频率从所述最终中频信号的载波频率偏离，以及
响应所述低通响应以将所述数字控制信号加到所述数字控制振荡器的装置。
33.根据权利要求32所述的无线接收机，其特征在于，所述第一同步检测器包括：
第三数字乘法器，接收来自所述数字延时线的所述延时的数字最终中频信号作为其被乘信号并接收所述受控频率的所述余弦波取样作为其乘法器信号，以产生一个第三积信号；
第四数字乘法器，接收所述第一数字滤波器的希尔伯特变换响应作为其被乘信号并接收所述受控频率的正弦波的数字取样作为其乘法器信号，以产生一个第四积信号；
连同所述第三和第四数字乘法器一起被包括在所述第一同步检测器之内的数字加法器，所述数字加法器相加组合所述第三和第四积信号，以产生作为第一同步检测器输出信号而提供的和信号。
34.根据权利要求33所述的无线接收机，其特征在于，进一步包括：
包括在所述调谐器之内的多个级连的中频放大器级，这些中频放大器级的至少其中一个以不同于所述最终中频带的中频提供增益，这些中频放大器级的至少其中两个都以各自的增益控制信号提供一定量的增益；
由自动增益控制输入信号所控制的每个不同的量施加分别的增益控制信号的装置；
响应第一同步检测器输出信号，由此产生一个模拟低通滤波的响应的装置；
用于提供所述模拟低通滤波响应的装置，至少在所选定的条件下，将该信号提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置。
35.根据权利要求34所述的无线接收机，其特征在于，所述用于施加所述分别的增益控制信号的装置包括一个响应所述自动增益控制输入信号的一个AGC延时网络，以便施加所述分别的增益控制信号。
36.根据权利要求35所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置的装置是这样一种类型的装置，即在任何及全部条件下均将所述模拟低通滤波响应提供到AGC延时网络，响应于所述自动增益控制输入信号。
37.根据权利要求35所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述增益控制输入信号的装置的所述装置包括：
一个模拟“或”电路，接收所述模拟低通滤波响应作为多个输入信号之一，并将所述自动增益控制输入信号送到用于施加所述分别的增益控制信号的装置。
38.根据权利要求1所述的无线接收机，其特征在于，所述相位跟踪器包括：
  一个数控振荡器，用于产生受控频率余弦波的数字取样，所述受控频率正弦波的数字取样、相位上超前所述受控频率余弦波一定角度的所述受控频率一个波的数字取样、以及相位上超前所述受控频率正弦波一定角度的所述受控频率一个波的数字取样；响应表示所述受控频率与所希望频率之差的数字控制信号，所述受控频率在包括所述最终中频信号的载频的频率范围上是可被受控的。
39.根据权利要求38所述的无线接收机，其特征在于，所述相位跟踪器进一步包括：
一个有限脉冲响应、第一数字滤波器，对于所述数字最终中频信号产生一个希尔伯特变换响应，同时被延时了所述第一数字滤波器的延滞时间；
一个第一数字延时线，用于将数字最终中频信号延时等于所述第一数字滤波器延滞时间的延时，从而产生一个被延时的数字中频信号；
有限脉冲响应、窄带、第二和第三数字滤波器，具有定中心于所述最终中频信号的载波频率上的完全相同的响应函数，所述第二数字滤波器级连在所述第一数字滤波器之后，用于对所述数字最终中频信号的希尔伯特变换提供一个选频响应，同时被延时所述第一数字滤波器的延滞时间以及同时被进一步延时所述第二数字滤波器的延滞时间，所述第三数字滤波器级连在所述第一数字延时线之后，用于对所述经延时的数字中频信号提供一个选频响应，同时被进一步延时所述第三数字滤波器的延滞时间；
第一数字乘法器，接收所述第二数字滤波器的选频响应作为其被乘信号并以一预定角度接收所述受控频率的所述余弦波的数字取样作为乘法器信号，以产生一个第一积信号；
第二数字乘法器，接收所述第三数字滤波器的选频响应作为其被乘信号并以一预定角度接收所述受控频率的所述正弦波的数字取样作为乘法器信号，以产生一个第二积信号；
数字减法器，相减组合所述第一和第二积信号，以产生表示所述受控频率对于所述最终中频信号载频的频率及相位的分离程度的差信号；
响应所述差信号的装置，用以将所述数控信号提供到所述数字控制振荡器。
40.根据权利要求39所述的无线接收机，其特征在于，所述第一同步检测器包括：
第三数字乘法器，接收来自所述数字延时线的所述已延时的数字化最终中频信号作为其被乘信号并接收相位上超前于所述受控频率的所述余弦波的所述受控频率的该波的数字取样作为乘法器的信号，以产生一个第三积信号；
第四数字乘法器，接收所述第一数字滤波器的希尔伯特变换响应作为其被乘信号并接收相位上超前于所述受控频率的所述正弦波的所述受控频率的该波的数字取样作为乘法器信号，以产生一个第四积信号；以及
连同所述第三和第四数字乘法器一起被包括在所述第一同步检测器内的一个数字加法器，所述数字加法器相加地组合所述第三和第四积信号，以产生作为所述第一同步检测器输出信号而被提供的一个和信号。
41.根据权利要求40所述的无线接收机，其特征在于，进一步包括：
包括在所述调谐器之内的多个级连的中频放大器级，这些中频放大器级的至少其中一个以不同于所述最终中频带的中频提供增益，这些中频放大器级的至少其中两个都以各自的增益控制信号提供以一定量的增益；
由自动增益控制输入信号所控制的每个不同的量施加分别的增益控制信号的装置；
响应第一同步检测器输出信号，用以产生一个模拟低通滤波的响应的装置；
用于提供所述模拟低通滤波响应的装置，至少在所选定的条件下，将该信号提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置。
42.根据权利要求41所述的无线接收机，其特征在于，所述用于施加所述分别的增益控制信号的装置包括一个响应所述自动增益控制输入信号的一个AGC延时网络，以便施加所述分别的增益控制信号。
43.根据权利要求42所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置的装置是这样一种类型的装置，即在任何及全部条件下均将所述模拟低通滤波响应提供到AGC延时网络响应，作为自动增益控制输入信号。
44.根据权利要求42所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述增益控制输入信号的装置的所述装置包括：
一个模拟“或”电路，接收所述模拟低通滤波响应作为多个输入信号之一，并将所述自动增益控制输入信号送到用于施加所述分别的增益控制信号的装置。
45.根据权利要求39所述的无线接收机，其特征在于，进一步包括：
包括在所述调谐器内的多个级连的中频放大器级，这些中频放大器级的至少其中一个以不同于所述最终中频带的中频提供增益，这些中频放大器级的至少其中两个都以各自的增益控制信号提供一定量的增益；
由自动增益控制输入信号所控制的每个不同的量施加分别的增益控制信号的装置；
第三同步检测器，用于对所述数字化最终中频信号所分离的成分产生一个窄带同相同步检测响应；
对于所述窄带同相同步检测响应产生出一个模拟低通滤波的响应的装置；以及
用于提供所述模拟低通滤波响应的装置，至少在所选定条件下，将该信号提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置，其中所述第三同步检测器包括：
第三数字乘法器，接收所述第二数字滤波器的选频响应作为其被乘信号并接收所述受控频率的所述余弦波的数字取样作为乘法器信号，以产生一个第三积信号；
第四数字乘法器，接收所述第三数字滤波器的选频响应作为其被乘信号并接收所述受控频率的所述正弦波的数字取样作为其乘法器信号，以产生一个第四积信号；
一个数字加法器，用于相加组合所述第三和第四积信号以产生一个和信号，作为所述窄带同相同步检测响应提供到所述装置以产生对于所述窄带同相同步检测响应的一个模拟低通滤波响应。
46.根据权利要求45所述的无线接收机，其特征在于，所述用于施加所述分别的增益控制信号的装置包括一个响应所述自动增益控制输入信号的一个AGC延时网络，以便施加所述分别的增益控制信号。
47.根据权利要求46所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到施加所述分别的增益控制信号作为所述自动增益控制输入信号的装置的装置是这样一种类型的装置，即在任何及全部条件下均将所述模拟低通滤波响应提供到AGC延时网络，以响应于所述自动增益控制输入信号。
48.根据权利要求46所述的无线接收机，其特征在于，所述至少在选定条件下用于将所述模拟低通滤波响应提供到用于施加所述分别的增益控制信号作为所述增益控制输入信号的装置的所述装置包括：
一个模拟“或”电路，接收所述模拟低通滤波响应作为多个输入信号之一，并将所述自动增益控制输入信号送到用于施加所述分别的增益控制信号的装置。
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Families Citing this family (57)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5602602A (en) * 1994-02-10 1997-02-11 Philips Electronics North America Corporation Method and apparatus for combating co-channel NTSC interference for digital TV transmission having a simplified rejection filter
US6545728B1 (en) * 1994-05-04 2003-04-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital television receivers that digitize final I-F signals resulting from triple-conversion
US6526101B1 (en) * 1994-06-28 2003-02-25 Samsung Electronics Co., Ltd. Receiver for QAM digital television signals
US5673293A (en) * 1994-09-08 1997-09-30 Hitachi America, Ltd. Method and apparatus for demodulating QAM and VSB signals
KR960020485A (ko) * 1994-11-14 1996-06-17 이헌조 에이치디티브이(hdtv) 수신장치
KR0141876B1 (ko) * 1994-11-28 1998-06-15 배순훈 고화질 텔레비젼 지에이 시스템의 180도 위상 에러 보정장치
KR0144294B1 (ko) * 1994-12-14 1998-07-15 배순훈 수렴특성을 개선시킨 등화기
US5648923A (en) * 1995-03-02 1997-07-15 Hitachi America, Ltd. Nyquist filter for use in a joint VSB/QAM demodulator
KR0163729B1 (ko) * 1995-04-19 1999-01-15 김광호 디지탈 잔류 측파대 변조 통신 시스템의 위상 검출 방법 및 위상 트랙킹 루프 회로
US5602601A (en) * 1995-04-21 1997-02-11 L. G. Electronics Inc. Phase error corrector for HDTV reception system
US8280334B2 (en) 1996-02-05 2012-10-02 American Radio Llc System and method for radio signal reconstruction using signal processor
US5864754A (en) * 1996-02-05 1999-01-26 Hotto; Robert System and method for radio signal reconstruction using signal processor
KR100200589B1 (ko) * 1996-06-12 1999-06-15 윤종용 고해상도 텔레비젼 수신기의 디지털 복조회로 및 방법
US6005640A (en) * 1996-09-27 1999-12-21 Sarnoff Corporation Multiple modulation format television signal receiver system
US6023306A (en) * 1996-10-02 2000-02-08 Samsung Electronics Co. Ltd. NTSC interference detectors using comb filters that suppress digital TV pilot carrier for NTSC extraction
US5798803A (en) * 1996-10-02 1998-08-25 Samsung Electronics Co., Ltd. NTSC interference detectors using comb filters that suppress HDTV pilot carrier for NTSC extraction
WO1998015120A1 (en) * 1996-10-02 1998-04-09 Allen Leroy Limberg Ntsc co-channel interference detectors responsive to received q-channel signals in digital tv signal receivers
US6400393B1 (en) * 1996-11-20 2002-06-04 Samsung Electronics Co., Ltd. DTV receiver with filter in I-F circuitry to suppress FM sound carrier of NTSC Co-channel interfering signal
US6177951B1 (en) * 1996-12-18 2001-01-23 Philips Electronics North America Corporation Digital receiver which utilizes a rejection filter for cancellation of known co-channel interference and an equalizer for equalizing multipath channels without attempting to equalize the co-channel interference
US6445425B1 (en) * 1997-01-07 2002-09-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Automatic fine tuning of receiver for digital television signals
US6061096A (en) * 1997-03-19 2000-05-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital-and-analog-TV-signal receivers, each with single first detector and shared high-band I-F amplification
US5801790A (en) * 1997-03-21 1998-09-01 Samsung Electronics Co., Ltd. Using video signals from auxiliary analog TV receivers for detecting NTSC interference in digital TV receivers
KR100217361B1 (ko) * 1997-06-30 1999-09-01 김영환 Vsb 디지털 복조기
US5982820A (en) * 1997-07-10 1999-11-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Bandpass phase tracker with hilbert transformation before plural-phase analog-to-digital conversion
US6356598B1 (en) 1998-08-26 2002-03-12 Thomson Licensing S.A. Demodulator for an HDTV receiver
US6697098B1 (en) 1998-08-26 2004-02-24 Thomson Licensing S.A. Co-channel interference detection network for an HDTV receiver
US6667760B1 (en) * 1998-02-20 2003-12-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Receiver for digital television signals having carriers near upper frequency boundaries of TV broadcasting channels
US6188441B1 (en) * 1998-03-06 2001-02-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Detection of PN sequences accompanying VSB signal to control operating mode of QAM/VSB DTV signal receiver
US6108049A (en) * 1998-03-13 2000-08-22 Samsung Electronics Co., Ltd. Circuitry operative on symbol decoding results for synchronizing data fields in a digital television receiver
CN1110945C (zh) * 1998-07-18 2003-06-04 三星电子株式会社 检测同频道干扰n制信号伴随数字电视信号的方法及装置
AU1607400A (en) * 1998-11-03 2000-05-22 Broadcom Corporation Dual mode qam/vsb receiver
US6842495B1 (en) * 1998-11-03 2005-01-11 Broadcom Corporation Dual mode QAM/VSB receiver
WO2000028664A2 (en) 1998-11-12 2000-05-18 Broadcom Corporation Fully integrated tuner architecture
US6643334B1 (en) * 1998-12-04 2003-11-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Bandpass tracker for DTV receiver, with VSB I-F signal filtered for more symmetrical AFPC Loop response
US6519295B1 (en) * 1999-01-15 2003-02-11 Samsung Electronics Co., Ltd. VSB DTV receiver with real-only digital synchrodyne to recover baseband symbol code
US6687313B1 (en) * 1999-05-05 2004-02-03 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital television receiver converting vestigial-sideband signals to double-sideband AM signals before demodulation
US7050491B2 (en) 2001-10-15 2006-05-23 Mcdonald James Douglas Adaptive equalization of digital modulating signal recovered from amplitude-modulated signal subject to multipath
US6958781B2 (en) * 2000-04-18 2005-10-25 Zenith Electronics Corporation Mapping arrangement for digital communication system
JP2002164949A (ja) * 2000-09-18 2002-06-07 Alps Electric Co Ltd デジタル直交信号検出回路
US7206352B2 (en) * 2001-04-02 2007-04-17 Koninklijke Philips Electronics N.V. ATSC digital television system
US20020186795A1 (en) * 2001-06-07 2002-12-12 Alps Electric Co.,Ltd. Digital quadrature signal detecting circuit with simple circuit structure
US20030087618A1 (en) * 2001-11-08 2003-05-08 Junsong Li Digital FM stereo decoder and method of operation
US6999132B1 (en) * 2002-02-19 2006-02-14 Lsi Logic Corporation RF/IF digital demodulation of video and audio
KR100447201B1 (ko) * 2002-08-01 2004-09-04 엘지전자 주식회사 채널 등화 장치 및 이를 이용한 디지털 ｔｖ 수신기
EP1571757B1 (en) * 2004-03-04 2012-05-23 Harman Becker Automotive Systems GmbH FM radio receiver processing system
US8212943B2 (en) * 2006-10-25 2012-07-03 Mstar Semiconductor, Inc. Triple-conversion television tuner
EP1976109A1 (en) * 2007-03-31 2008-10-01 Sony Deutschland Gmbh Demodulator, method and receiver for demodulation
US20110134337A1 (en) * 2008-08-11 2011-06-09 Yasunari Takiguchi Receiver apparatus, receivng method, and program
US8335279B2 (en) * 2009-07-24 2012-12-18 Intel Corporation Alignment of channel filters for multiple-tuner apparatuses
CN101998028B (zh) * 2009-08-13 2012-08-29 承景科技股份有限公司 载波追踪系统与其方法
CN102148679B (zh) * 2010-02-05 2013-09-18 西瑞克斯通信技术股份有限公司 低复杂度的宽带信号数字选频方法
US8760176B2 (en) * 2010-11-10 2014-06-24 St-Ericsson Sa Methods and systems for production testing of DCO capacitors
US9267959B2 (en) 2011-03-23 2016-02-23 Meggitt Sa Measurement of bladed rotors
JP6327154B2 (ja) * 2012-12-13 2018-05-23 日本電気株式会社 信号生成装置、信号生成方法及び数値制御発振器
US20160294591A1 (en) 2015-03-31 2016-10-06 Alcatel-Lucent Usa Inc. Multichannel receiver
US10033443B2 (en) * 2016-04-15 2018-07-24 Alcatel-Lucent Usa Inc. MIMO transceiver suitable for a massive-MIMO system
DE102019131216B3 (de) * 2019-11-19 2021-05-06 Endress+Hauser Flowtec Ag Puls-Amplituden-Modulations-Transceiver, Feldgerät und Verfahren zum Betreiben des Puls-Amplituden-Modulations-Transceivers

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2244410B (en) * 1990-05-25 1994-08-31 Technophone Ltd Quadrature demodulator
NL9002489A (nl) * 1990-11-15 1992-06-01 Philips Nv Ontvanger.

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Publication number Publication date
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