CN1114304C - 零中频正交解调器的直流偏移补偿 - Google Patents

Abstract

本发明为AMPS蜂窝移动电话系统中的零中频调频正交解调器提供一种直流偏移补偿电路(800)。引入一个频率偏移，以便从调制信号中消除监测音频单音和曼彻斯特码的调制方法所固有的直流分量。本地振荡器(608)的工作频率跟用来将中频信号下变频到频率零的那个频率略有差别，例如5kHz。利用控制回路产生一个直流偏移信号，从而消除本地振荡器(608)的泄漏所产生的直流分量。一段时间以后，可以将控制回路冻结，而本地振荡器(608)的频率偏移则可以取消。

Description

零中频正交解调器的直流偏移补偿

发明背景

本发明涉及解调器的补偿电路，更具体地说，涉及中频(IF)正交解调器电路。

移动电话大致分为蜂窝式电话和PCS(个人通信系统)。蜂窝电话的载频是900MHz，而PCS的载频则是这一频率的两倍，即1.9GHz。所采用的模拟调制方法是频率调制(FM)，而数字调制方法则有CDMA(码分多址)、TDMA(时分多址)和FDMA(频分多址)。

正交调制/解调指的是对正交载波信号解调。调制器和解调器做在一块单片半导体芯片上。图1是现有技术中典型正交解调器的框图。这一解调器包括两个混频器101和102，它们都有信号输入端、本地振荡器108信号输入端和低频输出端。将调制信号馈送给混频器101，同时将本地振荡器108的L0(本振)信号送给混频器101。还将调制信号馈送给混频器102，而本振信号L0经过一个移相器103，相对输送给混频器101的本振信号L0产生90°的相移以后，也馈送给混频器102。

本地振荡器108往往会把它的信号L0泄漏到解调器系统的其它部分中去。常常很难使混频器101和102保持平衡，使输入载波信号和本地振荡器108信号泄漏到调制高频信号中的电平跟输入信号vi(t)的电平相比足够小。泄漏过来的本振信号会导致话音信号明显失真。

Makinen的美国专利第5012208号公布了一种有本振泄漏补偿的正交调制器。Makinen利用一种电路，根据输出信号幅度变化和对应的调制信号之间的相互关系，给两个调制器信号加上互不相同的补偿电压。但这一专利只涉及调制器，而不涉及解调器，它在本地振荡器中也没有频率偏移。

现有技术里的其它装置通过在TDMA时隙的保护间隙里关闭射频输入信号来进行直流偏移补偿(DC Offset Compensation)。但如果这一直流偏移是调制信号本身的固有直流偏移，这一技术就失去了作用。因此，接收到信号时有必要使用直流偏移补偿。

一般而言，信号的其它部分也会产生直流分量。这些直流分量会影响从本振泄漏中清除不需要的直流分量。因此有必要去除本振泄漏产生的不需要的直流分量以前补偿这些其它的直流分量。

发明简述

本发明为AMPS蜂窝移动电话系统中利用基本上是零中频调频解调提供一种直流偏移补偿方法。利用补偿反馈消除由本振泄漏产生的引起失真的直流偏移信号。导致泄漏直流偏移消除方法更加复杂化的其它直流分量，包括与监测音频单音和曼彻斯特码(“调制方法所固有的直流分量”)有关的那些直流分量，都可以通过将本振频率从信号频率略微调偏一点而隔离出来。本发明避免了在消除泄漏直流分量时使用产生失真的高通滤波器。

本发明用频率偏移来补偿监测音频单音和曼彻斯特码引起的直流分量。引入频率偏移的方法是让本振频率跟用来把中频频率下变频为零频率所需的频率略有差别，例如相差几千赫兹。如果中频是85MHz，就将本振调偏到85.005MHz，于是信号就被下变频到5kHz。另外还有一个数字信号处理控制回路产生一个直流偏移，以补偿本振的直流泄漏。这个控制环有一个积分器和一个增益系数k正比于直流偏移的放大器。频率偏移的作用是保证即使使用的是SAT(监测音频单音)和曼彻斯特码，直流偏移控制环也能够正确地工作。一段时间以后可以冻结控制环，去掉本振的频率偏移。

附图简述

图1是现有技术中的正交解调电路的框图，它说明从本地振荡器有信号泄漏到电路的增益级和混频级里去；

图2是一个I和Q平面矢量图，它说明图1中的电路产生的需要频率偏移的调制矢量；

图3是一个时域图，它说明的是对于10kb/s的1111……数据序列，曼彻斯特码调频信号的波形；

图4是一个6kHz监测音频单音调频信号波形的时域图；

图5是1kHz话音调制信号的时域图；

图6说明的是本发明的一个正交解调电路，其中的本振频率已经被调偏；

图7说明的是图6中本地振荡器的详细情况；

图8是图6中正交解调器的部分细节，其中的数字信号处理器反馈回路对图1所示的本振泄漏产生的直流偏移进行补偿；和

图9中的I和Q平面矢量图说明图6所示电路的直流补偿效果。

优选实施方案详述

现在参考图1，其中说明的是现有技术里AMPS(高级移动电话系统)移动电话接收机中进行零中频解调的一个电路。零中频正交解调指的是将中频载波信号跟本振信号混频，以消除载波频率分量。在零中频正交解调系统里，本地振荡器的频率(f_L)通常都跟中频(f_c，在AMPS中是85.0MHz)相同。AMPS输入信号一般都有许多分量：(a)话音信号，(b)载波信号，(c)监测音频单音，和(d)曼彻斯特码。其中的话音信号包括说话人发出的音频信号，是主要的信号分量。载波信号一般是用来调制话音信号的，而监测音频单音则用于呼叫者在小区之间漫游时重新调制话音信号，传给另一个基站。曼彻斯特码分量是用来在电话和小区基站之间传递AMPS协议控制信号的。在时间上平均以后，监测音频单音和曼彻斯特码产生一个固有直流调制分量。

电路100包括用于自动增益控制的可变增益放大器110、混频器101和102、90°移相器103、低通滤波器104和105、模数转换器(A/D)106和107、数字信号处理器(DSP)109和本地振荡器108。本地振荡器108最好是一个VCTCXO(有温度补偿的压控晶体振荡器)，PLL(锁相环)或者频率综合器产生本振信号。模数转换器106、107跟数字信号处理器109一起构成解调器115。放大器110收到调制信号v_i(t)，这一信号分成两路。在混频器101和102里，放大过的v_i(t)信号跟本地振荡器108信号混频。移相器103将本振信号L0的相位移动90°。低通滤波器104和105对混频器101和102的I和Q输出信号滤波，产生时变电压V_I(t)和V_Q(t)，其中的下标Q表示经过了移相的正交分量。(解调器115中的)DSP109对V_I(t)和V_Q(t)进行调频解调，获得一个解调数字信号f’(t)。解调电路100一个明显的缺点是本地振荡器108信号(f_c)会泄漏到放大器110和混频器101、102中去，见图中的路线l₁、l₂和l₃。本地振荡器108的这些泄漏信号在V_I(t)和V_Q(t)中产生直流偏移，导致失真。本发明能够明显地消除由本地振荡器108泄漏产生的这一直流偏移。

在解调电路100中，输入信号可以用以下数学公式表示： $v_i\left(t\right)=\cos \{2\mathrm{\π}{f}_{0}t+k\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}f\left(x\right)\mathrm{dx}\}----\left(1\right)$ 其中的f₀是载频，k是调制指数。零中频信号是(假设f_c＝f₀)： $v_I\left(t\right)=\cos \left\{k\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}f\left(x\right)\mathrm{dx}\right\}=\cos \left[\mathrm{\θ}\left(t\right)\right]----\left(2\right)$ v_Q(t)＝sin[θ(t)]                  (3)

其中的θ(t)是频率调制f(t)在时间上积分得到的时变相位函数。

现在参考图2，其中I/Q坐标系中的调制矢量R(t)有一些偏转。假设没有话音调制，这一偏转就是由监测音频单音和曼彻斯特码产生的。标量分量V_I(t)和V_Q(t)分别是跟I轴夹角为θ(t)的调制矢量R(t)在I和Q坐标轴上的投影。在AMPS系统里，SAT和曼彻斯特码数据的调制指数很小。图2中的弧AB表示SAT和曼彻斯特码导致矢量R_m摆动的范围。下文将参考图5进一步介绍这一摆动。这种系统的调制指数正比于等式(1)中的k。SAT和曼彻斯特码在时间上平均以后，有一个固有的时变直流成份，跟本地振荡器泄漏的固定直流分量叠加在一起。“调制固有直流分量”，也就是监测音频单音和曼彻斯特码在时间上平均以后得到的直流分量，在复平面内产生一个等价的直流偏移矢量R_m：

v_Im+j v_Qm＝-R_m                      (4)

监测音频单音和曼彻斯特码固有调制直流分量跟本地振荡器108的直流泄漏合在一起，使得本地振荡器泄漏(l₁、l₂和l₃)的消除变得非常困难。这一调制方法所固有的直流分量干扰了解调器115，这样，直流补偿方案必须采取进一步的措施来消除本地振荡器直流泄漏的影响。为了有效地消除本地振荡器108泄漏产生的直流分量，有必要将本地振荡器的直流分量跟曼彻斯特和SAT信号产生的时变直流分量分离出来。这是通过将本地振荡器108的频率略微调偏来实现的，就象下面将参考图6所做的介绍那样。

现在参考图3～5，它们说明的是监测音频单音(SAT)、曼彻斯特码和话音调制信号之间的关系。AMPS中的SAT和曼彻斯特码都是调频信号。曼彻斯特码是数字信号，其中的二进制值{0，1}分别用相反的相位[1，-1]和[-1，1]表示。在AMPS系统中曼彻斯特编码信号在电话和小区基站之间传递协议控制信号。对于10kb/s的数据率，AMPS中曼彻斯特码的特征频率为10kHz，如图3所示。这对应于周期T_MAN＝100μs。曼彻斯特信号的频偏是：

Δf_MAN＝8kHz。

图4中的监测音频单音是一个正弦波，其特征频率为大约6kHz。在AMPS系统里，监测音频单音的作用是，当呼叫者在小区之间移动时，在基站之间重新调制话音信号。SAT信号的频偏为Δf_SAT＝2kHz。因此，如图4所示，监测音频单音给载波f_c带来的偏移最大为f_c+Δf_SAT,最小为f_c-Δf_SAT。监测音频单音的周期T_SAT大约为167μs。曼彻斯特码和监测音频单音引起的相位变化Δθ可以从以下公式计算出来： $\mathrm{\Δ\θ}\left(t\right)=k\underset{0}{\overset{T/2}{\∫}}f\left(t\right)\mathrm{dt}----\left(5\right)$

相位Δθ(t)随时间的变化给信号R(t)带来的影响画在图2中的I/Q平面上。

图5说明的是一个相应的话音调制信号R(t)的波形。话音调制信号是载频为f_c的调频信号，频率范围为f_c+Δf_voice到f_c-Δf_voice,其中Δf_voice最大＝8kHz。这里，Δθ_voice(t)＞＞Δθ_SAT，Δθ_voice(t)＞＞Δθ_Man以及Δθ_voice(t)＞＞2π。因此，图2中R(t)绕I/Q平面的原点转了很多圈，而相位的变化Δθ_voice(t)+Δθ_SAT(t)则产生了矢量R_m，由于SAT和曼彻斯特码的调制指数很小，它沿着弧AB来回摆动。计算R(t)和-R_m的相对于时间的平均值，调制矢量R(t)的平均值为零，但矢量-R_m却有非零的标量平均值分量： $\stackrel{\‾}{V_I\left(t\right)}=\stackrel{\‾}{v_{\mathrm{Im}}},\stackrel{\‾}{V_Q\left(t\right)}=\stackrel{\‾}{v_{\mathrm{Qm}}}----\left(6\right)$

现在参考图6，其中说明的是图1中的解调电路，这一电路使用了改进了的本地振荡器608。改进了的解调电路600使用本地振荡器608，其输出信号L0’的振荡频率为f_c+f_OFFSET。本发明在本地振荡信号补偿方案里，通过将本地振荡器608的频率调偏，能够分离SAT和曼彻斯特码的直流分量。这一频率偏移使得SAT和曼彻斯特分量的直流偏移，跟本地振荡器608直流泄漏相比非常小。假设最佳中频f_c是85MHz，本地振荡器608的工作频率有一小偏移，例如5kHz，使其频率为85.005MHz。这样，中频或者射频的混频结果不会是零，而是有一个5kHz的频率偏移Δf。这就消除了图2中由SAT和曼彻斯特码直流分量产生的矢量R_m，从而能够用参考图8将讨论的反馈回路消除本地振荡器108泄漏产生的直流分量。

因此，本发明试图获得一个频率非常低的中频，例如5kHz，而不是零中频，使得本地振荡器泄漏的直流偏移消除之前，信号的SAT/曼彻斯特分量的长期平均值就已经是零。如果Δf是频率偏移，那么 $V_l\left(t\right)=\cos [2\mathrm{\π\Δft}+k\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}f\left(x\right)\mathrm{dx}]+v_{\mathrm{IIo}}----\left(7\right)$

和 $\stackrel{\‾}{V_l}\left(t\right)\≈\stackrel{\‾}{\cos \left(2\mathrm{\π\Δft}\right)}+v_{\mathrm{Ilo}}\≈0+v_{\mathrm{Ilo}}----\left(8\right)$

其中v_Ilo＝本地振荡器泄漏在I通道里产生的静态直流偏移。这里假定对于积分时间t＝T， $2\mathrm{\π\Δft}>>k\underset{0}{\overset{t}{\∫}}f\left(x\right)\mathrm{dx},$ 在t＝T这一段积分时间里，直流偏移被消除。

现在参考图7，其中说明的是图6中本地振荡器608的一个优选实施方案。本地振荡器608使用普通的有温度补偿的压控晶体振荡器(VCTCXO)702，产生一个稳定的基频19.68MHz。VCTCXO 702接收频率控制信号V_AFC以维持精确的频率。在分频器704中用分频系数R将VCTCXO 702的输出信号分频。然后用混频器706检测分频信号的相位，并用滤波器710滤波。滤波器710是一个低通滤波器，用来滤去高频噪声和谐波。经过滤波器710滤波的信号V_TUNE用来控制压控振荡器712，产生本地振荡器608的输出信号LO’。然后用分频器714将输出信号LO’进行N分频，并在混频器706中跟VCTCOX 702 R分频以后的信号一起鉴相。在这一优选实施方案里，分频器704和714都是可编程的，从而可以精确控制从VCTCXO 702加到振荡器频率上去的频率偏移。

现在参考图8，这一功能框图说明如何消除本地振荡器608泄漏产生的直流偏移电压。在这一优选实施方案里，实际上是在解调器115中消除直流分量的，利用的是数字信号处理技术，处理图8的方案中的模拟分量(801、803、805和807)。图8中的模拟功能框图是用来说明本发明的。对本发明的目的而言，直流消除方法的模拟和数字方式都是等价的。还应当指出，图8只说明了I分枝的直流消除方法，而I和Q支路的消除方法是相同的。

图8中的I分枝包括放大器110、混频器101、滤波器104和补偿电路800。从功能上看补偿电路800包括一个控制环，该控制环包括混频器801、放大器803、积分器805和低通滤波器807。解调电路100的输入话音信号v_i(t)是由放大器110收到，在混频器101里跟本地振荡器108信号(LO)混频的。这里应当指出，跟图8中的I分枝相同的Q分枝接收的是经过了移相器103移相的本地振荡器608信号。滤波器104将混频器101的信号滤波，然后传递给补偿电路800。进入补偿电路以后，在混频器801里滤过波的信号跟反馈信号809混频。然后用放大器803将混频器输出信号V_I(t)放大，并用积分器805在时间(t)上积分。积分器805输出的这一积分信号再用低通滤波器807滤波。在这一优选实施方案里，低通滤波器807是一个一阶RC滤波器。然后混频器801将低通滤波器807的反馈信号809跟滤波器104的输出信号混频。

如同前面参考图6所做的讨论一样，解调电路100里有两个直流分量。调制方法所固有的直流分量是曼彻斯特信号和SAT信号引起的。另外，本地振荡器108的泄漏产生会导致失真的直流分量。除非这两个直流信号源可以分离出来，否则消除泄漏直流分量将非常困难。通过将本地振荡器608的频率略微调偏，跟泄漏直流分量相比，调制方法所固有的直流分量可以大大地减小，从而将泄漏直流分量隔离出来。然后可以很容易地用补偿电路800将这一隔离出来的泄漏直流分量消除掉。由于补偿电路800是用一个数字信号处理器109实现的，一旦用于消除泄漏直流分量的反馈信号809稳定下来，就可以将这一个反馈信号的值固定下来。只要解调器115将反馈信号809确定下来，就可以去掉本地振荡器608中的微小频率偏移，恢复本地振荡器信号L0’的频率，使它跟输入信号v_i(t)的AMPS载波频率(f_c)相同。

现在参考图9，其中I/Q平面上说明的是本地振荡器108的直流泄漏给信号造成的失真，以及图8所示电路对解调器的补偿效果。矢量R’(t)表示没有受到本地振荡器108的直流泄漏影响的话音调制信号，而矢量R_L0则表示本地振荡器108的直流泄漏。本地振荡器泄漏矢量R_L0在I和Q坐标上的投影分别是V_Ilo和V_Qlo。调制矢量在I和Q坐标上的投影分别是V_I(t)和V_Q(t)。矢量R_L0使得话音调制矢量R’(t)从原点偏离到了R(t)。

虽然直流偏移矢量R_LO的相位是常数，也就是说，在I/Q平面上它的方向不变，但是调制矢量却绕原点转了许多圈，因为频率偏移有明显的相位调制效应。频率偏移信号的相位调制是图5中调频信号曲线下的积分效果。频率曲线f(t)在时间上的积分表示相位的变化，以及话音调制矢量绕I/Q平面的原点所做的旋转。由于这一频率偏移，矢量R(t)绕I/Q平面的原点绕了许多圈。话音信号的半周期T_voice/2大约为0.5ms，即500μs，而监测音频单音的T_SAT/2则是大约83μs，它要小得多。

然而，本地振荡器的泄漏却导致调制矢量R(t)的原点发生了偏移。因此，由于R(t)从图2中的原点发生了偏移，直流偏移矢量R_L0使调制矢量R(t)发生的偏移改变了调制电压V_I(t)和V_Q(t)。电压V_I(t)和V_Q(t)不再是简单的R(t)cosθ和R(t)sinθ。调制矢量R(t)跟直流偏移矢量R_L0一起形成调制矢量R’(t)，它偏离了原点0，如图9所示。这导致了话音调制矢量R’(t)中的失真，这一失真由图8中补偿电路800来消除。

前面描述的这一优选实施方案是为了让本领域里的普通技术人员使用这一发明。对于本领域里的普通技术人员来说，对这些实施方案进行修改而得到其它的实施方案是易如反掌的。例如，虽然在优选实施方案里移相器103位于本地振荡器608和混频器102之间，本领域的技术人员很容易就会发现将它放在混频器102之前的v_i(t)信号通道上也是一样的。无论如何，I信号通道与Q信号通道要有90°移相。因此，本发明并不局限于这里的具体实施方案，而是包括符合这里的原理和新特征的所有方案。

Claims (9)

1.正交解调器(115)中补偿直流电压的一种系统，包括：

接收中心频率为fc的调制信号的装置；

将调制信号分成第一条通道和第二条通道传输的信号的装置；

将第一条通道的调制信号跟本地振荡器(608)信号混合(101)，产生I通道信号的装置，以及将第二条通道的调制信号跟本地振荡器(608)信号混合(102)产生Q通道信号的装置，混频结果使得I通道信号跟Q通道信号的相位大约相差90°，其中本地振荡器(608)信号的频率跟中心频率fc有一个偏移；

利用反馈网络(800)从混合后的调制信号中消除(115)直流分量的装置；和

对混合后的调制信号解调(115)的装置。

2.根据权利要求1所述的补偿直流电压的系统，其中本地振荡器(608)的振荡频率从调制信号的中心频率调偏了大约5kHz。

3.根据权利要求1或2所述的补偿直流电压的系统，其中调制信号的中心频率大约是85MHz。

4.根据权利要求1所述的补偿直流电压的系统，其中的反馈网络(800)是用数字信号处理技术来实现的。

5.根据权利要求1所述的补偿直流电压的系统，其中的反馈网络(800)通过产生直流补偿信号来消除直流分量。

6.根据权利要求5所述的补偿直流电压的系统，还包括：在反馈网络(800)里固定直流消除信号值的装置；以及将本地振荡器(608)信号的频率设为近似等于调制信号中心频率的装置。

7.一种在通信接收机里消除调制信号中的直流偏移的系统，包括：

一个输入的通信信号，其调制信号的中心频率为fc，输入的通信信号中还有一个直流偏移分量；

一条I信号通道和一条Q信号通道，每一条通道都跟输入通信信号相连，其中I通道信号跟Q通道信号的相位相差大约90°；

一个本地振荡器(608)，跟I信号通道和Q信号通道相连，用于产生本振信号跟输入的通信信号混频，本地振荡器(608)的振荡频率跟调制信号的中心频率之间有一个偏差；

一个补偿电路(800)，跟I信号通道和Q信号通道相连，用来从经过混频以后的输入通信信号中消除直流偏移分量；

一个解调器(115)，跟补偿电路(800)相连，用来对混频后的输入通信信号解调。

8.根据权利要求7所述的系统，其中的补偿电路(800)是用数字信号处理技术实现的。

9.根据权利要求7所述的系统，其中的补偿电路(800)是一个反馈网络(800)，它通过引入一个直流补偿信号来消除直流偏移，这一直流补偿信号值可以由反馈网络(800)固定，并让它跟经过混频后的输入通信信号无关。

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