CN1119855C - 具有可调节偏置电流的放大器 - Google Patents

具有可调节偏置电流的放大器 Download PDF

Info

Publication number
CN1119855C
CN1119855C CN99805827A CN99805827A CN1119855C CN 1119855 C CN1119855 C CN 1119855C CN 99805827 A CN99805827 A CN 99805827A CN 99805827 A CN99805827 A CN 99805827A CN 1119855 C CN1119855 C CN 1119855C
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
amplifier
active device
control signal
current source
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
CN99805827A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1299531A (zh
Inventor
S·C·奇卡雷利
R·E·考夫曼
P·E·彼得泽尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Qualcomm Inc
Original Assignee
Qualcomm Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Qualcomm Inc filed Critical Qualcomm Inc
Publication of CN1299531A publication Critical patent/CN1299531A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1119855C publication Critical patent/CN1119855C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
    • H03G3/3068—Circuits generating control signals for both R.F. and I.F. stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0261—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the polarisation voltage or current, e.g. gliding Class A
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
    • H03F1/342—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback in field-effect transistor amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
    • H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
    • H03G1/0088—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using discontinuously variable devices, e.g. switch-operated
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/109—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference by improving strong signal performance of the receiver when strong unwanted signals are present at the receiver input
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/294—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a low noise amplifier [LNA]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier

Abstract

一种具有可调节电流源(1580)的放大器(1220、1220a、1220b)，可以控制所述电流源以在降低电流消耗的情况下提供所需要的性能水平。首先使用可得到的并在技术领域中众知的许多设计中的一种设计来设计放大器。然后设计电流源，把可调节偏置电流提供给放大器。可以用MOSFET(1582、1584)设计电流源(1580)，所述MOSFET不需要附加的偏置电流并可以接收标准数字控制信号。也可以用有源器件设计电流源(1580)，为了便于对接，根据控制信号逻辑来选择所述有源器件。偏置电流确定放大器的线性和噪声性能。调节偏置电流以提供所需要的性能水平，同时降低功率消耗。可以设计电流源使之以分立的分级工作或具有基本连续的电流分级。

Description

具有可调节偏置电流的放大器
发明背景
I.发明领域
本发明涉及通信。本发明尤其涉及新颍和改进的具有可调节偏置电流的放大器。
II.现有技术描述
各种设计制约导致高性能接收机设计的困难。第一，对许多应用要求高性能。可以由有源器件(例如放大器、混频器等)的线性和接收机的噪声系数来描述高性能。第二，对于某些诸如在蜂窝通信系统中的应用，由于接收机的便携式特性，功率损耗是一个重要的依据。一般，高性能和高效率是矛盾的设计依据。
有源器件具有下列传递函数：
y(x)＝a1·x+a2·x2+a3·x3+更高阶项              (1)
其中x是输入信号、y(x)是输出信号、以及a1、a2和a3是确定有源器件的线性的系数。为了简单起见，略去更高阶项(例如三阶以上的项)。对于理想的有源器件，系数a2和a3为0.0而输入信号简化为定标a1的输入信号。然而，所有的有源器件都遭受到一些由系数a2和a3定量的非线性量。系数a2确定二阶非线性量而系数a3确定三阶非线性量。
大多数通信系统是窄带系统，它们工作在具有预定带宽和中心频率的输入RF信号上。一般，输入RF信号包括位于整个频谱的寄生信号。在有源器件内的非线性导致寄生信号的互调(intermodulation)，导致可能落在信号频带中的产物(product)。
通常通过细心设计方法可以减少或消除二阶非线性(例如由x2项导致的)的作用。二阶非线性产生在相加频率和差频处的产物。一般，可能产生带内二阶产物的寄生信号的位置远离于信号频带，并可以容易地滤除。然而，三阶非线性的问题更大。对于三阶非线性，寄生信号x＝g1·cos(w1t)+g2·cos(w2t)在频率(2w1-w2)和(2w2-w1)处产生产物。因此，近带寄生信号(难于把它滤除)可以产生落在带内的三阶互调产物，导致所接收信号的质量的降低。为了调合问题，通过g1·g2 2和g1 2·g2来标定三阶产物的幅度。因此，每次使接收信号的幅度加倍时使三阶产物的幅度增加到8倍。另一方面来看，在输入RF信号中每增加1dB导致在输出RF信号中增加1dB，但是在三阶产物中增加3dB。
可以通过涉及输入的三阶互调点(IIP3)来给出接收机(或有源器件)的线性度特征。一般，把输出RF信号和三阶互调产物相对于输入RF信号进行绘图。当增加输入RF信号时，IIP3是一个理论点，在那里所要求的输出RF信号和三阶产物变成幅度相等。IIP3是一个外推值，因为在到达IIP3点之前有源器件进入压缩。
对于包括多个级联有源器件的接收机，从有源器件的第一级到第n级的接收机IIP3可以计算如下：
Figure C9980582700061
其中IIP3n是从有源器件的第一级到第n级的涉及输入的三阶互调点，IIP3n-1是从第一级到第(n-1)级的涉及输入的三阶互调点，Avn是第n级的增益，IIP3dn是第n级的涉及输入的三阶互调点，以分贝(dB)给出所有的项。可以对于在接收机中后面的各级按顺序进行在等式(2)中的计算。
从等式(2)可看到，一种改进接收机的级联IIP3的方法是降低第一非线性有源器件前面的增益。然而，每个有源器件还产生降低信号质量的热噪声。由于使噪声电平保持在恒定的电平，所以当增益降低时增加了质量的降低而且使信号幅度降低。可以通过有源器件的噪声系数(NF)来测量质量降低量，给出如下：
NFd＝SNRin-SNRout                                  (3)
其中NFd是有源器件的噪声系数，是到有源器件的输入RF信号的信-噪比，是来自有源器件的输出RF信号的信-噪比，以及以分贝(dB)给出NFd、SNRin和SNRout。对于包括多个级联有源器件的接收机，从有源器件的第一级到第n级的接收机噪声系数可以计算如下： NF n = 10 · log 10 [ 10 ( NF n - 1 / 10 ) + 10 ( NF dn / 10 ) - 1 10 ( G n - 1 / 10 ) ] - - - - ( 4 )
其中NFn是从第一级到第n级的噪声系数，NFn-1是从第一级到第(n-1)级的噪声系数，NFdn是第n级的噪声系数，Gn-1是第一级到第(n-1)级以分贝表示的积累增益。如等式(4)所示，有源器件的增益可能影响后面级的噪声系数。相似于等式(2)中的计算，可以对接收机的后面的级按顺序进行在等式(4)中的噪声系数计算。
诸如蜂窝通信系统和高分辨率电视(HDTV)之类的许多通信应用使用接收机。示例的蜂窝通信系统包括码分多址通信系统(CDMA)、时分多址通信系统(TDMA)、和模拟FM(调频)通信系统。在题为“使用卫星或地面中继器的扩频多址通信系统”的美国专利第4,901,307号和题为“在CDMA蜂窝电话系统中产生波形的系统和方法”的美国专利第5,103,459号中揭示了在多址通信系统中CDMA技术的应用，两个专利都转让给本发明的受让人并引用于此作为参考。在三个都题为“自适应块尺寸图象压缩方法和系统”的美国专利第5,452,104号、美国专利第5,107,345号和美国专利第5,021,891号、以及题为“帧间视频编码和解码系统”的美国专利第5,576,767号中揭示了示例的HDTV系统，所有四个专利都转让给本发明的受让人并引用于此作为参考。
在蜂窝应用中，在相同的地理覆盖区域中有一个以上的通信系统在工作是很普通的。此外，这些系统可以工作于相同的频带或接近的频带。当发生这些情况时，来自一个系统的传输可能导致另一个系统所接收到的信号的质量降低。CDMA是扩频通信系统，它在整个1.2288MHz信号带宽上扩展到每个用户的发射功率。可以使基于FM的传输的频谱响应更集中在中心频率处。因此，基于FM的传输可能导致人为干扰出现在所定的CDMA频带内并极接近所接收到的CDMA信号。此外，人为干扰的幅度可能比CDMA信号的幅度大许多倍。这些人为干扰可能导致可以降低CDMA系统的性能的三阶互调产物。
一般，为了使由于人为干扰引起的互调产物导致的质量降低最小，设计接收机使之具有高IIP3。然而，高IIP3接收机的设计要求在接收机内的有源器件用高直流电流作为偏置，从而消耗大量的功率。对于蜂窝应用特别不希望这种设计方法，因为蜂窝应用中接收机是便携式单元而且对功率有限制。
在现有技术中已经使用着手于高IIP3需求的几种技术。这种技术之一(该技术还试图使功率消耗最小)是用多个并联连接的放大器来实施增益级，并当需要较高IIP3时选择性地启动放大器。在＿提出的，题为“具有高效率和高线性的双模式放大器”的美国专利申请串号＿中详细地揭示了该技术，已转让给本发明的受让人并引用于此作为参考。另外的技术是测量所接收到的RF信号功率，并根据RF信号功率调节放大器的增益。在1996年9月30日提出的，题为“用于增加接收机功率对干扰的抗扰度的方法和装置”的美国专利申请串号08/723,491中详细地揭示了该技术，已转让给本发明的受让人并引用于此作为参考。这些技术改进了IIP3性能，但是没有有效地降低功率消耗，也没有减小电路的复杂性。
在图1中示出现有技术接收机结构的示例方框图。在接收机1100内，通过天线1112接收所发射的RF信号，按规定线路通过双工器1114，并提供给低噪声放大器(LNA)1116。LNA 1116幅度RF信号并把信号提供给带通滤波器1118。带通滤波器1118对信号滤波以除去某些寄生信号，这些寄生信号可能在后面的级中导致互调产物。把经滤波的信号提供给混频器1120，它用来自本地振荡器1122的正弦波使信号下变频到中频(IF)。把中频信号提供给带通滤波器1124，该滤波器在后面的下变频级之前滤除寄生信号和下变频产物。把经滤波的IF信号提供给自动增益控制(AGC)放大器1126，该放大器以可变的增益放大信号以按所要求的幅度提供IF信号。来自AGC控制电路1128的控制信号控制增益。把IF信号提供给解调器1130，该解调器根据在发射机处使用的调制格式对信号进行解调。对于诸如二进制相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)、偏移正交相移键控(OQPSK)和正交幅度调制(QAM)之类的数字传输，使用数字解调器以提供数字化的基带数据。对于FM传输，使用FM解调器以提供模拟信号。
接收机1100包括大多数接收机所需要的基本功能。然而，可以重新安排放大器1116和1126、带通滤波器1118和1124以及混频器1120的位置，使特定应用的接收机性能最佳。在这种接收机结构中，通过以高直流偏置电流提供有源器件的偏置和/或通过控制放大器1126的增益来提供高IIP3。
这种接收机结构具有几个缺点。第一，一般以高直流电流提供有源器件的偏置以提供最高的所要求IIP3。这样，即使在大多数时间中不需要高IIP3，也具有使接收机1100在任何时间都在高IIP3工作点处工作的效果。第二，如在上述美国专利第5,099,204号中所揭示，通过调节AGC放大器1126的增益可以提高高IIP3。然而，降低放大器1126的增益可能降低接收机1100的噪声系数。
发明概述
本发明是一个新颍和改进的具有可调节的电流源的放大器，电流源可以受到控制，以较低的电流消耗来提供必需的性能水平。本发明的放大器特别适用于移动通信装置。在本发明中，首先使用现有技术中许多可得到的和众知的设计中的一种设计来设计放大器。一种典型的放大器设计是共发射极放大器，其中可以由电流源提供偏置(或集电极)电流。偏置电流确定放大器的性能，诸如线性和噪声性能。一般，通过涉及输入的三阶互调点(或IIP3)测量线性，并通过噪声系数(或NF)测量噪声性能。通常，通过对放大器提供较大电流的偏置可以提高线性。然而，在许多通信装置中，特别对于移动应用，电能是很宝贵的。因此，本发明放大器的偏置电流是可调节的，以在降低功耗的同时提供必需的性能水平。
把本发明的电流源设计成具有最小的元件数并便于对接到控制电路上。在典型的实施例中，电流源包括至少一个金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)安排成串联或并联，或两者的布局技术。MOSFET要求无(NO)偏置电流并可以选择以接收标准数字控制信号。然而，也可以使用其它的有源器件(诸如BJT、JEFT等)作为电流源，并且也在本发明的范围之内。此外，为了便于对接，可以根据控制信号的逻辑(例如，正或负)选择有源器件(例如，n-沟道或p-沟道MOSFET)。
在本发明的一个实施例中，把电流源设计成具有分立步长的多级(例如，MOSFET如同通或断开关那样工作)。该实施例的结果是设计简单，这种设计可能对于某些应用是次优的。在本发明的另一个实施例中，把电流源设计成具有连续的调节或基本上连续的调节。在使用之前先对电流源进行校准可以得到较小的增量调节步长，例如，给出输出电流对于电流源的输入控制电压的特征。另一方面，可以设计一个控制环路，以根据测量得的和所要求的放大器性能来调节电流源。
附图简述
从下面陈述的详细说明连同附图，本发明的特征、目的和优点将变得更为明了，在所有的附图中，相同的参考字符所标识的元件相同，其中：
图1是现有技术的典型接收机的方框图；
图2是本发明的典型可编程线性接收机的方框图；
图3是本发明的典型可编程线性双频带接收机的方框图；
图4是在本发明的接收机中使用的典型QPSK解调器的方框图；
图5A一4B分别是低噪声放大器(LNA)和电流源的典型分立设计的线路图，它们分别用于本发明的接收机中；
图6A-6B分别是IIP3性能随用于LNA中的晶体管的偏置电流的变化图以及LNA的性能曲线图；
图7A-7B分别是IS-98-A定义的CDMA信号的双音和单音人为干扰规格的图；
图8A-8B分别是对于上升和下降的CDMA输入功率的AGC控制范围的图；
图9是本发明的典型IIP3偏置控制机构的图；以及
图10A-10B分别是对于上升和下降的CDMA输入功率的IIP3偏置控制的图。
图11A-11B是使用于本发明的另外的电流源的图。
较佳实施例的详细说明
本发明的接收机提供系统性能所需要的水平，并通过控制有源器件的直流偏置使功率消耗最小。用下面详细说明的三个实施例中的一个实施例可以实现本发明。在第一个实施例中，测量在接收机输出处的非线性量，并用于设置在接收机内的诸如放大器和混频器之类的有源器件的IIP3工作点。在第二个实施例中，根据基于接收机的工作模式的预期所接收到的信号电平来设置有源器件的IIP3工作点。以及在第三个实施例中，根据在接收机内各级处测量的信号电平设置有源器件的IIP3工作点。
在本发明中，通过同偏置控制电路一起工作的AGC控制电路提供AGC功能。各级所测量的非线性量来设置有源器件的IIP3工作点，所述述非线性量与信号的幅度有关。而信号幅度又和接收机的增益设置有关。在本发明中，以整体的方式来操作AGC和偏置控制，以在规定的AGC范围上提供所要求的线性水平，同时使功率消耗最小。
I.接收机结构
在图2中示出本发明的示例接收机结构的方框图。在接收机1200内，通过天线1212接收所发射的RF信号，按规定路线通过双工器1214，并提供给衰减器1216。衰减器1216衰减RF信号以提供所要求幅度的信号，并把经衰减的信号提供给RF处理器1210。在RF处理器1210内，把经衰减的信号提供给固定衰减器1222a和低噪声放大器(LNA)1220a。LNA 1220a幅度RF信号并把经放大的信号提供给带通滤波器1226。固定衰减器1222a提供预定的衰减电平并和开关1224a串联。当不需要LNA 1220a的增益时，开关1224a提供围绕LNA 1220a的旁路路由。带通滤波器1226对信号滤波以除去寄生信号，这些寄生信号可能在后面的信号处理级中导致互调产物。把经滤波的信号提供给固定衰减器1222b和低噪声放大器(LNA)1220b。LNA 1220b放大经滤波的信号并把信号提供给RF/IF处理器1248。固定衰减器1222b提供预定的衰减电平并与开关1224b并联连接。当不需要LNA 1220b的增益时，开关1224b提供围绕LNA 1220b的旁路路由。在RF/IF处理器1248内，混频器1230用来自本地振荡器(LO)1228的正弦波把信号下变频到中频(IF)。把中频信号提供给带通滤波器1232，该滤波器滤除寄生信号和频带外下变频产物。在较佳实施例中，把经滤波的IF信号提供给电压控制放大器(VGA)1234，该放大器用通过增益控制信号调节的可变增益放大信号。根据系统要求，也可以把放大器1234实施为固定增益放大器，而且这也在本发明的范围内。把经放大的IF信号提供给解调器1250，该解调器根据发射机(未示出)所使用的调制格式对信号进行解调。把RF处理器1210和RF/IF处理器1248集中地称为前端。
在图4中示出用于正交调制信号(例如QPSK、OQPSK和QAM)的解调的示例解调器1250的方框图。在示例实施例中，作为子取样带通解调器来实施解调器1250。把IF信号提供给带通总和增量模数转换器(∑ΔADC)1410，它用由时钟(CLK)信号确定的高取样频率使信号量化。在1997年12月9日提出和转让给本发明的受让人的，题为“总和-增量模数转换器”的美国专利申请串号08/987,306中详细地描述了∑ΔADC的示例设计。在1997年9月12日提出和转让给本发明的受让人的，题为“具有总和-增量模数转换器的接收机”的未定美国专利串号08/928,874中揭示了接收机内∑ΔADC的使用，并在此引用作为参考。把经量化的信号提供给对信号滤波和十中取一的滤波器1412。把经滤波的信号提供给多路复用器1414a和1414b，它们用分别来自本地振荡器(L0)1420和移相器1418的同相和正交正弦波把信号下变频到基带。移相器1418提供用于正交正弦波的90°相移。把基带I和Q信号分别提供给低通滤波器1416a和1416b，它们对信号滤波以提供I和Q数据。在图2中的基带数据包括在图4中的I和Q数据。在示例实施例中，滤波器1412和/或低通滤波器1416还提供对信号的定标，使解调器1250能够提供各种幅度的基带数据。可以设计解调器1250的其它实施来完成QPSK调制波形的解调，而且这也在本发明的范围之内。
回到对图2的参考，接收机1200包括大多数接收机所需要的基本功能。然而，对于特殊应用可以重新安排衰减器1216、LNA 1220a和1220b、低通滤波器1226和1232以及混频器1230的布局，使接收机1200的性能最佳。例如，可以把衰减器1216插在LNA 1220a和低通滤波器1226之间以改善噪声系数性能。此外，可以把低通滤波器插在LNA 1220a的前面，以在第一放大级之前除去不希望有的寄生信号。可以设想这里所示的功能度的不同安排，而且也在本发明的范围之内。此外，还可以设想这里所示的功能度的其它安排结合本技术领域中已知的其它接收机功能度，而且也在本发明的范围之内。
在本发明中，AGC控制电路1260控制衰减器1216、开关1224a和1224b以及解调器1250，致使来自放大器1234的IF信号处于所要求的幅度。下面详细地说明AGC功能。在示例实施例中，LNA 1220a和1220b是固定增益放大器。偏置控制电路1280控制LNA 1220a和1220b以及混频器1230以调节这些有源器件的直流偏置电流和/或电压，致使以最小的功率消耗得到所要求的线性性能。下面详细地说明可变的IIP3偏置控制机构。
在包括蜂窝电话和HDTV应用的各种应用中可以采用本发明的接收机结构。在蜂窝电话中，可以采用接收机1200，用于工作在个人通信系统(PCS)频带或蜂窝频带的CDMA通信系统中。
在图3中示出支持双-频带(PCS和蜂窝)和双-模式(CDMA和AMPS)的示例接收机的方框图。PCS频带具有60MHz的带宽和1900MHz的中心频率。蜂窝频带具有25MHz的带宽和900MHz的中心频率。每个频带要求唯一的RF带通滤波器。因此，对于两个频带使用两个RF处理器。
接收机1300包括许多和接收机1200中的元件相同的元件(见图2)。天线1312、双工器1314以及衰减器1316和接收机1200中的天线1212、双工器1214以及衰减器1216相同。把来自衰减器1316的经衰减的信号提供给RF处理器1310a和1310b。把RF处理器1310a设计成工作在蜂窝频带而把RF处理器1310b设计成工作在PCS频带。RF处理器1310a和接收机1200中的RF处理器1210相同。RF处理器1310a包括两级低噪声放大器(LNA)1320a和1320b，它们和插在两级之间的带通滤波器1326级联连接。每个LNA 1320具有包括固定衰减器1322和开关1324的平行信号通道。除了把LNA 1321a和1321b和带通滤波器1327设计成工作在PCS频带之外，RF处理器1310b和RF处理器1310a相似。把来自RF处理器1310a和1310b的输出提供给多路复用器(MUX)1346，该多路复用器根据来自控制器1370(为了简单起见在图3中未示出)的控制信号选择所要求的信号。把来自多路复用器1346的RF信号提供给RF/IF处理器1348，该处理器和图2中的RF/IF处理器1248相同。把来自处理器1348的IF信号提供给解调器(DEMOD)1350，该解调器根据在远处发射机(未示出)处使用的调制格式对信号进行解调。在图3中的解调器1350、AGC控制电路1360、偏置控制电路1380以及非线性测量电路1390分别和图2中的解调器1250、AGC控制电路1260、偏置控制电路1280以及非线性测量电路1290相同。
控制器1370连接到AGC控制电路1360、偏置控制电路1380和MUX 1346，并控制这些电路的工作。微处理器、微控制器或经编程的数字信号处理器可以实施控制器1370以执行这里所说明的功能。控制器1370还包括存储器存储元件，用于存储接收机1300的工作模式和相关联的控制信号。
参考图2，下面详细地给出蜂窝电话应用特别采用的接收机1200的示例设计。在示例实施例中，衰减器1216具有20 dB的衰减范围，并提供0.2 dB到-20 dB的衰减。可以用一对二极管或通过场效应晶体管(FET)来衰减衰减器1216，在本技术领域中众知它的实施。在示例实施例中，LNA 1220a和1220b每个具有13 dB的固定增益。LNA 1220a和1220b可以是现成的单片RF放大器或使用分立元件设计的放大器。下面详细地给出LNA 1220的示例分立设计。在示例实施例中，固定衰减器1222a和1222b提供5 dB的衰减并且可以用本技术领域中众知的方式用电阻器来实现。在示例实施例中，带通滤波器1226是一个声表面波(SAW)滤波器，它具有25MHz的带宽，蜂窝频带的整个带宽，而且以约900MHz为中心。
在示例实施例中，带通滤波器1232也是声表面波滤波器，它具有1.2288MHz的带宽，一个CDMA系统的带宽，而且以约116.5MHz为中心。混频器1230是一个有源混频器，它可以是一个诸如Motorola MC13143之类的现成的混频器，或其它以本技术领域中众知的方式设计的有源混频器。也可以用无源元件来实现混频器1230，诸如双-平衡二极管混频器。放大器1234可以是单片的放大器或用分立元件设计的放大器。在示例实施例中，把放大器1234设计成可以提供40 dB的增益。在示例实施例中，不包括解调器1250的接收机1200的总增益范围是+51 dB到-5 dB。该增益范围示例地假定带通滤波器1226的插入损耗为-3 dB，混频器的增益为+1 dB和通滤波器1232的插入损耗为-13 dB。对于CDMA应用，一般要求80 dB的AGC范围以适合于处理通道损耗、衰减情况和人为干扰。在示例实施例中，衰减器1216、LNA 1220a和1220b以及固定衰减器1222a和1222b提供的AGC范围是56 dB。在示例实施例中，解调器1250和/或放大器1234提供其余24 dB的AGC范围。在解调器1250内(见图4)，ADC 1410对模拟波形进行量化并把经量化的值提供给后面的数字信号处理块。在示例实施例中，所要求的ADC 1410的分辨率是4位。在示例实施例中，另外6位分辨率提供对于尚未滤除的人为干扰的净空高度(headroom)。可以把ADC 1410设计成提供大于10位的分辨率。10位以上的每个附加位可以用来提供6 dB的增益控制。幸运地，在高CDMA信号电平处，频带外的人为干扰电平不可能继续是CDMA信号以上的+72 dB。因此，当CDMA信号较强时，人为干扰要求人为干扰净空高度小于6位的分辨率。在示例实施例中，在解调器1250中执行的AGC功能仅当CDMA信号较强时才是有源的，例如在CDMA控制范围的高端处。因此，因为强CDMA信号电平的结果，原来保留着用于人为干扰净空高度的额外的分辨率位现在用于AGC功能。在上述未定美国专利申请串号08/928,874中揭示了提供接收机1200所需要的性能的子取样带通∑ΔADC的设计。
II.放大器设计
在图5A中示出示例分立LNA设计的线路图。在LNA 1220内，把RF输入提供给交流耦合电容器1512的一端。把电容器1512的另一端连接到电容器1514和电感器1516的一端。电容器1514的另一端连接到模拟地，而电感器1516的另一端连接到电阻器器1518和1520的一端和晶体管1540的基极。电阻器1518的另一端连接到电源Vdc，而电阻器1520的另一端连接到模拟地。旁路电容器1522连接到Vdc和模拟地。在示例实施例中，晶体管1540是在本技术领域中普遍使用的诸如西门子BFP420之类的低噪声RF晶体管。晶体管1540的发射极连接到电感器1542的一端。电感器1542的另一端连接到电流源1542，该电流源也连接到模拟地。晶体管1540的集电极连接到电感器1532、电阻器1534和电容器1536的一端。电感器1532和电阻器1534的另一端连接到Vdc。电容器1536的另一端包括RF输出。
在LNA 1220内，电容器1512和1536分别提供RF输入和输出的交流耦合。电容器1514和电感器1516提供噪声匹配。电感器1516和1532还分别提供LNA输入和输出的匹配。电感器1532还提供发射极阻抗的负反馈(degeneration)以改善线性。电阻器1518和1520设置在晶体管1540的基极处的直流偏置电压。电阻器1534确定LNA 1220的增益和输出阻抗。电流源1580控制晶体管1540的偏置电流，该晶体管确定LNA 1220的IIP3。
在图5B中示出示例电流源1 580的线路图。把n一沟道MOSFET 1582和1584的源极连接到模拟地。把MOSFET 1584的漏极连接到电阻器1586的一端。电阻器1586的另一端连接到MOSFET 1582的漏极，并包括电流源1580的输出。跨越电流源1580的输出和模拟地连接旁路电容器1588。MOSFET 1582的栅极连接到Vbias1，而MOSFET 1584的栅极连接到Vbias2。
MOSFET 1582和1584提供晶体管1540的集电极偏置电流Icc，又确定LNA1220的IIP3工作点。把MOSFET 1582和1584的栅极连接到控制电压Vbias1和Vbias2。当Vbias1是低电平时(例如0V)使MOSFET 1582截止，并不向晶体管1540提供集电极偏置电流。当Vbias1是高电平时(例如接近Vdc)使MOSFET1582导通，并向晶体管1540提供最大的集电极偏置电流。因此，Vbias1确定MOSFET 1582提供的集电极偏置电流量。相似地，Vbias2确定MOSFET 1584提供的集电极偏置电流量。然而，晶体管1540的基极电压和电阻器1586的值限制了MOSFET 1584提供的最大集电极偏置电流。
在图6A中示出LNA 1220的IIP3性能相对于集电极偏置电流Icc的图。注意，集电极偏置电流每增加八度(octave)(或加倍)，IIP3约增加6 dB。在图6B中示出晶体管1540的集电极偏置电流、LNA 1220的增益以及LNA 1220的IIP3相对于控制电压Vbias1的图。注意，增益近似于不变(例如对于所有的Vbias1电压增益变化约1 dB)。还有，注意IIP3与集电极偏置电流Icc以相似的方式变化。因此，如果不需要高IIP3，则可以降低集电极偏置电流而对LNA 1220的增益的影响最小。
图5A和5B分别示出LNA 1220和电流源1580的示例设计。可以使用其它布局技术来设计LNA 1220以提供必需的性能(例如较高的增益、改善的噪声系数、较佳的匹配)。可以用诸如双极-结型晶体管(BJT)、异结-双极晶体管(HBT)、金属-氧化物-半导体场效应晶体管(MOSFET)、砷化镓场效应晶体管(GaAsFET)或其它有源器件之类的其它有源器件来设计LNA 1220。也可以用技术领域中众知的方式来实施LNA 1220。相似地，可以用技术领域中其它方式来实施电流源1580。LNA 1220和电流源1580的各种实施在本发明的范围内。
III.可变IIP3偏置控制
如上所述，通过非线性器件的寄生信号可以产生频带内互调产物。对线性有要求的一种应用是CDMA通信系统，它的位置和诸如高级移动电话系统(AMPS)之类的其它蜂窝电话系统在一起。其它蜂窝电话系统可以在接近CDMA系统的工作频带处以高功率发射寄生信号(或人为干扰)，从而在CDMA接收机上需要高IIP3的要求。
在“TIA/EIA/IS-98-A互调寄生响应衰减”(此后称之为IS-98-A)中通过两种规格，双音测试和单音测试，来确定用于CDMA系统的寄生信号抑制要求。在图7A中示出双音测试。使双音位于离CDMA波形的中心频率为f1＝+900KHz和f2＝+1700KHz处。双音的幅度相等并且比CDMA信号的幅度大58 dB。该测试模拟在邻近信道上发射FM调制信号，诸如来自AMPS系统的信号。FM调制信号包含在载波中的大量功率，而在CDMA波形中的功率在1.2288MHz频带上扩散。CDMA信号更不受信道条件的影响，并通过功率控制环路使它保持在低功率电平。事实上，使CDMA信号保持在性能水平必需的最小功率电平处，以降低干扰和增加容量。
在图7B中示出单音测试。使单音位于离CDMA波形的中心频率为f1＝+900KHz处，并且具有比CDMA信号的幅度大72 dB的幅度。
根据IS-98-A，在CDMA输入功率电平为-101 dBm、-90 dBm和-79 dBm处规定接收机的线性。对于双音测试，分别对于输入功率电平为-101 dBm、-90 dBm和-79 dBm，人为干扰在-43 dBm、-32 dBm和-21 dBm(+58 dBc)处，而且频带内互调产物的等效信号在-104 dBm、-93 dBm和-82 dBm处。
如图7A所示，在f1＝+900KHz和f2＝+1700KHz处的寄生音(或人为干扰)产生在(2 f1-f2错误！链接无效。＝+100KHz和(2 f2-f1错误！链接无效。＝+2500KHz处的三阶互调产物。可以方便地通过后面的带通滤波器1226和1232(见图2)滤除在+2500KHz处的产物。然而，在+100KHz处的产物落在CDMA波形内并降低CDMA信号的质量。
为了使接收机1200的性能中的质量降低为最小，根据在所接收到的信号中的非线性量来调节接收机1200内的有源器件的IIP3。把接收机1200设计成符合双音互调规格。然而，实际上，仅在接收机1200的一部分工作时间中出现人为干扰。此外，人为干扰的幅度难得到达所规定的+58 dB。因此，根据最坏情况的人为干扰来进行设计和使接收机200在最坏情况人为干扰中的高IIP3模式中工作是对电池功率的浪费。
在本发明中，根据在来自接收机1200的输出信号中所测量到的的非线性调节有源器件(特别是LNA 1220b和混频器1230)的IIP3。在示例实施例中，通过RSSI斜率方法测量非线性。在1992年4月21日发布的题为“高动态范围闭环自动增益控制电路”的美国专利第5,107,225号中详细地说明RSSI斜率的测量，该专利已转让给本发明的受让人并在此引用作为参考。参考图2，带通滤波器1232具有1.2288MHz的带宽并抑制大多数人为干扰和频带外互调产物。不能够抑制落在频带内的互调产物，并增加到CDMA的波形上。把来自放大器1234的IF信号提供给解调器1250，该解调器处理IF信号并提供包括I和Q数据的数字化的基带数据。把基带数据提供给非线性测量电路1290。在示例实施例中，非线性测量电路1290根据下列等式计算信号功率：
P＝(I2+Q2)                                         (5)
其中P是基带信号的功率，而I和Q分别是I和Q信号的幅度。把功率测量值提供给偏置控制电路1280。
功率测量值包括所要求的基带I和Q信号的功率以及互调产物的功率。如上所述，对于二阶非线性，输入信号电平每增加1 dB，互调产物增加2 dB。对于三阶非线性，输入信号电平每增加1 dB，互调产物增加3 dB。因此，通过RSSI斜率的测量值可以估计互调量，把所述RSSI斜率测量值定义为输出信号电平的变化相对于输入信号电平的变化的关系。可以在预定的增量(例如0.5 dB)处设置输入信号电平的变化。对于工作在线性范围中的接收机1200，输入信号电平增加0.5 dB相应于输出信号电平增加0.5 dB以及RSSI斜率为1.0。然而当一个或多个有源器件跳变到非线性工作区域中时，RSSI斜率增加。较高的RSSI斜率相应于较大的非线性电平。0.3的RSSI斜率相应于工作在完全压缩(例如当输入增加时所要求的输出电平没有增加)中的接收机1200，而且输出受三阶互调产物控制。
在本发明中，可以将RSSI斜率和预定的RSSI门限值比较。如果RSSI斜率超过门限值，则特定有源器件的IIP3增加。另一方面，如果RSSI斜率低于RSSI门限值，则IIP3减少。根据所要求的误码率(BER)或帧出错率(FER)性能在接收机1200的工作期间可以调节RSSI门限值。较高的RSSI门限值允许在增加IIP3之前的较高电平的互调产物，从而在牺牲BER或FER性能时使功率消耗最小。还可以通过控制环路来调节RSSI门限值，该控制环路对所要求的性能电平(例如1％FER)设置门限值。在示例实施例中，选择RSSI斜率为1.2。然而，使用其它的RSSI门限值也在本发明的范围内。
在本发明中，并不苛求要直接测量人为干扰的幅度。更重要的是要测量在所要求的信号上用互调产物的较高电平表示的不需要的人为干扰的影响。RSSI斜率是测量非线性电平的一种方法。对于在输入信号幅度中的增量变化，还可以通过计算输出信号的每码片能量-对-噪声-比(Ec/Io)的变化来测量非线性电平。当接收机1200在压缩中时，互调产物增加一个3比1的因子，而且输出信号受三阶互调产物的控制。用RSSI斜率方法，可以通过Ec/Io的变化对于输入信号电平变化的关系来估计非线性电平。可以设想测量非线性电平的其它方法，而且也在本发明的范围内。
在示例实施例中，根据每个有源器件所遭受的非线性量(例如通过RSSI斜率的测量)来调节有源器件的IIP3，以使性能最高。LNA 1220a和1220b提供固定的增益。因此，混频器1230经受最大的信号电平，LNA 1220b经受次最大的信号电平，而LNA 1220a经受最小的信号电平(假定LNA 1220a的增益大于带通滤波器1226的插入损耗)。根据这些假设，如果检测到人为干扰(例如通过高RSSI斜率测量)，则首先增加混频器1230的IIP3工作点。一旦充分地调节了混频器1230的IIP3(例如到最高的IIP3工作点)，则增加了LNA1220b的IIP3。最后，一旦充分地调节了LNA 1220b的IIP3，则可以增加LNA1220a的IIP3。在示例实施例中，使LNA 1220a保持在预定的IIP3工作点处，以使接收机1200的性能最佳。在互补的方式中，如果没有检测到人为干扰，则首先降低LNA 1220b的IIP3。一旦充分地调节了LNA 1220b的IIP3(例如到最低的IIP3工作点)，则降低混频器1230的IIP3。
可以在连续的方式(例如通过提供连续的Vbias1h和Vbias2控制电压)中或在分立的步骤中调节LNA 1220b和混频器1230的IIP3。本发明针对用于控制有源器件的IIP3的连续、分立步骤、或其它方法的应用。
上述IIP3的调节次序假设仅考虑IIP3。然而，不同的应用可能经受不同的输入条件，并具有不同的性能要求。可以重新安排IIP3的调节次序以符合这些要求。此外，可以从上述的反方向进行IIP3调节(例如对于增加输入电平降低IIP3)，对于特定的工作条件使接收机1200的性能最佳。IIP3调节的不同次序和IIP3调节的不同方向都在本发明的范围内。
IV.增益控制
把大多数接收机设计成能适应宽范围的输入信号电平。对于CDMA接收机，所要求的AGC范围一般是80 dB。在本发明的示例实施例(见图2)中，通过衰减器1216、LNA 1220a和1220b、固定衰减器1222a和1222b、解调器1250、或许是放大器1234提供AGC范围。在示例实施例中，衰减器1216提供20 dB的AGC范围；固定衰减器1222a和1222b每个提供5 dB的AGC范围；LNA 1220a和1220b每个提供13 dB的AGC范围；而放大器1234和/或解调器1250提供24 dB的AGC范围。可以调节这些部件中的一个或更多个的AGC范围，而且在本发明的范围内。此外，可以把放大器1234设计成提供AGC范围，以补充其它部件的AGC范围。例如，每个固定衰减器1222的AGC范围可以降低2dB，而放大器1234可以设计成具有6dB的AGC范围。
在示例实施例中，解调器1250提供AGC范围的第一个2 dB。解调器1250包括带通子取样∑ΔADC 1410，该带通子取样提供可以用于AGC控制的分辨率的附加位。衰减器1216和/或放大器1234提供下一个20 dB的AGC范围。LNA 1220a和固定衰减器1222a提供下一个18 dB的AGC范围。LNA 1220b和固定衰减器1222b提供下一个18 dB的AGC范围。而放大器1234和/或解调器1250提供余下的22 dB的AGC范围。
在图8A中示出说明本发明的接收机1200的AGC控制操作的示例图，用于升高CDMA输入信号功率。在该例子中，为了简单起见，把放大器1234作为固定增益放大器来实施。CDMA功率电平的范围可以从-104 dBm到-24 dBm。从-104 dBm到-102 dBm，使LNA 1220a和1220b导通，开关1224a和1224b断开，并由解调器1250提供AGC。从-102 dBm到-85 dBm，由衰减器1216提供AGC。从-84 dBm到-62 dBm，LNA 1220a截止，开关1224a接通，LNA 1220b保持导通，开关1224b保持断开，并由衰减器1216提供AGC。从-63 dBm到-46 dBm，LNA 1220a和1220b截止，开关1224a和1224b接通，并由衰减器1216提供AGC。最后，在-46 dBm以上，使衰减器1216完全衰减，到解调器1250的IF信号电平随输入RF信号电平每dB每dB地增加，并通过解调器1250在ADC 1410之后提供AGC。
在图8B中示出说明接收机1200的AGC控制操作的示例图，用于升高CDMA输入信号功率。再次，在该例子中，为了简单起见，把放大器1234作为固定增益放大器来实施。从-24 dBm到-46 dBm，使LNA 1220a和1220b截止，开关1224a和1224b接通，并通过解调器1250在ADC 1410之后提供AGC。从-46 dBm到-66 dBm，由衰减器1216提供AGC。从-66 dBm和-69 dBm，衰减器处于最小衰减状态，并由解调器1250提供AGC。在-70 dBm处，LNA 1220b导通，而开关1224b断开。从-70 dBm到-84 dBm，由衰减器1216提供AGC。从-84 dBm到-90 dBm，由解调器1250提供AGC。在-91 dBm处，LNA 1220a导通，开关1224a断开。从-91 dBm到-102 dBm，由衰减器1216提供AGC。从-102 dBm到-104 dBm，由解调器1250提供AGC。
图8A-8B示出LNA 1220a和1220b导通和截止时的输入RF信号电平。当输入信号电平超过-85 dB时(见图8A)LNA 1220a截止，并且一直到信号电平降低到过去的-91 dB时才再次导通。6 dB的滞后防止LNA 1220a在导通和截止状态之间转换。为了同样的原因，也对LNA 1220B提供6dB的滞后。可以使用不同的滞后量以使系统性能最佳，而且也在本发明的范围内。
上述讨论说明所要求的AGC控制的示例实施。也可以用具有可调增益的AGC放大器来实现AGC控制。此外，在图2中示出的衰减器1216和LNA 1220a和1220b的布局仅是满足CDMA规格的一种实施。使用这里所述的元件的AGC功能的其它实施，或使用这些元件并结合本技术领域中众知的其它元件或电路的其它实施都在本发明的范围内。
V.根据所测量到的非线性的接收机设置
在本发明的第一实施例中，根据所测量到的由接收机1200产生的非线性电平设置有源器件的IIP3。可以通过RSSI斜率或通过Ec/Io测量值估计非线性电平。在图9中示出示例RSSI斜率测量值实施的定时图。在示例实施例中，通过以窄脉冲改变衰减器1216的衰减而使输入RF信号电平变化。把每个脉冲称为“摆动”(wiggle)。对每个脉冲测量RSSI斜率，并在预定的周期T上对测量值进行平均，以提高RSSI斜率测量值的正确度。在周期T的结束处，把所测量到的RSSI斜率和RSSI门限值进行比较，并使用其结果按上述方式调节有源器件的IIP3。
如在图9中所示，在T0处的RSSI斜率测量值小于RSSI门限值，表示接收机1200正工作在线性极限内。因此，降低LNA 1220b的IIP3以节省功率消耗。相似地，在周期T1、T2和T3结束处的RSSI斜率测量值小于RSSI门限值，并继续降低LNA 1220b的IIP3。在周期T4结束处，RSSI斜率测量值仍小于RSSI门限值，由于已经充分地把LNA 1220b的IIP3调节到最小的IIP3工作点而使混频器1230的IIP3降低。在周期T5结束处，所测量到的RSSI斜率大于RSSI门限值，表示互调产物已经增加到不可接受的程度。根据这个增加混频器1230的IIP3以改善线性。
在示例实施例中，每个脉冲的时间间隔是200微秒，周期T是5微秒，而在一个周期内的脉冲数是9。使用这些值，占空系数是36％。在较佳实施例中，脉冲占空系数应足够地低，以致使由于在信号幅度中的周期性扰动而降低的所要求信号的Ec/Io最小。选择较短时间间隔的脉冲宽度，使对于AGC控制电路1280的扰动最小。一般，AGC控制环路的速度较慢，不能跟踪短衰减脉冲引起的信号电平变化。这是特别重要的，因为输出信号的幅度变化应正确地反映输入信号和互调产物的幅度变化，而不是AGC控制电路1280引起的变化。然而，短脉冲造成输出信号功率测量值的正确度较低。本发明针对对于这里描述的功能使用各种宽度的脉冲和各种占空系数。
把在输入RF信号电平中的扰动幅度选择得小一些，以使输出信号的质量降低最小并对整个接收机1200的IIP3的影响最小。在示例实施例中，用于RSSI斜率测量的衰减级是0.5 dB。可以使用衰减级的其它值，并在本发明的范围内。
在示例实施例中，选择RSSI门限值为1.2。使用一个RSSI门限值会造成在连续的各周期T之间触发IIP3工作点的结果。为了防止这个，可以使用两个RSSI门限值以提供滞后。除非所测量到的RSSI斜率超过第一个RSSI门限值，才使IIP3增加，并且除非所测量到的RSSI斜率低于第二个RSSI门限值，才使IIP3降低。使用多个门限值或多个门限值都在本发明的范围内。
在图10A中示出用于升高输入RF功率电平的本发明的接收机1200的IIP3偏置控制工作图。输入RF信号包括CDMA信号和高于CDMA信号+58 dBc的双音人为干扰。当CDMA信号功率在-104 dBm和-101 dBm之间时，把混频器1230的IIP3设置在+10 dBm，并把LNA 1220a和1220b的IIP3设置在0 dBm。当CDMA信号通过-101 dBm时，所测量到的RSSI斜率超过RSSI门限值，使频器1230的IIP3增加到+15 dBm以使非线性电平最小。衰减器1216提供在-104 dBm和-84 dBm之间的输入RF信号衰减。在-84 dBm处使LNA 1220a旁路并使衰减器复位到它的低衰减状态。当CDMA信号功率在-83 dBm、-79 dBm、-75 dBm和-71 dBm处时，增加LNA的IIP3以使互调产物最小。在约-64 dBm处，使LNA 1220b旁路，并且使衰减器1216再次复位到它的低衰减状态。
在图10B中示出用于升高输入RF功率电平的接收机1200的IIP3控制工作图。再次，输入RF信号包括CDMA信号和高于CDMA信号+58 dBc的双音人为干扰。开始，当CDMA输入信号功率在-60 dBm处时，使LNA 1220a和1220b旁路。当CDMA信号功率降低到-70 dBm处时，使LNA 1220b导通以提供所需要的增益。在约-76dBm、-80dBm、-84dBm、和-88dBm处，使LNA 1220b的IIP3增加以使功率消耗最小。在-90 dBm处，衰减器1216到达它的上衰减范围并使LNA 1220a导通。在-100 dBm处，由于输入RF信号电平较小而使混频器1230的IIP3降低以节省功率。
如上所述，在调节混频器1230和LNA 1220a和1220b的IIP3处，由所测量到的RSSI斜率确定输入RF功率电平。如图10A和10B所示，RSSI斜率测量值的结果可能不是把IIP3偏置开关点线性地隔开。此外，可以用连续可调的偏置控制来代替分级的开关点。
VI.根据工作模式的接收机设置
在本发明的第二个实施例中，根据接收机的工作模式设置有源器件的IIP3。如上所述，可以在蜂窝电话中使用接收机1300(见图3)，要求所述蜂窝电话工作在PCS或蜂窝频带。每个频带可以支持数字或模拟平台。每个平台可以进一步包括许多工作模式。使用各种工作模式来提高性能和节省电池功率。例如，使用不同的工作模式来支持蜂窝电话的下列特征：(1)用于较长等待时间的时隙模式寻呼；(2)用于较长通话时间的穿插发射机(punctutedtransmitter)；(3)用于双频带电话(PCS和蜂窝)的频带选择；(5)在系统(CDMA、AMPS、GSM等)之间触发多个访问；以及(6)在出现人为干扰时用于电路偏置控制的手段。
蜂窝电话的工作模式可以具有不同的性能要求。在示例实施例中，对每个工作模式分配一个唯一的包括N模式位的识别符。模式位确定工作模式的特定的特征。例如，可以使用一个模式位在PCS和蜂窝频带之间进行选择，而使用另一个模式位在数字(CDMA)或模拟(FM)模式之间进行选择。把N模式位提供给控制器1370内的逻辑电路，该逻辑电路对N模式位解码到一个包括多达2N控制位的控制总线。控制总线通过规定路线连接到接收机1300内需要控制的电路。例如，控制总线可以指挥下列各项：(1)设置RF/IF处理器1348内的混频器IIP3以及RF处理器1310a和1310b内的LNA；(2)设置接收机1300的增益；(3)对接收机1300内的其它RF和IF电路设置直流偏置电压和/或电流；(4)选择所需要的信号频带；以及(5)把振荡器设置到正确的频率。
在表1和2中示出根据工作模式控制接收机1300的IIP3的示例实施。接收机1300支持双频带(PCS和蜂窝)和双模式(CDMA和FM)。在示例实施例中，PCS频带只支持CDMA传输，而蜂窝频带支持CDMA和FM两种传输(FM传输可以是来自AMPS系统的)。在示例实施例中，使用4个模式位。4个模式位是BAND_SELECT、IDLE/、FM/、和LNA_RANGE位。BAND_SELECT位确定工作频带，并定义为1＝PCS和0＝蜂窝。IDLE/位(0＝idle)把接收机1300设置到空闲模式(例如工作在较低的IIP3)而蜂窝电话不工作。FM/位(0＝FM)把接收机1300设置成处理FM信号。以及LNA RANGE位(1＝旁路)设置接收机1300的增益。当把LNA_RANGE位设置成高电平时，指定旁路模式，第一LNA 1320a或1321a的Vbias 1和Vbias2设置成低电平，而且使LNA截止。
当把BAND_SELECT设置成0时(蜂窝频带)，接收机1300工作在表1列出的蜂窝工作模式之一。表1只列出LNA 1320a和1320b的IIP工作点。可以对在RF/IF处理器1348内的有源混频器的IIP3工作点产生相似的表。当在蜂窝模式中时，使用于LNA 1321a和1321b的直流偏置电流截止以节省电池功率。
                表1-用于蜂窝工作模式的接收机控制
   IDLE/ FM/ LNA_RANGE     LNA     LNA     LNA     LNA1320a   1320a   1320b   1320bVbias1  Vbias2  Vbias1  Vbias2 工作模式
    0    0    0      0       1       1       0     FM接收机
    0    0    1      0       0       1       0     FM接收机
    0    1    0      1       0       1       1     CDMA时隙
    0    1    1      0       0       1       1     CDMA时隙
    1    0    0     0    1    1    0  FM接收机/发射机
    1    0    1     0    0    1    1  FM接收机/发射机
    1    1    0     1    1    1    1  CDMA接收机/发射机
    1    1    1     0    0    1    1  CDMA接收机/发射机
当把BAND_SELECT设置成1时，电话工作于表2列出的PCS工作模式之一。当在PCS模式中时，使LNA 1320a和1320b的偏置电流截止，以节省电池功率。
                表2-用于PCS工作模式的接收机控制
   IDLE/ FM/ LNA_RANGE     LNA       LNA      LNA     LNA1321a     1321a    1321b   1321bVbias1    Vbias2   Vbias1  Vbias2 工作模式
    0    0    0      ×                ×               ×              ×     FM接收机
    0    0    1      ×                ×               ×              ×     FM接收机
    0    1    0      1         0        1       1     CDMA时隙
    0    1    1      0         0        1       1     CDMA时隙
    1    0    0      ×                 ×               ×              × FM接收机/发射机
    1    0    1      ×                 ×               ×              × FM接收机/发射机
    1    1    0      1         1        1       1 CDMA接收机/发射机
    1    1    1      0         0        1       1 CDMA接收机/发射机
表1和2列出LNA的IIP3工作点以使功率消耗最小而同时保持所要求的性能。对于需要控制的其它电路可以产生另外的表。例如，可以对于所要求的工作模式根据所期望的输入信号电平来产生一个把AGC设置到正确工作范围的表。可以产生其它的表来设置直流偏置电压和电流，这些直流偏置电压和电流是接收机1300内各种电流所需要的。
VII.根据所接收到的信号电平的接收机设置
在本发明的第三个实施例中，根据在接收机内各种信号处理级处测量到的信号幅度来设置有源器件的IIP3。参考图2，可以把功率检测器连接到所选择部件的输出以测量信号的功率电平。在该接收机设置方案的第一个实施例中，可以把功率检测器连接到LNA 1220a和1220b和混频器1230的输出，以测量来自这些部件的RF信号的功率。然后把功率测量值提供给偏置控制电路1280，该电路使用这些信息对任何工作点超过预定线性度的部件调节IIP3工作点。在接收机设置方案的第二个实施例中，可以把功率检测器连接到混频器1230和解调器1250的输出，以分别测量来自这些部件的RF信号和基带信号的功率。也将功率测量值提供给偏置控制电路1280。这两种测量值之间的功率差表示来自频带外信号的功率，可以用它来推导所需要的IIP3性能。偏置控制电路1280以上述方式调节部件的工作点，以保持所要求的性能水平。可以以本技术领域中众知的许多方式来实施功率检测器，诸如有带通滤波器跟随着的二极管检测器。
VIII.用于LNA和放大器的电流源
参考图5B和上述电流源1580的说明产生表3，该表列出控制电压和电路偏置结果。表3是用于n-沟道MOSFET 1582和1584的因为MOSFET 1582和1584是并联的，所以可以把电流源1580称为具有并联布局。
                表3-用于蜂窝工作模式的接收机控制
    Vbias1    Vbias2     Q2      Q3   电路配置
    高电平     ×     导通      ×    短路，最大电流
    低电平   低电平     截止     截止    旁路，最小电流
    低电平   高电平     截止     导通    R4，额定电流
在图11中示出另一个电流源1581的线路图。把n-沟道MOSFET 1594的源极连接到模拟地。把n-沟道MOSFET 1592的源极连接到MOSFET 1594的漏极。跨越MOSFET 1594的漏极和源极连接电阻器1596。MOSFET 1592的漏极包括电流源1581的示出。跨越电流源的输出和模拟地连接旁路电容器1598。把MOSFET 1592的栅极连接到Vbias3，而把MOSFET 1594的栅极连接到Vbias4。
当MOSFET 1592和1594导通时，对LNA 1220的晶体管1540提供最大的集电极偏置电流Icc。当MOSFET 1592截止时，不管MOSFET 1594的状态，对晶体管1540提供最小的集电极偏置电流Icc。还把最小集电极偏置电流称为旁路状态，并根据所使用的MOSFET器件的漏电流可以接近无电流。最后，当MOSFET 1592导通但是MOSFET 1594截止时，通过电阻器1596的电阻值和晶体管1540的基极电压来确定晶体管1540的集电极偏置电流Icc。对电流源1581产生truct表4，该表列出控制电压和电路配置结果。表4还用于n-沟道MOSFET1592和1594。因为MOSFET 1592和1594是串联连接的，所以可以把电流源1581称为具有串联布局。
               表4-用于蜂窝工作模式的接收机控制
Vbias3   Vbias4    Q4    Q5     电路配置
高电平 高电平 导通 导通      短路，最大电流
高电平 低电平 导通 截止      R5，额定电流
低电平 × 截止 ×      旁路，最小电流
电流源1581使用与电流源1580的电路布局不同的电路布局，以得到基本上相同的结果。然而，因为MOSFET 1592和MOSFET 1594是串联连接的，需要附加的电压跨越MOSFET 1592的漏极和MOSFET 1594的源极。
从表4可以看到，如果在仅有的两个模式(例如，最大电流或最小电流)中的一个模式中使用LNA 1220，则可以省略MOSFET 1594(Q5)，并只需要一个控制电压，即Vbias3。这进一步简化了电流源1581的设计。在另一个实施例中，可以省略MOSFET 1592(Q4)。分别根据MOSFET 1594是导通还是截止，留下的MOSFET 1594和电阻器1596可以提供最大或额定电流。
电流源1580和1581提供的优点是电路部件最少并易于和控制电路对接。从图5B和11可以注意到，对于两个电路布局中的每一个，只需要两个MOSFET、一个电阻器和一个电容器。此外，可以选择MOSFET，使它所具有的门限电压和控制电压的门限值兼容。例如，可以选择MOSFET的门限电压，致使对于晶体管-晶体管逻辑(TTL)、发射极-耦合-逻辑(ECL)或互补-金属-氧化物-半导体(CMOS)兼容电压，MOSFET将会充分地导通和截止。在示例实施例中，把MOSFET的栅极设置成可以接收数字控制电压。
表3和4示出每个电流源有三个分立的电流输出电平(最大、最小和额定)。然而，可以把电流源设计成连续的或较小的电流分级。因此，除了只对MOSFET的栅极施加高和低的电压之外，还可以施加中间的电压。对于给定的MOSFET，漏极电流是栅极-到-源极电压的函数。因此，通过合适的栅极-到-源极电压的正确的调节，可以以较小的分级来调节电流源的电流。
一般，对于给定的MOSFET设计，从一个MOSFET到另一个MOSFET的漏极电流对于栅极-到-源极电压的关系的变化极大。这种变化使MOSFET的使用在大多数应用中变得不实用，除了诸如导通和截止转换之类的简单的应用。然而，通过应用校刻和/或控制机构，可以使用MOSFET以连续(或基本上连续)的方式来控制电流。作为例子，可以对于各种栅极-到-源极电压测量电流源的电流，并可以存储该特征待以后使用。在工厂生产阶段期间或现场正常工作期间，可以执行该特征。另一方面，在正常工作期间可以以较小的增量来调节电流源的电流，而且可以测量LNA输出的非线性并用来调节电流源。另一方面，如果在LNA的输出处的非线性电平在预定门限值之下，则可以调节电流源以提供较少的电流。可以设想各种其它的方法来校刻和/或控制电流源，或允许以连续或半连续的方式(例如，具有更多的电流分级)使用，这些都在本发明的范围内。
示出用于n-沟道增强型MOSFET的表3和4。可以设计不同的表以产生相同的电流输出组(最大、最小和额定)，用于使用n-沟道耗尽型MOSFET、p-沟道增强型MOSFET、p-沟道耗尽型MOSFET或上述MOSFET类型的任何组合的不同输入逻辑。在示例实施例中，把FET使用于电流源，因为FET不消耗附加的等待电流或偏置电流，而且特别适用于移动通信装置。相同的电流流过流过FET和LNA。没有附加的栅极电流流过FET。然而，也可以使用其它晶体管(诸如J-FET、CMOS、BJT)，并且在本发明的范围内。
可以把本发明的电流源用于上述的LNA 1220或其它放大器。众知许多放大器设计并在本技术领域中使用。把可以用于本发明的放大器设计列出全面的清单是不现实的。然而，可以使用其它的放大器设计，并在本发明的范围内。
提供较佳实施例的上述说明，使任何熟悉本技术领域的人员可以制造或使用本发明。熟悉本领域技术的人员将不费力地明了这些实施例的各种修改，可以把这里所定义的一般原理应用到其它的实施例而不需要用发明创造。因此，不打算把本发明限于这里所示出的实施例，而是和这里所揭示的原理和新颍特征符合的最宽广的范围相一致。

Claims (21)

1.一种放大器电路，其特征在于，它包含：
放大器，它具有接收输入信号的输入端和提供输出信号的输出端；与上述放大器耦合的可变电流源，用于向所述放大器提供偏置电流；至少一个控制信号，用来控制所述可变电流源提供的偏置电流；以及非线性测量电路，用来接受来自所述放大器的输出信号、确定所述输出信号的非线性以及根据确定的所述输出信号的非线性提供至少一个控制信号。
2.如权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，所述至少一个控制信号还基于所述放大器的噪声性能的。
3.如权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，所述可变电流源包含：
第一有源器件，用于接收至少一个第一控制信号，并根据所述至少一个第一控制信号提供所述偏置电流。
4.如权利要求3所述的放大器电路，其特征在于，所述可变电流源还包含：
与所述第一有源器件串联连接的第二有源器件，其中，所述至少一个第一控制信号包含与所述第一有源器件耦合的第一控制信号和与所述第二有源器件耦合的第二控制信号；并且
根据所述第一控制信号和所述第二控制信号提供所述偏置电流。
5.如权利要求4所述的放大器电路，其特征在于，所述可变电流源还包含：
与所述第一有源器件串联耦合的电阻器。
6.如权利要求3所述的放大器电路，其特征在于，所述可变电流源还包含：
与所述第一有源器件并联连接的第二有源器件，其中，所述至少一个第一控制信号包含与所述第一有源器件耦合的第一控制信号和与所述第二有源器件耦合的第二控制信号，所述第二有源器件接收所述第二控制信号；并且
根据所述第一控制信号和所述第二控制信号提供所述偏置电流。
7.如权利要求6所述的放大器电路，其特征在于，所述可变电流源还包含：
与所述第二有源器件串联耦合的电阻器。
8.如权利要1所述的放大器电路，其特征在于，所述可变电流源包含至少一个有源器件。
9.如权利要8所述的放大器电路，其特征在于，所述至少一个有源器件是双极结型晶体管。
10.如权利要8所述的放大器电路，其特征在于，所述至少一个有源器件是场效应晶体管。
11.如权利要8所述的放大器电路，其特征在于，所述至少一个有源器件是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
12.如权利要11所述的放大器电路，其特征在于，所述至少一个有源器件是n沟道MOSFET。
13.如权利要12所述的放大器电路，其特征在于，所述至少一个有源器件是p沟道MOSFET。
14.如权利要1所述的放大器电路，其特征在于，所述可变电流源是以分立步长而分级调节的。
15.如权利要1所述的放大器电路，其特征在于，所述可变电流源是以基本连续的方式调节的。
16.一种提供所要求的非线性特性的装置，其特征在于，它包含：
放大器装置，用于接收输入信号和提供输出信号；
连接到所述放大器装置的电流装置，用于接收至少一个控制信号，并根据所述至少一个控制信号，向所述放大器装置提供偏置电流；以及
根据所述放大器装置的非线性来调节所述偏置电流。
17.如权利要16所述的装置，其特征在于，所述电流装置是以分立步长而分级调节的。
18.如权利要16所述的装置，其特征在于，所述电流装置是以基本连续的方式调节的。
19.一种提供所要求的非线性特性的方法，其特征在于，它包含下列步骤：
放大输入信号并提供输出信号；
测量所述输出信号的非线性；以及
根据所述输出信号所要求测得的非线性调节偏置电流。
20.如权利要19所述的方法，其特征在于，所述调节步骤是以分立步长而分级执行的。
21.如权利要19所述的方法，其特征在于，所述调节步骤是以基本连续的方式执行的。
CN99805827A 1998-03-04 1999-03-04 具有可调节偏置电流的放大器 Expired - Lifetime CN1119855C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/034,979 US6175279B1 (en) 1997-12-09 1998-03-04 Amplifier with adjustable bias current
US09/034,979 1998-03-04

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1299531A CN1299531A (zh) 2001-06-13
CN1119855C true CN1119855C (zh) 2003-08-27

Family

ID=21879857

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN99805827A Expired - Lifetime CN1119855C (zh) 1998-03-04 1999-03-04 具有可调节偏置电流的放大器

Country Status (13)

Country Link
US (1) US6175279B1 (zh)
EP (1) EP1058963A1 (zh)
JP (1) JP2002506304A (zh)
KR (1) KR20010041597A (zh)
CN (1) CN1119855C (zh)
AU (1) AU2986199A (zh)
BR (1) BR9908439A (zh)
CA (1) CA2322787A1 (zh)
FI (1) FI117365B (zh)
HK (1) HK1035080A1 (zh)
TW (1) TW437183B (zh)
WO (1) WO1999045637A1 (zh)
ZA (1) ZA991713B (zh)

Families Citing this family (117)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3415431B2 (ja) * 1998-03-20 2003-06-09 株式会社東芝 無線送受信機とその受信高周波ユニット及び制御ユニット
FI981518A (fi) * 1998-07-01 2000-01-02 Nokia Mobile Phones Ltd Tiedonsiirtomenetelmä ja radiojärjestelmä
US6313688B1 (en) 1998-07-24 2001-11-06 Gct Semiconductor, Inc. Mixer structure and method of using same
US6754478B1 (en) 1998-07-24 2004-06-22 Gct Semiconductor, Inc. CMOS low noise amplifier
US6194947B1 (en) 1998-07-24 2001-02-27 Global Communication Technology Inc. VCO-mixer structure
US7035351B1 (en) 1998-07-24 2006-04-25 Gct Semiconductor, Inc. Automatic gain control loop apparatus
US6483355B1 (en) * 1998-07-24 2002-11-19 Gct Semiconductor, Inc. Single chip CMOS transmitter/receiver and method of using same
US6424192B1 (en) 1998-07-24 2002-07-23 Gct Semiconductor, Inc. Phase lock loop (PLL) apparatus and method
JP3562967B2 (ja) * 1998-08-06 2004-09-08 アルプス電気株式会社 Ｑｐｓｋ変調信号受信ユニット
US6418070B1 (en) 1999-09-02 2002-07-09 Micron Technology, Inc. Memory device tester and method for testing reduced power states
US7558556B1 (en) * 1999-10-21 2009-07-07 Broadcom Corporation Adaptive radio transceiver with subsampling mixers
US6961546B1 (en) * 1999-10-21 2005-11-01 Broadcom Corporation Adaptive radio transceiver with offset PLL with subsampling mixers
US7555263B1 (en) * 1999-10-21 2009-06-30 Broadcom Corporation Adaptive radio transceiver
US6987966B1 (en) * 1999-10-21 2006-01-17 Broadcom Corporation Adaptive radio transceiver with polyphase calibration
US7299006B1 (en) * 1999-10-21 2007-11-20 Broadcom Corporation Adaptive radio transceiver
US6975838B1 (en) * 1999-10-21 2005-12-13 Broadcom Corporation Adaptive radio transceiver with noise suppression
US7548726B1 (en) * 1999-10-21 2009-06-16 Broadcom Corporation Adaptive radio transceiver with a bandpass filter
US6968167B1 (en) * 1999-10-21 2005-11-22 Broadcom Corporation Adaptive radio transceiver with calibration
US7113744B1 (en) * 1999-10-21 2006-09-26 Broadcom Corporation Adaptive radio transceiver with a power amplifier
US6785324B1 (en) * 1999-10-26 2004-08-31 Intersil Corporation Transceiver including reactive termination for enhanced cross-modulation performance and related methods
US6625238B2 (en) * 2000-03-29 2003-09-23 Sony Corporation Low power and high linearity receivers with reactively biased front ends
US6782062B1 (en) * 2000-03-29 2004-08-24 Sony Corporation Low power and high linearity receivers with reactively biased front ends
US6668028B1 (en) * 2000-03-29 2003-12-23 Sony Corporation Low-power CDMA receiver
US6735424B1 (en) * 2000-06-14 2004-05-11 The Regents Of The University Of California S-band low-noise amplifier with self-adjusting bias for improved power consumption and dynamic range in a mobile environment
US6965655B1 (en) * 2000-06-20 2005-11-15 Texas Instruments Incorporated Apparatus for and method of optimizing the performance of a radio frequency receiver in the presence of interference
US6801760B2 (en) * 2000-08-08 2004-10-05 Qualcomm Incorporated Control of receiver immunity to interference by controlling linearity
US6734724B1 (en) * 2000-10-06 2004-05-11 Tropian, Inc. Power control and modulation of switched-mode power amplifiers with one or more stages
CA2361298C (en) * 2000-11-08 2004-10-12 Research In Motion Limited Impedance matching low noise amplifier having a bypass switch
US7177610B2 (en) * 2001-01-12 2007-02-13 Silicon Laboratories Inc. Calibrated low-noise current and voltage references and associated methods
WO2002060051A2 (en) 2001-01-25 2002-08-01 Regents Of The University Of Minnesota High linearity circuits and methods regarding same
US6834182B2 (en) * 2001-01-31 2004-12-21 Nokia Corporation Method and apparatus providing real-time adjacent channel power ratio (ACPR) in a mobile station
US7076225B2 (en) * 2001-02-16 2006-07-11 Qualcomm Incorporated Variable gain selection in direct conversion receiver
US7120427B1 (en) * 2001-03-19 2006-10-10 Cisco Systems Wireless Networking (Australia) Pty Limited CMOS wireless transceiver with programmable characteristics
US6693492B2 (en) 2001-05-18 2004-02-17 International Business Machines Corporation Variable gain low-noise amplifier and method
JP2003046403A (ja) * 2001-08-01 2003-02-14 Nec Corp ダイレクトコンバージョン受信機
US6608492B1 (en) 2001-08-20 2003-08-19 Richard Carl Entenmann AC impedance bridge
US7061993B2 (en) * 2001-08-29 2006-06-13 Sony Corporation CDMA receiver architecture for lower bypass switch point
EP1742374A1 (en) * 2001-12-28 2007-01-10 Nokia Corporation Method and apparatus for scaling the dynamic range of a receiver
US7299021B2 (en) * 2001-12-28 2007-11-20 Nokia Corporation Method and apparatus for scaling the dynamic range of a receiver for continuously optimizing performance versus power consumption
US6687491B2 (en) * 2002-01-18 2004-02-03 Sony Corporation Direct conversion of low power high linearity receiver
JP3942013B2 (ja) * 2002-01-28 2007-07-11 株式会社ルネサステクノロジ 通信用半導体集積回路および無線通信装置
US6646510B2 (en) * 2002-03-01 2003-11-11 Sige Semiconductor Inc. Method of adjusting gain and current consumption of a power amplifier circuit while maintaining linearity
EP1365506B1 (en) * 2002-05-22 2007-11-14 Siemens S.p.A. Up-converter for radio systems
JP2003347870A (ja) * 2002-05-22 2003-12-05 Mitsubishi Electric Corp 電力増幅器
US7493094B2 (en) 2005-01-19 2009-02-17 Micro Mobio Corporation Multi-mode power amplifier module for wireless communication devices
US20040232982A1 (en) * 2002-07-19 2004-11-25 Ikuroh Ichitsubo RF front-end module for wireless communication devices
US6774718B2 (en) * 2002-07-19 2004-08-10 Micro Mobio Inc. Power amplifier module for wireless communication devices
US7071783B2 (en) * 2002-07-19 2006-07-04 Micro Mobio Corporation Temperature-compensated power sensing circuit for power amplifiers
GB2393052A (en) * 2002-09-12 2004-03-17 Motorola Inc Control of the bias in an amplifier or mixer of a receiver for improved dynamic range, noise performance and efficiency
US7130602B2 (en) * 2002-10-31 2006-10-31 Qualcomm Incorporated Dynamically programmable receiver
US20050134336A1 (en) * 2002-10-31 2005-06-23 Goldblatt Jeremy M. Adjustable-bias VCO
US7095994B1 (en) * 2002-11-27 2006-08-22 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for dynamic biasing of baseband circuitry in a communication system receiver
US6781467B2 (en) * 2003-01-24 2004-08-24 Qualcomm Incorporated High linearity low noise amplifier
US7010330B1 (en) * 2003-03-01 2006-03-07 Theta Microelectronics, Inc. Power dissipation reduction in wireless transceivers
DE10313868B4 (de) * 2003-03-21 2009-11-19 Siemens Ag Katheter zur magnetischen Navigation
ATE469467T1 (de) * 2003-06-04 2010-06-15 St Ericsson Sa Adaptiver intermodulationsverzerrungsfilter für direktkonversionsempfänger
EP1501189B1 (en) * 2003-07-22 2009-08-12 Panasonic Corporation High frequency variable gain amplification device, control device, high frequency variable gain frequency-conversion device, and communication device
US6987423B2 (en) * 2003-08-19 2006-01-17 Freescale Semiconductor, Inc. Two port voltage controlled oscillator for use in wireless personal area network synthesizers
EP1523094A1 (en) * 2003-10-07 2005-04-13 Texas Instruments Incorporated Automatically adjusting low noise amplifier
US7091788B2 (en) * 2003-12-03 2006-08-15 Intel Corporation Biased Darlington transistor pair, method, and system
JP4205104B2 (ja) * 2004-01-09 2009-01-07 三菱電機株式会社 受信機及び送受信機
US20050205986A1 (en) * 2004-03-18 2005-09-22 Ikuroh Ichitsubo Module with integrated active substrate and passive substrate
US7995648B2 (en) * 2004-04-09 2011-08-09 Trident Microsystems (Far East) Ltd. Advanced digital receiver
KR101170483B1 (ko) 2004-04-09 2012-08-01 마이크로나스 세미컨덕터, 인코포레이티드 이퀄라이저의 피드포워드 필터를 제어하는 장치 및 방법
US7248847B2 (en) * 2004-04-22 2007-07-24 Kyocera Wireless Corp. System and method for adaptively controlling receiver gain switch points
JP2006013810A (ja) * 2004-06-24 2006-01-12 Sharp Corp 可変利得増幅回路
KR100783495B1 (ko) * 2004-08-12 2007-12-11 인티그런트 테크놀로지즈(주) 프로그래머블 이득 제어 증폭기
JP4335184B2 (ja) * 2004-08-12 2009-09-30 インテグラント テクノロジーズ インコーポレーテッド スイッチを用いた高線形プログラマブル利得増幅器
WO2006020950A1 (en) * 2004-08-12 2006-02-23 Micronas Semiconductors, Inc. Automatic gain control unit of a receiver
US7254371B2 (en) * 2004-08-16 2007-08-07 Micro-Mobio, Inc. Multi-port multi-band RF switch
US7389090B1 (en) 2004-10-25 2008-06-17 Micro Mobio, Inc. Diplexer circuit for wireless communication devices
US7262677B2 (en) * 2004-10-25 2007-08-28 Micro-Mobio, Inc. Frequency filtering circuit for wireless communication devices
US7295059B2 (en) * 2004-10-29 2007-11-13 Broadcom Corporation System and method for common mode bias for high frequency buffers
US7221225B2 (en) 2004-12-03 2007-05-22 Micro-Mobio Dual band power amplifier module for wireless communication devices
US7423697B1 (en) * 2004-12-16 2008-09-09 Cirrus Logic, Inc. Method and apparatus for AC coupling a signal while restoring DC levels
US7548111B2 (en) * 2005-01-19 2009-06-16 Micro Mobio Corporation Miniature dual band power amplifier with reserved pins
US7580687B2 (en) * 2005-01-19 2009-08-25 Micro Mobio Corporation System-in-package wireless communication device comprising prepackaged power amplifier
US7119614B2 (en) * 2005-01-19 2006-10-10 Micro-Mobio Multi-band power amplifier module for wireless communications
US7084702B1 (en) * 2005-01-19 2006-08-01 Micro Mobio Corp. Multi-band power amplifier module for wireless communication devices
US7202735B2 (en) * 2005-01-19 2007-04-10 Micro-Mobio Multi-band power amplifier module for wireless communication devices
US7769355B2 (en) * 2005-01-19 2010-08-03 Micro Mobio Corporation System-in-package wireless communication device comprising prepackaged power amplifier
US7292104B1 (en) * 2005-02-11 2007-11-06 Anadigics, Inc. Variable gain amplifier
US7399666B2 (en) * 2005-02-15 2008-07-15 Micron Technology, Inc. Atomic layer deposition of Zr3N4/ZrO2 films as gate dielectrics
DE102005030349B4 (de) * 2005-06-29 2016-06-30 Intel Deutschland Gmbh Empfangsvorrichtung und Verfahren zum Anpassen eines Dynamikbereichs einer Empfangsvorrichtung
US7599670B2 (en) * 2005-07-21 2009-10-06 Microsoft Corporation Dynamic bias for receiver controlled by radio link quality
DE102005044620B4 (de) * 2005-09-19 2010-05-27 Infineon Technologies Ag Front-End-Modul für drahtlose Kommunikationsmittel
US20070063982A1 (en) * 2005-09-19 2007-03-22 Tran Bao Q Integrated rendering of sound and image on a display
US7477204B2 (en) * 2005-12-30 2009-01-13 Micro-Mobio, Inc. Printed circuit board based smart antenna
JP2007295146A (ja) * 2006-04-24 2007-11-08 Niigata Seimitsu Kk 自動利得制御回路および低雑音増幅回路
US8521198B2 (en) * 2006-05-12 2013-08-27 Qualcomm, Incorporated Dynamic LNA switch points based on channel conditions
US8781426B2 (en) * 2006-05-15 2014-07-15 Qualcomm Incorporated Techniques for controlling operation of control loops in a receiver
US7783272B2 (en) * 2006-06-29 2010-08-24 Microtune (Texas), L.P. Dynamic performance control of broadband tuner
US7477108B2 (en) * 2006-07-14 2009-01-13 Micro Mobio, Inc. Thermally distributed integrated power amplifier module
US8031651B2 (en) * 2006-09-29 2011-10-04 Broadcom Corporation Method and system for minimizing power consumption in a communication system
US7592870B2 (en) * 2007-08-13 2009-09-22 Newport Media, Inc. Low noise, low power, high linearity differential amplifier with a capacitive input impedance
JP2009194699A (ja) * 2008-02-15 2009-08-27 Dx Antenna Co Ltd 高周波増幅器
US8005449B2 (en) * 2008-06-11 2011-08-23 Newport Media, Inc. Subsampling wideband RSSI circuit
US8958576B2 (en) 2008-11-25 2015-02-17 Invensense, Inc. Dynamically biased amplifier
US9325360B2 (en) * 2010-09-28 2016-04-26 Qualcomm Incorporated Reducing non-linearities in a differential receiver path prior to a mixer using calibration
US8130032B1 (en) * 2010-09-29 2012-03-06 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for high-sensitivity detection of input bias current
US9178669B2 (en) * 2011-05-17 2015-11-03 Qualcomm Incorporated Non-adjacent carrier aggregation architecture
US9203657B2 (en) 2011-09-27 2015-12-01 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for fixed DC bias to improve linearity in signal processing circuits
US9473085B2 (en) * 2014-09-09 2016-10-18 Qualcomm Incorporated Input switch leakage compensation
US9893752B2 (en) 2014-10-31 2018-02-13 Skyworks Solutions, Inc. Diversity receiver front end system with variable-gain amplifiers
CN105048976B (zh) * 2015-07-13 2018-05-22 苏州经贸职业技术学院 一种基于lm3886芯片的功率放大电路
EP3142250A1 (en) * 2015-09-11 2017-03-15 Catena Holding bv Amplifier linearization
WO2017160747A1 (en) 2016-03-14 2017-09-21 Day Chris J Active linearization for broadband amplifiers
US10530320B2 (en) * 2016-07-15 2020-01-07 Psemi Corporation Attenuator de-Qing loss improvement and phase balance
JP2018050159A (ja) 2016-09-21 2018-03-29 株式会社村田製作所 送受信モジュール
EP3574582A4 (en) * 2017-01-26 2020-10-07 Analog Devices, Inc. ACTIVE PRELOAD MODULATION LINEARIZATION FOR BROADBAND AMPLIFIERS
US10848109B2 (en) 2017-01-26 2020-11-24 Analog Devices, Inc. Bias modulation active linearization for broadband amplifiers
KR101952875B1 (ko) * 2017-08-24 2019-05-23 삼성전기주식회사 전력 증폭기 및 이를 포함하는 집적회로
CN108183717A (zh) * 2017-12-30 2018-06-19 广州市广晟微电子有限公司 一种动态控制功耗的接收机及控制方法
CN112534713A (zh) * 2018-08-31 2021-03-19 德克萨斯仪器股份有限公司 用于电压缓冲的方法和装置
CN109379102A (zh) * 2018-12-06 2019-02-22 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） 多通道捷变频收发装置
CN109634339B (zh) * 2018-12-18 2020-10-30 深圳市华星光电半导体显示技术有限公司 电压调整电路及电压调整方法
US11658764B2 (en) * 2020-12-16 2023-05-23 Qualcomm Incorporated Biasing technique for receiver based on radio frequency (RF) jammer detection

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3436672A (en) * 1966-03-08 1969-04-01 Us Navy High input impedance amplifier circuit
US4077012A (en) 1976-01-28 1978-02-28 Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha Amplifier devices
JPS5342633A (en) * 1976-09-30 1978-04-18 Toshiba Corp Voltage sense circuit of semiconductor memory device
JPS55107307A (en) 1979-02-08 1980-08-18 Pioneer Electronic Corp Transistor circuit
CA1201775A (en) * 1982-07-19 1986-03-11 Yukio Akazawa Monolithic integrated circuit device including ac negative feedback type high frequency amplifier circuit
US4520324A (en) * 1983-03-11 1985-05-28 National Semiconductor Corporation MOS Gain controlled amplifier
US5283479A (en) * 1991-04-30 1994-02-01 Microunity Systems Engineering, Inc. BiCMOS logic gate having plural linearly operated load FETs
FR2731570B1 (fr) * 1995-03-07 1997-05-23 Sgs Thomson Microelectronics Circuit logique a etage differentiel
US5721500A (en) 1996-02-07 1998-02-24 Lucent Technologies Inc. Efficient CMOS amplifier with increased transconductance
WO1997033378A2 (en) 1996-03-06 1997-09-12 Philips Electronics N.V. Improvements in or relating to radio receivers
US5666089A (en) 1996-04-12 1997-09-09 Hewlett-Packard Company Monolithic step attenuator having internal frequency compensation
US5710522A (en) * 1996-07-15 1998-01-20 Pass Laboratories, Inc. Amplifier having an active current source

Also Published As

Publication number Publication date
ZA991713B (en) 1999-11-24
US6175279B1 (en) 2001-01-16
AU2986199A (en) 1999-09-20
FI117365B (fi) 2006-09-15
JP2002506304A (ja) 2002-02-26
WO1999045637A1 (en) 1999-09-10
BR9908439A (pt) 2001-12-18
FI20001942A (fi) 2000-11-06
HK1035080A1 (en) 2001-11-09
EP1058963A1 (en) 2000-12-13
CA2322787A1 (en) 1999-09-10
KR20010041597A (ko) 2001-05-25
TW437183B (en) 2001-05-28
CN1299531A (zh) 2001-06-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1119855C (zh) 具有可调节偏置电流的放大器
CN1136665C (zh) 可编程线性接收机和在接收机中提供可编程线性的方法
AU743320B2 (en) Programmable dynamic range receiver
US6670901B2 (en) Dynamic range on demand receiver and method of varying same
CN101043203A (zh) 可变增益放大器和包括其的通信装置
CN1529947A (zh) 接收机和通信终端
CN1674434A (zh) 移动通信终端装置、可变增益放大电路和增益控制电路
CN1103135C (zh) 用于增加接收机抗干扰性的方法和装置
US6693492B2 (en) Variable gain low-noise amplifier and method
Rampmeier et al. A versatile receiver IC supporting WCDMA, CDMA and AMPS cellular handset applications
EP1052771A2 (en) A high frequency signal amplifying circuit and a receiver using the same
WO2011025722A1 (en) Dynamic range on-demand for receiver applications
JP2004363865A (ja) 受信回路
Nadler High dynamic range GaAs HBT LNA/mixers for low cost 1900 MHz PCS applications
MXPA00005622A (en) Programmable dynamic range receiver
MXPA00005619A (en) Programmable linear receiver

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C56 Change in the name or address of the patentee
CP03 Change of name, title or address

Address after: Holy land, California, Egypt

Patentee after: Qualcomm Inc.

Address before: Holy land, California, Egypt

Patentee before: Qualcomm Inc.

CX01 Expiry of patent term
CX01 Expiry of patent term

Granted publication date: 20030827