CN1123968A - 电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种供电装置，这种供电装置包含整流装置、连接在整流电路输出端的逆变器装置、输出的变化方向与整流装置输出方向相同的辅助直流电源以及使辅助直流电源与整流装置输出相连的装置。这种供电装置能够有效地减小负载供电电流的波动。

Description

电源装置
本发明涉及一种减少负载供电波动的供电装置。
现有技术中的供电装置已广为人知，这种供电装置采用逆变器电路，随着开关元件的接通和关断而将由交流电通过整流和平滑滤波后得到的直流电转换成一交流输出。
另外，需要稳定直流电的逆变器电路的电源，其结构使得可以用最简单的形式，用一个电容器来对由交流电源经整流而得到的直流电作平滑滤波。然而，这种结构的缺点是，电源装置的功率因素下降了。为了提高功率因素，一种熟知的结构是使电源部分含有一个直流/直流(DC/DC)转换器电路。再者，为了简化上述电路的结构，建议采用这样一种电路结构，这种电路结构中的DC/DC转换器开关元件也采用如美国专利4,564,897所公开的逆变器电路开关元件。这种电路结构的优点是采用开关元件使电路结构简化，但其缺点是由于存在逆变器电路和DC/DC转换器电路而使电路结构复杂化，从而导致成本上升。为了克服这一缺点，建议采用这样一个电路结构，这一电路结构中的逆变器电路自身消除了输入电流失真，从而无需采用如DC/DC转换器一类的电路。
例如，日本专利申请公开出版号为5-38161的专利文献中公开了种电路结构，这种电路结构中的逆变器电路包含一对如MOS型场效应晶体管(MOS FET)的开关元件，交流电源产生的交流电路由如二极管电桥组成的整流电路整流，逆变器电路的开关元件以高频交替地处于接通(ON)和关断(OFF)状态而将整流电路的输出转换成一交流输出，并将这一交流输出提供给一负载，这种逆变器电路改善了输入电流的失真状况。在所述的专利文献中，平滑电容位于整流电路靠近逆变器电路一侧。更详细地说，在这一逆变器电路中，一个由直流元件隔直流电容器和上述二开关元件组成的串联电路连接在整流电路RE的直流输出端之间，一个由两个电容和一个电感组成的谐振电路以及一个与整流电路直流输出端负极相连的开关元件所组成的串联电路连接在整流电路的直流输出端之间，一二极管跨接在一个电容器上，负载跨接在另一电容器上。平滑电容跨接在一个由两个开关元件所组成的串联电路上，二开关元件受一控制电路的控制，以一高频交替地处于接通和关断状态。交流电源AC和整流电路之间有一个滤波器FL，用以抑制外部噪声漏泄。
在上述电路结构中，由于电能总是从交流电源提供至逆变器电路的，因此交流电源产生的输入电流中不会出现停顿时间的情况，并且与将逆变器电路放在平滑电容后面的情况相比，其输入电流失真得到了抑制。
下面结合整流电路直流输出电压的谷(valley)和(mountain)来描述上述电路结构的运行。因为电容器C1两端的电压较高而使电容器能有效地工作，因而建立起一个谐振电路。本例中，假设电能是由平滑电容和另一电容两端的电压得到的。假设直流元件隔直流电容用C1表示，另一电容用C2表示，电感用L1表示，则谐振频率fd用下式表示。
fd＝1/2π{L1C1C2/(C1＋C2)}1/2由于在波峰部分，直流元件隔直流电容C1实际上可以忽略，所以建立起有效谐振电路时的谐振频率fc可以用下式表示。
fc＝1/2π(L1C2)1/2这就是说，读者将会理解，在上述电路中，谐振频率将由于整流电路的直流输出电压波动而在上述谐振频率fd和fc的范围内变化。由于由电容C1和C2组成的串联电路在波谷部分形成串联谐振电路部分，所以电容C1的容量小于在波峰部分形成串联谐振电路部分的电容C2，并且满足关系fd＞fc。本例中，由于开关元件Q1和Q2的开关频率被设置为常数，而这一常数值高于谐振频率fc和fd，因而波谷部分与开关频率接近，波谷部分提供给负载的电流大于波峰部分提供给负载的电流。换言之，由于整流电路直流输出电压的波动，提供给负载的电流在波谷部分变化较大，而在波峰部分变化较小。
从上文的叙述可知，在上述电路结构中，输入电流的失真得到改善，但是由于负载电流的波动，使得诸如使用放电灯一类作为负载的应用场合下，会引起其光输出的变化，而导致放电灯闪烁。为了避免产生上述情况，考虑按照整流电路直流输出电压的变化来改变开关元件的开关频率，从而使负载电流大体恒定不变，但这样做的缺点是使电路结构复杂化，成本上升。
具有与上述电路结构同一类型的电路结构见美国专利号为5,274,540、5,251,119、4,511,823、5,134,344等专利文献中所公开的那样。在所述任何一个专利中，逆变器电路向负载提供一个高频输出，并且这一逆变器电路具有改善输入电流失真的功能，但遣憾的是仍然存在上述缺点。
另外，日本专利申请公开出版号为59-220081的专利文献中也揭示了一种供电电路。在这种供电电路中，有一个用来将逆变器电路高频电压迭加到整流电路直流输出电压上去的波谷充填电路(val-ley filling circuit)，这一电路取代了整流电路直流输出端之间连接的平滑电容。这种供电电路所使用的逆变器电路可以是各种类型的逆变器电路中的一种，由一对如双极型晶体管之类的开关元件组成的串联电路、由一对电容器组成的串联电路以及由一对二极管组成的串联电路跨接在波谷充填电路的两端，一对电容之间的连接点和一对二极管之间的连接点连接在一起成为一公共点，一个由一电感和一电容组成的串联谐振电路插入连接在上述公共连接点和开关元件的连接点之间，一负载跨接在此电容器上。另外，开关元件所组成的串联电路和二极管组成的串联电路以逆并联关系连接在一起。这样建立起一个半桥型逆变器电路。受一控制电路的控制，二开关元件以高频交替地处于接通和关断状态。
上述波谷充填电路包含一个由其负极与整流电路直流输出端正极相连的二极管与二极管正极串联相连的一个电感和一个波谷充填电容、一个由其负极与电感和波谷充填电容组成的串联电路相连的二极管，此二极管的负极还与上述串联电路和二极管之间的连接点相连，其正极与开关元件的连接点相连。采用这种电路结构，使得出现在二开关元件连接点处的高频电压由二极管进行整流，并在整流电路直流输出电压的峰值附近(称为波峰部分)通过电感进行事前充电；而聚积在波谷充填电容器中的电荷在整流电路直流输出电压的OV附近(称作波谷部分)，通过二极管放电，从而达到向逆变器电路供电的目的。
本例中，在交流电源电压的半个周期间隔时间内，负载的供电电压发生波动，这时，是在整流电路直流输出电压的波谷部分，由波谷充填电路向逆变器部分进行供电的，这意味着由交流电源而来的输入电流中存在某种停顿时间。
为了避免在由交流电源而来的输入电流中产生停顿时间，日本专利申请公开出版号为5-56659的专利文献中建议采用一种经改进的电路。但是，这种现有技术没有揭示波谷充填电源部分和逆变器电路部分的组合，并且具有与上述日本专利申请公开出版号为5-38161的专利文献中相同的问题，即，因为负载电流波形的不同部分在交流电源电压的波峰部分和波谷部分对谐振的贡献是不同的，所以负载电流波形在交流电源的波峰部分和波谷部分的波动较大。
所以，上述日本专利申请公开出版号为5-38161和5-56659等的专利文献中的电路结构不存在一个问题即，因为输入电流波形被做成一个与类似于输入电压波形的波形相接近的一个波形来改善其耦合系数(force factor)，所以提供给负载的电流波动较大。另一个问题是，因为平滑电容是在接通电源的时间内进行充电的，所以使用平滑电容会产生冲击电流。在上述电路结构中，电容器的电容值可以做得较小，并在直流元件隔直流电容和整流电路之间连接开关元件和电感，从而大体上不产生冲击电流，但在输入电流中消除停顿时间会导致对负载的供电电流的较大波动这一缺点。另外，日本专利申请公开出版号为5-56659的专利文献中所公开的电路结构没有给出波谷充填电路，从而存在在谈及日本专利申请公开出版号为5-38161的专利文献时已经说明过的问题相似的问题。
同时，控制开关元件的开关频率可以抑制负载供电电流的波动，但其仍然包含控制电路结构复杂从而成本增大的缺陷。另一个缺陷是开关频率的波动增加了用作抑制噪声的滤波器电路的设计难度，从而导致外部噪声漏泄。
综上所述，本发明的一个目的在于提供一种供电装置，这种供电装置能够抑制负载供电电流的波动，能够避免在输入电流中产生停顿时间，从而改善输入电流中的失真状况。
本发明的一个发明点在于，上述发明目的是通过下述方法来实现的，即向供电装置提供一个对交流电源的交流电压进行整流的整流装置，通过连接在整流装置输出端的逆变器装置将经整流的电压转换成一高频输出，然后将此高频输出提供给负载。其特点是，逆变器装置将经整流的电压转换成高频输出，并把这一高频输出提供给负载，从而高频输出以与整流装置的输出不同的方向进行变化，逆变器装置接收的交流输入电流波形几乎与交流电压的波形相似，一个其输出与整流装置输出的变化方向相同的辅助直流电源与整流装置的输出端相连，并且逆变器高频输出中所包含的交流电源内容少于整流装置输出中所包含有的交流电源电容。
本发明的其他目的和优点在结合附图详细描述了最佳实施例以后将变得清楚起来。其中，
图1是本发明第一种实施例的供电装置电路示意图；
图2是图1所示实施例各点处出现的信号波形；
图3是用来说明图1所示电路的运行；
图4是图1所示实施例的详细电路图；
图5用来说明图4所示电路的运行；
图6至图9分别是本发明第二至第五实施例的供电装置电路示意图；
图10a至图10d是用于对图1和图6至图9中波谷填积电路进行其他改进的具体电路图；
图11至图14分别是本发明第六至第九种实施例中供电装置的电路电路图；
图15是图14所示实施例的具体电路图；
图16至图20分别是本发明第十至第十四种实施例的供电装置电路示意图；
图21是图20所示实施例的具体电路图；
图22和图23是本发明第十五和第十六种实施例的供电装置电路示意图；
图24和25是本发明供电装置中采用的波谷填积电路的其他改进结构。
(实施例1)
如图1所示，本实施例的结构是，交流电源AC产生的交流电经由二极管电桥的整流电路RE进行全波整流，整流电路RE的直流输出电压由逆变器电路INV转换成一高频交流输出，这一高频输出被提供给一负载L。更详细地说，逆变器电路INV的后面有一个波谷充填电路1。也就是说，现有技术中采用的平滑电容被波谷充填电路1取代，而一个恰当的阻抗元件Z(可以是电容、电感和电阻或其组合)则取代了直流截止电容和二极管。
更确切的说，在逆变器电路INV中，由一对开关元件Q1和Q2组成的串联电路通过阻抗元件Z连接在整流电路RE的直流输出端之间，由电容C2和C3以及电感L1组成的串联谐振电路也连接在整流电路RE的直流输出端之间，电容C2与负载L并联连接在一起。波谷充填电路1中，一波谷充填电容(下文中仅称作电容)Ca通过电感La与二极管Da的正极串联相连，由二极管Da、电感La和电容Ca组成的串联电路跨接在另一电容Cb的两端，二极管Db的负极与二极管Da和电感La之间的连接点相连。由二极管Da、电感La和电容Ca组成的串联电路跨接在逆变器电路INV开关元件Q1和Q2组成的串联电路两端，二极管Db的正极与逆变器电路INV的开关元件Q1和Q2之间的连接点相连。电容器Ca是一个电解电容，它具有充分大于电容Cb的电容值。尽管假设开关元件Q1和Q2分别为MOS型场效应晶体管(MOS FET)，但开关元件可以是一个带有逆并联相连的二极管的双级型晶体管或其他类似元件。
在恰当的控制电路(未示出)的控制下，开关元件Q1和Q2以高频交替地处于接通和关断状态。因此，当开关元件Q2处于接通状态时，谐振电流从整流电路RE或波谷充填电路1流过电容C3、负载L、电容C2、电感L1和开关元件Q2；而当开关元件Q1处于接通状态时，电容C3中聚积的电荷放电，从而谐振电流流过开关元件Q1、电感L1、阻抗元件Z、电容C2和电容C3。当开关元件Q1处于接通状态时，电容Ca通过二极管Db和电感La充电。当开关元件Q1关断时，电感La中储存的能量通过开关元件Q2的寄生二极管和二极管Db放电，对电容Ca充电。也就是说，当开关元件Q1和Q2交替处于接通和断开状态时，电容Ca被充电。
现有技术中，当波谷充填电路1两端的电压大体恒定，且当交流电源AC的交流电压波形为如图2a所示的波形时，从逆变器电路INV提供至负载L的电流具有如图2b所示的波形，其中，整流电路RE直流输出电压的波谷部分变化较大，而波峰部分的变化较小。同时，在使用平滑电容的情况下，波谷充填电路1的两个端电压趋向于波形中的低值处，而在不使用平滑电容的情况下则趋向于高值处。因为从逆变器INV流向负载L的负载供电电流在整流电路RE直流输出电压的波谷部分变化较大，而在波峰处变化较小，所以只用波谷充填电路1作为逆变器电路INV的供电电源，如图2C所示，负载供电电流在整流电路RE的直流输出电压的波峰处变化较大，而在波谷处变化较小。因此，在图1所示的电路结构中，从逆变器电路INV流向负载L的电流波形与图2b和图2c所示电流波形的组合相对应，即如图2d所示。也就是说，使用波谷充填电路1使用2b所示电流波形的峰值减小了，从而使逆变器INV流向负载L的供电电流波形在整流电路RE直流输出电压的波峰部分和波谷部分出现峰值，因而电流变化小于现有技术电路结构的电流变化。另外，因为变化周期仅与交流电源AC的电压变化周期之1/4相对应，因此，当采用放电灯作为负载时，可以由于供电电流的变化范围较小以及其时间变短，而使放电灯的闪烁得到抑制。另外，由于总有输入电流提供给逆变器电路INV而使输入电流不含有停顿时间，所以使输入电流失真得到改善。另外，因为图3中用实线表示的输入电压波形相似于图3中用点划线表示的输入电流波形，所以使输入功率因素得到提高。再有，因为电容Cb具有较小值，且具有较大电容值的电容器Ca不是直接与整流电路RE输出端相连，所以，在电源的接通时间内，大体不会产生冲击电流。
本发明中将放电灯DL用作负载L的具体电路如图4所示。图4所示的电路中，输出变压器T1的初级线圈跨接在电容器C2上，由二放电灯DL形成的串联电路通过一直流截止电容C10跨接在输出变压器T1的次级线圈上。通过电容C11至C13跨接在各放电灯DL灯丝上的还有输出变压器T1的预热线圈，用来防止灯丝的短路。由MOS FET形成的两个开关元件元件Q1和Q2受一控制电路4的控制，以一恒定频率交替地处于接通和关断状态。阻抗元件Z为一个电容C5，电容C5上跨接了一个二极管D5。另外，电容C6连接在整流电路RE的直流输出端之间，电容C14和C15形成一个串联电路，其一端接地，另一端与整流电路RE直流输出端的负极相连，形成一个防噪声滤波器NF。滤波器电路FL通过一熔断丝F连接在交流电源AC和整流电路RE之间，用来防止高频噪声传送到交流电源AC。插在整流电路RE一个直流输出端正极和电容C5之间的还有一个用来防止反向电流的二极管D6。电路其他部分的结构和运行大体上与图1电路结构的相应部分相同。
采用这样一种电路结构，当电容Ca具有恒定电容值时，电容Ca的端电压，也即整流电路RE直流输出电压中充填波谷部分的程度是由开关元件Q2的开关频率和占空比以及电感La的值来确定的。由于这个原因，将开关频率和电感La设置成负载L的供电电流具有最低峰值系数(crest factor)(＝电流峰值/电流有效值)。采用这种电路结构，当开关频率和电感La被设置成上述状态时，负载L的供电电流波形其峰值系数为1.7，如图5所示。读者将注意到，现有技术的电路结构，其峰值系数为2.0以上，当采用本发明的电路结构时，可以抑制负载L供电电流的波动。(实施例2)
在图6所示的本实施例电路图中，阻抗元件Z包含一电感L2，此电感L2同时用作逆变器电路INV中谐振电路的组成元件。更详细地说，开关元件Q1和Q2包含双极型晶体管，一个具有灯丝的放电灯DL用作负载L。连接在整流电路RE直流输出端之间的是一个由二电感L2和L3以及开关元件Q1和Q2组成的串联电路以及一个由电感L3、电容C2和C3、放电灯DL的灯丝和开关元件Q2组成的串联电路。续流二极管(flywheel)D1和D2分别成逆并联方式连接在开关元件Q1和Q2之间。另外，滤波器电路连接在交流电源AC和整流电路RE之间，用来防止高频噪声传送到交流电源AC。
波谷充填电路1具有这样一种结构，即与第一种实施例的波谷充填电路1相比，由电感La和电容Ca组成的串联电路相对于二极管Da正好位置相反，从而二极管Da连接在二极管Db的负极，二极管Db的连接极性反向。本实施例的波谷充填电路1不同于实施例1的波谷充填电路1，即当开关元件Q1处于接通状态时，在实施例1的波谷充填电路1中，电容Ca通过电感La充电，而在本实施例的波谷充填电路1中，当开关元件Q2处于接通状态时，电容Ca通过电感La充电。电路其他部分的结构大体与实施例1的相应部分相同，在本实施例中电路结构大体相同的逆变器电路INV之运行大体与美国专利5,274,540中所描述的那样。
这一电路结构的工作方式大体与实施例1相同。当逆变器电路INV的高频运行使电感L2和L3之间的连接点处的电位降落到整流电路RE的直流输出电压时，电流通过电感L3从整流电路RE流到逆变器电路INV，逆变器电路INV的谐振运行使波谷充填电路1的电容Ca充电。本电路中，对于整流电路RE直流输出电压的波峰部分和波谷部分建立起的谐振电路是不同的，从而如图2b所示，负载L的供电电流波谷部分大于波峰部分。同时，由于波谷充填电路1使整流电路RE的直流输出电压和逆变电路INV之负载L的供电电流之间的关系正好相反，从而可以如实施例1那样，抑制负载L的供电电流波动。另外，由于整流电路RE总是通过逆变器电路INV的高频运行而将电压提供给逆变器电路INV，所以输入电流中不存在停顿时间，并且输入电流失真减小。电路其他部分的结构和运行与实施例1的相应部分相同。(实施例3)
本实施例如图7所示，具有灯丝的放电灯用作负载L，电容C2各与二灯丝的一端相连。灯丝的另一端与输出变压器T2的次级线圈相连，输出变压器T2的初级线圈用作电感L1，电感L1组成谐振电路的一部分。输出变压器T2还有两个反馈线圈，从而反馈线圈上产生的的电压用来分别使开关元件Q1和Q2处于接通和关断状态。换言之，反馈线圈的连接极性使开关元件Q1和Q2交替处于接通和关断状态，从而逆变器电路进行所谓的自振荡运行，而无需接收一外部控制信号。二极管D7插接在整流电路RE直流输出端的一个正极和二极管D0之间，由二极管D8和D9形成的串联电路连接在整流电路RE的两个直流输出端之间，电容C3的一端与二极管D8和D9之间的连接点相连。另外，电容C9与二极管D9相连，形成与之并联的波谷充填电路1的放电通路一部分。电容C4连接在二极管D7的负极和二极管D8的正极之间。电路其他部分的结构和运行方式大体与图3相应部分相同，类似于本发明中逆变器电路INV的运行见美国专利5,134,344中的描述。(实施例4)
图8所示的本实施例中，一所谓半桥型电路用作逆变器电路INV，电容C31和C32形成的串联电路和电容C33和C34形成的串联电路，其一端与二极管D01相连，另一端与二极管D02相连，电容C31和C32之间的连接点直接与电容C33和C34之间的连接点相连，电容C2和电感L1形成的串联电路与电容C31和C32之间的连接点以及开关元件Q1和Q2之间的连接点相连接。负载L跨接在电容C2上。电路其他部分的结构和运行大体上与实施例1的相应部分相同，类似于本实施例中的逆变器电路INV之运行方式见美国专利4,511,823中的说明。
采用上述电路结构，二极管D01和D02，在整流电路RE直流输入电压波峰部分处于接通状态，在波谷部分处于关断状态，从而谐振条件因波峰部分和波谷部分的不同而改变，因而波峰部分的谐振频率低于波谷部分的谐振频率。因此，与实施例1相同，波峰部分的负载L供电电流低于波谷部分的负载L供电电流，但是波谷充填电路1能够抑制负载L的供电电流变化。(实施例5)
本实施例的电路结构如图9所示，用在与实施例1相同的电路结构中的谐振电路电感L1上连接了一个反馈线圈，波谷充填电路1中的二极管Db正极不是与开关元件Q1和Q2之间的连接点相连接，而是与电感L1的反馈线圈一端相连。与电感L1反馈线圈另一端相连的是整流电路RE直流输出端的负极。这一电路结构的工作方式也与实施例1的相应部分相同。
前述每一实施例中所采用的波谷充填电路1可以用图10所示的电路结构来取代。在图10a至10d所示的每一种波谷充填电路1中，波谷充填电路1的上端和下端与跨接在由逆变器电路INV中开关元件Q1和Q2形成的串联电径上，二极管Db的左端与逆变器电路INV的开关元件Q1和Q2之间的连接点相连。如图10a和10b所示，当插接了电感La(如前述每一种实施例中所介绍的那样)时，电感La被插接在电容Ca的充电路径上，从而可以使用电感La的再生电流(regenerative current)来提高其能量利用率。另外，如图中用虚线表示的那样，电容Cb与由电容Ca和二极管Da组成的串联电路相并联，电容Cb用来旁路高频组分。然而，电容Cb可按需要而被省略掉。(实施例6)
图11表示本发明一种实施例的示意方框图。如图11所示，本实施例的电源装置如此配置，使得二极管电桥DB通过电感L2跨接在交流电源AC上，这里电感L2用作一高频截止滤波器，用来从交流电源电压中除去高频成分，二极管电桥DB对已除去了高频组分的电压进行全波整流，从而获得脉冲电压，这一脉冲电压通过波谷充填电路1提供给逆变器电路INV，作为逆变器电路INV输出的高频交流电压被提供给负载L，并通过用作低频截止滤波器的电容C1以及与电感L1磁耦合的反馈线圈n，被反馈至二极管电桥DB的输入端。即，在本实施例中，上述波谷充填电路1形成电源的一部分。
在用作电源一部分的波谷充填电路1中，两个二极管Da和Db形成的串联电路跨接在逆变器电路INV的开关元件Q1的两端，电解电容Ca连接在二极管Da和Db之间的连接点和二极管电桥DB的一个输出端。在所描述的例子中，二极管Da用来释放聚积在电容Ca中的电荷，而二极管Db用来对逆变器电路INV的高频输出进行整流，用来对电容Ca进行充电，并防止电容Ca中聚集的电荷形成反向电流。
在逆变器电路INV中，电感L1和电容(未图示)某元件形成的谐振电路跨接在开关元件Q1上，开关元件Q2串联与开关元件Q1相连，从而在控制装置(未图示)的控制下，开关元件Q1和Q2交替地处于接通和关断状态，产生提供给负载L的高频电压。用来对电感L1中产生的高频电压进行反馈的反馈线圈n通过电容C1与二极管电桥DB的输入端相连。因此，逆变器电路INV的结构并不仅限于上述特定例子。
采用上述结构，从逆变器电路INV提供至负载L的负载电流在脉冲电压的波谷部分和波峰部分都具有峰值，而脉冲电压是通过二极管电桥DB，对交流电源AC的交流电压进行全波整流后得到的，从而当峰值被压缩时，可以改善输入电流的失真情况，并用一种简单的电路结构可以减小负载电流的涨落(波动)。在放电灯用作负载L的情况下，当上述负载电流被提供至放电灯时，负载电流(放电灯电流)的峰值之间的间隔可以做得很窄，从而使放电灯闪烁减小到可被忽略的程度。
因此，如图11中虚线所示的那样，可以将反馈线圈n和电容C1连接到二极管电桥DB的输出端。另外，二极管DC可被连接在二极管电桥DB的一个输出端和波谷充填电路1的二极管Da的负极，二极管Dc的正极与二极管电桥DB相连。当把二极管Dc连接到电路中去时，二极管Dc按照二极管电桥DB的脉冲输出和波谷充填电路1的输出之间的幅度关系而在其导通状态和非导通状态之间转换，从而可以大体在交流电源的一个完整交流电压周期内，使输入电流从交流电源中流出，因而可以消除输入电流的停顿时间。(实施例7)
本发明第七种实施例见图12所示的示意图。本实施例电源装置的运行方式大体与实施例6的电源装置运行方式相同，具有如图2d所示波形的负载电流被提供至负载L。交流电源AC产生的输入电流波形为正弦波，其相位大体与交流电压的相位相同。本实施例中，扼流线圈La与电容Ca相连，从而通过扼流线圈的突变高频输出，控制电容Ca的充电工作状态。尽管本实施例中是采用了一个隔离变压器T使反馈线圈n将高频电压反馈到二极管电桥DB的输入端，但是本发明并不仅限于上述反馈高频电压的方式。(实施例8)
图13是本发明第八种实施例的示意电路图。本实施例的电源装置中，二极管电桥DB中的二极管D2受反馈线圈n反馈的高频电压控制，而处于接通和关断状态，从而将高频输入电流提供给逆变器电路INV，使输入电流的失真情况得以改善。另外，跨接在交流电源AC上的滤波器电路的电感L2的串联电路以及与反馈线圈n串联相连的电容C1相对于通过隔离变压器T的逆变器电路INV来说，在二极管电桥DB脉冲输出电压的波峰部分和波谷部分之间，其作用程度是不同的。这就是说，逆变器电路INV的谐振工作方式在脉冲电压波峰部分受由电感L2和电容C1组成的串联电路影响较小，而在波谷部分则受其影响较大，从而使负载电流具有如图2b所示的波形。然而，本实施例中，因为波谷充填电路1连接在二极管电桥DB和逆变器电路INV之间，所以负载电流波形与前述实施例6和7一样，如图2c所示。这样，本实施例的电源装置中，这两种互相矛盾的电路工作方式使负载电流具有与实施例1与7的波形相类似的、如图2d所示的波形。(实施例9)
图14是本发明第九种实施例的电路示意图。本实施例的电源装置其特点是，与第六种实施例的电路结构中将由反馈线圈n和电容C1形成的串联电路跨接到二极管电桥DB的输入端的情况不同的是，具有反馈线圈n的反馈电路3串联连接在二极管电桥DB的一个输出端和波谷充填电路1之间。
更具体地说，在图15所示的更为详细的电路图中，波谷充填电路1连接在二极管电桥DB的输出端与逆变器电路INV之间。
采用本实施例的电源装置，反馈变压器Tb的次级线圈n2和一电容Cr并联连接在一对二极管D6和D7的正极之间，形成反馈电路3，交流电源AC的交流电压经二极管电桥DB的全波整流而得到一脉冲电压，反馈电路3将高频电压迭加到所得到的脉冲电压上，以高频交替地将二极管D6和D7接通，从而改善输入电流的失真情况。另外，反馈电路3的电容Cr通过隔离变压器Tb对逆变器电路INV所起的作用对二极管电桥DB脉冲输出电压的波峰部分和波谷部分，其作用程度是不同的。因此，逆变器电路INV的谐振工作状态在脉冲电压的波峰部分受电容Cr的影响较小，而在波谷部分受其影响较大，从而产生如图2b所示的负载电流波形。然而，因为本实施例中二极管电桥DB和逆变器电路INV之间有一个波谷填积电路，所以，与前述实施例1至3相同，负载电流的波形如图2c所示。因此，在本实施例的供电装置中，这两个互相矛盾的电路运行方式产生如图2d所示的负载电流波形，这与实施例1和7中的波形类似。
如图15中虚线所示的那样，反馈电路3可以连接在二极管电桥DB的输出端。本例中，电容C1并联连接在反馈电路3和二极管电桥DB之间。(实施例10)
图16是本实施例的电路图，图中，逆变器部分1’中开关元件Q10和Q11形成的串联电路以及供电部分3’分别连接在对交流电源AC进行全波整流的二极管电桥DB的输出端之间。逆变器1’的开关元件Q10上还连接了一个由扼流线圈L0，电容C0和负载2组成的串联谐振电路。二极管电桥DB的输入端通过阻抗元件Z与电容C0和负载2之间的连接点或者电容C0和扼流线圈L0之间的连接点相连。开关元件Q10和Q11受控制电路4的控制而交替地处于接通和关断状态。供电部分3’中，电容值远小于电解电容Ca之容值的电容Cb跨接在由二极管Da、扼流线圈Lb和电容Ca形成的串联电路上。因为用于再生电流的电容Cb其值较小，所以电源接通状态下的冲击电流很小。
本实施例中，当开关元件Q10在二极管电桥DB脉冲输出电压峰值附近被接通时，电容Ca通过扼流线圈Lb被事先充电，而在二极管电桥DB脉冲输出电压OV附近，电容Ca通过二极管Da放电，将电压提供给逆变器部分1’。
逆变器部分1’中，开关元件Q10和Q11交替处于接通和关断状态，使输入电流波形与图2a所示交流电源AC的电压波形非常相似，从而使负载电流增加和减少的方向与交流电源AC的电压增大和减小的方向相反。结果，负载电流的波形如图2b所示，而供电部分3’负载电流的波形如图2c所示。
因此，将两个负载电流波形组合在一起时，组合在一起的负载电流波形峰值降低，如图2d所示，组合波形在图2a所示的交流电源AC经全波整流以后，电压波形中有一个波峰峰值部分和一个波谷峰值部分。从而使经组合的负载电流输出近似为恒定。
换言之，供电部分3’的工作状态使逆变器部分1’的电压，在对交流电源AC进行全波整流以后，其波形在脉冲电压波形的波谷部分下降，而逆变器部分1’的工作状态如在已有技术中已经说明过的那样，从而在交流电源AC经过全波整流以后，两种谐振工作状态使负载输出在脉冲电压波形的波谷处变成最大值。其结果是，这两种互相矛盾的电路工作状态使负载电流具有如图2d所示的波形。
再有，因为电源部分3’中电容Ca的充电是在逆变器1’的高频下进行的，所以在接通电源时不会产生冲击电流。
另外，实施例10的另一种修正情况如图16A所示，其中，阻抗电路Z’与二极管电桥DB的一个输出端相连，而阻抗Z的一端与逆变器部分1’相连，从而逆变器部分1’的谐振工作状态使其之间连接点的高频电压通过阻抗Z和Z’被反馈至电源部分3’，这样就使输入电流在脉冲交流电压整个周间范围内均为有效输入电流。(实施例11)
本实施例与实施例10的电路结构对应，但应用于美国专利5,313,142。更详细地说，本实施例中，美国专利5,313,142中所提供的电解电容被供电部分3’取代，供电部分3’的结构与图17所示的实施例类似。另外，电容C4用来取代实施例1中的阻抗元件Z。
本实施例中，流过逆变器部分1’的负载电流波形如图2b所示，而在本实施例10中，合并的负载电流波形如图2d所示，而在本实施例10中，合并的负载电流波形如图2d所示。因此，输入电流波形与图3所示交流电源AC的电压波形相同，这样就改善了输入电流的失真情况。(实施例12)
尽管二极管电桥DB的一个输入端是通过实施例10和11中的阻抗元件Z(电容C4)，与逆变器部分1’的一部分串联谐振电路相连的，但二极管电桥DB的一个输出端通过二极管D0与逆变器部分1’由开关元件Q10和Q11组成的串联电路相连，并与供电部分3’相连，同时，二极管D0与二极管电桥DB一个输出端之间的连接点通过阻抗元件Z与逆变器部分1’的谐振电路一部分相连。
即使在本实施例中，由逆变器部分1’的负载电流波形和供电部分3’的负载电流波形形成的组合波形也与如图2d所示的波形对应。这就是说，组合波形在交流电源AC的电压波形波峰部分和波谷部分具有降低了的峰值，从而本实施例可以得到如本实施例图18所示的大体恒定的负载输出。
在本实施例中，也可以大体上与图16A一样，用另一电感Z’来修改本实施例，见图18A所示。(实施例13)
本实施例与本发明所应用于的美国专利4,949,013中所公开的是电路相对应。用与图19所示实施例1至3中类似的供电部分3’取代了上述专利电路中的平滑电容。本实施例电路中，由逆变器部分1’的晶体管Q1和Q2形成的串联电路通过二极管D5和D6以及放电灯LP的灯丝F1与二极管电桥DB的一个输出端相连。由二极管D7和D8形成的串联电路跨接在二极管D5和D6形成的串联电路上，谐振电容C2连接在二极管D5与D6之间连接点和晶体管Q1和Q2之间的连接点之间，谐振电容C22连接在晶体管Q1和Q2之间的连接点和二极管D7和D8之间的连接点之间，谐振电容C23通过谐振扼流线圈L10和变压器PK1的初级线圈连接在二极管D7和D8之间的连接点以及晶体管Q1和Q2之间的连接点之间。
逆变器部分1’的谐振电路部分包括一个串联电路，这一串联电路由晶体管Q1和Q2、耦合电容C20、谐振扼流线圈L10以及在二极管电桥DB脉冲输出电压的波峰部分和波谷部分提供不同谐振运行的电容C21和C23。另外，还有一个用来启动晶体管Q1的启动电路，这一启动电路包含电阻R10和R11、一DIAC(即二极管交流开关)Q3以及一电容C24。具有初级线圈的变压器PK1的反馈线圈RK2和RK3通过放电灯LP和晶体管Q1与Q2连接点之间的耦合电容C20和谐振扼流线圈连接到晶体管Q1和Q2的基极/发射极电路，从而使反馈线圈RK2和RK3的输出产生自振荡。
放电灯CP跨接在电容C25上，通过由谐振扼流圈L1、耦合电容C20以及电容C25形成的谐振电路处于谐振工作状态，从而在电容C25两端产生一高频电压，使放电灯点亮。因为对交流电AC进行整流以后得到的二极管电桥DB的脉冲输出电压是如上所述通过二极管D5至D7以及电容C21至C23施加到逆变器电路的各点上去的，所以逆变器电路1’的谐振工作状态受对交流电AC进行整流以后得到的脉冲电压之幅度的影响。这一幅度在二极管电桥DB的脉冲电压的波峰部分和波谷部分之间变化，而脉冲电压是在对交流电源AC进行整流以后得到的，谐振工作状态在波峰与波谷之间变化，从而流过放电灯LP的灯电流也发生变化，即，在波峰部分处于低值，而在波谷部分处于高值，并在高低值之间以交流电源AC的正弦波形发生变化。因此，如图2b所示，灯电流具有与负载电流大体相同的波形。
这样，在本实施例中，谐振工作状态在交流电源AC的整流以后得到的脉冲电压波形的波峰部分和波谷部分受电容C21至C23的影响，这样就使放电灯LP的电流与负载电流一样，具有如图2b所示的波形。另外，因为从供电电路3’得到的逆变器电路的输入电压具有如上所述相同的波形，所以在交流电源AC的电压波谷部分和波峰部分处相反的工作状态使放电灯波形如图2d所示，放电灯电流波形的波形得到抑制而具有低的峰值系数。输入电流具有与图3所示电压波形同相位的正弦波形，使输入电流失真得到改善。(实施例14)
本实施例的电路结构如图20所示，交流电源AC的电压经由诸如一二极管电桥之类的整流电路RE整流，整流电路RE的直流输出电压由逆变器电路INV转换成一高频交流输出，这一高频交流输出被提供至负载L，波谷充填电路1位于逆变器电路INV的输出级。换言之，现有技术电路结构中的平滑电容被波谷充填电路1取代，而直流截止电容C1和二极管D0被恰当的阻抗元件Z(可以是电容、电感和电阻或其组合)所取代。
更详细地说，在逆变器电路INV中，一个由开关元件Q1和Q2组成的串联电路通过阻抗元件Z与整流电路RE的一个直流输出端相连，一个由串联谐振电路(由电容C2和C3以及电感L1组成)和与整流电路RE直流输出端的负极相连的开关元件Q2组成的串联电路连接在整流电路RE的直流输出端之间，负载L跨接在电容C2上。这就是说，谐振电路跨接在与整流电路RE直流输出端负极相连的开关元件Q1上。另外，波谷充填电路1有一个串联电路，这一串联电路中有一对电容Ca和Cb以及插接在此二电容之间二极管Dc、成逆并联方式跨接在串联电路电容Ca和二极管Dc上的二极管Db，以及成逆并联方式跨接在串联电路电容Cb和二极管Dc上的二极管Da。本例中，电容Ca的值被设置成与电容Cb的值相等。接着，波谷充填电路1跨接在开关元件Q1和Q2组成的串联电路上。尽管开关元件Q1和Q2可以包含MOS场效应晶体管，但也可以包含双极型晶体管或具有与之成逆并联相连的二极管之类的元件。
二开关元件Q1和Q2在一恰当控制电路(未图示)的控制下以一高频率交替地被接通和关断。因此，当开关元件Q2处于接通状态时，谐振电流从整流电路RE和波谷充填电路1流过电容C3、负载Z、电容C2、电感L1和开关元件Q2；然而，当开关元件Q1处于接通状态时，电容C3放电，从而谐振电流流过开关元件Q1、电感L1、负载Z和电容C2以及电容C3。
当波谷充填电路1两端的电压大体恒定时，从逆变器电路INV提供至负载L的电流变化使得电流在整流电路RE直流输出电压波谷部分较大，而在波峰部分则较小，这时的交流电源的电压波形如图2a所示。波谷充填电路1两端的电压在整流电路RE直流输出的波峰部分增大，而在波谷部分降低，因而只有波谷充填电路1用于逆变器电路INV的供电电源，从逆变器电路INV提供到负载L的电流如图2c所示，在整流电路RE直流输出电压的波峰部分变大，而在波谷部分则变小。因此，在如图20所示的电路结构中，从逆变器电路INV提供至负载L的电流具有与图2d中所示的、图2b和图2c的电流波形之组合对应的波形。也就是说，运用波谷充填电路1可以提高图2b所示电流波形的峰值，其结果是，从逆变器电路INV至负载L的供电电流在整流电路RE直流输出电压的波峰部分和波谷部分具有峰值，即，与现有技术之电路结构相比，本实施例的供电电流变化较小。另外，输入电流中不存在停顿时间，这是因为在整流电路RE直流输出电压的波峰部分，有充电电流流过波谷填积电路1的电容Ca和Cb以及在波谷部分，向逆变器电路INV提供供电的不仅来自波谷充填电路1而且还来自整流电路RE，从而使输入电流失真状况得到改善。另外，图3中，实线所示输入电压波形与点划线所示输入电流波形相似，从而可以提高输入功率因素。
图21为本实施例用2个放电灯DL作为负载L的详细电路图。图21所示的电路中，输出变压器T1的初级绕组跨接在电容C2上，二放电灯DL组成的串联电路通过直流截止电容C10跨接在输出变压器T1的次级线圈上。输出变压器T1上的预热线圈通过电容C11至C13连接到各放电灯DL的灯丝上，用来防止灯丝的短路。含有MOS场效应晶体管的开关元件Q1和Q2受控制电路4的控制，以一恒定频率交替地被接通和关断。电容C5用作阻抗元件Z，二极管D5跨接在电容C5上。电容C6连接在整流电路RE的直流输出端，由电容C14和C15组成的串联电路一端接地，并作为防噪声滤波器NF而与整流电路RE直流输出端的负极相连。滤波器电路FL通过熔断丝F连接在交流电源AC与整流电路RE之间，从而防噪声滤波器NF和滤波器电路FL阻止高频噪声传递到交流电源AC上。插接在整流电路RE直流输出端正极和电容C5之间的还有用来防止反向电流的二极管D6。电路其他部分的结构和工作状态大体与图19所示电路结构的相应部分相同。
前述每一种实施例中采用的波谷充填电路1的结构，使得当施加到波谷充填电路1上的电压达到充电电压峰值的1/2时，开始放电。但是，当采用如图24所示的6个电容Caa、Cba、Cca、Cab、Cbb和Ccb以及5个二极管Dab、Dba、Dac、Dca和Dcb时，在对波谷充填电路1的充电时刻，放电启动电压对峰值电压之比可以做到2/3。我们的实验表明，采用这样一种波谷充填电路1可以使提供给负载L的电流变化宽度最小。再有，在前述每一种实施例的波谷充填电路1中，存在这样一种可能性，即，因为波谷充填电路1的电容Ca、Cb和Cc在接通电源时由整流电路RE快速充电，所以存在电源接通电流(power—on current)。然而在本例中，当电阻Ra插接在如图25所示的向电容Ca、Cb和Cc的充电路径中时，可以限制充电电流，并抑制电源接通电流。(实施例15)
图22是本发明第十五种实施例的示意框图。在图22所示的本实施例供电装置中，二极管电桥DB通过作为高频截止滤波器的电感L2而跨接在交流电源AC上，从而由电感L2从交流电源AC的电压中去掉高频组分，并由二极管电桥DB进行全波整流，而得到一脉冲直流电压，通过图20所示的电路结构中所描述的波谷充填电路1，将直流电电压提供给逆变器电路INV，逆变器电路INV的高频交流输出电压提供给负载L，并通过反馈线圈n作为二极管电桥DB输入端的反馈电压，反馈线圈n通过用作消低频滤波器或低频截止滤波器的电容C1而与电感L1磁耦合在一起。
波谷充填电路1的结构与图20所示电路相同。这就是说，波谷充填电路1中，电容Ca的一端与二极管电桥DB输出端正极相连，电容Cb的一端与二极管电桥DB输出端负极相连，二极管Da的正极与电容Ca的另一端相连，二极管Da的负极与电容Cb的另一端相连，二极管Db的正极与二极管Da的负极相连，二极管Db的负极与二极管电桥DB输出端的正极相连，二极管Dc的负极与二极管Da的正极相连，二极管Dc的正极与二极管电桥DB的负极端相连。
逆变器电路INV可以任意排列。例如，电路INV包含一个由电感L1、电容(未图示)等组成的谐振电路和跨接在此谐振电路上的开关元件Q1；并在控制装置(未图示)的控制下被接通和关断，从而产生高频电压，并将高频提供给负载。
本实施例中，对电感L1中产生的高频电压进行反馈的反馈线圈n通过电容C1与二极管电桥DB的输入端相连。其结果是，因为高频电压被迭加在交流电源AC的交流电压上，随后被提供给二极管电桥DB，可以在几乎整个一个交流电源AC的交流电压周期区间内都存在输入电流，从而可以改善交流电源AC产生的输入电流失真情况。
所以，以与前述图2大体相当的方式，交流电源AC输出具有如图2a所示正弦波形的交流电压，逆变器电路INV的高频输出电压通过反馈线圈n和电容C1反馈到二极管电桥DB的输入端，并叠加到交流电压上。二极管电桥DB对叠加了高频电压的交流电压进行全波整流，并将整流后得到的脉冲电压提供给波谷充填电路1。
在波谷充填电路1中，因为在二极管电桥DB脉冲电压的波峰部分，二极管Da导通而二极管Db和Dc不导通，所以电容Ca和Cb通过二极管Da充电。当脉冲电压降落到比电容Cb两端的电压低时，二极管Db导通，电容Cb在二极管电桥DB脉冲电压的波谷部分通过二极管Db放电，向逆变器电路INV提供电能。结果是，通过图2c中所示电容Ca的放电，得到一种波谷部分被充填的负载电流波形。
从逆变器电路INV提供给负载的负载电流具有如图2b所示的波形。本例中，由于在图2a所示的交流电压波峰部分，连接在反馈线圈n上的电容C1已经完全充电，所以不会影响逆变器电路INV的谐振工作状态；然而，由于在交流电压的波谷部分，聚积在电容C1中的电荷放电并且电容C1两端的电压降低，所以不会影响逆变器电路INV通过反馈线圈n的谐振工作状态。
本实施例中，上述波谷充填供电电路1取代了电容C0，并连接在二极管电桥DB和逆变器电路INV之间，从而有如图2c所示波形的电流流过逆变器电路INV。本例中，波谷充填供电电路1的作用是将充填了波谷部分的脉冲电压提供给逆变器电路INV，而逆变器电路INV的作用是在上述电容C1的影响下，在相应于脉冲电压波谷部分的部分处，使负载电流成为最大。这样，这两种互相相反的工作方式使负载电流在其波谷部分的峰值减小，并且能够在波谷部分和波峰部分提供具有峰值的大体恒定的负载电流(也请参见图2d)。
采用上述电路结构，从逆变器电路INV提供至负载L的负载电流可以在脉冲电压的波谷部分和波峰部分均具有峰值，而这里的脉冲电压是通过二极管电桥DB对交流电源AC产生的交流电压进行全波整流后得到的，可以控制负载电流峰值来改善输入电流的失真情况，可以减小负载电流和涨落(波动)，而这些可以通过一种简单的电路结构来实现。在将放电灯用作负载L的情况下，当上述负载电源被提供给放电灯时，负载电流(灯电流)峰值之间的间隔可以做得较窄，从而可以将放电灯闪烁做到可被忽略的程度。(实施例16)
图23是本发明第十六种实施例的供电装置，其中，形成二极管电桥DB一部分的二极管D2受反馈线圈n反馈的高频电压控制而被接通和关断，从而流入逆变器电路INV的输入电流是一个高频电流，这样就改善了输入电流的失真情况。另外，与反馈线圈n串联相连的、由电感L2和电容C1组成的串联滤波器电路通过变压器T对逆变器电路INV的作用，在二极管电桥DB脉冲输出电压的波峰部分和波谷部分是不同的。也就是说，因为逆变器电路INV的谐振工作状态受由感L2和电容C1组成的串联电路的影响，在脉冲电压的波峰部分较小，而在波谷部分较大，所以负载电流具有如图2b所示的波形。但是，在本实施例中，二极管电桥DB和逆变器电路INV之间的波谷充填供电电路1使负载电流具有与实施例15一样如图2c所示的波形，从而这两种互相矛盾的电路工作状态使本实施例的供电装置能够提供具有如图2d所示的负载电流。
尽管上面结合最佳实施例对本发明作了描述，但是应该理解的是，在不偏离后文权利要求中所限定的发明精神和范围的情况下，本领域的普通技术人员可以对这些实施例作未经特别描述的增加、修改、替换和删减。

Claims (36)

1.一种供电装置，其特征在于，它包含：
整流装置，用来对交流电压进行整流；
连接在进行转换操作的整流电路输出端的逆变器装置，使直流电源的交流电压按与整流装置输出的方向不同的方向变化，并将高频输出提供给一负载，所述逆变器装置接收的交流输入电流波形大体与交流电源的电压波形相似；
一辅助直流电源，其输出的变化方向与整流装置的输出变化方向相同；
使辅助直流电源得以与整流装置输出相连的装置，以控制逆变器装置高频输出中所含的交流电源组分的值沿减小的方向变化。
2.一种供电装置，其特征在于它包含：
对交流电源产生的交流电压进行整流的整流装置；
与整流装置输出端相连的逆变器装置，用来将直流电源的功率转换成高频输出，并将这一高频输出提供给一负载；
波谷充填装置，用来在整流装置直流输出电压的高电压期间，将一部分逆变器装置的输出能量聚集起来，并在直流输出电压的低电压期间，将这一由聚集能量确定的电压跨过由二开关元件组成的串联电路提供出来，
其中，逆变器装置包括一对串联连接并交替处于接通和断开状态的开关元件，一连接在整流装置一个直流输出端和由二开关元件组成的串联电路之间的阻抗元件，以及用来将输出输送至负载并具有一电容和一电感的谐振电路，一具有跨接在至少一个开关元件上的阻抗元件的串联电路。
3.一种供电装置，其特征在于，它包含：
整流装置，用来对交流电源产生的电压进行整流；
与整流装置的输出端相连的逆变器装置，用来将直流电源的电能转换成高频输出，并将这一高频输出提供给一负载；
波谷充填装置，用来在整流装置直流输出电压的高电压期间，将逆变器装置产生的一部分输出能量聚集起来，并在直流输出电压的低电压期间将一个由聚集能量确定的电压跨过二开关元件组成的串联电路提供出来，
其中，逆变器装置包括一对串联相连并交替处于接通和断开状态的开关元件，一个在整流装置一个直流输出端和由一个二开关元件组成的串联电路之间正向连接的二极管，以及用来将输出输送至负载并具有一电容和一电感的谐振电路，一其二极管跨接在至少一个开关元件上的串联电路。
4.如权利要求3所述的供电装置，其特征在于，所述波谷充填装置具有一由波谷充填电容和与波谷充填电容串联连接并沿其放电方向的第一二极管所组成的串联电路，所述串联电路跨接在逆变器装置中二开关元件所组成的串联电路上；用来对逆变器装置的高频输出进行整流和对波谷充填电容进行充电的第二二极管连接在第一二极管和波谷充填电容的连接点与逆变器装置之间。
5.如权利要求4所示的供电装置，其特征在于，所述第二二极管的正极连接在二开关元件的连接点上，由第一二极管和第二二极管组成的串联电路跨接在一个开关元件上，所述开关元件连接在直流输出端的正极上，由第二二极管和波谷充填电容组成的串联电路跨接在另一个开关元件上，所述第一个开关元件连接在直流输出端的负极上。
6.如权利要求4所述的供电装置，其特征在于，所述第二二极管的负极连接在二开关元件的连接点上，所述第二二极管和波谷充填电容组成的串联电路跨接在一个开关元件上，所述开关元件与直流输出端的正极相连，所述第一二极管和第二二极管组成的串联电路跨接在另一个开关元件上，所述另一个开关元件与直流输出端的负极相连。
7.如权利要求5所述的供电装置，共特征在于，一与谐振电路中电感不同的电感插接在波谷充填电容的充电路径上。
8.如权利要求5所述的供电装置，其特征在于，另一波谷充填电容跨接在所述二开关元件的串联电路上。
9.如权利要求4所述的供电装置，其特征在于，所述谐振电路中电感上有一个反馈线圈，所述反馈线圈的输出用作逆变器的高频输出，对波谷充填电容进行充电。
10.如权利要求2所述的供电装置，其特征在于，前向连接在整流装置直流输出端上的二极管跨接在阻抗元件上。
11.一种供电装置，其特征在于，它包含：
一整流电路，用来对交流电源产生的电压进行整流；
一连接在整流电路输出端的逆变器电路，用来将直流电源产生的电能转变成一高频输出，并将所述高频输出提供至一负载；
一波谷充填电路，用来在充电工作状态下，当施加的电压小于施加电压峰值时，启动放电工作状态；
使波谷充填电路跨接到由二开关元件组成的串联电路上去的装置，
其中，所述逆变器电路包括串联连接并交替处于接通和关断状态的一对开关元件，一阻抗元件连接在整流电路直流输出端和由二开关元件组成的串联电路之间，以及一用来将输出输送至负载并具有一电容和一电感的谐振电路，一个其阻抗元件跨接在至少一个开关元件上的串联电路。
12.一种供电装置，其特征在于，它包含：
一整流电路，用来对交流电源产生的交流电进行整流；
一连接在整流电路输出端上的逆变器电路，用来将直流电源产生的电能转变成一高频输出，并将所述高频输出提供至一负载；
一波谷充填电路，用来在充电工作状态下，当施加的电压小于施加电压峰值时，启动放电工作状态；
使波谷充填电路跨接到由二开关元件组成的串联电路上的装置，
其中，所述逆变器电路包括串联连接并交替处于接通和关断状态的一对开关元件，一个以前向方向连接在整流电路一个直流输出端和由二开关元件组成的串联电路之间的二极管，以及一用来将输出输送至所述负载并具有一电容和一电感的谐振电路，一个其二极管跨接在至少一个开关元件上的串联电路。
13.如权利要求12所述的供电装置，其特征在于，所述波谷充填电路包括多个电容和多个二极管，所述多个电容和多个二极管在任一电容的充电时刻，与其他电容串联连接在一起，通过一条与充电路径不同的路径使其他电容放电。
14.如权利要求13所述的供电装置，其特征在于，所述波谷充填电路包括一由第一电容和第二电容以及连接在所述第一、第二电容之间的第一二极管组成的串联电路；一跨接在由所述第一电容和第一二极管形成的串联电路上的第二二极管，所述第二二极管的极性方向与所述第一二极管的极性方向相反；以及跨接在由第二电容和第一二极管组成的串联电路上的第三二极管，所述第三二极管的极性方向与所述第一二极管的极性方向相反；所述二电容通过其间插接有第一二极管的路径充电，通过插接有第二和第三二极管的路径放电。
15.如权利要求13所述的供电装置，其特征在于，所述波谷充填电路有一个放电启动电压，所述放电启动电压与峰值电压之比在电容充电模式下被设置为2/3。
16.一种供电装置，其特征在于，它包含：
一整流部分，用来对交流电源产生的交流电进行整流；
一逆变器部分，用来将所述整流部分的脉冲输出电压转换成一高频交流输出，并将交流输出提供给一负载，
其中，逆变器部分包括一个由串联连接在一起并交替处于接通和关断状态的第一和第二开关元件组成的串联电路，一具有一扼流圈、一电容和一负载的谐振电路，使谐振电路跨接到任一开关元件上并使交流电源通过一阻抗元件与一部分谐振电路相连的装置，以及连接在交流电源与阻抗元件的连接点和所述串联电路之间的第一二极管，所述串联电路的第一二极管正极与交流电源连接在一起，
所述供电装置还进一步包含：
一供电部分，用来平滑和聚集逆变器的高频输出，并将所述输出提供至由第一开关元件和第二开关元件构成的串联电路的至少一端；
使所述逆变器部分的第一和第二开关元件交替地处于接通和断开状态的装置，从而获得波形大体与交流电源电压的波形类似的交流电源输出电流。
17.一种供电装置，其特征在于，它包含：
一整流部分，用来将交流电源产生的交流电整流成一脉冲输出；
一逆变器部分，用来将整流部分的脉冲输出电压转换成一高频交流输出，并将所述交流输出提供给一负载；
其中，逆变器部分包括一由串联连接在一起并交替处于接通和断开状态的第一开关元件和第二开关元件组成的串联电路，一具有一扼流圈、一电容和一负载，使谐振电路跨接到任一开关元件上并使整流部分的正极侧输出通过一阻抗元件连接到一部分谐振电路上的装置，以及一连接在交流电源和阻抗元件的连接点与所述串联电路之间的第一二极管，所述串联电路的第一二极管正极连接在交流电源上，
所述供电装置还包含：
一供电部分，用来平滑并聚集逆变器部分的高频输出，并将所述输出提供给由第一开关元件和第二开关元件组成的串联电路的至少一端；
使所述逆变器部分的第一开关元件和第二开关元件交替处于接通和关断状态的装置，从而得到波形与交流电源电压之波形大体相似的交流电源输入电流。
18.如权利要求17所述的供电装置，其特征在于，其中的供电部分使由第一电容和第二二极管组成串联电路的串联连接方向，和与由逆变器部分的第一开关元件和第二开关元件组成的串联电路并联连接的充电方向相反，并通过一第三二极管从其中点馈送逆变器部分的高频输出，从而对第一电容充电。
19.如权利要求18所述的供电装置，其特征在于，供电部分中由第一二极管和第二二极管形成的串联电路跨接在逆变器部分的第一开关元件上，第二二极管的正极连接在由第一开关元件和第二开关元件形成的串联电路的中点，第三二极管的负极与第一开关元件的另一端相连，第一电容器连接在第二、第三二极管的中点和第二开关元件与整流部分的连接点之间。
20.如权利要求18所述的供电装置，其特征在于，供电部分中由第二二极管和第三二极管形成的串联电路跨接在逆变器部分的第二开关元件上，第二二极管的负极连接在由第一开关元件和第二开关元件组成的串联电路的中点，第三二极管的正极连接在第二开关元件和另一端，第一电容连接在第二、第三二极管的中点和第一开关元件与第一二极管负极的连接点之间。
21.如权利要求19所述的供电装置，其特征在于，所述电源部分包括一个由第二、第三二极管和第一电容组成的波谷充填型供电部分，并且还包括一个与之成串联连接的扼流线圈。
22.如权利要求19所述的供电装置，其特征在于，所述供电部分包括一第二电容，所述第二电容与所述逆变器部分第一开关元件和第二开关元件组成的串联电路并联连接在一起。
23.如权利要求18所述的供电装置，其特征在于，所述将逆变器部分的高频输出反馈至第一电容器的高频输出反馈装置是由一反馈线圈组成的，所述反馈线圈与所述逆变器部分的谐振电路中的扼流线圈相连。
24.如权利要求17所述的供电装置，其特征在于，所述供电部分使第一电容与所述整流部分串联连接在一起，对所述逆变器部分高频输出反馈装置的输出进行平滑滤波，并将所述整流部分的脉冲输出电压施加到经平滑滤波的直流电源上。
25.一种供电装置，其特征在于，它包含：
一整流部分，用来对交流电源产生的交流电进行整流；
一逆变器部分，用来将所述整流部分的输出转换成一高频输出，并将所述高频输出提供至一负载；
一高频反馈部分，用来对所述逆变器部分的高频输出进行反馈操作，从而将所述高频输出叠加到所述整流部分的输出上；
一供电装置，用来将所述逆变器部分的高频输出所聚集的电荷释放到逆变器部分的输入侧。
26.如权利要求25所述的供电装置，其特征在于，所述供电装置中，一电容和一放电二极管串联连接在所述逆变器部分的输入端之间，所述电容中的电荷是由所述逆变器部分的高频输入通过一反向电流阻塞二极管(a reverse—curent blocking diode)而聚集的，所述放电二极管用来将聚集在所述电容中的电荷释放到所述逆变器部分的输入侧。
27.如权利要求26所述的供电装置，其特征在于，所述逆变器部分使以高频处于接通状态和断开状态的多个开关元件中至少两个第一、第二开关元件串联连接在输入端之间，使由所述反向电流阻塞二极管和放电二极管组成的串联电路与所述第一开关元件并联相连，所述反向电流阻塞二极管正极与第一、第二开关元件的连接点相连，并且使得一电容连接到所述反向电流阻塞二极管和一个与第二开关元件并联连接的放电二极管二者之间的连接点。
28.如权利要求26所述的供电装置，其特征在于，所述逆变器部分使以高频处于接通和断开状态的多个开关元件中至少两个第一和第二开关元件，其输入端串联连接在一起，由反向电流阻塞二极管和放电二极管组成的串联电路并联与第二开关元件相连，所述放电二极管的负极与第一、第二开关元件的连接点相连，并且使得一电容连接到反向电流阻塞二极管和一个与所述第一开关元件并联相连的放电二极管二者之间的连接点。
29.如权利要求27所述的供电装置，其特征在于，所述供电部分包括一扼流线圈。
30.如权利要求27所述的供电装置，其特征在于，所述第二电容并联与由一电容和反向电流阻塞或放电二极管组成的串联电路连接在一起，所述电容跨接在由第一开关元件和第二开关元件组成的串联电路上。
31.如权利要求25所述的供电装置，其特征在于，所述高频反馈部分连接在所述整流部分的输入端之间，所述高频反馈部分具有一由用来反馈所述逆变器部分高频输出的反馈线圈和一反馈电容组成的串联电路。
32.如权利要求25所述的供电装置，其特征在于，所述高频反馈部分并联连接在整流部分和逆变器部分之间，所述整流元件连接在整流部分和高频反馈部分之间，所述高频反馈部分有一个由用来反馈逆变器部分高频输出的反馈线圈和一反馈电容形成的串联电路，所述整流元件用来将整流部分的输出提供给所述逆变器部分。
33.如权利要求25所述的供电装置，其特征在于，所述高频反馈部分并联连接在所述整流部分和所述逆变器之间。
34.一种供电装置，其特征在于，它包含：
一整流部分，用来对交流电源产生的交流电进行整流；
一波谷供电部分，用来将所述整流部分脉冲输出峰值之间的输出值增加到相对于所述峰值的某一预定比例；
一逆变器部分，用来将波谷充填供电部分的输出转换成一高频输出，并将所述高频输出提供至一负载；
高频反馈部分，用来对所述逆变器部分的高频输出进行反馈操作，从而将所述高频输出叠加到所述整流部分的输出上。
35.如权利要求34所述的供电装置，其特征在于，所述波谷充填供电部分包括一电容和一二极管，所述电容由所述整流部分的脉冲输出进行充电，所述二极管用来使所述电容在充放电工作状态之间进行交替转换。
36.如权利要求35所述的供电装置，其特征在于，所述波谷供电部分包括一第一电容，其一端与所述整流部分输出端的正极相连；一第二电容，其一端与所述整流部分输出端的负极相连；一第一二极管，其正极与所述第一电容的另一端相连，其负极与所述第二电容的另一端相连；一第二二极管，其正极与所述第一二极管的负极相连，其负极与所述整流部分的正极相连；以及一第三二极管，其负极与所述第一二极管的正极相连，其正极与所述整流部分的负极相连。
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