CN1128509C - 直接序列码分多址通信中初始同步方法及接收机 - Google Patents

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Abstract

单元检索时，用匹配滤波器22检测与控制信道的短码的相关，作为长码定时，检测最大功率的相关峰值位置。其次，为了RAKE合成，使用多个并列的相关器28-1～n，按长码定时，在系统中预先特定长码。在长码同步后，用相关器接收多通路信号，进行RAKE合成并判断该数据。周边单元检索时，用匹配滤波器检测长码定时后，进行备用周边单元长码的认证。用相关器接收接续中的基地台信号，用匹配滤波器接收转移处基地台信号，安全实现转移。

Description

直接序列码分多址通信中初始同步方法及接收机
技术领域
本发明涉及DS-CDMA(Direct Sequence-Code DevisionMutiple Access)基地台间非同步蜂窝方式的初始同步方法及其接收机。
背景技术
伴随近年来陆地移动通信的发展，采用可直接序列(DS)型的频谱扩展(SS)的码分多址(CDMA)方式大幅度地增加信道容量的CDMA蜂窝方式已引起人们的注意。通常，在CDMA方式中，由于有与其他台的相互干涉，所以，与其他多址方式(FDMA、TDMA)相比，频率利用率低。但是，在蜂窝方式中，由于空间的频率重复利用率(同一频率的单元重复率)期望对综合的频率利用，所以，抗干涉能力强的单元重复率高的CDMA方式也成为有力的方式。
通常，在蜂窝系统中，需要最初捕捉移动机连接的单元的初始单元检索和在进行越区切换时检索周边的单元的周边单元检索的2种单元检索。特别是在DS-CDMA蜂窝系统中，由于各单元使用同一频率，所以，在单元检索的同时，必须在1/2芯片周期以内进行捕捉接收信号与在接收机中生成的扩展编码复制的定时误差的初始同步。
这样的DS-CDMA蜂窝系统分为严格地进行全基地台间的时间同步的基地台间同步系统和不进行时间同步的基地台间非同步系统的2种方式。基地台间同步系统利用GPS等其他系统实现基地台间同步，在各基地台中，由于利用各基地台使用同一长度代码发生不同的延迟，所以，初始单元检索可以只进行长代码的定时同步。另外，由于从移动机所属的基地台向移动机通知周边基地台的代码延迟信息，所以，可以更高速地进行转移时的周边单元检索。
与此相反，在基地台间非同步系统中，为了识别基地台，改变各基地台使用的扩展编码，所以，移动机在初始单元检索中必须认证扩展编码。另外，在手动断路时的周边单元检索中，通过从其所属的基地台获得周边基地台使用的扩展编码的信息，可以限定认证的扩展编码的数。但是，不论是哪种情况，与上述基地台间同步系统的情况相比，检索时间都延长，在将长代码使用于扩展编码时，单元检索所需要的时间将延长。但是，这种基地台间非同步系统又有不需要GPS等其他系统的优点。
现在，已提案了解决这种基地台间非同步系统的问题、可以高速进行初始同步的单元检索方式(通口健一、佐和桥卫、安文幸、「DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式中长码的2级高速初期同步法」信学技报、CS-96、RCS96-12(1996-05))。本提案的初始同步法，开始时使用匹配滤波器对各单元共同的短代码进行逆扩展，检测长代码的定时，然后，使用匹配滤波器或滑动相关器进行各单元特有的长代码特定。
下面，说明该提案的初始同步法。单元结构示于图8。如图所示，在各单元内分别设置基地台BS1、BS2、···BSN，各基地台使用分别利用不同的长代码long code #1、long code #2、···、long code #N和用于识别各信道的短代码short code #0～short code #N进行双重扩展的符号与移动机100进行传送。这里，上述短代码short code #0～short code #N在各单元中是共同的，另外，和各单元引起对控制信道也分配短代码short code #0。
下面，使用图9详细说明上述提案的2级高速初始同步法。图中，(1)表示移动机的接收信号的例子，图中示出了从基地台BSi、BSi+1、BSi+2分别装送的控制信道的接收信号。如图所示，各控制信道在1长代码周期中，对各基地台共同地具有只按分配给控制信道的短代码short code #0有扩展的符号(图中斜线部分)。这是通过不按一定周期进行长代码扩展而实现的。另外，其他符号位置各基地台中利用不同的长代码long code #i和上述短代码short code #0进行双重扩展。这样，万一单元间的长代码的定时同步并由移动机接收时，也可以解调该控制代码。于是，从BSi～BSi+2等各基地台传送来的控制信道就非同步地进行重叠，并由移动机所接收。
在移动机中，由下面所示的2级的结构进行单元检索。图9的(2)是说明其第1阶段的动作的，在移动机中，使用匹配滤波器检测接收信号与控制信道的短代码复制品short code #0的相关。如上所述，接收信号中的各控制信道在长代码周期中具有按各基地台共同的短代码short code #0进行扩展的符号(图中的斜线部分)。因此，在1个长代码周期的期间，使用上述短代码符号复制进行相关的检测时，如图9的(2)所示，在与各控制信道的短代码#0扩展编码的接收定时对应的位置检测各相关的峰值。在移动机中，将检测到其中的最大的相关峰值的时刻决定为连接希望基地台的控制信道的长代码同步时刻。
其次，在移动机中，为了识别上述基地台，使用1个滑动相关器进行将检测上述长代码同步定时的控制信道进行扩展的长代码的认证。因此，在初始单元检索中，从由系统决定的长代码组long code #1～long code #N中顺序选择长代码long code #i，生成该选择的长代码long code #i+短代码short code #0的复制符号，对在上述第1阶段得到的同步定时进行相关检测。另外，在转移时的周边单元检索中，根据从现在连接的基地台所通知的周边单元的长代码组同样顺序生成长代码long code #i+短代码short code #0的复制符号，对上述同步定时进行相关检测。就这样改变长代码long code #i进行相关检测，直至相关检测值超过阈值为止，将超过阈值的长代码long code #k判定为接收控制信道的长代码，并结束单元检索。这样，便可识别该基地台。
如上所述，通过将长代码的定时同步和长代码的认证分离，便可高速进行单元检索。在通常的基地台间非同步单元系统中，要进行单元检索，就必须进行数(扩展编码的数×扩展编码的相位数)次的相关检测，相反，按照该提案的方法，进行数(扩展编码的数+扩展编码的相位数)次的相关检测就行了。
如上所述，按照该提案的2阶段高速初始同步法，可以高速地进行单元检索，但是，人们期望获得更高速的初始同步。
发明内容
因此，本发明的目的旨在在基地台间非同步CDMA通信系统中提供可以更高速地进行单元检索的DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式的初始同步方法和接收机。
另外，本发明的目的还在于提供即使在发生多径衰落的环境中也可以以良好的接收品质的接收信号DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式用接收机。
为了达到上述目的，本发明的使用由各单元所固有的长代码和与各通信信道对应的短代码构成的扩展编码系列的DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式的初始同步方法将各单元共同的特定的短代码分配给上述通信信道中的控制信道，在进行初始单元检索时，使用匹配滤波器检测上述特定的短代码与接收信号的相关，根据该相关输出的最大值检测该基地台的长代码的定时，根据该检测的长代码定时，使用并列设置的多个相关器装置或者使用该多个相关器装置和上述匹配滤波器同时进行在该系统中使用的长代码的检测，特定该基地台的长代码；在进行周边单元检索时，使用上述匹配滤波器检测上述特定的短代码与接收信号的相关，通过根据该相关输出检测转移的基地台的长代码的定时，根据该检测的长代码的定时利用上述并列设置的多个相关器装置进行与现在的单元的基地台的通信，同时使用上述匹配滤波器顺序检测与周边单元对应的长代码的相关，或者使用上述匹配滤波器进行与现在的单元的基地台的通信，同时使用上述多个相关器装置顺序检测与周边单元对应的长代码的相关，特定该转移的基地台的长代码。
另外，本发明的DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式用接收机是使用由各单元所固有的长代码和与各通信信道对应的短代码构成的扩展编码序列的DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式，是将各单元共同的特定的短代码分配给使用蜂窝方式的接收机，该接收机具有检测接收信号与扩展编码序列的相关的匹配滤波器、检测上述接收信号与扩展编码系列的相关的并列设置的多个相关器装置、检测上述匹配滤波器的相关输出的最大值的长代码定时检测部、输入上述匹配滤波器的相关输出的长代码同步判断部、输入上述多个相关器装置的相关输出的长代码同步判断装置、输入上述长代码定时检测部的输出并控制上述多个相关器装置的动作的相关器控制部和输入上述长代码同步判断部及上述长代码同步判断装置的输出并输出用于选择上述匹配滤波器和上述多个相关器装置的相关动作使用的扩展编码系列的控制信号的扩展编码控制部。
另外，上述多个相关器装置还具有进行接收频谱扩展信号的同步追踪的延迟锁定环，上述相关器控制部根据上述匹配滤波器的相关输出的峰值位置控制上述多个相关器装置的动作，上述多个相关器装置的输出进行RAKE合成。
此外，在长代码同步确立后，使用上述匹配滤波器和上述多个相关器装置接收通信信道的信号，将多路信号进行RAKE合成后构成判断数据。
另外，在长代码同步确立后，使用上述匹配滤波器和上述多个相关器装置中的一部分相关器接收现在的单元的基地台的通信信道的信号，将它们进行RAKE合成，使用其余的一部分相关器接收周边单元的基地台的控制信道的信号，同步识别该单元的长代码，接收和由该基地台的通信信道传送来的现在的单元的基地台所接收的数据相同的数据的信号，将两基地台或多个基地台的信号进行RAKE合成后进行判断。
另外，在使用上述匹配滤波器进行与现在的单元的基地台的通信时，将上述匹配滤波器的输出中所包含的多路的信号进行RAKE合成，利用上述匹配滤波器进行与现在的单元或周边单元对应的长代码的检测时，用短代码的长度分割长代码，对每个符号顺序进行相关检测。
另外，上述匹配滤波器具有多个取样保持电路、将上述各保持电路的输出根据扩展编码系列对应的位的值向第1或第2输出端子输出的多个乘法部、将上述各乘法部的第1输出端子的输出进行加法运算的第1模拟加法电路、将上述各乘法部的第2输出端子的输出进行加法运算的第2模拟加法电路和进行上述第1模拟加法电路的输出与上述第2模拟加法电路的输出进行减法运算的第3模拟加法电路。
由于使用匹配滤波器进行长代码的定时检测、使用多个相关器装置并行地进行长代码的特定，所以，可以非常高速地进行初始单元检索。
另外，在进行周边单元检索时，由于使用匹配滤波器进行周边单元检索、由上述多个相关器装置进行与该基地台的通信，所以，可以实现转移。并且，在进行通信时，由于将上述多个相关器装置使用于多路的接收，在进行初始单元检索时使用进行转移时和进行通信时共同的设备，所以，可以实现高效率化和小型化。
此外，通过设置多个相关器装置使用RAKE接收方式进行接收，在有多径衰落的环境中也可以进行良好的接收。
另外，使用由取样保持电路、乘法器和模拟加法器构成的匹配滤波器时，可以减少电力消耗。
附图说明
图1是表示应用本发明的初始同步方法的接收机的一实施例的结构框图。
图2是表示图1的接收机的相关器的一实施例的结构框图。
图3是用于说明本发明的方法的单元检索动作的流程图。
图4是用于说明本发明的方法的单元检索动作的时序图。
图5是表示本发明其他实施例的匹配滤波器的结构例的框图。
图6是表示图5的匹配滤波器的各部分的结构的电路图。
图7是用于说明图5的匹配滤波器的加法部的动作的图。
图8是表示基地台间非同步蜂窝系统的单元结构例的图。
图9是用于说明先有的DS-CDMA基地台间非同步蜂窝系统的单元检索动作的时序图。
具体实施方式
图1是表示本发明的DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式用接收机的一实施例的结构框图。在本实施例中，假定从图中未示出的基地台发信机发送的经过扩展调制的发信信号进行PSK调制并由扩展编码系列对I、Q信道分别进行BPSK(Binary PSK)调制而进行说明。数据调制和扩展编码系列都进行QPSK(Quadrature PSK)调制或BPSK调制时也可以基本上相似的结构来实现。
在图1中，11是接收从图中未示出的基地台发信的经过频谱扩展的发信信号的接收天线，12是将从该接收天线11输入的频谱扩展信号变换为中频信号的高频接收部，13是将该高频接收部12的中频输出进行两路分配的分配器。14是发生中频信号(cosωct)的振荡器，15是使该振荡器14的振荡信号的相位移相π/2的移相电路，16是将上述分配器13的输出与上述振荡器14的输出进行乘法运算的乘法器，17是将上述分配器13的输出与上述移相电路15的输出(sinωct)进行乘法运算的乘法器。18是输入上述乘法器16的乘法运算结果的低通滤波器(LPF)，从该LPF18输出同相成分的基带信号Ri。另外，19是输入上述乘法器17的乘法结果信号的低通滤波器(LPF)，从该LPF19输出正交成分的基带信号Rq。
22是设置同相成分用的匹配滤波器和正交成分用的匹配滤波器的2个匹配滤波器的复数型匹配滤波器，输入上述LPF18和19的输出。21是扩展编码发生器，在该扩展编码发生器21中发生的扩展编码输入到上述复数型匹配滤波器22，获得上述同相成分的基带信号Ri和正交成分的基带信号Rq的相关。作为上述复数型匹配滤波器22使用的各匹配滤波器，可以使用CCD(Charge CoupledDevice)及SAW(Surface Acoustic Wave)滤波器或数字IC电路的滤波器等。另外，还可以使用由后面所述的模拟运算电路构成的低功耗的匹配滤波器。
另外，20是控制对上述复数型匹配滤波器22的电源电压的电源控制电路。由该电源控制电路20驱动上述复数型匹配滤波器22在等待接收时可以以指定的时间间隔检测相关值的峰值的时间。这样，在本发明的接收机中，为了捕捉同步，虽然使用了功耗大的匹配滤波器，但是，由于其动作是间歇式地进行的，所以，可以将总体的功耗减小。
23是检测从上述复数型匹配滤波器22输出检测相关输出大小的功率计算部，24是根据该功率计算部23的输出检测接收波的各通路的传输延迟时间的通路检出部，在本实施例中，最多可以检测n个通路。另外，25是输入上述功率计算部23的输出并检测最大的相关峰值的位置的长代码定时检测部，32是判断从上述功率计算部23输出的相关峰值是否超过指定的阈值的长代码同步判断部。此外，26是选择上述通路检测部24和上述长代码定时检测部25的输出中的1个向相关器控制部27输出的选择电路。
27是相关器控制部，根据从上述选择电路26输入的上述通路检测部24或上述长代码定时检测部25的输出，向相关器28-1～28-n中的指定数目的相关器供给基带信号Ri和Rq以及电源电压，使其开始动作，同时，控制由在各相关器内分别设置的扩展编码发生器发生的扩展编码系列的种类及其相位。
在进行长代码同步捕捉时，在上述选择电路26中，选择上述长代码定时检测部25的输出，根据该长代码定时，在相关器28-1～28-n中设定与各电源的长代码对应的扩展编码系列。这样，上述相关器28-1～28-n就与上述长代码定时对应地将输入信号进行逆扩展。
上述LPF18和19的输出信号Ri和Rq分别输入并列设置的n个相关器28-1～28-n，在这些相关器28-1～28-n中分别进行逆扩展。各相关器28-1～28-n的详细结构后面介绍。从各相关器28-1～28-n分别输出的I成分和Q成分的解调数据输入RAKE合成和解调部30，同时输入功率计算部29-1～29-n。在各功率计算部29-1～29-n中分别计算与各通路对应的接收功率，该计算结果分别输入长代码同步判断装置31，同时输入上述电源控制部20。
另外，在确定了长代码同步并接收通信数据信号时，在上述选择电路26中，选择上述通路检测部24的输出，在上述通路检测部24中根据最多检测n个的各通路的延迟信息，控制相关器28-1～28-n的逆扩展所使用的扩展编码系列的相位，各相关器28-1～28-n分别将对应的通路的接收信号并列地进行逆扩展。
上述各相关器28-1～28-n的与各通路对应的逆扩展后的数据在RAKE合成和解调部30中使用根据复数型匹配滤波器22的输出而决定的权重系数进行合成，解调为串行数据并输出。
另外，在上述长代码同步判断装置31中，判断上述功率计算部20-1～29-n的相关输出是否超过指定的阈值，该判断结果输入扩展编码控制部33。
上述长代码同步判断部32的输出也输入该扩展编码控制部33，根据这些各长代码同步判断装置(部)的输出来特定出长代码，并与此相应地将用于指定由上述扩展编码发生器21和各相关器28-1～28-n内的扩展编码发生器发生的扩展编码系列的控制信号向各扩展编码发生器输出。
图2是表示上述相关器28-1～28-n的结构的一例的框图。上述各相关器28-1～28-n都具有该图2所示的结构。如图所示，各相关器具有用于控制输入信号Ri和Rq的供给的开关34i和34q、逆扩展部40和DLL(Delay Locked Loop)部50。这里，上述开关34i和34q利用上述相关器控制部27的输出进行导通控制。
在DLL部50中，61是扩展编码发生器，具有由上述相关器控制部27指定的相位，发生与从上述扩展编码控制部33施加的控制信号对应的扩展编码系列。从该扩展编码发生器61输出的扩展编码系列作为E-Code输入后面所述的乘法器51i和51q。62是使由上述扩展编码发生器61发生的扩展编码系列E-Code延迟1/2芯片周期(Tc/2)的延迟电路，从该延迟电路62输出的扩展编码系列作为P-Code用于进行逆扩展而输入后面所述的乘法器41i和41q。63和上述延迟电路62一样是使扩展编码系列延迟1/2芯片周期(Tc/2)的延迟电路，从该延迟电路63输出的扩展编码系列作为L-Code输入后面所述的乘法器55i和55q。
这样，就从上述扩展编码发生器61、延迟电路62和63分别输出相对于P-Code相位超前Tc/2的E-Code(Early Code)、正确的相位的P-Code(Punctual Code)和相位落后Tc/2的L-Code(LateCode)等3种扩展编码系列。
在逆扩展部40中，41i和41q是进行上述正确的相位的扩展编码系列P-Code与通过上述开关34i和34q输入的接收信号Ri和Rq的乘法运算的乘法器，42i和42q是将从该乘法器41i和41q分别输出的乘法运算结果信号相加短代码的1周期的累加器。由这些乘法器41i和41q、累加器42i和42q进行接收信号的逆扩展，解调发送来的数据。
另外，51i和51q是将上述相位超前Tc/2的扩展编码系列E-Code与上述接收信号Ri和Rq进行乘法运算的乘法器，52i和52q是将上述各乘法器51i和51q的输出相加短代码的1周期的累加器，利用这些乘法器51i和51q、累加器52i和52q计算接收信号Ri和Rq与上述扩展编码系列E-Code的相关值。上述各累加器52i和52q的相关输出分别输入包络线检波电路53i和53q，去除调制对上述各相关输出的影响，在加法器54这进行加法运算。
另外，上述相位落后Tc/2的扩展编码系列L-Code与上述接收信号Ri和Rq在乘法器55i和55q中分别进行乘法运算，各乘法运算结果分别在累加器56i和56q中累加短代码的1周期。以此计算上述接收信号Ri和Rq与上述扩展编码系列L-Code的相关。上述累加56i和56q的输出通过包络线检波电路57i和57q除掉调制的影响，在加法电路58中进行加法运算。
并且，在减法器59中，从上述加法电路54的输出中减去上述加法电路58的输出，并将其输出通过低通滤波器60输入上述扩展编码发生器61，控制由扩展编码发生器61发生的扩展编码的相位。
这样，在实际的信号比P-Code相位超前时，减法器59的输出就成为正的信号，相位落后时，减法器59的输出就成为负的信号。相位完全相同时，减法器59的输出就是0。因此，将该减法器59的输出向扩展编码发生器61反馈，该减法器59的输出为正时，通过将由扩展编码发生器61发生的扩展编码系列的相位向延迟的方向控制，在输出为负时，通过将扩展编码系列的相位向超前的方向控制，可以稳定地控制系统使其输出成为0，从而可以使实际的逆扩展所使用的P-Code以与接收信号同步的状态进行跟踪。
该跟踪环路的控制部(在图2中用点划线所示的DLL控制部50-S)在后面所述的长代码同步时不动作。
这样，为了利用图2的电路进行同步跟踪，必须使接收信号的扩展系列与接收机内的扩展系列间的相位差限制在±Tc/2以内，直至该电路开始进行跟踪。在本发明中，利用上述复数型匹配滤波器22精密地进行同步捕捉。
在本实施例中，假定E-Code与L-Code的相位差为Tc，但是，不限于此，例如，也可以使相位差为2Tc/2。这时，可以使上述复数型匹配滤波器22的同步捕捉电路的精度成为与此对应的精度即±Tc。
下面，参照图3的流程图和图4的时序图说明在这样构成的CDMA接收机中进行的本发明的初始同步方法。图3(a)是表示进行初始单元检索时的动作的流程图，图3(b)是进行周边单元检索时的动作的流程图。另外，图4(1)表示接收天线11接收的频谱扩展信号的一例，图中只示出了控制信道的接收信号。此外，图4(2)是用于说明检测长代码的定时的动作的图，图4(3)是用于说明特定长代码的动作的图。
(初始单元检索)
开始进行初始单元检索时，如图3(a)中的S11所示，扩展编码控制部33对扩展编码发生器21发生控制信道的短代码short code#0，在复数型匹配滤波器22中求与接收频谱扩展信号的相关，在长代码定时检测部25中根据其输出检测长代码的定时。
即，如图4(1)所示，和对上述图9说明的情况一样，从各基地台BSi～BSi+2分别作为控制信道发送出在长代码周期中以在指定期间(例如1符号期间)预先分配给控制信道的短代码short code #0进行扩展、在其他期间以各基地台所固有的长代码long code #i+短代码short code #0进行扩展的信号，上述接收天线11接收这些信号合成的信号。
从上述扩展编码发生器21根据上述扩展编码控制部33的指示发生短代码short code #0，在上述复数型匹配滤波器22中，获得1个长代码周期的期间中上述短代码short code #0与上述接收信号的相关。该相关输出通过上述功率计算部23输入上述长代码定时检测部25。该功率计算部23的输出例如如图4(2)所示的那样，成为在只以各基地台的控制信道信号的短代码short code #0进行扩展的期间具有峰值的波形，其中具有最大的功率的峰值的位置就判定为该移动机所属的单元的基地台的长代码定时。在本例中，如图所示，基地台BSi+2的接收信号的电平最高，其接收信号的相关峰值最大。因此，上述长代码定时检测部25就将该定时检测为长代码定时T。
然后，进入S12，将电源电压和基带信号Ri和Rq供给n个相关器28-1～28-n，并列地使用这些相关器获取接收信号与longcode #1～long code #N的相关，并特定长代码检测装置31的输出成为最大的长代码long code #k。这样，就可以判定该移动机所属的单元的基地台的长代码是long code #k。
即，如图4(3)所示，扩展编码控制部33对在n个相关器28-1～28-n中分别设置的扩展编码发生器61控制分别分配并发生在该系统中使用的长代码(long code #1～long code #N)+shortcode #0。另外，上述长代码定时检测部25的输出通过选择电路26输入相关器控制部27，该相关器控制部27对在各相关器28-1～28-n内分别设置的上述扩展编码发生器61控制与该检测的长代码定时T同步地发生扩展编码。这样，便可使用相关器28-1～28-n同时进行接收频谱扩展信号与在系统中预定的长代码的相关处理。在进行特定该长代码的处理时，上述DLL控制部50-S成为非动作状态。
各相关器28-1～28-n的相关输出(I成分和Q成分)分别输入功率计算部29-1～29-n，这里，计算其绝对值，该绝对值输出分别输入长代码同步判断装置31。图4(3)表示功率计算部29-1～29-n的输出的一例，图中示出了功率计算部29-k的输出有相关峰值的例子。长代码同步判断装置31判断各输入是否具有超过阈值的峰值，并将该判断结果和超过阈值的峰值向上述扩展编码控制部33输出。这样，在扩展编码控制部33中，在有多个超过阈值的峰值时，就决定可以获得最大的相关的长代码，从而可以特定该移动机所属的单元的长代码。在图示的例子中，特定long code#k。
这样，由于可以使用n个相关器同时进行长代码的特定，所以，与先有的情况相比，可以非常高速地进行处理。
当在系统中使用当长代码数N大于相关器28当个数n时，可以按每n个顺序地同时进行相关处理。
另外，如上所述，不仅可以使用上述n个相关器28-1～28-n而且也可以使用上述匹配滤波器22进行长代码的特定处理。这时，可以更高速地特定的长代码。使用匹配滤波器22进行长代码的特定时，用短代码把长代码分割，对各符号顺序进行相关检测。
(接收处理)
通过上述处理，初始单元检索结束后，就使用在上述S12特定当长代码long code #k进行通常的接收处理。即，在S13，上述扩展编码控制部33控制上述扩展编码发生器21发生由上述特定的长代码long code #k和为了通信而分配的短代码short code #j构成的扩展编码系列long code #k+short code #j，在复数型匹配滤波器22中，求与接收频谱扩展信号的相关。
在理想的情况下，在接收信号和扩展编码系列的相关输出中，只应出现1个峰值，但是，实际上，从发信侧发送来的信号除了直接到达天线的信号(直接波)以外，还有由建筑物及地面等反射而到达的信号(反射波)，结果，就是通过多个传输路径(多通路)的信号到达接收天线11。由于这些接收信号是以各自的传输路径相应的传输延迟时间接收的，所以，会出现多个相关峰值。接收这种通过多个路径传输来的信号时，由于接收信号之间相互干涉而发生所谓的多径衰落，所以，在本实施例中，在并列地设置的n个相关器(逆扩展部)28-1～28-n中，进行各通路的信号的逆扩展，通过将该各逆扩展部的输出进行RAKE合成，进行通路分集接收。
从上述复数型匹配滤波器22输出的相关输出输入功率计算部23，这里，检测该相关输出的大小。检测到该功率计算的结果大于指定值的相关峰值输出时，将作为应由该接收机接收的频谱扩展调制信号，将输出信号输入通路检测部24。通路检测部24根据从上述功率计算部23输出的相关输出检测与接收波的通路和各通路的传输延迟时间对应的相位偏移。
上述通路检测部24的输出输入相关器控制部27，相关器控制部27向相关器28-1～28-n中与上述检测的通路数和相位偏移对应的数目的相关器供给基带信号Ri和Rq以及电源电压，使其开始动作，同时，根据对应的通路的相位偏移控制由在各相关器内分别设置的扩展编码发生器发生的扩展编码系列的相位。另外，上述扩展编码控制部33控制上述相关器28-1～28-n中与上述检测的通路数和相位偏移对应的相关器内的扩展编码发生器发生long code#k+short code #j。这样，各相关器28-1～28-n就分别将对应的通路的接收信号并列地进行逆扩展。
从各相关器28-1～28-n分别输出的I成分和Q成分的解调数据输入RAKE合成和解调部30，同时，输入功率计算部29-1～29-n。在功率计算部29-1～29-n中，计算与各通路对应的接收功率，并输入上述电源控制部20。与上述各相关器28-1～28-n的各通路对应的逆扩展后的数据在RAKE合成和解调部30中乘以指定的系数进行RAKE合成，解调为串行数据并输出。
在上述接收处理中，使用多个相关器28-1～28-n进行该基地台的通信信号的接收，但是，上述匹配滤波器22也可以和上述相关器28-1～28-n一起使用于该信号的接收。这时，上述匹配滤波器2 2的输出输入上述RAKE合成和解调部30，该输出中所包含的多通路的信号在分别受到指定的延迟后乘以指定的系数，和与上述相关器28-1～28-n的其他通路对应的输出一起进行RAKE合成。
(周边单元检索)
处于通话状态的移动机100移动到相邻的其他单元中时，必须切换到其他单元的基地台的通信信道继续进行通话(转移)。因此，接收处于周边的单元的基地台的信号，必须检索信号强度最大的基地台。下面，参照图3(b)说明该周边检索。
首先，在S21，使用上述复数型匹配滤波器22，利用作为各单元共同的控制信道而使用的short code #0检测与接收信号的相关。这样，便可检测与图4(2)所示的各基地台的控制信号的强度相应的相关输出。根据该输出，和上述情况一样，可以从长代码定时检测部25获得除了现在通信中的基地台外信号强度最大的基地台的长代码的定时。
其次，在S22，为了特定上述除了现在通信中的基地台外的信号强度最大的基地台，进行长代码的特定。如前所述，由于相关器28-1～28-n用于与信道连接的基地台的通话，所以，该S22的处理使用匹配滤波器22进行。即，由于关于与现在所属的单元相邻的单元的信息预先从通话中的基地台给定，所以，在扩展编码发生器21中，顺序发生作为备用的单元的长代码，在长代码同步检测部32中检测其相关输出为最大的长代码，并决定为转移处的长代码。这里，假定该长代码为long code #m。该处理和并列地进行的上述初始单元检索的情况不同，是顺序切换长代码进行处理的，如前所述，匹配滤波器22可以高速输出相关输出，另外，在该周边单元检索中，由于预先知道作为备用的长代码，所以，可以高速地进行该周边单元检索。
另外，在上述处理中，是使用上述匹配滤波器22进行该长代码的认证的，与此相反，和上述初始单元检索时一样，也可以并列地使用上述多个相关器28-1～28-n进行长代码的认证，并使用上述匹配滤波器进行现在连接的基地台的通信信道信号的接收。这时，上述匹配滤波器22的输出供给上述RAKE合成和解调部30，进行通信信道的RAKE接收。
此外，上述通常接收时的通路数少于上述多个相关器的数n时，可以将与上述多个相关器中现在所属的单元的通信中不使用的相关器使用于周边单元检索。这时，可以使用上述匹配滤波器22和这些相关器进行相邻的单元的长代码的认证。
这样，转移的基地台在S22特定后，根据图中未示出的控制台等的控制，在上述S22特定为转移处的基地台使用通话信道向该移动机发送与现在连接的基地台相同的通话信号。
移动机在S23使用上述匹配滤波器22接收该转移处的基地台的信号。即，在上述扩展编码发生器21中发生上述特定的转移处的单元的长代码long code #m和该通信信道的短代码short code #j，接收该基地台的信号。即，使用上述相关器28-1～28-n接收从前面连接的基地台的信号，与此同时，使用上述匹配滤波器22接收转移处的基地台的信号。这时，由于该匹配滤波器22的输出也输入上述RAKE合成和解调部30，所以，在该RAKE合成和解调部30中可以将上述多个相关器28-1～28-n的输出与上述匹配滤波器22的输出进行RAKE合成。即，可以将同时从多个基地台接收的信号进行RAKE合成。
这时，根据上述功率计算部23的输出从最大n通路检测部24检测与该转移处单元的基地台的信号的通路对应的相位偏移。
然后，进入S24，在上述相关器28-1～28-n中设定与转移处的通信信道对应的扩展编码long code #m+short code #j，在与由上述最大n通路检测部24检测的通路对应的定时使各相关器动作，和上述S14一样，进行通常的信号接收。这样，便可同时从多个基地台接收信号进行转移。
另外，如前所述，使用多个相关器28-1～28-n进行转移处的长代码的特定时，或者使用匹配滤波器22和接收现在连接的基地台的信号不使用的多个相关器进行时，同样可以进行RAKE合成，从而可以实现接收多个基地台的信号的转移。
(其他实施例)
下面，说明功耗少的本发明的其他实施例。本实施例使用功耗少的匹配滤波器进一步减少功耗。图5表示该匹配滤波器的结构。图示的匹配滤波器表示的是在上述复数型匹配滤波器22内设置的2个相同结构的匹配滤波器中的1个。另外，为了使图简化，在图5中假定扩展编码系列由6位构成，并假定具有6段的延迟段，实际使用的扩展编码系列是具有数10位～数100位的长度的符号系列，所以，必须采用具有与其对应的数目的段数。
在图5中，71-1～71-6是对接收信号Ri或Rq进行取样保持的取样保持电路，73-1～73-6是将各取样保持电路71-1～71-6的输出与扩展编码进行乘法运算的乘法部，76～81是将各乘法部73-1～73-6的输出进行加法运算的加法电路。另外，72是控制上述取样保持电路71-1～71-6的取样保持定时的控制部，74是用于向各乘法部73-1～73-6输入基准电压的基准电压发生电路，75是用于发生扩展编码系列的扩展编码发生器。
如图所示，各取样保持电路71-1～71-6由根据控制部72的控制信号进行控制的模拟开关、电容器C1和反相放大器Amp构成。另外，上述各加法器76～81由与多个输入端子连接的电容器和反相放大器Amp构成。这样，在该匹配滤波器中，在上述取样保持电路和加法器中，是使用由与输入侧连接的电容器和反相放大器构成的模拟运算电路(神经运算放大器)。
图6(a)表示上述反相放大器Amp的结构。图中，82是在电源Vdd和放大器Amp之间串联连接的开关，该开关由上述电源控制部20进行控制。另外，Vi是输入端子，Vo是输出端子，在两端子之间设置反馈用的电容器Cf。92、93和94都是CMOS反相电路，该反相放大器Amp利用CMOS反相器的输出从高电平向低电平或从低电平向高电平迁移的部分，把反相器作为放大器使用，由奇数级，例如如图所示的那样3级串联连接的CMOS反相器构成。电阻R1和R2是为了控制放大器的增益而设置的，另外，电容器Cg是为了调整相位而设置的，总之，都是为了防止反相放大器Amp发生振荡而设置的。
下面，参照图7说明通过电容器将输入电压加到该反相放大器上的神经运算放大器的动作。在图7中，Amp是上述反相放大器，输入电压V1和V2分别通过电容器C1和C2加到上述反相放大器Amp上。上述反相放大器Amp的电压放大倍数非常大，所以，该反相放大器Amp的输入侧的B点电压基本上为一定的值，假定B点的电压为Vb。这时，图中的B点就是与各电容器C1、C2、Cf和构成CMOS反相器92的晶体管的栅极连接的点，不论哪种电源，都是处于悬浮状态的点。
因此，设在初始状态各电容器上充的电荷为0，则在加上输入电压V1和V2后以该B点为基准时各电容器充的总电荷也为0。这样，如下电荷守恒公式成立。
C1(V1-Vb)+C2(V2-Vb)+Cf(Vout-V                    b)        ＝0                       ···(1)
这里，若将各输入电压V1和V2置换为以B点的电压Vb为基准的电压，并令V(1)＝V1-Vb、V(2)＝V2-Vb、V’out＝Vout-Vb，则从上述(1)式便可导出如下(2)式。
V’out＝-{(C1/Cf)V(1)+(C2/Cf)V(2)}(2)
即，从神经运算放大器输出大小为将各输入电压Vi乘以输入电容器Ci与反馈电容器Cf之比的系数(Ci/Cf)后的值的和、极性反相的输出电压Vout。
在上述取样保持电路71-1～71-6中，在上述图7中相对于只有1个输入端子的情况，由于输入电容器C1的值和反馈电容器Cf的值相等，所以，根据上述(2)式，其输出电压为-V(1)。即，根据上述控制部72的控制，从取样保持电路71-1～71-6输出在开关断开时刻的输入电压Ri(或Rq)的极性反相的电压-Ri(或-Rq)。
上述控制部72将控制信号顺序加到各取样保持电路71-1～71-6上，一旦将在各取样保持电路71-1～71-6中设置的模拟开关闭合，就按与扩展调制信号的芯片对应的定时控制各取样保持电路71-1～71-6的开关顺序打开，取入输入电压。这样，扩展编码系列的1个周期的接收信号就取入各取样保持电路71-1～71-6，并输出其极性反相的接收信号。
分别输入上述各取样保持电路71-1～71-6的输出的乘法部73-1～73-6由具有相同结构的2个多路转换器电路MUX1和MUX2构成。图6(b)表示该多路转换器电路MUX的结构。图中，95是CMOS反相器，96和97是CMOS传输门。另外，Si是控制信号输入端子，具体而言，就是输入从上述扩展编码发生器75输出的扩展编码系列中的与该多路转换器电路MUX包含的乘法部73-i对应的位的数据。另外，In1和In2是第1和第2输入端子，Out是输出端子。在这种结构中，控制信号Si为「1」(高电平)时，传输门96导通，97截止，第1输入端子In1的输入信号向输出端子Out输出。另一方面，Si为「0」(低电平)时，传输门96截止，97导通，第2输入端子IN2的输入信号向输出端子Out输出。
如上所述，在各乘法部73-1～73-6上述多路转换器电路MUX设置MUX1和MUX2共2个，第1多路转换器电路MUX1的输出成为该乘法部73-i的高电平输出，第2多路转换器电路MUX2的输出成为乘法部73-i的低电平输出。对应的取样保持电路71-i的输出电压V施加到第1多路转换器电路MUX1的第1输入端子In1上，从上述基准电压发生电路74输入的基准电压Vr加到第2输入端子In2上。另一方面，与上述第1多路转换器电路MUX1关系相反的输入电压加到第2多路转换器电路MUX2的各输入端子In1和In2上。即，基准电压Vr加到第1输入端子In1上，取样保持电路71-i的输出电压Vi加到第2输入端子In2上。
因此，加到控制端子上的扩展编码的对应的位Si的值为「1」时，从MUX1输出与该输出高电平对应的取样保持电路71-i的输入电压，MUX2输出与该输出低电平对应的基准电压发生电路74的基准电压Vr，另一方面，扩展编码对应的位为「0」时，MUX1输出与该输出高电平对应的基准电压发生电路74的基准电压Vr，MUX2输出与该输出低电平对应的取样保持电路71-i的输入电压。
图6(c)表示基准电压发生电路(Vref)74的结构。图中，92、93和94是和上述图6(a)所示的反相放大器Amp中的一样的CMOS反相电路，R1和R2是增益控制用电阻，Cg是相位调整用电容器。另外，82是插入在电源Vdd与上述各CMOS反相器92～94和电阻R1之间的开关，由上述电源控制部20进行导通控制。该电路使输出电压收敛于其输入输出电压相等的稳定点，可以根据各CMOS反相器92～94的阈值的设定等发生所希望的基准电压Vr。这里，为了可以增大动态范围，令基准电压Vr＝电源电压Vdd/2＝Vb。因此，根据上述乘法部73-1～73-6的高电平输出或低电平输出而输出基准电压Vr时，上述(2)式中的输入电压V(i)成为0。
上述乘法部73-1～73-3的MUX1的输出(高电平输出)输入加法器76。在加法器76中，由于与各乘法部73-1～73-3的输入电压分别对应的输入电容器C2、C3和C4的大小取为反馈电容器Cf的1/3，所以，根据上述(2)式，输出具有各乘法部73-1～73-3的输出电压之和的1/3的大小。该输出电压的极性与匹配滤波器的输入电压Ri(Rq)的极性相同。
另外，乘法部73-1～73-6的高电平输出输入加法器78，和上述情况一样，输出具有它们的输出之和的大小的电压。该电压的极性和Ri(Rq)相同。
加法器76和加法器78的输出输入加法器80。该加法器80的输入电容器C5和C6的值都取为反馈电容器Cf的值的1/2，从该加法器80输出上述加法器76的输出的1/2大小的电压与上述加法器78的输出的1/2大小的电压之和的电压。该电压的极性与Ri(Rq)相反。
另一方面，上述乘法部73-1～73-3的MUX2的输出(低电平输出)输入加法器77，和上述情况一样，输出具有这些输出之和的大小的电压。另外，上述乘法部73-4～73-6的低电平输出输入加法器79，输出具有这些输出之和的大小并且极性和Ri(Rq)相同的电压。
上述加法器80、77和79的输出输入到加法器81。与该加法器81的上述加法器80的输入对应的输入电容器C7的大小与反馈电容器Cf的大小相等，另外，由于与上述加法器77和79的输入对应的输入电容器C8和C9的大小取为Cf/2，所以，从该加法器81输出和上述加法器80的输出电压与上述加法器77的输出电压的1/2的电压和上述加法器79的输出电压的1/2的电压之和的电压之差对应的电压。因此，从该加法器81输出供给从扩展编码发生器75输出的扩展编码系列的「1」的取样保持电路71-1～71-6的输出之和与供给扩展编码系列的「0」的输出之和之差的电压即输出与扩展编码系列的相关值。
在上述加法器80中，输出输入电压之和的1/2电压，在上述加法器81中，计算加法器77和79的输出电压的1/2电压，是为了使最大电压不超过电源电压。
这样，从加法器81输出相关值后，在匹配滤波器中，使从扩展编码发生器75输出的扩展编码系列移位1芯片，进行和上述一样的运算处理，获得下一个相关值。这样，由于不必进行取样保持的信号的移位处理，所以，可以防止发生该处理引起的误差。因此，通过顺序进行扩展编码系列的移位，可以进行上述同步捕捉。
按照该匹配滤波器，上述神经运算放大器的运算处理通过电容耦合的模拟处理而进行，所以，与数字处理的情况相比，电路规模可以大幅度地减小，另外，由于是并列地进行运算，所以，可以高速进行处理。此外，由于各电路的输入输出全部是电压信号，所以，可以使功耗非常低。
在上述实施例中，是以经过QPSK调制的信号的情况为例进行说明的，但是，不限于此，显然，对于采用BPSK等其他调制方式的情况也可以应用本发明。
如上所述，按照本发明的初始同步方法，在进行初始单元检索时，使用匹配滤波器检测长代码的定时，利用多个并列设置的相关器按该检测的长代码定时进行长代码的特定，所以，可以高速地进行初始单元检索。
另外，在进行周边单元检索时，使用匹配滤波器进行转移处的长代码的定时检测和长代码的特种代码，由相关器接收现在接续中的基地台的信号，同时可以利用匹配滤波器接收转移处的基地台的信号，所以，可以实现转移。
此外，由于设置多个相关器进行RAKE接收，所以，即使在有多径衰落的环境中，也可以保持良好的接收品质。
另外，在进行初始单元检索时、转移时和通话时(多通路接收时)，可以共用匹配滤波器和多个相关器，从而可以实现高效率化和小型化。
另外，由于使用了神经运算放大器的匹配滤波器，可以提供低功耗的接收机。

Claims (7)

1.一种DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式的初始同步方法，使用由各单元固有的长码和与各通信信道对应的短码构成的扩展编码系列，其特征在于：各单元共同的特定的短码分配给上述通信信道中的控制信道，
(a)进行初始单元检索时，
(a1)使用匹配滤波器检测上述特定的短码与接收信号的相关，根据该相关输出的最大值检测该基地台的长码的定时；
(a2)根据该检测的长码定时使用并列设置的多个相关器装置或者使用该多个相关器装置和上述匹配滤波器并列地进行在该系统中使用的长码的检测，并特定该基地台的长码；
(b)进行周边单元检索时，
(b1)使用上述匹配滤波器检测上述特定的短码与接收信号的相关，根据该相关输出检测转移处的基地台的长码的定时；
(b2)根据该检测的长码的定时，通过利用上述并列设置的多个相关器装置进行与现在的单元的基地台的通信、使用上述匹配滤波器顺序检测与周边单元对应的长码的相关，或者使用上述匹配滤波器进行与现在的单元的基地台的通信、使用上述多个相关器装置顺序检测与和周边单元对应的长码的相关，特定该转移处基地台的长码。
2.一种DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式用接收机，使用于使用由各单元固有的长码和与各通信信道对应的短码构成的扩展编码系列的DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式，使用于将各单元共同的特定的短码分配给控制信道的蜂窝方式，其特征在于具有：
检测接收信号与扩展编码系列的相关的匹配滤波器、
检测上述接收信号与扩展编码系列的相关的并列设置的多个相关器装置、
检测上述匹配滤波器的相关输出的最大值的长码定时检测部、
输入由上述匹配滤波器的相关输出的长码同步判断部、
输入由上述多个相关器装置的相关输出的长码同步判断装置、
输入由上述长码定时检测部的输出并控制上述多个相关器装置的动作的相关器控制部、
输入由上述长码同步判断部和上述长码同步判断装置的输出，并输出控制信号用于选择上述匹配滤波器和上述多个相关器装置的相关动作使用的扩展编码系列的扩展编码控制部。
3.按权利要求2所述的DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式用接收机，其特征在于：上述多个相关器装置进而还具有进行接收频谱扩展信号的同步跟踪的延迟锁定环，上述相关器装置根据上述匹配滤波器的相关输出的峰值位置控制上述多个相关器装置的动作，将上述多个相关器装置的输出与上述匹配滤波器的输出进行RAKE合成，并判断该数据。
4.按权利要求3所述的DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式用接收机，其特征在于：在长码同步确立后，使用上述匹配滤波器和上述多个相关器装置接收话务信道的信号，将多通路的信号进行RAKE合成，并判断该数据。
5.按权利要求3或4所述的DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式用接收机，其特征在于：在长码同步确立后，使用上述匹配滤波器和上述多个相关器中的一部分相关器接收现在的单元的基地台的话务信道的信号，将它们进行RAKE合成，使用其余的一部分相关器接收周边单元的基地台的控制信道的信号，同步识别该单元的长码，接收与从用该基地台的话务信道传送来的现在的单元的基地台接收的数据相同的数据的信号，将两基地台或多个基地台的信号进行RAKE合成，并进行判断。
6.按权利要求3或4所述的DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式用接收机，其特征在于：使用上述匹配滤波器进行与现在的单元的基地台的通信时，将上述匹配滤波器的输出中包含的多通路的信号进行RAKE合成，另外，利用上述匹配滤波器进行与现在的单元或周边单元对应的长码的检测时，用短码的长度分割长码，按每个符号顺序进行相关检测。
7.按权利要求2～4中任一项所述的DS-CDMA基地台间非同步蜂窝方式用接收机，其特征在于：上述匹配滤波器具有多个取样保持电路、根据扩展编码系列对应的位的值将上述取样保持电路的输出向第1或第2输出端子输出的多个乘法部、将上述各乘法部的第1输出端子的输出进行加法运算的第1模拟加法电路、将上述各乘法部的第2输出端子的输出进行加法运算的第2模拟加法电路和将上述第1模拟加法电路的输出与上述第2模拟加法电路的输出进行减法运算的第3模拟加法电路。
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