CN1130002A - 通信系统中执行频率变换的装置 - Google Patents

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Abstract

这里描述一种执行将最后IF频率变换为基带频率的有效装置。计数器(401)产生两个逻辑信号G1(402)和G2(403)，并将它们传送到异或门(404)和多路复用器(406)。当控制信号(411)未声明时，多路复用器(406)使信号G1传送到I1并使信号G2传送到I2；当控制信号(411)声明时，多路复用器(406)使二进信号G1传送到I2(410)并使信号G2传送到I1(407)。同样，当异或门(404)的输出声明时，多路复用器(405)互易其输入的实数和虚数的样值；否则不对它的输入样值进行任何操作。信号I1(407)和I2(410)分别用来控制反相器(408)和(409)的运算。当任一反相器运算时，该反相器执行反运算，否则不执行任何操作。

Description

通信系统中执行频率变换的装置
本发明涉及通信系统，具体涉及通信系统中的频率变换。
信号从一种载波频率变换到另一种载波频率或频率调制(其中信号的带宽远小于载频频率)是任何无线电接收机或发射机的一个明显的核心部分。在传统的线性超外差接收机设计中，已调制射频(RF)载波通过一个下降序列的中频(IF)而被变换直至基础(un-derlying)调制(有时叫做“包络”或“基带信号”)以零频率为中心并且所嵌入的信息(不管它是模拟信号还是已调制的数字数据)可以被提取出来为止。同理，有效的传输和频谱共享要求将基带信号变换成为一个合适的载频频率。不过为了简单起见，下文讨论的重点是频率解调和下变频。
大多数现代频率变换器(或混频器)电路是以双平衡混频器(DBM)或二极管环设计为基础的。众所周知，因二极管器件特性的允差和变换器的杂散电容和电感使DBM可能会受到载频馈送(即本地振荡器端口到RF输出端口的耦合)影响和在IF至RF的通路中非线性信号失真。这种问题在采用诸如BPSK、QPSK、OQPSK、π/4—QPSK、M—ary PSK等调制方式的数字通信系统中更为复杂。在这种情况下，通常需要通带信号的正交解调以便恢复传输中所用的复数的(complex)基带信号。在正交混频器中，模拟DBM的基本问题依然存在，但因需要两个幅度相等且相位差90°的本地振荡基准频率，这又增加了本地振荡的幅度和相位的平衡问题。
DBM中的固有问题可以通过使用离散时间数字信号处理(DSP)技术来避免，而这又导致开发一种称作数控振荡器(NCO)的一种通用的装置。一个NCO典型地包括：一个多比特相位累加器、单象限正弦函数查阅表及一个复数数字乘法器。作为混频器工作时，其功能是通过离散时间复数频移运算子y(k)＝x(k)e-j2πkfc/fs来变换通带信号y(k)；以形成复数基带信号x(k)信号，其中fc为通带的中心频率，fs为取样速率。NCO通过对相位〔kΔθ〕2π进行模2π累加并用其对正弦查阅表进行寻址来执行这种功能。将所得到的结果的复数指数项与通带信号的样值y(k)相乘，便生成了x(k)。Δθ是建立有效归一化变换频率fc/fs的相位步长(Phase step size)。
在数字通信接收机中应用这种类型的数字下变换还使所需的A/D变换器的个数从两个(每个用于由模拟正交混频器产生的同相信号分量I和正交信号分量Q)减少为一个，如图1所示。这一点是由A/D变换器(102)中对接收到的信号作为实数值的通带波形(100)取样，而后用NCO(103)和低通滤波器(104)将数字样值流变换为正交分量。请注意，A/D变换器(102)的取样时种频率fs(101)被选用以满足奈奎斯特条件，即取样速率应为已调载频最高频率的两倍。图2示出一种可替代的不太通用的方法在NCO之前使用Hilbert滤波器(201)有时叫做“相位分割器”。Hilbert滤波器(201)执行对连续时间脉冲响应h(t)＝1/πt的数字等效，这与对滤波器输入信号执行Hilbert变换相同。示于图2的时延(200)和Hilbert滤波器(201)的净响应将在频率域负半平面产生零和在正半平面产生1的频率响应，其结果是在由NCO(103)下变频到基带信号之前使通带信号降低为单边带分解信号。在文献中数字Hilbert滤波器的有效设计方法和实施的方法是众所周知的，例如：可参见“Digital Communi/cations E.A.Lee.D.G.Messerschmitt.Kluw-er Academic”1988美国，第240页。
众所周知，通过选择最后的IF频率和取样时钟使fs＝4fc，可以极大地减化NCO的结构。这等效于使通带载频中心频率按A/D取样速率归一化为0.25HZ，这使得序列e-j2πkfc/fs化简为周期序列{1＋j0，0－j1，-1＋j0，0＋j1，1＋j0，0－j1……}。反过来这又表明可以将NCO简化为一种复数乘法器，其非信号变量(non—signal argument)简单地就是序列{1＋j0，0－j1，-1＋j0，0＋j1，1＋j0，……}。由于这个被乘数的两个分量的符号不是1便是0，因而使采用复数乘法运算执行下变频得到简化。正如在美国专利4,785,463“Digital Global Positioning SystemReceiver”中所示的，结合图1低通滤波器实施这种方案的有效设计业已提出。然而，按照图2所示的Hilbert滤波器的解决方案有效实施方案，在先有技术中并没有提到。据此，现在需要有这样的实施方案。
图1概括地示出先有技术实施的将接收到的通带信号变换成为取样复数基带等效信号的方案的方框图。
图2概括地示出先有技术中实施的使用Hilbert变换器将接收到的通带信号变换成为取样复数基带等效信号的方案的方框图。
图3概括地示出先有技术实施的例如在TIA/EIA IS—95标准蜂窝无线电系统前向链路上所使用的执行频率变换和解扩频相干四相扩频信号的方案的方框图。
图4概括地示出根据本发明的执行频率下变换或上变换的实施方案的方框图。
图5概括地示出根据本发明同时地执行频率下变换和DS—SS解扩频的实施方案的方框图。
图6概括地示出根据本发明同时地执行频率上变换和DS—SS扩频的实施方案的方框图。
现在根据本发明描述一种用以执行从最后一个IF频率到基带频率的频率变换的有效装置。一个计数器产生两个逻辑信号G1和G2，它们通过一个异或门和一个多路复用器。当一个控制信号未被声明(deassert)时，多路复用器使信号G1送到I1，使信号G2送到I2；当控制信号被声明(assert)时，多路复用器将二进制信号G1送到I2，信号G2送到I1。同样，当异或门的输出端有输出被声明时，多路复用器互易其输入样值的实部和虚部，否则不对其输入样值执行任何操作。信号I1和I2分别用来控制运算反相器。当任一反相器的控制信号被声明时，该反相器执行“反”运算，否则不执行任何操作。
对于最后的频率变换的数字解决方案特别适合于在靠近A/D变换器处已有高速数字信号处理能力的接收机。一个重要的级别的这类接收机就是采用直接序列扩频(DS—SS)方法的接收机。虽然这种方法使DS—SS所提供的截听概率低和抗干扰能力强的性能传统上用于军事用途而使其有吸引力，但近来业已提出将DS—SS用于许多公用陆地移动通信系统，利用扩频码划分实现多址接入。蜂窝无线电通信码分多址(CDMA)空中接口便是一个好的例子。这种接口是TIA/EIA IS—95电信工业协会标准所规定的，参见TIA/EIA Interim Standard，“Mobile Station—Base Station Campati-bility Standard for dual—Mode Wideband Spread Spectrum Cellu-lar System”，Telecommunication Industry Association，1993年7月。
许多不同的扩频序列都可以用来形成DS—SS传输，一些最常采用的有：最长伪随机(PN)二进制序列和Gold码，其中每种均可以单独的用来实现二相扩频，或者成对地完成四相扩频。在最近的技术中，基本(underlying)调制(可以是实数或复数值)是用复数序列进行扩频的，其实部和虚部分量由不同的二进序列形成。这就是在TIA/EIA IS—95标准中使用的解决方法。在该标准中，前向链路(基站至移动站)采用直接四相或QPSK扩频，其中的扩频序列由异或运算导出，即将两个“短”PN序列(码长为215)中的每个与用户特定的“长”PN序列(码长为242—1)进行异或运算，形成复数扩频波形。反向链路(移动站至基站)使用几乎相同的扩频机理，所不同的是，使扩频波形的虚部分量延迟了半个时片(Chip)，以形成偏移四相相移键控OQPSK传输(这种修改主要是为了减少移动站发射机非线性的影响)。
图3表示IS—95前向链路传输的下变频的解扩频的常规的解决方案。在图3中，收到的通带信号100通过一个模拟正交解调器300，从最后的IF频率正交下变频为基带。这样得出的信号再用一个与发送时片的脉冲波形相匹配的模拟滤波器(301)进行低通滤波，而后由A/D变换器303以时片速率Tc进行取样，其中取样过程的定时302由诸如延时锁相环或τ跳动器(tau—dither)环之类的装置进行控制(图中没有示出)。取样之后，复数取样数据的I和Q分量在乘法器309中乘以复合扩谱序列316的共轭复数314，而扩谱序列316是用来产生原扩频波形的。正如在图3中所看到的，解扩频信号的形成过程是短PN序列(304、305)和长PN序列(306)异或(307)后，再将结果的扩频序列的虚数部分反相(308)。之后，在等于构成IS—95前向链路波形的每个BPSK码元的时片数目的一个周期内累加积分和转储这个结果信号(310)。在按等于调制码元速率的取样速率降速取样(315)以后，结果样值流被作相位旋转和信道估值(311)，定标(312)。估值是通过监测IS—95基站传输的导引信号形成的。接着，这个结果的固有的判决状态送到软判决量化器313。最后转送到去交织器和卷积解码器(图中未画出)。
图4示出根据本发明的一种有效频率变换的装置的方框图。在图4中，格雷(Gray)计数器401以信号取样速率fs＝4fc为时钟(400)产生两个逻辑信号G1(402)和G2(403)，并送到异或门404和多路复用器406。多路复用器406由一个上/下变换二进制信号411来控制。当信号411未声明时(即电路设定为“下变频”方式)，多路复用器406将信号G1送到I1，将信号G2送到I2；当信号(411)声明时(即设定为’上变频”方式)，多路复用器将二进信号G1送到I2410而将信号G2送到I1407。同样，当异或门404的输出声明时，多路复用器405互易其输入的实部和虚部样值，否则对其输入样值不执行任何操作。信号I1407和I2410分别用来控制算术反相器408和409。当其中的任一反相器的控制信号声明时，该反相器执行求反运算，否则不执行任何操作。
参照下面的表1和表2可能会更好地理解图4方框图的运作。
                      表1
   G1    G2 多路复用器405    I1    I2
    0     0     0     1     1
    0     1     ×     1    -1
    0     1     0     -    -1
    1     0     ×    -1     1
表1所描述的是图4频率变换器以下变换方式操作时的运算真值表。
                            表2
   G1    G2 多路复用器405    I1    I2
    0     0     0     1     1
    0     1     ×    -1     1
    1     1     0    -1    -1
    1     0     ×     1    -1
表2所描述的是图4所示的频率变换器以上变换方式操作时的运算真值表。在表1和表2中，“X”表示多路复用器405互易延时元件200和Hilbert滤波器201的输出形成的复数信号I＋jQ的实部和虚部分量。延时200和Hilbert滤波器201组合形成了Hilbert滤波器结构。反相器408和409的状态由纵栏I1和I2的正负号表示。在下变频方式时，可以发现，处理结果的基带信号412遵循序列{I＋jQ，Q－jI，-I－jQ，-Q＋jI，I＋jQ……}。正如上面所讨论的那样，可以理解：由于e-jkπ/2所生成的复数等效频率下变换序列为{1＋j0，0－j1，-1＋j0，0＋j1，1＋j0……}，并由于该序列与I＋jQ相乘产生序列{I＋jQ，Q－jI，-I－jQ，-Q＋jI，I＋jQ……}，因此，图4中电路的输出实现了用0.25归一化频率的频率下变换，而这正是当fs＝4fc时图2中一般方法所要求的。同样，在上变频方式时，如表2真值表所描述的那样，由电路产生的输出序列为{I＋jQ，-Q＋jI，-I－jQ，Q－jI，I＋jQ……}。由于这等效于用序列e+jkπ/2相乘，故该电路完成了0.25归一化频率上变换。虽然，在上变频器操作方式时，前面通常不必放置元件100、102、200、201，因为只有在频率下变换的方式时才需要这些元件。更确切地说，输入到多路复用器405的复数信号应当送给滤波器和发送放大器。电路的其余部分是相同的，然而，上变频器的情况图4未明确地表示出来。
可以理解，示于图4的各交换开关和反相器可以用数字结构或模拟离散时间结构来实现，这取决于是采用数字实施还是采用离散时间模拟实施，例如开关电容器设计。在数字情况下，开关和反相器应由数字多路复用器和两个互补反相器组成。在模拟情况下，应采用运算放大器电路。请注意，格雷(Gray)计数器可以用二进计数器或任一种4态顺序机(4—state Sequential machine)来代替。再则，在可监测的数字通信接收机在端子411处任何需要复数基带符号的过取样速率可以通过将最后IF频率fc设置为等于所希望的过取样速率来实现。fc与fs之间的关系如上所述的那样。
图4所示的频率变换器可以修改为也可执行DS—SS解扩频，如图5所示。在图5中，A/D变换器102、延时元件200和Hilbert滤波器201依照图2的方案，但这时接收的通带信号按照fc＝4/TC进行变换，式中Tc为时片的时间间隔。起点从时钟500的开始以频率fCLK＝8fc工作，两个除法器(亦称分频器)501、503产生适合于短和长PN发生器504、505、506定时的时片速率时钟信号。时钟定时在4fc频率上的4态格雷计数器507的状态变化输出G1和G2508和509，与PN发生器的输出504、505、506一起送到解码器510，该解码器510通过信号I1和I2511、512控制累加器S1和S2514、516的功能。如果信号I1和I2不声明，则相应的累加器S1或S2将把多路复用器515提供的信号样值与其重复累加的数值相加。否则，从所累加的数值中将该样值减去。同时，将时钟信号500除2，并送到A/D变换器102作为变换时钟。时钟信号还直接送到多路复用器515。当时钟信号(图中标注为信号SW)声明时，多路复用器515互易由延时元件和Hilbert滤波器200、201所产生的复数信号的I和Q分量，否则复数信号样值直接送入累加器S1和S2514、516。对于从延时元件和Hilbert滤波器200、201来的每个复数信号样值而言，按照格雷计数器507的状态每次变化，有两个样值由累加器S1和S2514、516进行正累加或负累加。最终，按照PN发生器输出的每次变化，8个样值被累加。而后，对累加器进行信道相位转动(311、312)校正和被量化(313)图3。
参照表3可以更好地了解该方框图的操作，该表同样规定了解码器510中所要求的逻辑关系。
                      表3
Figure A9519059000131
表3中的前两栏表示短和长PN序列异或运算后的可能状态，而以“G1”和“G2”栏表示格雷计数器507的输出状态508、509。“PN”*栏表示原4相扩频信号的共轭复数的实部和虚部。CVT栏表示图4中描述的简化频率变换实施方案所要求的复数乘法器，并由格雷计数器的输出进行控制。
“PN*×CVT”栏表示“PN*”栏和“CVT”栏复数相乘运算的结果。这一栏提供了在时钟信号SW(513)连续周期间信号I1和I2511、512的所需数值。在表3中，第一个时钟周期间的I1的数值表示为“I1(0)”，而第二个周期间表示为“I1(1)”。信号I2也以同样的方法处理。此外，I1和I2也以在它们各自控制的条件下由累加器执行的运算功能的方式予以列出。当然，它们是能够通过映射变换{0，1}<—>{1，-1}从表3导出的逻辑信号。作为例子考虑了PN序列的结构和表3第一行所表示的格雷计数器G1和G2的状态。在这种PN发生器的结构和格雷计数器状态的情况下，在时钟信号SW513的第一个周期间，累加器S1首先将延时/Hilbert滤波器输出端200、201处的样值的实数分量与其内部累加器数值相加，而后在第二个SW周期间，将延时/Hilbert滤波器的虚数分量与累加数值相加。与此同时，累加器S2首先加上延时/Hilbert滤波器输出端的信号样值的虚数部分，而后在SW下一周期间减去实数部分。
很清楚，图5的方框图实质上是方框图3的简化，这一简化删除了频率变换器300、A/D变换器301中的一个，许多复数共轭器308和复数乘法器309及累加器310。本领域的技术人员不难理解：通过直接去掉作为解码器输入的短PN发生器504和505中的一个并对表3稍作修改，图5的方框图可以容易的修改用于二相扩频的方案。
图6示出频率上变换器与四相扩频器相结合而用在DS—SS无线电系统发端的一种有效实施方案，其中基本调制由对映(antipo-dal)样值(诸如那些在码元速率上由BPSK产生的样值和在正交码元片速率上由M元(M—ary)正交信令产生的样值)组成。在图6中，工作在fs＝4fc频率的时钟600直接传送给格雷计数器606，并通过四分频操作后传送到四相扩频序列发生器602、603、604。而后，将二相调制的数据样值M613、格雷计数器状态〔由G1(607)和G2(608)可变的状态表示〕和扩频序列传送到解码器609，而该解码器产生代表四相扩频发送信号的两个信号K1610和K2611。而后，再由1比特D/A变换器612变换之后将这些信号变换为通带频率。
参照表4的真值表可以更容易地明了方框图的操作和由解码器609执行的逻辑功能。
                     表4
表4的前两栏代表长PN序列与每一短PN序列的异或结果，“G1”和“G2”栏表示格雷计数器606的状态607、608。“PN”栏表示对应于前两栏的实数和虚数运算信号，“CVT”栏表示由格雷计数器状态导出的复数频率变换序列。“PNXCVT”栏列出了复数PN扩频序列与上变换序列相乘的结果，“Logical PNXCVT”栏表示在映射变换{0，1}<—>{1，-1}条件下的逻辑等效结果。通过“LogicalPNXCVT”栏的实部和虚部分别地与调制器信号M614进行异或运算，最后产生信号K1610和K2611。鉴此，解码器609实施长PN和短PN序列异或运算以及根据PN序列组合结果和格雷计数器状态G1和G2607、608产生“LogicalPNXCVT”信号所需要的逻辑功能。本领域的技术人员可以理解：采用诸如Karnaugh映射变换的简单技术便可以把这些逻辑功能减少到最少的逻辑方式。还可以理解，本发明通过消除PN发生器中的一个可以扩展到包括二相扩频的情况。
虽然本发明已参照具体实施例描述了，但本领域的技术人员可以理解：在不背离本发明实质和范围的情况下，在形式和细节上都可以作各种改变。

Claims (10)

1.一种在通信系统中执行频率变换的装置，其特征在于，该装置包括：
一个计数器，具有一个时钟信号作输入和多个信号作输出；
一个交换开关，以第一频率信号的同相和正交分量作输入；
至少一个反相器，它与作为该计数器的输出的多个信号中的一个相耦合，并把该交换开关输出作为其输入；
一个逻辑门，依据该计数器输出的多个信号的组合去控制该交换开关，以使至少一个反相器的输出为第二频率的信号。
2.根据权利要求1的装置，其特征在于，
第一频率或第二频率为基带频率，或通带频率。
3.根据权利要求1的装置，其特征在于，逻辑门还包括一个异或(XOR)逻辑门。
4.根据权利要求1的装置，其特征在于，该装置是在实施Hilbert滤波器结构的直接扩频谱(DS—SS)发射机或接收机中实施的。
5.根据权利要求1的装置，其特征在于，反相器的输出还包括从多个反相器输出的、以第二频率上的同相和正交分量。
6.一种用于对扩频信号解扩频的装置，其特征在于，该装置包括：
一个计数器，具有一个时钟信号作输入和多个信号作输出；
一个解码器，用于对输入伪随机序列进行解码，并输出控制信息；
一个多路复用器，具有从Hilbert滤波器结构来的输入并输出信号样值变量的及
第一和第二累加器，以信号样值变量作为输入，并按照控制信息对该信号样值变量进行累加。
7.根据权利要求6的装置，其特征在于，第一和第二累加器所进行的累加运算，或是从一个累加数数值中减去信号样值变量。
8.根据权利要求6的装置，其特征在于，该装置是在直接序列扩频(DS—SS)接收机中实施的。
9.一种用于扩频一种信号以产生扩频信号的装置，其特征在于，该装置包括：
一个计数器，具有一个时钟信号作输入和多个信号作输出；
一个解码器，按照输入的伪随机序列和该计数器多个输出信号的组合，产生多相扩频发送信号；
一个变换器，将所产生的多相扩频发送信号变换为适合传输的形式。
10.根据权利要求9的装置，其特征在于，该多相扩频发送信号还包括二相扩频发送信号，或四相扩频发送信号。
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