CN1130827C - 自适应滤波器的收敛检测装置及方法 - Google Patents

Abstract

对于自适应滤波器设备中的收敛度的检测是在该自适应滤波器设备内，将经历了一段预定时间而产生的一定量的匹配和在同一周期内累计的标准值进行比较而来的。可根据需要收敛的程度而产生、修改及撤消附加的信号处理。

Description

自适应滤波器的收敛检测装置及方法

                     背景技术

本发明广泛地涉及自适应滤波器，尤其是检测能消除回波信号的自适应滤波器装置的收敛性的技术。

在电通信领域中，例如具有对讲装置及在蜂窝式电话中，经常希望允许用户操纵通信设备而不需连续占用用户的一只或更多只手。这样在一些场合例如在汽车中是一个重要因素，因为在其中驾驶员全神贯注地握着电话设备不仅可能会危及他或她的安全，也会危及正在同一条路上的其他人的安全。

为适应这些重大需要，开发了一种被称为“免手提”的电话设备，其中各种电话元件被安装在免手提环境中，因而不再需要握住它们。例如在汽车应用中，蜂窝式电话的话筒可以被安装在遮阳板上，而扬声器可以是一种安装在仪表板上的部件，或者也可以是一种与汽车的立体声设备相关的部件。由于元件是以这种方式安装的，一个蜂窝式电话用户不必握着蜂窝式单元或其受话器就可连续通话。

对于免手提装置的一个问题是其听筒除了拾取蜂窝式电话用户的声音外，还有拾取来自蜂窝式电话远端扬声器的声音的倾向。总之由于通信系统引入的时延，由扬声器传出的声音可由本次呼叫的另一端(所谓“远端”)的个体当作他或她自己的回波听到。这样一种回波可降低语音质量，因此需要减小这种回波。改善这种回波的解决办法包括使用一个自适应回波消除滤波器或一个回波衰减器。

在图1中描述了一个具有常规的回波消除器的典型的“免手提”移动电话，其中该回波消除器是以自适应滤波器装置形式表现的。一个免手提通信设施例如可以是一个内部安装了移动电话的自动内心(automotive interior)。这种环境可对其中的声信号传播产生影响，这种影响一般是未知的。以下称这种类型的环境为贯穿这一特性的未知系统H(z)。话筒105试图用于检测用户的声音，但也具有不希望有的效果，即能检测到从扬声器109中发出的音频信号。正是这种不希望有的作用将回波信号引入系统。回波消除电路100可被用来消除由话筒105产生的信号中包含的回波分量。这种回波消除电路100可在数字信号处理器(DSP)内提供。由话筒105接收的信号120，被放大器122放大并由模数(A/D)转换器124转换为数字形式。将数字化的话筒信号126提供给回波消除电路100，以用于回波处理，并由无线电收发机110最后发射。由无线电收发机110接收的输入信号112被A/D转换器132转换为数字形式，并且随后将数字化输入信号134提供给回波消除电路100。数字化输入信号134在回波消除电路100中通过最小均方(LMS)互相关器103和自适应有限脉冲响应(FIR)滤波器101进行采样。接着，在被提供给扬声器109之前，数字化输入信号134被从回波消除电路100输出到数模(D/A)转换器136，随后到放大器138。由回波消除电路100产生的一输出信号130在被D/A转换器132进行数模转换之后，被提供给无线电收发机110。该无线电收发机110与一基站(未示出)通信。

在操作中，自适应有限脉冲响应(FIR)滤波器101产生一个回波估计信号102，该信号通常被称为 信号。回波估计信号102是数字化输入信号134和滤波器信号101的m个滤波器加权系数(h_i)序列的卷积(看等式1)。 $\hat{u}\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{i}x(n-i)$ 等式1

其中

x(n)是输入信号，

m是加权系数的数目，以及

n是采样数。

当加权系数被正确设置时，滤波器101产生一脉冲响应，该响应与未知系统H(z)内的扬声器109产生的响应大体相等。从接收的数字化话筒信号126中减去由滤波器101产生的回波估计信号102(在等式2中指定的u(n))，以产生一个误差信号e(n)107(看等式2)。

                 等式2   $e\left(n\right)=u\left(n\right)-\hat{u}\left(n\right)$

理论上，通过回波估计信号102的减法将由扬声器109引入的来自未知系统H(z)的回波响应从数字化话筒信号126中消除。典型地，需要用200到400个加权系数(以下成为“系数”)在典型的免手提环境中有效消除回波。

可看出回波消除器的效率直接与滤波器101将未知系统H(z)的脉冲响应重复的好坏能力相关。这依次地与滤波器101保持的系数h_i的设置直接相关。

提供一个动态改变系数h_i的装置以允许滤波器101适应未知系统H(z)的变化，这种做法是很有益的。在具有免手提蜂窝装置的汽车中，当窗或汽车门被打开或关闭时，可发生这种变化。一个众所周知的系数匹配方案是最小均方根(LMS)处理，该方案是由Widrow及Hoff于1960年首次引入的，并因为其有效及健全的特性而被频繁使用。对于应用到回波消除问题时，LMS处理是一个随机梯度步幅方法，该方法使用一梯度的粗(有噪声的)估计 g(n)＝e(n) x(n)，以实现一递增步幅，有助于使话筒信号e(n)中回波信号的能量最小，其中 x(n)是相应于等式 x(n)＝[x(n) x(n-1) x(n-2)......x(n-m+1)]的矢量标记。由LMS处理e(n) x(n)产生的更新信息被用来确定下一次采样中系数的值。

以下给出计算下一系数值的等式：

h_i(n+1)＝h_i(n)+μe(n)x(n-i)，i＝0......m-1           等式3

其中

x(n)是一个数字化输入信号134，

(h_i)是一个滤波器加权系数，

i指定一个专用系数，

m是系数的数量，

n是采样数，

μ是一个步幅或更新增益参数。

LMS方法在递增部分中产生信息，该递增部分中的每一个都可以有一个正的或负的值。可将由LMS处理产生的信息提供给一滤波器，以更新该滤波器的系数。

再参见图1，常规的回波消除电路100包括一用来向滤波器101提供系数更新信息104的LMS互相关器103。在这个装置中，LMS互相关器103监视代表从数字化话筒信号126中减去由滤波器101产生的回波估计信号102的校正信号107。如上所述产生了回波估计信号102，它被使用在由LMS互相关器103提供给滤波器101的更新信息104上。滤波器101的系数h_i，如等式3所述对更新信息104进行累加。

在如图1描述的常规回波消除器电路中，在FIR滤波器系数被充分调整，以便于提供一个未知系统H(z)的脉冲响应的合理的逼近之前

需要可观的一段时间。一旦回波消除器电路充分调节提供未知系统的脉冲响应的合理逼近，就称该系统为已“收敛”。在这种匹配之前或之中(即，先于收敛)，滤波器101通常和在收敛时一样也是不工作的。例如，在一个被说明的回波消除装置中，当系统经历了匹配后还可能在远端听到残余回波。因此，在匹配中需要提供辅助处理(例如回波抑制)，以便在这种匹配间隙抑制回波。这仅仅涉及对话筒信号的衰减，这种衰减不仅会减少回波分量，还会对减小来自免手提设施中用户的所需的话音信号具有有害作用。因此，需要了解匹配何时结束，即何时滤波器101收敛，以便确定何时解除辅助回波抑制处理。

US-A-4,918,727(Rohrs等)公开了一个双向对讲检测器和一种用于回波消除器的方法。检测技术的一部分包括判定所述消除器的收敛或不收敛状态。这是根据所述校正值s[n]及其时间平均而执行的，该校正值s[n]是在所述被估计的脉冲响应中变化的函数。已公开的技术的缺点是需要用来执行各种计算的专用的硬件。

                        概述

本发明的目的是提供用来确定自适应滤波器装置何时收敛的方法和装置。

本发明还有另一目的是提供辅助信号处理，可根据收敛的指示而对信号处理进行修改、引用及撤消。

本发明进一步的目的是提供一个可被用来修正匹配处理的收敛度的指示。

根据本发明的系统包括一些方法和装置，用来检测具有匹配处理的滤波器设备的收敛度。根据本发明的典型实施例，收敛的确定包括将在一预定时间段(收敛判定周期)内滤波器装置中产生的一定量的匹配和在同一周期内积累的基准值进行比较。所述比较值提供了一个体现所述滤波器装置收敛状态的标准化收敛值。根据本发明的另一方面，可以使用该收敛值引用或撤消辅助信号处理。另一方面，可以使用收敛状态调节一匹配处理。

本发明的一个典型实施例将一个收敛检测合并入一自适应滤波器装置。在这种实施例中，该装置包括一个第一(或主)滤波器和一个第二(或“增量”)滤波器。在一个收敛判定周期内，通过一匹配处理反复更新第二滤波器的系数。在收敛判定周期结束时，将第二滤波器的系数送到收敛判定设备。收敛判定设备决定这一周期中的匹配量，该匹配量由收敛判定周期结束时的第二滤波器的系数状态表示。收敛判定可包括将第二滤波器的系数和相应于在同一周期内提供的一个系统输入信号的累加的基准值相比较。

收敛判定结果表明滤波器装置匹配的程度，或在专用收敛判定周期内滤波器收敛的程度。所做的指示有利(即装置被移动得更靠近收敛)时，则将第二滤波器的系数提供给第一滤波器，以更新其系数，之后，第二滤波器系数复位，以便开始为下一次收敛判定周期累加匹配信息。

在另一种结构中，可用一个存储设备替代第二滤波器(增量滤波器)。在这种实施例中，在收敛判定期间内，由匹配处理反复地更新信号滤波器的系数。在同一期间内，所述存储器对匹配处理更新的信息进行累加。在收敛判定周期结束时，将所产生的匹配信息送至收敛判定模块，以判定收敛状态。这种判定可包括与收敛判定周期中向系统输入的信号相应的基准值相比较，以提供一个标准化收敛值。在每次收敛判定后，存储器被清空。

根据本发明的典型实施例的一种方法，该方法用来判定自适应滤波器装置内的收敛度，它包括对与收敛判定周期内产生的一定量的匹配相应的累加值进行估计。该方法也可包括和与收敛判定期间内积累的系统输入信号总和相应的积累值相比较，以提供一个标准化收敛值。

根据本发明的另一面，在收敛判定周期中反复地检测收敛状态。这样做允许在所述装置为专用采样而发生发散的情况下，对专用采样输出更多所需的信号。也可为在收敛判定期间结束时执行的收敛判定间的匹配处理的调节而提供中间检测。

因为能够判定自适应滤波器装置的收敛状态，所以这里可提供在其中能引用辅助信号处理的判定点。另外，通过对收敛状态进行判定，由在匹配的不同阶段提供调整而对滤波器装置进行最佳控制是可能的。例如，在匹配处理初期，能尽可能快地适应系统(例如使用高更新增益μ—看等式3)是很有利的，而随后的收敛可通过很好地协调滤波器装置(例如，减小更新增益μ)而改善系统特性。

                  有关附图的简短说明

由阅读以下和附图一起进行的详细说明，会更容易理解本发明的预先说明的内容及其它目的、特征和优点，其中：

图1描绘了具有常规回波消除系统的免手提装置的框图；

图2描绘了根据本发明第一实施例的回波消除系统；

图3描绘了根据本发明第二实施例的回波消除系统；

图4是显示了根据本发明一实施例的处理的流程图；以及

图5是显示了根据本发明另一实施例的处理的流程图。

                    详细说明

所给出的以下详细说明是关于其中使用了话筒和扬声器的免手提通信环境中提供的回波消除装置。必须注意文章中的回波消除装置仅仅是用于说明的目的，并不能被解释为本发明所需的应用。本发明可应用于包含一自适应滤波器装置的任一系统，在所述自适应滤波器装置中可自适应地修正滤波器系数，以便模仿一系统响应，并产生一合适的被滤波的输出信号及/或实现该滤波器装置的收敛。

在图2中显示了根据本发明第一实施例的装置，象应用于上文提到的回波消除系统。在被描述的装置中，由一个A/D转换器252将无线电收发机210产生的输入信号X转换为数字形式。该数字化的输入信号240被提供给回波消除电路200，在该电路中，信号240被LMS互相关器230、收敛判定设备234、第二有限脉冲响应滤波器203(FIR2)及第一有限脉冲响应滤波器201(FIR1)中的每一个采样。接着数字化输入信号240又被D/A转换器246转换回模拟形式，并被放大器248放大，之后输出到扬声器209。未知系统H(z)接收来自扬声器209的话音输入信号。话筒205对来自未知系统H(z)的声音信号采样，以产生一个话筒信号220。该话筒信号220一般被放大器222放大，之后被A/D转换器224转换为数字格式，以产生一个数字化话筒信号226。来自未知系统H(z)的声音信号(即数字化话筒信号226)既可包括一所需信号(例如用户的声音)又可包括来自扬声器209的声音信号。该扬声器声音信号可被话筒205拾取，并被远端用户作为他或她自己的声音感觉到。

在图2所描述本发明的典型实施例中，提供了回波消除电路200，以消除由扬声器209导入的回波信号。可以以数字信号处理器的形式或者是包含在一个单个芯片上的作为一个消除回波成分的装置及一个收敛判定设备而提供一个回波消除电路200。在典型实施例中，第一和第二滤波器201、203是有限脉冲响应(FIR)滤波器。然而，根据本发明的一种装置另一方面可包括数字无限脉冲响应(IIR)滤波器，或任何具有可被自适应修正的系数的其它滤波器。

第一滤波器201输出一个第一回波估计信号212，该信号在第一累加器点204处被从数字化话筒信号226中减掉，以产生一个第一误差信号255。该第一误差信号255被提供给第二累加器点206的一个输入端，该信号在此处减去由第二滤波器203提供的第二回波估计信号214，以产生一个第二误差信号207。

为能自适应地修正第一和第二滤波器201、203的系数，LMS互相关器230对第二误差信号207和数字化输入信号240二者都进行采样。一个更新信息信号232是由LMS互相关器230产生的，并被用来更新第二滤波器203的系数。

第二滤波器203的系数被LMS互相关器230周期性地更新。经过更长一段时期，在第二滤波器203的系数被复位后，第一滤波器201的系数被来自第二滤波器203的系数更新。可通过将第二滤波器203的系数加到第一滤波器201的系数上来执行对第一滤波器201系数的更新。这可由以下等式表示：

            h_i，1＝h_i，1+h_i，2，i＝0......m-1    等式4

其中

h_i，1和h_i，2分别是第一及第二滤波器201和203的第i个系数，且

m是第一及第二滤波器201、203中每一个的系数数目。

在最佳实施例中，在这种更新之后，第二滤波器203的系数被设置为零(看等式5)，因而允许第二滤波器对下一周期内的LMS更新进行大致的累加。

               h_i，2＝0，i＝1……m-1        等式5

借助于复位操作，滤波器装置的响应性能被部分地保持。即一旦复位，第二滤波器203的系数就易于接收来自LMS互相关器230的具有较低溢出风险的附加更新232。此外，因为对第一滤波器的系数进行更新及将第二滤波器203的系数复位，受第一和第二滤波器201、203合并影响而提供的滤波能力全部被第一滤波器201执行，所以滤波器性能的质量也得以保持。

收敛判定设备234根据来自第二滤波器203的系数及对作为数字化输入信号240形式的基准输入信号的采样而产生指示器信号236及254。在本发明的典型应用中，将收敛指示器信号236及254分别提供给一个多路复用器(MUX)250和一残余回波抑制设备208。收敛指示信号236被提供给MUX250的控制端口(CTL)。为向残余回波抑制设备208进行输出，根据输入到其控制端上的值，MUX 250或者可以提供第一误差信号255(输入₁)，或者可以提供第二误差信号207(输入₂)。残余回波抑制设备208的启动是受收敛指示器信号254的控制。根据收敛指示器信号254指出的收敛度，残余回波抑制可被逐步地引入或消除。残余回波抑制在操作初始状态的期间被典型地运用，同时滤波器与所述回波响应匹配。在稳定操作时，残余回波抑制设备208受到控制，以至让信号通过其输入端到达其输出端而不发生变化。接着，由残余回波抑制设备208输出的信号被D/A转换器235转换为模拟形式，之后被提供给无线电收发机210。

控制器260控制回波消除电路200的操作。该控制器260可以是板上(on-board)电路(描述过的)、板下(off-board)控制或由软件控制。对于以上选择对象中的任何一个，典型控制器260是通过如上所述地控制信息的传送、定时收敛计算及I/O功能而操纵回波消除电路200的。那些本领域普通技术人员根据当前这里的说明可以不费力地制作和使用合适的控制器260。

在图4的流程图中说明了图2中根据本发明的一种装置的运行处理。对以下说明的装置进行操作的控制信号通常是由控制器260提供的。在以下说明的典型实施例中，每秒钟做一次收敛判断。一个一秒收敛判定周期包含8000个采样周期。用于回波消除电路200的采样速率为每秒种采样8000次。对采样周期1至8000中的每一个，相应于根据流程图内方框410至455发生的动作包括对第二滤波器203系数的更新。在收敛判定期间内最后一个采样周期中(例如在第8000个采样周期结束时)，可以产生与流程图框460至490相应的步骤。

通过将采样周期计数器i复位为零而使在框405处开始了一个新的判定周期。对每一个采样周期，采样数计数器i被加1(框410)。数字化输入信号240被LMS互相关器230、收敛判定设备234、第二滤波器203及第一滤波器201中的每一个采样(框415)。该数字化输入信号240接着被D/A转换器246转换回模拟形式，再被放大器248放大并将其提供给扬声器209(框420)，以向未知系统H(z)产生一个声音信号。

(在方框425处)话筒205对未知系统H(z)采样。该信号被适量放大，并被转换以产生一数字化话筒信号226。在框430处，由数字化话筒信号226中减去第一回波估计信号212，以产生一个第一误差信号255。在方框435处，由第一误差信号255中减去第二回波估计信号214，以产生一个第二误差信号207。在框440处，该第二误差信号207被LMS互相关器230采样。在框445处，LMS互相关器230向第二滤波器203提供信息232，用来更新第二滤波器203的系数。同由LMS互相关器230的采样相一致，为输出目的将第二误差信号207提供给MUX 250(框450)。

紧随每次采样周期而对采样周期计数器i进行检测(框455)，以查看采样周期是否已结束(即8000个采样周期是否已结束)。如果8000个采样周期还未结束，则通过计数器i增加继续在410处执行采样处理。然而，如果已经运行了8000个采样周期(即，i＝8000)，就对收敛度进行判定(框460)。对做这种判定的技术将在以下做更详细的说明。

如果在做最后一个判定期间，收敛度被改善了(判决框465)，则在将第二滤波器203的系数复位(框475)后，将第二滤波器203的系数加到第一滤波器201框(470)的系数上。如果在判决框465处收敛度并未改善，则将第二滤波器203的系数复位而不更新第一滤波器201的系数。

接着对收敛状态进行检查以确定该装置是否已收敛(判决框480)。如果收敛未被指出，或收敛度认为其值得，则可调用或增加残余回波抑制(框490)。如果收敛被检测到，或收敛度认为其值得，则可能会消除或减小残余回波抑制(框485)。在任何一种情况下，新周期在框405处开始。

可以提供另一个根据本发明的典型实施例，以在LMS处理错误地提供了能使装置产生轻微误差的更新信息的情况下，可以输出第一误差信号255或第二误差信号207中较好的一个。可能发生这种情况的场合是一种所谓“双向对讲”的场合，在这种场合中交谈的双方同时说话。在此情况下，LMS互相关可在互相关处理中产生暂时的人为因素(误差)，该误差导致对采样产生能使设备发散而不是收敛的LMS更新信息。如果双方具有相似地声音时，这可能会特别成问题。人工误差可引起匹配朝着为特定采样设置的错误相关轻微发散。可使用双向对讲检测器、或可通过在收敛判定期内执行一中间收敛检测、或若干检测来检测匹配的发散。

再回头参见图2，在双向对话场合或其它错误的互相关的情况下，为在一个采样周期内向无线电收发机210进行输出，选择第一误差信号255将比第二误差信号207有利，在该采样周期中更新信息将会使滤波器的操作发生发散。例如，由于处于双向对讲的场合而使LMS的输出232反映出轻微的发散，这意味第二滤波器203的系数使收敛状态更糟而不是被改善。结果，由第一误差信号255中减去第二回波估计信号214而产生第二误差信号207，该信号207在消除一个回波时比第一误差信号255具有更少的效果。因此，在这种情况下，可能需要输出第一误差信号255。

在图5的流程图中说明了根据本发明一个方面的用来改善一些情况的一种方法，在这些情况中比如双向对讲等条件而导致在采样期间的若干部分中匹配发散。图5中描述的处理与在图4中的处理有所不同；然而在每个采样周期都对发散进行检测，以做一个判定，即是否输出第一误差信号255比第二误差信号207有利。必须理解可以以较低的频率检测发散，以便对发散采样进行定位检测。

参见图5，通过将采样周期计数器i复位为零而在框505处开始一个新判定周期。对每一个采样周期，采样计数器i被加1(框510)。根据一典型实施例，在判决框515处，采样周期计数器i被检测，以查看是否已运行了8000个采样周期。如果8000个采样周期还未完成，则数字化输入信号240被互相关器230、第二滤波器203及第一滤波器201采样。接着，该数字化输入信号被转换回模拟形式，被放大并被输出给扬声器209。之后，话筒205对由扬声器240产生的话音信号以类似于图4中说明的方式进行采样。

分别由第一和第二滤波器201和203产生和输出的第一和第二回波估计信号212和214(框525处)。由此，第一和第二误差信号255和207如预先说明的那样被产生了。在框530处，第二滤波器203被LMS的输出232更新，且收敛判定设备234执行一个中间检测。

对于所述匹配是否已发散的判定是在判定框535处作的。如果发散未被指出，则收敛判定设备234输出一个控制信号236至MUX 250以选择输入₂，以便选择一个第二误差信号207输出到残余回波抑制单元208。如果检测到有发散，则由收敛判定设备234选定第一误差信号255，以便由MUX 250得到一个输出。采样周期于是跳转到下一次采样，且计数器i相应地增加(框510)。

如果在判定框515中确定了采样周期计数器i等于8000，则收敛判定周期内的收敛判定是在框550处作的。所述收敛判定是以与图4中流程图所说明的处理相一致的方式执行的。然而根据本发明的另一方面，与给定的收敛判定期内产生的若干匹配相应，可以以一定的数量调用残余回波抑制(框570)。例如，可以控制残余回波抑制设备208，以便当所述滤波器装置收敛时，提供一个逐渐降低数目的残余回波抑制。根据这样一个实施例，可将一个收敛值与预定义的门限值比较，以使用适当的步幅逐步引入残余回波抑制。另一方面，收敛值可被用来提供一定量的与收敛值相应而连续变化的残余回波抑制。

在另一个方案中，可使用一个双向对讲检测系统(未示出)，其中对双向对讲产生的指示可导致选第一误差信号225而不选第二误差信号207用于输出。对双向对讲的检测也可被用来预防用LMS更新信息更新第二滤波器203。在一个给定的收敛判定期间内，产生的双向对讲的频率可被监视，并被用来控制由第二滤波器203到第一滤波器201的系数信息的传输。如果在收敛判定期间内有有限数量的双向对讲，则第二滤波器203的系数可被原封不动或以轻微的改变形式(例如可用比例系数乘以第二滤波器的系数)传送。可依据在一给定收敛期间内指出的若干双向对讲数量而适当地对这样一个比例系数进行调整。例如，对过度数量的双向对讲的指示可导致被传输系数的值或系数传输全体的刮痕(scraping)显著地降低。

必须估计到选择一个较高的更新增益参数μ，将会引起更快的匹配。然而，它也可在处于互相关人为误差的情况下引起较大的发散。由此，如上所述提供一个中间收敛检测是很有利的，以便忽略由引起发散的采样导出的相关更新信息。所以对于有可能更广泛地使用双向对讲的应用，需要提供一个合适的检测器或一个中间发散检测。

在最佳实施例中，在每一个预定的时间间隔内，通过用第二滤波器203系数的能量、电平或功率值(以下统称为“ELP值”)除以数字化输入信号240的累计ELP值，从而执行框460、530或550中的收敛判定。该系数值代表一给定期间内对匹配调整的累加。这是源于这样一个事实：在整个期间内具有接收到的更新信息的系数，代表由LMS互相关器230提供的匹配的平均量。每个采样周期提供每个单个的LMS信息更新信号232是一个小增加值。这个值可以是正的或负的。因此，该系数代表一给定期间内所有LMS更新信息的总和，并且实际上在该期间提供了匹配的平均值。

当执行收敛判定以产生指示收敛度的收敛值时，由该期间内累加的数字化输入信号240给出的基准值将匹配的量标准化。这种方式的标准化允许在给定期间内所做的相对收敛估计。例如，当在专用期间存在一个小的动作(例如，在用户间通话)，则数字化输入信号240及被转换的数字化话筒信号226可能相对较小。由此，在电路中小量相应的匹配活动导致对第二滤波器系数的低ELP值。由数字化输入信号240的低ELP值对该低ELP值进行标准化，以便由收敛判定设备234所产生的收敛值不会错误地指示设备的收敛状态。等式6给出了对系数能量的计算：

等式6

其中：

m是第一和第二滤波器201、203中每一个的系数数。

以下给出对系数电平的计算：等式7

用系数数目除能量值，以给出对系数功率的计算。

在一定期间内，代表数字化输入信号240的能量、功率或电平的计算值可计算如下：

等式8

其中：

x(j)是第j个数字化输入信号，且

k是在该期间内的采样数。

等式9

通过用数字化输入信号240的能量值除以该期间内采样的数目，来执行对该数字化输入信号240的功率计算。

在另一个实施例中，可将累加的数字化输入信号当作滑动平均值进行计算。这种方法可能是合乎要求的，因为它的实现不太复杂。

在可利用的处理硬件不能提供如上所述的满精度ELP值的有效计算情况下，在使用它们进行计算之前，可能会将该系数式或数字化输入信号值进行或是线性的或是对数的换算。例如，在那些处理硬件对值进行计算的最有效的且长度不超过16比特的地方，可将系数及数字化输入信号值向下变换(例如通过舍位或者循环)，以便保证能在16比特之内表述相应的被计算的ELP值。

可以通过比较任意类型的ELP值(即能量、电平或功率)而提供合适的收敛值，因为通过为数字化输入信号240对各种类型的ELP值进行累加，从而得到第二滤波器203的系数，其中只要被选择的类型在收敛判定期之间是始终不变的，则这种累加就一直进行。因此，只要以这种方式确定的该收敛值始终不变，则可以用一个系数功率值除以一个输入信号能量值，以确定一个收敛值。

必须注意只有在为一个判定期间而累加的数字化输入信号240的ELP值足够大(即，输入累加大于零)时，才能计算收敛值。如果在一收敛判定期内累加的输入信号值为零或接近于零，则不可能有任何匹配。在这种情况下，收敛是不能被检测的，所以原先的MUX输出选择及残余回波抑制量应保持不变。

根据本发明的另一方面，可用收敛值控制对辅助信号处理例如残余回波抑制的应用。也可用收敛值控制匹配的参数(例如，更新增益μ)。一个低收敛值可表明该滤波器已经或接近收敛。一个较高的值可表明还需要更多的匹配或辅助处理。

在图2描述的设备中，来自收敛判定设备234的输出236可被用来控制MUX 250，以便对辅助回波处理有选择地向残余回波抑制设备208或者输出第一误差信号255或者输出第二误差信号207。通常，第二误差信号207要比第一误差信号255稍好一点儿，因为存在回波估计信号214的进一步的减法操作。然而，在一收敛判定期间内，偶尔也会使用更新系数232更新第二滤波器203的系数，其中这种更新系数232将会导致在这一时期内比前一时期内更糟的收敛状态。当这种情况发生时，最有利的方法是丢弃这些系数(即将其复位)而不把它们传输到第一滤波器201(看图4的判决框465)，之后根据上述图5的输出目的而使用第一误差信号255。

在操作时，第二滤波器203实际上的作用类似一个存储器，用来在收敛判定期内存储来自LMS互相关器230的更新信息232。因为在收敛判定期内已将信息进行了累加，所以实际上第二滤波器的系数包含收敛判定期内若干匹配的平均值。这是由于来自LMS互相关器230递增的更新信息232的迭代特性，该特性表明试图将第二误差信号207中的回波信号成分的能量最小化。在将所述系数值提供给收敛判定设备234后，将它们与第一滤波器201的系数合并，以便使第一滤波器201的系数表示对目前已发生的匹配进行的累加。已更新了其系数的第一滤波器201去除以前由第一回波估计信号212清除的回波分量外，还去除了以前由第二回波估计信号214消除的回波信号。为避免对这种影响的加倍，将第二滤波器203的系数复位。

在图3所描述的第二实施例中，可以使用一个单滤波器301执行本发明，其中在收敛判定期内，可使用累加器303对匹配信息进行累加。图3中描述的设备与图2中的设备相似，且其也以较小的规模运行。然而，不同点在于在给定收敛判定期间LMS更新信息332被累加入一存储器如累加器303。另外，仅在一个滤波器301中累加系数。当检测到收敛状态时，为如先前所述的恰如其分的计算，存储在累加器303中的累加信息被提供给收敛判定设备334。接着累加器303被清空，以在下一周期接收LMS更新信息。在这个实施例中，单滤波器301反复地接收并累加LMS更新信息332。存储器303可被加在收敛判定设备334之内。

已参照单个的实施例说明了本发明。但是，这对本领域技术人员是显而易见的，即以不同于如上所述的最佳实施例中的方式的特别形式使本发明具体化是可能的。例如，可通过在一通用目的计算机中或在专用处理硬件的应用中执行一算法，而实现对整体滤波器的处理。不用脱离本发明的主旨就可以做到这些。

已在有助于回波消除的上下文中对本发明的典型应用予以说明。然而，本领域技术人员将会很容易地理解并识别出根据本发明操作的滤波设备和方法可被应用于任何一种可能会需要对滤波器设备收敛状态进行判定或是一种应用的情况。通常需要已收敛滤波器设备的使用很适合于本发明的应用。各种使用了信号处理规范的应用也可被认为适于本发明的使用。这些包括但并不仅仅限于在高保真音频系统、通信系统、测试系统及控制系统中的信号处理应用。

仅仅用图例说明了最佳实施例，并不能认为其能以任何方式对本发明进行限制。本发明的范围是由附加权利要求而不是在先说明给出的，且所有落入该权利要求范围的变化及等同物被确定为包括在本发明中。

Claims (27)

1.一种用来指明自适应滤波装置(200)的匹配度的收敛测试装置，该收敛测试装置包括：

用来接收更新信息(232)以控制该自适应滤波装置的运行的装置；

用于一预定的时间段，对所述更新信息进行累加的装置(203)；

用来由累加的更新信息中产生一信号(254)的装置(234)，该信号体现该自适应滤波装置(200)的匹配度。

2.如权利要求1的收敛测试装置，其特征在于所述更新信息(232)包括所述自适应滤波装置的系数。

3.如权利要求1的收敛测试装置，其特征在于所述信号发生装置(234)包括基于将累加的更新信息与基准值相比而产生所述信号的装置。

4.如权利要求3的收敛测试装置，其特征在于：

该自适应滤波装置(200)是一个自适应回波消除滤波器；且

所述基准值是由提供给自适应回波消除滤波器的信号(240)中导出的。

5.如权利要求1的收敛测试装置，其特征在于所述累加装置(203)是一个至少提供该自适应滤波装置(200)中一部分滤波操作的自适应滤波器。

6.如权利要求1的收敛测试装置，其特征在于所述累加装置(203)包括：

一个存储器设备；及

将所述更新信息加到存储在存储设备中的值上的装置。

7.如权利要求1的收敛测试装置，进一步包括在预定的时间段后将累加设备复位的装置(260)。

8.如权利要求7的收敛测试装置，其特征在于：

所述自适应滤波装置(200)包括一个第一自适应滤波器(201)和一个第二自适应滤波器(203)，每一个提供该自适应滤波装置(200)的滤波操作中的至少一部分；

所述累加装置(203)是第二自适应滤波器(203)；

所述更新信息包括用于第二自适应滤波器(203)的系数；及

所述收敛测试装置进一步包括用来将累加系数由第二自适应滤波器(203)传输到第一自适应滤波器(201)的装置(238)。

9.如权利要求3的收敛测试装置，其特征在于：

所述更新信息(232)包括对所述自适应滤波装置的滤波器系数进行的更新；以及

所述基准值是一个代表输入到自适应滤波装置(200)的信号(240)值的总和。

10.如权利要求9的收敛测试装置，其特征在于：

所述自适应滤波器装置(200)产生一个校正信号(212，214)及一个系数更新信息(232)，其中所述校正信号是根据由一个第一系统接收的一信号(240)而产生的，该校正信号被加到一个由第二系统输出的信号(226)上，用于向所述第一系统进行输出；

所述收敛测试装置进一步包括用来对输出到所述第一系统的信号提供信号处理的装置(208)，根据所述累加的更新信息和所述基准值的比较而对输出到所述第一系统的信号提供这种信号处理。

11.如权利要求10的所述收敛测试装置，其特征在于所述信号发生装置(234)是通过用所述累加的更新信息除以所述基准值而做出比较的。

12.如权利要求8的所述收敛测试装置，其特征在于所述信号发生装置(234)在所述预定时间段内将对所述第二自适应滤波器所做的更新的系数累加值与同一预定时间段内的标准化值相比较而周期性地判定所述收敛状态。

13.一种用来指明自适应滤波装置(200)的匹配度的方法，该方法包括：

接收用来控制所述自适应滤波装置操作的更新信息(232)；

对用于一个预定时间段的更新信息(232)进行累加；及

由累加的更新信号中产生一体现所述自适应滤波装置(200)匹配度的第一信号。

14.如权利要求13的一种方法，其特征在于所述更新信息(232)包括用于自适应滤波装置(200)的系数。

15.如权利要求13的一种方法，其特征在于所述第一信号的产生包括将累加的更新信息与基准值做比较。

16.如权利要求15的一种方法，其特征在于所述基准值是由提供给该自适应滤波装置的第二信号(240)中导出的。

17.如权利要求13的一种方法，其特征在于所述累加步骤包括使用一个第一自适应滤波器(203)，以执行所述自适应滤波装置(200)的滤波操作中的至少一部分。

18.如权利要求16的一种方法，其特征在于所述方法进一步包括以下步骤：

提供第二自适应滤波器(201)；及

在预定时间段之后，将系数由第一自适应滤波器(203)传输到所述第二自适应滤波器(201)。

19.如权利要求13的方法，其特征在于所述累加步骤包括向一存储设备存储被累加的更新信息。

20.如权利要求13的方法，进一步包括以下步骤：

在预定时间段后，将所述更新信息复位(475)。

21.如权利要求13的方法，进一步包括使用所述第一信号(254)控制第二信号的处理(208)的步骤。

22.如权利要求13的方法，其特征在于所述累加的更新信息组成第一总和，且：

由所述累加的更新信息产生一能指示所述自适应滤波装置匹配度的第一信号的步骤包括以下步骤：

累加第二总和，该总和是在一预定时间段内系统输入信号(240)的值；以及

将第一总和与第二总和相比，以产生一个指示自适应滤波装置中收敛度的收敛值信号。

23.如权利要求22所述的方法，进一步包括以下步骤：

使用所述收敛值信号(254)控制由所述自适应滤波装置(200)产生的一系统信号上的信号处理(208)的数量。

24.如权利要求23所述的方法，其特征在于使用所述收敛值信号(254)控制信号处理(208)的数量的步骤包括撤消信号处理。

25.如权利要求22所述的方法，其特征在于所述自适应滤波装置(200)包括第一及第二滤波器(203，201)，其特征在于所述方法进一步包括在预定时间段之后将第一滤波器(203)的系数加到所述第二滤波器(201)上。

26.如权利要求25所述的方法，进一步包括以下步骤：

在所述预定时间段后，将第一滤波器的系数复位(475)。

27.如权利要求22的方法，进一步包括以下步骤：

如果收敛值信号(254)表明该自适应滤波装置(200)除了一预定量外还未收敛，则对由该自适应滤波装置接收的第一信号执行信号处理。

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