CN1139200C

CN1139200C - 在具有空间处理的通信站中存在频偏时的基准信号生成的方法

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Publication number: CN1139200C
Application number: CNB998132837A
Authority: CN
Inventors: P��³��; P·佩特鲁斯; ˹��ͼ˹��µ�; A·M·基奥迪尼; M·D·特罗特; D·M·帕里斯; M·尤瑟夫米尔; ƶ��׿�; D·罗森菲尔德
Original assignee: Arraycomm LLC
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 1998-09-15
Filing date: 1999-08-17
Publication date: 2004-02-18
Anticipated expiration: 2019-08-17
Also published as: US6690747B2; US20010031022A1; JP2002525908A; CN1326623A; WO2000016500A1; US6275543B1; CA2343900A1; AU5573499A; EP1114529A1

Abstract

用于从发送给包括天线振子阵列与空间处理装置的通信站的调制信号中生成基准信号的一种方法，包括：从在天线振子上接收的信号中分离出对应于由特定远程站使用对应于此特定远程站的初始空间加权矢量发送的信号的拷贝信号；从此终端拷贝信号中确定实际上具有和接收天线信号相同的频偏与时间对准的基准信号；和通过优化费用函数来计算新的空间加权矢量，此费用函数使用这些接收天线信号与此基准信号。为了解调，此方法还包括提取此调制信号的码元。

Description

在具有空间处理的通信站中存在频偏时的基准信号生成的方法

技术领域

本发明涉及无线通信领域，并且更具体涉及对于在存在频偏时确定用于空间处理的接收加权并对于在出现频偏时解调接收信号有用的基准信号的生成。

背景技术

这是Barratt等发明人于1996年10月11日提交的题为METHODAND APPARATUS FOR DECISION DIRECTED DEMODULATION USINGANTENNA ARRAYS AND SPATIAL PROCESSING的美国专利申请系列号08/729390(下面称为“母专利”)的部分继续。将此母专利全部引入在此作为参考。

蜂窝无线通信系统是公知的，其中将地理区域划分为小区，并且每个小区包括用于与此小区内的用户站(SU)(也称为远程终端、移动单元、移动站、用户站或远程用户)通信的基站(BS)。以前已经描述了具有包括天线振子阵列与空间处理装置的BS的蜂窝系统。在用作接收机时，天线振子阵列引入每个信号的多个版本，每个版本包括所有同信道信号以及干扰与噪声的组合。利用多个天线，例如由于几何考虑而在每个天线信号中来自特定远程用户的感兴趣的信号对于干扰同信道信号(即，来自其他远程站的信号)的幅度与相位的关系将是不同的，这是因为这些天线隔开一定距离，并在一些情况中这是因为不同的远程用户也是隔开的。使用这样的天线阵列，通过利用不同的加权在幅度与相位中加权接收信号的空间处理提供了许多优点，包括空分多址(SDMA)技术的可能性，其中同一“常规信道”(即，频分多址(FDMA)系统中的同一频率信道、时分多址(TDMA)系统中的时隙、码分多址(CDMA)系统中的代码或TDMA/FDMA系统中的时隙与频率)可以分配给多于一个的用户单元。

蜂窝系统的一些示例是使用利用无线电工业与商业协会(ARIB)初步标准RCR STD-28(版本2)(1995年12月)定义的各种个人手持电话系统(PHS)协议的数字系统和使用包括原始版本(即，称为DCS-1800的1.8GHz版本)的全球移动通信系统(GSM)协议与称为PCS-1900的北美1.9GHz个人通信系统(PCS)版本的数字系统。

在从远程单元中发送信号给基站(即，通信在上行链路中)时，此基站具有接收天线阵列(通常但不一定与用于发送的天线阵列相同)，一般在下变换之后(即，在基带中)利用接收加权(也称为空间多路分用加权)在幅度与相位中均加权在接收阵列的每个振子上接收的信号，此处理称为空间多路分用或空间处理，所有的接收加权确定取决于发送信号给此基站的远程用户的接收空间符号的复值接收加权矢量。此接收空间符号在没有任何干扰时以基站阵列如何从特定用户单元中接收信号为特征。本发明描述用于蜂窝系统中的上行链路通信，尽管这些技术当然可应用于希望减少频偏影响的用于任何数字调制信号的任何接收机的设计。

在使用天线阵列的系统中，将上行链路中来自天线阵列中每个天线振子或下行链路中至每个天线振子的基带信号的加权在此称为空间处理。甚至在将多于一个的用户单元分配到任何一个常规信道上时空间处理也是有用的。因而，术语SDMA在此应用于包括每个常规信道具有一个以上的用户的真实空间多路复用情况和每个常规信道只有一个用户的空间处理的使用。术语信道应指基站与单个远程用户之间的通信链路，因此术语SDMA覆盖每个常规信道单个信道和每个常规信道多于一个的信道。常规信道内的多个信道称为空间信道。至于能利用每个常规信道多于一个的空间信道工作的SDMA系统的描述，例如，参见共同引入在此作为参考的Roy，III等发明人的题为SPATIAL DIVISIONMULTIPLE ACCESS WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS的共同拥有的美国专利5515378(1996年5月7日出版发行)与5642353(1997年6月24日出版发行)和Barratt等发明人的题为SPECTRALLYEFFICIENT HIGH CAPACITY WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS的共同拥有的美国专利5592490(1997年1月7日出版发行)。此母专利描述每个常规信道只有一个空间信道的SDMA系统中的解调。

SDMA系统将空间处理用作骨干以提高系统容量与信号质量。在此母专利中，描述从接收的天线信号中生成基准信号以及此基准信号随后如何能用于确定空间多路分用加权。在这样的系统中，空间处理器的性能取决于许多因素，包括：

●输入信噪比(SNR)

●干扰信号的数量或载波干扰比(CIR)；

●用户之间的空间相关性；和

●基准信号的质量。

现在将简要地解释这每一个因素。利用用户单元的发射功率、天线增益、路径损耗和其他RF效应确定天线振子上的输入SNR。

利用用户单元的发射功率和占用同一常规信道(例如，同一频带)或在那个信道上发射能量的其他用户与干扰信号的功率确定输入CIR。

基准信号是在接收机上生成的发射信号的复制以训练利用天线阵列振子接收的信号的多路分用加权。此基准信号的质量确定此阵列的零位能力。在上行链路中，此阵列的零位能力的改善导致输出SINR的增加。因此，如果提高此基准信号的质量，则改善上行链路的BER性能。提高基准信号生成与解调的质量是本发明的主题。

可以从输入信号的样本中和从此基准信号中确定接收(拷贝)加权。

因而，显然需要在包括天线阵列与空间处理的通信系统中使用的改善的解调与基准信号生成方法与系统。

此母专利描述通过从调制方案中预期的相位后到向输入信号的实际相位松弛(relax)来逐个样本跟踪频偏的解调器/基准信号生成器的使用。本发明扩展这些方法。

发明内容

本发明的一个目的是在包括天线阵列与空间处理的通信系统中使用的基准信号生成方法。

本发明的另一目的是在包括天线阵列与空间处理的通信系统中使用的解调方法。

本发明的还一目的是在包括天线阵列与应用空间处理的装置的通信站中确定空间处理的加权的选择设计方法中使用的基准信号生成方法。

简而言之，对于从远程站发送给通信站的信号，此方法包括：加权在此通信站的天线阵列的天线振子上接收的信号以形成对应于来自特定远程站的信号的拷贝信号，此加权使用对应于此特定远程站的空间加权矢量；并通过在每个样本点上从同一样本点上的拷贝信号中构造理想信号样本来确定此基准信号的样本，此理想信号样本具有在此样本点上从拷贝信号中确定的相位，将初始样本点上此理想信号样本的相位设置为初始理想信号样本，而且朝向此拷贝信号样本相位松弛此理想信号样本的相位以生成基准信号的相位。此空间加权矢量初始是某一初始加权矢量并从接收天线信号和从此基准信号中进行确定。从确定此相位的前一样本点上的基准信号的相位中并从基于此拷贝信号的判决中确定理想信号的相位。在一种实施中，在前向时间方向中确定基准信号，而在另一种实施中，在后向时间方向中确定基准信号样本。在一种版本中，朝向拷贝信号b_N(n)的相位松弛理想信号样本的相位的步骤对应于加上此拷贝信号相位与理想信号相位之间滤波版本的差。在另一种版本中，朝向拷贝信号的相位松弛理想信号样本的相位的步骤对应于通过将此拷贝信号与理想信号之间滤波版本的差加到此理想信号样本上来形成基准信号样本。

在本发明的另一方面中，公开用于为从远程站发送给包括天线振子阵列与空间处理装置的通信站的调制信号生成基准信号的一种方法，此方法包括：从在天线振子上接收的信号中分离出对应于由此特定远程站发送的信号的拷贝信号，此分离使用对应于此特定远程站的初始空间加权矢量；从终端拷贝信号中确定实际上具有和这些接收天线信号相同的频偏与时间对准的基准信号；和通过优化费用函数来计算新的空间加权矢量，此费用函数使用这些接收天线信号与此基准信号。为了解调，此方法还包括提取此调制信号的码元。可以将此分离步骤和有可能此基准信号生成步骤重复至少一次，在此分离步骤的重复中使用先前在新加权计算步骤中确定的新的空间加权矢量来替代初始空间加权矢量。在一种实施中，此基准信号生成还包括：估算拷贝信号的频偏与时间未对准；和校正此拷贝信号的频偏与时间未对准，以形成校正的拷贝信号。在此实施中，此基准信号确定步骤包括：合成实际上具有和此校正拷贝信号相同的频偏与时间对准的校正基准信号；并给此校正基准信号加上频偏与时间未对准，以形成具有和接收天线信号相同的频偏与时间未对准的频偏与时间未对准基准信号。

在一种实施中，确定基准信号的步骤包括：对于一组样本点之中的每一个样本点，从同一样本点上的拷贝信号中构造理想信号样本，此理想信号样本具有从此样本点上的拷贝信号中确定的相位，将初始样本点上的理想信号样本的相位设置为初始理想信号相位，朝向此拷贝信号样本相位松弛此理想信号样本的相位，以生成基准信号的相位；和生成具有在松弛步骤中确定的基准信号的相位的基准信号。

在另一实施中，此校正基准信号合成步骤包括：相干解调此校正拷贝信号，以形成信号码元；和再调制这些信号码元，以形成实际上具有和此校正拷贝信号相同的时间对准与频偏的校正基准信号。

在另一实施中的通信站中，此通信站包括天线阵列与空间处理装置，此空间处理装置包括用于利用一组相应的接收加权来加权一组天线信号的装置，从在此阵列的相应天线上接收的信号中导出每个不同的天线信号，用于从由特定远程站发送给此通信站的调制信号中生成基准信号的一种方法，利用具有有限码元字母表的调制方案在码元点上调制此调制信号，此字母表包括具有不同相位的码元，此方法包括：

(a)加权接收的天线信号以形成对应于此特定远程站的拷贝信号，此加权使用对应于此特定远程站的空间加权矢量，此拷贝信号具有拷贝信号样本的形式；和

(b)对于一组样本点之中的每一个样本点，利用以下步骤确定此基准信号的样本：

(i)在同一样本点上从此拷贝信号中构造理想信号样本，此理想信号样本具有在此样本点上从此拷贝信号中确定的相位，将初始码元点上此理想信号样本的相位设置为初始理想信号相位；

(ii)通过向理想信号加入拷贝信号相位与理想信号相位之间滤波版本的差，朝向此拷贝信号样本相位松弛此理想信号样本的相位，以生成此基准信号的相位，并利用取决于前一确定的基准信号样本与前一确定的拷贝信号样本之间的相位差的一个数量来校正此基准信号样本的相位；和

(iii)生成具有在松弛步骤(b)(ii)中确定的基准信号的相位的基准信号，

其中从接收的天线信号中并从此基准信号中确定空间加权矢量。

在另一实施的包括天线阵列与空间处理装置的通信站中，此空间处理装置包括用于利用一组相应的接收加权来加权一组接收天线信号的装置，从在此阵列的相应天线上接收的信号中导出每个不同的接收天线信号，用于从由特定远程站发送给此通信站的调制信号中生成基准信号的一种方法，利用具有有限码元字母表的调制方案在码元点上调制此调制信号，此字母表包括具有不同相位的码元，此方法包括：

(a)使用对应于此特定远程站的初始空间加权矢量从这些接收天线信号中分离出对应于此特定远程站的拷贝信号，并根据估计的时间未对准来校正拷贝信号，以便形成校正的拷贝信号；

(b)从时间未对准和校正的拷贝信号中确定实际上具有和这些接收天线信号相同的频偏与时间对准的基准信号；和

(c)通过优化费用函数来计算新的空间加权矢量，此费用函数使用这些接收天线信号与此基准信号。

附图说明

从本发明具体的最佳实施例中将更全面理解本发明，然而不应认为将本发明限制在任何特定实施例，而只是为了解释和更好的理解，借助于以下附图来解释这些实施例：

图1是根据本发明的一些方面包括基准信号生成器与解调器的空间处理接收机系统的第一实施例的方框图。

图2是根据本发明的一些方面包括基准信号生成器与解调器的空间处理接收机系统的第二实施例的方框图。

图3是DQPSK信号的构象。

图4表示根据本发明的一些方面用于跟踪基准信号生成器与解调器的方框图。

图5是在图2的系统的最佳实施例中使用的时间对准估算方法的流程图。

图6是在图2的系统的第一版本的最佳实施例中使用的频偏估算方法的流程图。

图7是在图2的系统的第一版本的最佳实施例中使用的频偏估算方法的流程图。

图8是具有基于相干信号解调器的基准信号生成器的图2的系统的第二版本的方框图。

图9是在图2的系统的第二版本的一个实施例中使用的Viterbi(维特比)与Viterbi频偏补偿方法的流程图。

图10是在图2的系统的第二版本的另一实施例中使用的基于最大似然DFT的频偏补偿方法的流程图。

图11是在一个实施例中使用的相干解调方案的方框图。

具体实施方式

本发明可应用于遭受频偏影响并包括空间处理装置的任何数字无线电接收机。这些示意实施例用于使用天线振子阵列来接收相应组的天线信号并使用空间处理装置来在幅度与相位中加权这些天线信号的无线电接收机中。特别地，这些示意实施例用于使用个人手持电话(PHS)空中接口标准的蜂窝系统的基站中。PHS系统使用具有对应于常规信道的各个时隙的时分多址(TDMA)。PHS也将π/4微分四相移相键控(π/4 DQPSK)调制用于基带信号，波特率是192千波特(波特是每秒码元)。在用于此最佳实施例中的PHS中，“脉冲串burst”定义为在单个时隙期间通过空中发射或接收的有限时长RF信号。“组group”定义为4个发射(TX)与4个接收(RX)时隙的一个组。组总是以第一TX时隙开始，并且其时长是8*0.625＝5毫秒。为了支持半速率与1/4速率通信，PHS标准定义PHS帧为四个组，即，8个时隙的完整循环。在此所述的示意基站实施例中，只支持全速率通信，因此在此说明书中，术语“帧”应与PHS术语“组”同义。即，一帧是4个TX与4个RX时隙并且长为5毫秒。对于任何常规的信道，这些脉冲串隔开一个帧周期并由120个波特周期构成，而且包括实际信号的110个样本和10个其他样本以形成10波特周期长的“保护时间”来保证没有脉冲串的碰撞。注意：对于诸如GSM的其他协议，可以使用不同的保护时间。PHS脉冲串中的每个码元包含两个比特(双比特)信息，将双比特变换为两个连续码元之间的相位差，而不是此码元自身的相位。图3将复合微分相位平面301以及复相位平面表示为微分数据码元309的矢量，这定义为两个连续码元的复值划分。也表示在相位平面301上的是(微分)相位π/4、3π/4、5π/4与7π/4(即，±π/4与±3π/4)上的4个判决点303、304、305与306，这些点组成判决的构象。任何频偏存在可以认为是构象点相对接收的微分信号309的旋转。

可以在用于从某一远程站中接收信号的任何通信站上而不仅仅是在蜂窝系统的基站上实施本发明的各个方面。这些示意实施例是基站。如何进行对于在具有空间处理的任何通信站上实施本发明所必需的修改从在此提供的用于在示意实施例基站上实施本发明的细节中对于本领域技术人员来说将是显而易见的。一个这样的示意实施例是用于低移动性PHS系统的基站。这样的基站描述在母专利中，并使用4个天线振子的阵列。第二示意性基站类型用于具有位置固定的用户单元的PHS蜂窝系统中。这样的系统在本领域中称为无线本地环路(WLL)系统，这是因为这样的系统可以用来替代电话网络中最后的“本地”环路。最佳实施例的第二示意性类型基站的结构具体描述在引入在此作为参考的Yun发明人的题为POWER CONTROL WITH SIGNAL QUALITYESTIMATION FOR SMART ANTENNA COMMUNICATION SYSTEMS的共同拥有的美国专利申请09/020049(1998年2月6日提交)(下面称为“我们的功率控制专利”)中。这样的WLL基站可以具有任意数量的天线振子，并且本文的描述将假定12天线阵列，如果对于第二示意性类型的基站未明确提到其他数量的话。

图1概括类似于母专利中所述的低移动性基站的基站的接收部分101的结构，包括根据本发明一个方面的解调与基准信号生成。一般地，利用整数m来表示天线振子(表示为103)的数量。基站包括一组m个接收机105，每个天线振子一个接收机，这些接收机确定附加抽样组107的m个复值基带接收信号。未示出发送/接收交换机(这些示意性基站使用相同的天线振子来接收与发送)、滤波器等的细节。接收机105可能类似于基带上最后的模拟-数字变换器或可以包括一级或多级数字下变换。PHS系统使用具有对应于常规信道的各个时隙的TDMA。利用数据格式器109将接收信号107构造为用于各个时隙的信号，并且用于特定时隙的接收信号的每个组111由频偏与时移估算器115用于确定频偏与时间对准。抽取器(即，频偏估算器/校正器与时间对准器)113从附加抽样序列中确定最接近波特点的接收信号的非附加抽样的样本。将这些波特率接收信号116耦合到空间处理器117，以便根据用于那个远程用户的一组接收加权122确定特定用户单元的复值信号119(同相I与正交Q数据)。由加权形成处理器121使用波特率接收信号116来确定接收加权122。对于如何确定接收加权请参阅下面与母专利。在也使用TDMA的替换实施例中，对于所有的时隙利用同一空间处理器可以完成空间处理，这使数据格式器109不必要，而不使用TDMA的系统的替换实施例将使用不同的接收处理结构。如母专利与Parish等发明人的题为METHOD & APPARATUS FOR ESTIMATINGPARAMETERS OF A COMMUNICATION SYSTEM USING ANTENNA ARRAYS &SPATIAL PROCESSING的共同拥有的美国专利申请08/729386(1996年10月11日提交)(本文下面称为“我们的估算专利”)中所述，在移动PHS最佳实施例基站中在方框115中确定频偏与时间对准。

空间处理器117生成基带信号的复值样本119的波特率序列，这些样本接近波特点。随后通过跟踪基准信号生成器与解调器23来解调这些样本，以生成数据样本125与基准信号127。此基准信号由使用最佳方法的加权确定器121用于确定从接收信号116中生成在某种意义上来说“最靠近”基准信号127的拷贝信号的加权122(此组形成加权矢量)。为了工作良好，这要求接收信号116与基准信号进行时间对准并具有相同的频偏。

图2是表示WLL基站的接收部分201的结构的方框图，这包括根据本发明一个方面的解调与基准信号生成的一个替换实施例。M个天线振子表示为203并耦合到确定m个复值基带接收信号的附加抽样组207的一组m个接收机205，每个天线振子一个接收机。又未示出发送/接收交换机、滤波器等。利用数据格式器209将这些接收信号207构造为用于各个时隙的信号。此实施例与图1的实施例之间的一个差别是：在此在任何频偏与时间对准校正之前从附加抽样的数据中获得拷贝信号，而在图1中在主拷贝信号操作之前进行频偏与时间对准校正、抽取与波特点估算。因而，特定时隙的接收信号的每组211利用空间处理器213进行加权，以便根据用于那个特定远程用户的一组接收加权239确定特定用户单元的复值信号215(同相I与正交Q数据)。由加权形成处理器237使用这些接收信号211来确定接收加权239。在此最佳实施例中，为了节省信号处理器设备处理周期，空间处理方框213对首先利用2抽取的输入数据211执行加权操作。即，不对三次附加抽样的数据211而对一次半附加抽样的数据执行加权操作。随后，将结果回插到三次附加抽样的数据215中。当然，可以使用其他的方法。注意：信号215也包含频偏与时间未对准。与图1的实施例中一样，加权形成处理器237使比较拷贝信号与基准信号的费用函数最小。此费用函数优化最好通过将拷贝信号与基准信号进行比较来使用最小平方程序。然而，由于接收信号211有可能具有总的频偏与时间未对准，所以使用的基准信号包括合适的频偏与时间未对准。在此最佳实施例中，波特率抽样此基准信号。由于附加抽样信号211，所以加权形成单元237利用附加抽样系数(最好为3)抽取输入数据脉冲串211。利用定时调整滤波器242将此时间未对准加到相位调整的基准信号上，以生成相位与定时调整的基准信号245，此定时调整使用定时信息241。在也时间对准与内插信号215以输出包括接收信号的波特点对准样本的波特率信号219的定时恢复与内插单元217中确定此定时信息。由于此信号219仍然具有频偏，所以将其输入到频偏估算器与校正器221中。一个输出是频率校正的波特点对准的接收信号223。第二输出是频偏的估算233，此估算在方框231中用于将频偏加到基准信号229上以生成用于定时调整滤波器242的相位调整基准信号235并最后生成用于加权确定器237的基准信号245。利用解调器与基准信号生成器225解调频率校正的波特点对准的接收信号223，以生成数据码元227并且也生成基准信号229。根据本发明的不同方面，两种版本的解调器/基准信号生成器225与此结构一起使用，第一版本是跟踪基准信号生成器与解调器，而第二版本是用于形成基准信号229的同步(相干)解调器以及再调制器。

注意：本文使用的字“解调”表示或确定消息的数据比特或只为形成基准信号而确定码元。因而，在此使用的解调在本领域中有时称为检测。也注意：在例如使用跟踪基准信号生成器或跟踪解调器跟踪信号的相位时，可以假定得到的信号具有与此生成器或解调器的输入相同的频偏。也注意：术语“时间对准”包括任何抽取或时移或二者以校正时间未对准。

也注意：虽然在这些最佳实施例中加权形成处理器237使用将拷贝信号与基准信号进行比较的最小平方费用函数，但加权形成处理器237可以设计为优化许多不同的费用函数，并且甚至能逐个脉冲串使用不同的费用函数。本发明不限于优化任何特定类型的费用函数也不限于具有保持此的费用函数。

在图1与图2的这两个示意性基站中，通过在耦合到DSP存储器的单个数字信号处理(DSP)设备中运行一组编程指令来完成空间处理、频偏校正、时间对准、波特率抽取和基准信号生成与解调。每个时隙具有一个这样的接收DSP(RX DSP)和一个相关的接收DSP存储器。时隙RX DSP由通用微处理器(在示意性WLL PHS中为基站)或另一DSP(在此示意性移动PHS中为基站)进行控制。

空间处理和频偏与定时校正：第一实施例

图5概括图1的方框113、117与121的最佳实施例空间处理、频偏校正、时间对准与波特点抽取和方框123的基准信号生成/解调。描述来自特定用户单元的信号的处理。接收期间操作的两种模式是SYNCH模式，其中获得接收加权(利用m个接收加权的复值列矢量w_l来表示)和对准与频偏的初始估算。正常模式是例如业务信道数据的PHS数据的脉冲串的空间处理与解调。逐个脉冲串完成正常模式处理并且第一次进入此循环，通过开始估算接收加权矢量w_r和时间对准与频偏从SYNCH进入循环。随后，在不断进行的基础上，此处理利用从此时隙的前一脉冲串上同一信号的处理中获得的接收加权、对准与频偏的估算开始。(来自最后一个脉冲串或来自SYNCH模式的)初始加权表示为加权矢量502。要处理的数据由来自接收机105与数据格式器109的下变换附加抽样的基带信号111构成。使用加权矢量的开始值502，利用初始信号拷贝操作503生成来自赶兴趣用户的信号的估算505。利用m矢量z(t)来表示下变换的接收信号111，并利用s(t)表示信号估算，估算505可以在s(t)＝W_r ^HZ(t)的矢量注释中表示为m个单个接收信号的加权和，其中上标H表示Hermitian转置，这是复共轭转置，而t是(附加抽样)信号样本的时标。方框507使用来自最后一个脉冲串或来自SYNCH模式(如果这是第一脉冲串的话)的频偏校正初始拷贝信号505的频偏。此频率校正的初始拷贝信号509现在在方框511中用于计算新的频偏差估算与对准估算。所得到的频偏差与对准估算513在估算滤波器517中与前一帧的估算515或与SYNCH模式估算(如果这是第一帧的话)进行组合，以生成更新的频偏与对准估算129。滤波操作517的作用是限制帧之间频偏与对准的改变，以使强干扰信号的出现不干扰这些数量的估算。方框113使用这些频偏与对准估算来校正输入信号数据z(t)，以生成校正与抽取版本的z(t)，这表示为z_N(t)并在图1与用于示意性移动PHS基站实施例的图5的流程图上标记为116。由于8次附加抽样移动PHS实施例的信号，所以利用8的系数抽取，以给出每个码元一个z_N(t)样本，这是每个脉冲串120个样本。注意：递增标志t移动信号116中的一个抽样周期和信号111、505与509的1/8抽样周期。

抽取与频率校正单元113的抽取部分包括只保存对准中最接近精确码元时间的那些点。频率校正包括在时间上与合适的相位相乘以便在估算的准确度内调整剩余频率。

这些z_N(t)样本现在在递归循环515中用于解调信号和估算其他脉冲串使用的加权矢量或下一帧的W_r0。

在方框117中，从具有初始是在初始拷贝操作503中使用的值502的w_r的最佳估算122的z_N(t)中生成中间拷贝信号119。获得w_r的更新122，利用w_sN表示的这样的更新在方框117中用于生成利用s_N(t)表示的抽取与校正拷贝信号119。注意：信号119的实(即，I数据)与虚(即，Q数据)部分是图1的空间处理器117的输出119。因而，方框117的操作是：

S_{N} (t) = W_{rN}^{H} z_{N} (t)

初始地，W_rN＝W_r。因为现在在抽取之后只牵涉每个脉冲串的原始960个信号样本的第八样本，所以能比初始拷贝操作503更有效地完成此信号拷贝操作117。

在方框123中解调校正的拷贝信号119，以生成解调的比特流25与表示为S_R(t)的基准信号127。方框123使用校正拷贝信号与公知调制格式的有限字母表特性来生成频率匹配z_N(t)的基准信号S_R(t)．利用定义，S_R(t)即基准信号127具有要求的有限字母表特性。因为基准信号127不具有不确定的频偏与不确定的对准的问题，所以现在它能与z_N(t)一起用于确定w_rN，即w_r的更好的估算。这在方框121中完成。用于如此投射到w_r平面上的许多方法在本领域中是公知的。目的是解决W_rN，以使W_rN ^Hz_N(t)尽可能靠近基准信号S_R(t)。此最佳实施例使用最小平方优化方法并对w_r的限额加以限制。

现在可以重复此循环，此重复导致方框117用于确定新拷贝信号的的w_rN的新值122以便随后用于确定新的基准信号。总之，重复此循环Num次，并且在此最佳实施例中，Num＝2。在Num次迭代之后，解调信号125用作那个脉冲串的赶兴趣的特定信号的接收码元流，并且w_rN加权矢量122用于下一帧的初始值502，而且时间与频偏利用先前的估算进行滤波和提供给方框507与滤波器517用于下一帧。

从接收脉冲串中生成的加权估算122也能用于确定发送加权，以便用于利用天线阵列发送给同一用户单元。

注意：虽然在此实施例(和下述的那些实施例)中对于单个脉冲串多次重复此循环，但其他实施例在本发明的范畴内是可能的。例如，解调可以不进行重复而从拷贝信号中利用初始加权来确定。使用初始加权从拷贝信号中初始生成的基准信号也可以用于确定只用于假定为下一脉冲串的某个未来脉冲串的加权。即，不使用重复。其他的组合在本发明的范畴内也是可能的。

解调步骤：第一版本

现在描述图1中的解调步骤123，这也用于图2所示的系统的一个版本中。在本发明的一个方面中，使用的特定方法是逐个码元跟踪相位的跟踪解调器的方法。虽然这儿的讨论将使用π/4 DQPSK调制，但本发明可应用于包括相位调制的任何调制技术。例如，对于非微分相位调制技术，不使用确定微分相位的本发明的部分。相反地，使用实际的相位。

用于DQPSK解调的一个现有技术是生成连续码元之间的微分相位信号或比信号，并且识别连续码元之间相位差的象限。这些相位差的象限确定发送的码元。这样的现有技术具有两个主要不足。第一是对于具有噪声与失真的信号实际上利用连续码元之间的比或利用某一其他方式形成微分信号，而这些比值因而具有比原始信号更多的失真与噪声。第二不足是进行有关发送码元的“硬”(即，不可改变)判决。根据那个硬判决生成π/4 DQPSK基准信号导致不包括剩余频移的基准信号，这能具体化为信号构象的(一般为慢的)旋转，并且这样的基准信号可能不可用于许多用途，例如，这包括在选择投影加权矢量确定时重新投影到加权矢量空间中，诸如方框121或237的步骤。

本发明的一个方面是同时解决这两个问题的一种方法。此方法生成具有所要求的公知调制(有限字母表)特性和由于剩余频偏而跟踪此构象的(一般为慢的)旋转的基准信号(诸如信号127或229)。随后通过检查实际信号的连续样本与减少随现有技术一起出现的噪声放大的基准信号之间相位差来进行解调判决。此方法能概念化为生成首先提前根据π/4 DQPSK确定的信号的理想相移的基准信号。随后，已理想地被提前的此理想信号朝向实际信号进行滤波，以使之不累积大量的相位(即，频率)偏移。

考虑表示为S_N(t)的复值信号序列(例如，信号119或223)并且假定复值序列{b_N(n)}是位于或靠近均匀隔开的码元点的S_R(t)的复值。定义微分数据流{d(n)}为通过将b_N(n)除以前一样本b_N(n-1)或将b_N(n)乘以前一样本的复共轭b_N(n-1)形成的序列，这生成其相位是一个信号样本至下一样本的相移的信号序列。即，

∠d(n)＝∠b_N(n)-∠b_N(n-1)

其中∠是相位。注意：由于只有相位是重要的，所以确定相位的表达式而不确定实际的微分序列{d(n)}。在现有技术π/4 DQPSK解调中，理想微分构象点上的复值d(n)的象限是解调判决。对于第一、第二、第三与第四象限，分别将复平面的四个象限表示为φ1、φ2、φ3与φ4，现有技术硬判决解调能以下面的陈述为特征：

d(n)∈φ_i→∠d(n)＝(2i-1)π/4，i＝1、2、3或4。

此象限对于解调是π/4 DQPSK信号的有限字母表特性的主结果是足够的，并且在没有剩余频偏的理想情况中，在理想的微分构象点上，∠d(n)实际等于利用简单的现有技术获得的±π/4或±3π/4。

步骤123或225的主要目的是生成基准信号。次要目的是生成数据比特。假定此基准信号在波特(码元)点t＝nT上具有利用b_R(n)表示的码元，其中T是波特周期(对于此示意性PHS实施例为1/192)。为了生成这样的基准信号，利用其相位在开始点上是某一初始相位的基准信号开始。常规选择是选择此初始相位与开始点上信号119的码元b_N(n)的相位相同。为方便起见，将开始时标t设置为零。即，

∠b_R(0)＝∠b_N0)

注意：在本发明的此最佳实施例中，所有的脉冲串数据可用于处理器(DSP设备)，并且从此序列中最后一个样本开始后向执行解调与基准信号生成。这不是限制，并且也可以在整个脉冲串不可利用时逐个样本采用本发明。然而，本发明在使用前向确定描述时最好理解，因此在下面除非明确指出，否则假定前向确定。对于本领域普通技术人员来说，修改此描述为后向运行并且具有和不具有可利用的整个脉冲串是显而易见的。

对于每个连续判决，定义理想化的基准信号。在这样的理想化信号中，如π/4 DQPSK方案所要求的，将相位从前一基准信号的相位∠b_R(n)正好提前±π/4或±3π/4。常规方案将此理想化基准信号用作基准信号s_R(t)。这所具有的问题是d(n)对于s_N(t)中的任何小频偏引起的慢的相位旋转相对不敏感。以此简单方式构造b_R(n)(并因此构造s_R(t)、基准信号127或229)将使s_R(t)的相位与s_N(t)的相位相比慢地旋转，并且在一定数量的码元之后，s_R(t)与s_N(t)将完全不同相。因而，可能具有称为相位终接(windup)的累积差错问题。具有相位终接问题的基准信号一般是不需要的并且当然不适于在选择投影循环中估算加权矢量。

本发明的方法与设备通过修改上面的“常规”解调方法来避免相位终接问题。相位终接是慢的，并因而假定此系统迄今已完成好的解调，b_R(n)与b_N(n)之间的相位差在时间的任何特定点上(即，在n的特定值上)是小的。一个发明方面是在时间的任何点上采用滤波器来将理想化基准信号的相位朝向b_N(n)的相位移动一些，以形成所要求的基准信号码元的相位∠b_R(n)。假定b_ideal(0)＝b_R(0)＝b_N(0)，并将∠b_ideal(n)定义为∠b_ideal(n)＝∠b_N(n)-b_R(n-1)＝∠b_N(n)b_R(n-1)。

进行基于d_ideal(n)的常规解调判决，并且此判决随后如下用于∠b_ideal(n)的相位：如果∠b_ideal(n)∈Φi，设置∠b_ideal(n)＝∠b_R(n-1)+(2i-1)π/4。

现在通过滤波b_N(n)与b_ideal(n)之间相位差的数量(∠b_N(n)-∠b_ideal(n))并将此滤波数量加到b_ideal(n)的相位上来朝向b_N(n)的相位松弛b_ideal(n)的相位。一个替换实施例滤波数量(b_N(n)-b_ideal(n))而不是相位差。在母专利中，滤波器是比值的常数。即，在一个实施例中，∠b_R(n)＝∠b_ideal(n)+filter{∠b_N(n)-∠b_ideal(n)}，

注意：数量∠b_ideal(n)应在范围-π至+π内并且相位差∠b_N(n)-∠b_ideal(n)应在范围-π至+π内或进行解缠以保证没有2π的突然跳变。在一个改善的实施例中，为保证没有这样的跳变，或解缠相位差或将之限制在正确的范围内。

在滤波器利用与γ相乘构成时，能写为∠b_R(n)＝∠b_ideal(n)+γ{∠b_N(n)-∠b_iddel(n)}，其中γ是参数。在一个改善的实施例中，又将此相位差限制在范围-π至+π中或反而进行解缠。

在一个替换的实施例中，b_R(n)＝b_ideal(n)+filter{b_N(n)-b_ideal(n)}，这在滤波器是利用与常数相乘时能写成b_R(n)＝b_ideal(n)+γ{b_N(n)-b_ideal(n)}，其中γ是参数。利用某一控制，这能写成b_R(n)＝αb_ideal(n)+(1-α)b_N(n)，其中α＝1-γ是一般接近1的参数。在第一最佳实施例中，即在移动PHS系统中，α＝0.8，而对于WLL系统，α的最佳值是0.5。

在本发明的另一方面中，使用其他更复杂的滤波器。真实信号与理想信号之间的相位差被零平均噪声破坏，并且此部分由于频偏而代表此噪声差信号的DC偏移而且是所需要的差信号。实施本发明的总原理是低通滤波此差信号以生成DC偏移。

图4描述本发明的一个方面中用于跟踪解调器与基准信号生成器的一种结构。鉴相器单元403检测信号119(或223)与前一基准信号417之间的相位差405，将此相位差信号405馈送到限制器407以生成判决相位差419。用于π/4 DQPSK的正确相位差是(2i-1)π/4，i＝1、2、3或4，并且是前一基准信号样本与理想信号之间的相位差。在方框409从实际相位差405中减去此相位差以生成误差信号411。此误差信号在滤波器413中进行滤波以生成滤波的误差信号415。正是此滤波的误差信号用于调整更接近实际相位差405的相位差419。校正的相位差421随后在频率合成器/相位累加器423中用于生成基准信号127(或229)。基准信号127(或229)的前一样本值423由鉴相器403使用，于是表示这些信号之间的单元时间延迟425。利用方框427确定码元125(或227)。

数学上，至相位累加器423的输入∠b_R(n)-∠b_R(n-1)是：

filter{∠b_ideal(n)-decide{∠b_ideal(n)}+decide{∠b_ideal(n)}，

其中decide{∠b_ideal(n)}是限制器407的输出并且对于π/4DQPSK来说等于(2i-1)π/4.i＝1、2、3或4。

鉴相器403使用∠d(n)＝∠{b_N(n)b_N(n-1)}的事实。假定x_Re(n)＝Real{b_N(n)b_R(n-1)}并且x_Im(n)＝Imag{b_N(n)b_R(n-1)}，n＞0。则信号|x_Re(n)|+j|x_Im(n)|∈Φ1第一象限，在这种情况中d_Nideal(n)在归一化时将是1/2+j1/2。

图4的结构可以稍微进行修改以使用b_R(n)＝b_ideal(n)+filter(b_N(n)-b_ideal(n)}。在此最佳实施例中，这样的跟踪基准信号生成器实施为用于信号处理器设备的一组指令。又注意到∠d_Ideal(n)＝∠{b_N(n)b_R(n-1)}。归一化以使 b_R(0)＝b_N(0)/|b_N(0)|并假定X_Re(n)＝Real[b_N(n)b_R(n-1)]和x_Im(n)＝Imag[b_N(n)b_R(n-1)]，n＞0。母专利中所述的方法的生成基准信号的实施能利用以下程序来概括(对于α＝0.8)：

for(n＞0)(x_Re(n)＝REAL(b_N(n)b_R ^*(n-1))；x_Im(n)＝IMAG(b_N(n)b_R ^*(n-1))；K＝2(x_Im(n)＜0)+(x_Re(n)＜0)；b_R(n)＝b_R(n-1)exp j{(2K′-1)π/4)；if(|b_N(n)|＞0)b_R(n)＝0.8b_R(n)+0.2b_N(n)/|b_N(n)|；b_R(n)＝b_R(n)/|b_R(n)|；

在上面，K’是对应于比特K的相位。数据流(解调)能从上面计算的x_Re(n)与x_Im(n)中提取。

在上面的代码中，使用查找表来实施复指数项。在替换实施中，实施频率合成器的复指数函数使用低阶泰勒级数展开来实施。“b_N(0)/|b_N(0)|”项也要求平方根运算，这在最佳实施例中对于移动PHS实施来说利用Newton Raphson方法来实施，而对于WLL实施来说利用具有9比特准确度的查找表来实施。

最简单的滤波器是相乘滤波器γ。即，滤波器具有零阶转移函数H(z)＝γ。

具有这样的零阶滤波器的解调器在此称为一阶跟踪解调器。使用较高阶滤波器预期更好的性能。当使用n阶滤波器时，解调器称为(n+1)阶跟踪解调器。输入与前一基准信号(例如，图4中的405)之间的差理论上预期在-π与+π内变化，因此误差信号在-π/4与+π/4之间变化。在实施一阶解调器。其在此间隔上的分布理论上接近均匀。实施使用累积相位来生成信号的频率合成器计算量大，这是因为需要计算正弦/余弦(复指数)。为了计算简化，最好使用低阶泰勒级数展开。利用一阶跟踪解调器，这样的泰勒级数展开对于具有π/4与0.5之间的大小的相位差错值可能变得不准确。码元差错也可能由于得到的相位跳跃而使输入与前一基准信号(例如，图4中的405)之间的相位差超出-π至+π范围。因此，在替换的实施中，加上两种改善：

在一种改善中，使用较高阶滤波器。在一种实施中，这是利用转移函数

H (z) = \frac{γ + {βz}^{- 1}}{1 - {δz}^{- 1}}

在Z域中定义的一阶滤波器，其中γ、β与δ是参数。注意：在β与δ为零时，这减至零阶滤波器。在模拟中使用的参数是γ＝0.25、β＝0.125与δ＝0.125。

注意：具有较高阶项的跟踪基准信号解调器能在除图4之外的结构中进行构造。描述两个示例。首先，考虑图4的结构为开始点。例如，在图4中，基准信号为

∠b_R(n)＝∠b_R(n-1)+decide{∠b_ideal(n)}+filter{∠b_ideal(n)-decide[∠b_ideal(n)]}

＝∠b_ideal(n)+filter{∠b_ideal(n)-decide[∠b_ideal(n)]}.

第一项是理想信号b_ideal(n)，而第二项是相位校正以便朝向∠b_N(n)松弛∠b_R(n)。假定此滤波器是由与γ相乘构造的零阶滤波器。通过加上是前一输入与前一基准信号之间的差的函数的第二校正项能构造较高阶系统。即，∠b_R(n)＝∠b_ideal(n)+γ{∠b_ideal(n)-decide[∠b_ideal(n)]}+γ{∠b_N(n-1)-∠b_R(n-1)}。

能类似地加上甚至更高阶项。

第二示例已经提到。不滤波两个信号之间的相位差，而滤波复值信号之间的差。即，例如，b_R(n)＝b_ideal(n)+filter{b_N(n)-b_ideal(n)}。

在另一种改善中，连续检查相位差405以将之保持在范围-π至+π中，并且如果(利用跳出预期范围的相位差错)发现终接，则利用2π的倍数相应地改变鉴相器输出405。

通常是脉冲串的开头例如由于硬件稳定效应而具有失真，这能导致脉冲串开始时的大序列或差错。第二问题是选择正确的成帧信息，即，来自脉冲串中所有码元的实际数据码元。例如，在最佳实施例中，使用PHS协议，其中包括每个脉冲串的获得信号大于此脉冲串。特别地，获得的信号每个脉冲串具有120个样本(以波特率)，此脉冲串自己由110码元(即，110个波特率样本)构成。在本领域中公知用于确定脉冲串的开头的许多方法，例如，包括使用公知的比特序列。注意到：在实际数据中，实际脉冲串的幅度形状看来显示非对称性。此脉冲串以上倾斜开始并以没有可辨别的下倾斜的急剧方式结束。在PHS中(也在GSM与其他标准中)，在脉冲串的开头可能具有(利用某一功率控制机制加上的)某一功率倾斜。然而，在PHS中，在脉冲串末尾总是具有某一有效数据，即CRC数据。观察到：PHS的末尾具有幅度的突降而没有功率下倾斜。因而，断定脉冲串的末尾比脉冲串的开头更好地进行定义。

本发明的另一方面通过后向运行解调/基准信号生成器(例如，图4)来解决(选择脉冲串中的实际数据的)成帧问题和由于脉冲串的开头具有高失真引起的问题。使用自适应门限方法来检测最后的码元。此门限方法如下进行。通过从脉冲串的中心选择相连数量的样本来进行大致的脉冲串能量估算。在此最佳实施例中，采用64个样本。获得这些样本的平均幅度。将门限设置为一个小数，最好为平均幅度的50％。在实施中，获得64个样本的和并将此和除以128以获得门限值。从末尾朝向开头扫描此脉冲串并选择超过此门限值的遇到的第一样本为此脉冲串中最后的样本。

确定此最后样本的(绝对)相位，并且这形成用于解调与生成此脉冲串的基准信号的基准相位。可以通过从前一脉冲串中、从假定利用四阶功率估算器的估算中或在图2的系统的情况中从频偏估算233中知道频偏来确定此绝对相位。注意：在后向进行时，正的频偏看来像负的偏移。

注意：因为处理反向进行，所以解调在确定正确码元时应考虑此。即，构象点不具有同一意义。后向-π/4点当作前向+π/4，等等。例如，如果正常微分构象点是+π/4代表双比特00，+3π/4代表01，-3π/4代表11，并且-π/4代表10，则在后向运行情况中，围绕I轴转动平面，以使+π/4代表双比特10，+3π/4代表11，-3π/4代表01，并且-π/4代表00。

定时与频率偏移估算

在图2的实施例中可以使用任何合理的定时与频率偏移估算方法，这对于本领域普通技术人员来说是显而易见的。如图2所示，从解调器/基准信号生成器225中获得的基准信号在方框217中的对准之后在方框231中给出等于在方框221中估算的频偏。随后在加权计算单元237中利用信号211对频移的基准信号235进行时间对准。

第二实施例的改善版本

使用图2的结构的改善版本通过提高基准信号的质量来改善加权计算。加权计算中的任何改善提高系统性能，这是因为它提供更好的能力给零位不需要用户。此版本利用相干解调器替代跟踪解调器/基准信号生成器来确定数据码元并利用再调制器来确定基准信号。因而，修改图2的方框图并表示在图8中。为了实施相干解调器824，应最好除去至解调器824的输入中的频偏并且最好相当准确地估算初始相位，否则相干解调器824将具有差的性能。跟踪解调器/基准信号生成器根据其特性容忍某一频偏。因此，对于使用相干解调的此改善版本，需要好的频偏估算方法。这样的频偏估算与校正单元在图8中表示为821。相干解调器824提供随后在再调制器826中进行再调制的数据比特827以获得基准信号835。此基准信号835加上等于对准之后估算的频偏833。随后，频移基准信号835在定时调整滤波器842中使用定时信息841进行时间调整以生成具有对应于接收信号211中的未对准的定时的基准信号845。然后，在如第二实施例的第一版本中一样进行加权计算的加权确定方框237中使用此定时调整的基准信号845。

定时估算

在图2与8的实施例的最佳实施中最好使用基于块的非判决辅助定时估算器。数据215在此最佳实施例中进行三次附加抽样。许多方法在此将是有效的。至于一种方法，例如参见1997年5月IEEECommunications Letters第1卷第1期第80-82页上D’Andrea、Morelli与Mengali的“Feedforward ML-based timing estimationwith PSK signals”。也参见1988年5月IEEE Trans.OnCommunications第36卷第5期第605-612页上Order与Meyr的“Digital filter and square timing recovery”。在这些最佳实施例中，以两个步骤完成时间对准估算。在第一步骤中，选择最靠近波特点的样本，下一步骤是细微时间对准。此最佳的细微定时估算方法基于使用输入信号上非线性操作的典型时钟恢复技术。定时估算中所涉及的操作流程表示在图6中。表示为s(t)的附加抽样拷贝信号215在步骤607进行非线性运算F{}，并且在步骤611采用波特率DFT的第一系数来形成表示为x_m的输出613，这等效于使信号x(t)通过窄带滤波器以提取复合波特率正弦信号。在与正弦信号相关之后，相关613的角度给出时移，这对应于步骤615。

能使用的非线性F{}的一个通用形式是表示为F{s(t)}＝|s(t)|^m的幂律，其中m＝1(绝对值)、1(平方律)或4(四方律)。对于我们的系统，最佳平方律非线性。虽然这比绝对非线性执行稍微差一些，但这导致计算的大量节省。

获得如下的定时估算τ：

τ = - \frac{T}{2 π} \arg (Σ_{k = 0}^{NL - 1} F {x (\frac{kT}{N})} e^{- j 2 πk / N})

其中F{}是非线性运算，x(t)(t＝0，1，...NL-1)是时间t的输入信号，arg()是幅角函数，T是码元时长，L是每个波特的样本数量，而N是在估算处理中使用的码元的数量。

内插部分利用τ从附加抽样的拷贝信号中确定波特点。任何内插方法在此是有效的。在此最佳实施例中，利用是三次附加抽样数据的输入使用一组8个有限脉冲响应(FIR)数字内插滤波器，这以波特的1/24的单元提供时移(滤波器的数量乘以附加抽样系数)。表示为波特周期的小数部分的τ的值确定哪个滤波器输出用于时间对准信号219。其他实施显然是可能的。

频偏补偿方法

虽然可以使用任何准确的偏移估算方法，包括判决控制方法与非判决控制方法，但最佳的频率估算方法是基于使用幂律非线性的非判决控制方法。用于M-PSK信号(包括微分M-PSK信号)的相位通过M幂律，并且幅度通过总(假定m)幂律。因而，如果此信号在任何离散时刻n具有形式s(n)＝p(n)e^jφ(n)，则非线性变换具有γ(n)＝F(p(n))e^jMφ(n)的形式，其中M是每个波特可能的码元数量，并且F()具有形式F(p(n))＝|p(n)|^m。通过如此将相位乘以M，将γ(n)的相位减至间隔-π至+π。为避免符号差错，在使用π/4-DQPSK调制信号的最佳实施例中，首先除去每隔一个码元中的π/4相移(例如，通过乘以1+j获得的旋转)，并随后对得到的信号进行非线性运算。利用f₀表示任何频偏存在，时间对准信号219可以模型化为：

s(n)＝p(n)e^jφ(n)e^j2πnf0/fs

其中fs是样本频率。在非线性运算之后，γ(n)＝|p(n)|^me^jM2πnfo/fs。

1983年7月IEEE Trans.On Information Theory第IT-29卷第4期第543-551页上Viterbi与Viterbi的“Nonlinear estimationof PSK-modulated carrier phase with application to burstdigital transmission”在这样的方法中使用不同的非线性进行比较，m＝1、2与4。在最佳实施中使用m＝2。在非性运算之后，能以不同的方式完成频率估算或相位跟踪。在Viterbi与Viterbi参考文献中建议一种方法，并且此方法直接在非线性运算之后跟踪相位轨道。此方法的一种版本表示在图9的流程图中。利用波特对准信号219开始，在步骤907中执行每个第二码元的π/4旋转(例如，乘以1+j)。随后，在步骤907中采用非线性函数来生成γ(n)。此方法的基础是表示为θ的载波相位估算确定为：

θ = \frac{1}{M} \arg (Σ_{k = - N^{'}}^{k = N^{'}} γ (n + k)),

其中对2N’+1个样本求和并以当前(假定为第n个)样本为中心。此求和因而是2N’+1个样本上的平均运算。因而，在步骤911中，获得表示为y(n)的移动平均913，此移动平均是以样本n为中心的2N’+1个样本的窗口中所有的复合样本的平均值。最后步骤915确定

\frac{1}{M} \arg (Σ_{k = - N^{'}}^{k = N^{'}} γ (n + k))

并且等效于进行对数(arctangent)运算和除以1/M。对于非微分编码的数据，这在理论上给出在使用微分编码时避免的相位估算的M倍模糊性。

此最佳频偏估算方法基于离散傅立叶变换(DFT)。此方法估算频偏并构造用于跟踪的平面。此方法在接收信号中的频偏在单个脉冲串上实际上是恒定时工作最佳。此方法利用图10的流程图来概括。在步骤1005，时间对准拷贝信号219的每隔一个码元首先相位旋转π/4(例如，通过乘以1+j)。随后，在步骤1009应用非线性运算，所得到的信号1011具有M乘以用于M-PSK调制的频偏的再生正弦信号。因而，在使用DQPSK的最佳实施例中，这将是4乘以频偏。因而，在没有噪声时，一组N个样本的DFT在非线性运算之后将具有以M乘以用于M-PSK的频偏为中心的正弦脉冲。因此，在此最佳实施例中，在步骤1013对非线性变换信号1011执行DFT运算，此DFT利用1/T_burst的频率间隔进行计算，其中T_burst是脉冲串时长。DFT系数的数量取决于频率的搜索范围。为了扫描+2kHz至-2kHz的频率范围(未在四幂域中)，此方法应使用为120个码元的脉冲串长度计算的6个DFT系数。DFT系数的数量直接利用搜索范围与此脉冲串的长度进行换算。在步骤1017，具有T_burst周期的细抽样的正弦函数适于DFT系数1015。可以利用各种方式来完成适合。在我们的实施中，具有不同移位的抽样正弦函数与这些DFT系数进行相关。在步骤1021确定生成最大相关峰值的正弦函数移位。生成相关峰值的移位对应于4乘以此频偏。利用相干解调器，需要确定初始相位，并为此利用是估算频偏的频率生成复合正弦函数，这与输入进行相关以提取初始相位。

发现基于DFT的频率估算器比图7的系统更好地执行。在15dB的信噪比上，基于DFT的频率估算器的标准偏差是16.73Hz，而图7的估算器的标准偏差是134.16dB。

相干解调

用于已经(例如，使用π/4-DQPSK)微分编码的信号的上述解调方法使用微分解调，其中码元之间相位的改变用于判决，加上校正以便跟踪。

相干解调方案不是简单地查看码元之间的相位差，而是试图知道并跟踪图11所示的接收信号的绝对相位。又注意：如在此所使用的，术语“解调”包括检测，因而图11的结构有时可以称为相干检测。假定输入到解调器的信号样本是：

s(nT)＝exp-j[φ(nT)+θ(nT)]+v(nT)

其中φ(nT)是时间nT的码元相位，n是时标，T是抽样(并且最好是码元)周期，v(nT)是复值加性噪声，而θ(nT)是某一未知相位旋转(模糊性)。对于相干解调器，能假定频率估算是准确的，以致准确跟踪，并因而能假定理想地相位旋转模糊性θ(nT_s)＝θ，其中θ假定为允许限制器正确工作的某些离散相位(例如，π/4 DQPSK的情况中π/4的任何倍数)。如图11所示，表示为s(nT_s)的输入1105提供给设计用于Φ(nT_s)相位的常规限制器115，并假定此限制器估算Φ(nT_s)+θ。在此限制器之后，利用单元延迟1119的差运算1121形成直接表示信息比特的与θ(nT_s)无关的估算1123，即ΔΦ’(nT_s)。

因为在此所述的相关解调器要求跟踪信道相位以便频偏校正此输入，这是高移动性系统中的一个挑战，所以在此所述的相干解调器最好用于其中用户单元是固定的无线本地环路系统。对于移动系统，最佳图4的跟踪解调器。

预期在能模型化为加性高斯白噪声信道以保持10^-3的BER的信道中，利用由与0.5相乘构成的零阶滤波器，相干解调器应比图4的解调器大约好1dB地执行。

其他实施例

例如参见图2的结构，本发明的范畴包括组合一个或多个217、221、225、231与241。首先考虑组合所有这些方框。在这种情况中，本发明包括从拷贝信号215中估算具有与发送信号相同的调制方案并且实际上具有和接收信号211相同的频偏与定时未对准的基准信号245，此估算使用发送信号的公知的有限字母表调制方案。另一方面使用频偏与时间对准调整的基准信号245和接收信号221来确定接收加权239。

例如，通过对定时、频率、偏移与码元执行联合优化以使距调制信号的公知有限码元字母表的偏差最小来进行组合方框217、221与225。本领域中公知的许多方法可用于有效地执行此优化。例如，一种方法描述在1989年8月IEEE Transactions on Communications第37卷第8期第804-813页上Ascheid、Oerder、Stahl与Meyer的“Anall digital receiver architecture for bandwidth efficienttransmission at high data rates”中并包括组合参数空间上格点搜索与递减方法。可选择地，可以使用扩展的Kalman滤波器来在传输期间跟踪定时、频率、与相位的演化。至于可以进行修改以便在本发明中使用的扩展Kalman滤波器的描述，例如，参见1991年8月IEEETransations of Communications第39卷第8期第1255-1267页上Itlis与Fuxjaeger的“A digital DS spread spectrum receiverwith joint channel and Doppler shift estimation”。

如果发送给通信站的序列例如以奇偶校验码元的形式包括差错保护，则在基准信号生成中能包括纠错以保证理想信号具有有效奇偶性。

如本领域技术人员将明白的，熟练实践者可以对上述的方法与设备进行许多修改而不脱离本发明的精神与范畴。例如，其中实施本发明的通信站可以使用许多协议之一。另外，这些站的几种结构是可能的。所述结构也生成由波特上样本构成的基准信号。对于本领域普通技术人员来说，如何修改这些实施例以生成偏离波特点并且包括波特上与偏离波特样本的基准信号样本将是显而易见的。许多其他的变化是可能的。本发明的真实精神与范畴应如随后的权利要求书中所述的加以限制。

Claims

1.在通信站中，此通信站包括天线阵列与空间处理装置，此空间处理装置包括用于利用一组相应的接收加权来加权一组天线信号的装置，从在此阵列的相应天线上接收的信号中导出每个不同的天线信号，用于从由特定远程站发送给此通信站的调制信号中生成基准信号的一种方法，利用具有有限码元字母表的调制方案在码元点上调制此调制信号，此字母表包括具有不同相位的码元，此方法包括：

(ii)通过向理想信号加入拷贝信号相位与理想信号相位之c差的滤波版本，朝向此拷贝信号样本相位松弛此理想信号样本的相位，以生成此基准信号的相位，并利用取决于前一确定的基准信号样本与前一确定的拷贝信号样本之间的相位差的一个量来校正此基准信号样本的相位；和

2.如权利要求1的方法，其中逐个样本在理想信号构造步骤(b)(i)中确定此理想信号的相位，在任何一个样本点上的理想信号样本相位是从以下因素确定的：

从确定所述相位的前一样本点上此基准信号的相位，以及

从基于此拷贝信号的判决中。

3.如权利要求1的方法，其中此初始码元点是接收天线信号的样本脉冲串中的第一有效码元点，并且此基准信号样本确定步骤(b)在前向时间方向中确定此基准信号的样本。

4.如权利要求1的方法，其中此初始码元点是接收天线信号的样本脉冲串中的最后一个有效码元点，并且此基准信号样本确定步骤(b)在后向时间方向中确定此基准信号的样本。

5.如权利要求1的方法，其中该滤波版本是使用由与常数相乘构成的零阶滤波器创建的，并且其中此基准信号样本b_R(n)的相位∠b_R(n)计算为：

∠b_R(n)＝∠b_ideal(n)+γ{∠b_N(n)-∠b_ideal(n)}，

其中γ表示此常数。

6.如权利要求1的方法，其中该滤波版本是使用具有在Z域中表示为H(z)的转移函数的线性离散时间滤波器创建的，而至此滤波器的输入是序列{∠b_N(n)-∠b_ideal(n)}。

7.如权利要求5的方法，其中数量∠b_N(n)-∠b_ideal(n)是解缠的相位。

8.如权利要求5的方法，其中将数量∠b_N(n)-∠b_ideal(n)限制在范围-π至+π中。

9.如权利要求6的方法，其中数量∠b_N(n)-∠b_ideal(n)是解缠的相位。

10.如权利要求6的方法，其中将数量∠b_N(n)-∠b_ideal(n)限制在范围-π至+π中。

11.如权利要求1的方法，其中该滤波版本是使用由与常数相乘构成的零阶滤波器创建的，于是此基准信号样本b_R(n)计算为：

b_R(n)＝b_ideal(n)+γ{b_N(n)-b_ideal(n)}，

其中γ表示此常数。

12.如权利要求1的方法，其中该滤波版本是使用具有在Z域中表示为H(z)的转移函数的线性离散时间滤波器创建的，而至此滤波器的输入是序列{b_N(n)-b_ideal(n)}。

13.如权利要求6的方法，其中此滤波器是具有转移函数

H (z) = \frac{γ + {βz}^{- 1}}{1 - {δz}^{- 1}}

的一阶滤波器，其中γ、β与δ是参数。

14.如权利要求12的方法，其中此滤波器是具有转移函数

H (z) = \frac{γ + {βz}^{- 1}}{1 - {δz}^{- 1}}

的一阶滤波器，其中γ、β与δ是参数。

15.如权利要求1的方法，其中此调制方案是相移键控。

16.如权利要求15的方法，其中此调制方案是微分相移键控。

17.如权利要求1的方法，其中此调制方案是QAM。

18.在包括天线阵列与空间处理装置的通信站中，此空间处理装置包括用于利用一组相应的接收加权来加权一组接收天线信号的装置，从在此阵列的相应天线上接收的信号中导出每个不同的接收天线信号，用于从由特定远程站发送给此通信站的调制信号中生成基准信号的一种方法，利用具有有限码元字母表的调制方案在码元点上调制此调制信号，此字母表包括具有不同相位的码元，此方法包括：

19.如权利要求18的方法，还包括提取此调制信号的码元。

20.如权利要求18的方法，还包括对这些接收天线信号执行时间对准，所述分离步骤(a)与所述新空间加权计算步骤(c)使用时间对准的接收天线信号。

21.如权利要求18的方法，还包括对这些接收天线信号执行频偏校正，所述分离步骤(a)与所述新空间加权计算步骤(c)使用频偏校正的接收天线信号。

22.如权利要求20的方法，还包括对这些接收天线信号执行频偏校正，所述分离步骤(a)与所述新空间加权计算步骤(c)使用频偏校正的和时间对准的接收天线信号。

23.如权利要求18的方法，还包括至少重复所述分离步骤(a)一次，在所述分离步骤(a)的重复中使用先前在所述新加权计算步骤(c)中确定的新空间加权矢量来替代初始空间加权矢量。

24.如权利要求18的方法，还包括至少重复所述基准信号确定步骤(b)一次。

25.如权利要求18的方法，还包括：

根据估计的频偏和估计的时间未对准来校正此拷贝信号，以形成校正的拷贝信号，

其中此基准信号确定步骤(b)包括：

从频偏、时间对准和校正的拷贝信号确定具有和这些接收天线信号相同的频偏与时间未对准的频偏与时间基准信号。

26.如权利要求18的方法，还包括：

估算此拷贝信号的频偏；和

校正此拷贝信号的频偏，以形成频偏校正的拷贝信号，

此基准信号确定步骤(b)包括：

合成实际上具有与此频偏校正的拷贝信号相同的频偏的频偏校正基准信号；和

给此频偏校正基准信号加上频偏，以形成实际上具有与这些接收天线信号相同的频偏的频偏基准信号。

27.如权利要求18的方法，其中对于一组样本点之中的每一个样本点，确定基准信号的所述步骤(b)包括：

(ii)朝向此拷贝信号样本相位松弛此理想信号样本的相位，以生成此基准信号的相位；和

(iii)生成具有在所述松弛步骤(b)(ii)中确定的基准信号的相位的基准信号。

28.如权利要求27的方法，其中逐个样本在理想信号构造步骤(b)(i)中确定此理想信号的相位，从确定所述相位的前一样本点上此基准信号样本的相位，并从基于此拷贝信号的判决中确定任何一个样本点上此理想信号样本的相位。

29.如权利要求27的方法，其中朝向拷贝信号b_N(n)的相位∠b_N(n)松弛理想信号样本b_ideal(n)的相位∠b_ideal(n)的步骤对应于加上此拷贝信号相位与理想信号相位之间滤波版本的差。

30.如权利要求27的方法，其中朝向拷贝信号b_N(n)的相位∠b_N(n)松弛理想信号样本b_ideal(n)的相位∠b_ideal(n)的步骤对应于通过将此拷贝信号与理想信号之间滤波版本的差加到此理想信号样本b_ideal(n)上来形成基准信号样本b_R(n)。

31.如权利要求26的方法，其中对于一组样本点之中的每一个样本点，此频偏校正基准信号合成步骤包括：

(i)在同一样本点上从此频偏校正拷贝信号中构造理想信号样本，此理想信号样本具有在此样本点上从此频偏校正拷贝信号中确定的相位，将初始码元点上此理想信号样本的相位设置为初始理想信号相位；

(ii)朝向此频偏校正拷贝信号样本相位松弛此理想信号样本的相位，以生成此频偏校正基准信号的相位；和

(iii)生成具有在所述松弛步骤(b)(ii)中确定的频偏校正基准信号的相位的频偏校正基准信号。

32.如权利要求31的方法，其中逐个样本在此理想信号构造步骤(i)中确定此理想信号的相位：

从确定所述相位的前一样本点上此频偏校正基准信号的相位，

并从基于此频偏校正拷贝信号的判决中确定任何一个样本点上此理想信号样本的相位。

33.如权利要求31的方法，其中朝向频偏校正拷贝信号b_N(n)的相位∠b_N(n)松弛理想信号样本b_ideal(n)的相位∠b_ideal(n)的步骤对应于加上此频偏校正拷贝信号相位与理想信号相位之间滤波版本的差。

34.如权利要求31的方法，其中朝向频偏校正拷贝信号b_N(n)的相位∠b_N(n)松弛理想信号样本b_ideal(n)的相位∠b_ideal(n)的步骤对应于通过将此频偏校正拷贝信号与理想信号之间滤波版本的差加到此理想信号样本b_ideal(n)上来形成基准信号样本b_R(n)。

35.如权利要求25的方法，其中对于一组样本点之中的每一个样本点，时间对准基准信号合成步骤包括：

(i)在同一样本点上从此时间对准拷贝信号中构造理想信号样本，此理想信号样本具有在此样本点上从此时间对准拷贝信号中确定的相位，将初始码元点上此理想信号样本的相位设置为初始理想信号相位；

(ii)朝向此时间对准拷贝信号样本相位松弛此理想信号样本的相位，以生成此时间对准基准信号的相位；和

(iii)生成具有在所述松弛步骤(ii)中确定的时间对准基准信号的相位的时间对准基准信号。

36.如权利要求35的方法，其中逐个样本在此理想信号构造步骤(i)中确定此理想信号的相位：

从确定所述相位的前一样本点上此时间对准基准信号的相位，

并从基于此时间对准拷贝信号的判决中确定任何一个样本点上此理想信号样本的相位。

37.如权利要求35的方法，其中朝向时间对准拷贝信号b_N(n)的相位∠b_N(n)松弛理想信号样本b_ideal(n)的相位∠b_ideal(n)的步骤对应于加上此时间对准拷贝信号相位与理想信号相位之间滤波版本的差。

38.如权利要求35的方法，其中朝向时间对准拷贝信号b_N(n)的相位∠b_N(n)松弛理想信号样本b_ideal(n)的相位∠b_ideal(n)的步骤对应于通过将此时间对准拷贝信号与理想信号之间滤波版本的差加到此理想信号样本b_ideal(n)上来形成基准信号样本b_R(n)。

39.如权利要求25的方法，其中此校正基准信号合成步骤包括：

相干解调此校正拷贝信号，以形成信号码元；和

再调制这些信号码元，以形成实际上具有和此校正拷贝信号相同的时间对准与频偏的校正基准信号。

40.如权利要求26的方法，其中此频偏校正基准信号合成步骤包括：

相干解调此频偏校正拷贝信号，以形成信号码元；和

再调制这些信号码元，以形成实际上具有和此频偏校正拷贝信号相同的频偏的频偏校正基准信号。

41.如权利要求24的方法，其中估算频偏包括：

对从此拷贝信号中确定的一组样本应用非线性；

采用DFT；和

确定在应用于内插函数时使移位的内插函数最适合DFT结果的移位，所得到的确定移位是估算频偏的倍数。

42.如权利要求31的方法，其中估算频偏包括：

对从此拷贝信号中确定的一组样本应用非线性；

采用DFT；和