CN1146272A - 点燃和控制高压放电灯的方法及所用电路 - Google Patents

Abstract

高频HID镇流器包括在高频下操纵HID灯的倒相器和检测和调整倒相器工作频率以避免放电弧光音频共振的弧光不稳控制器。镇流器保证供给灯的功率基本上恒定不变，而不管由于工作频率改变产生的倒相器增益变化。通过检测灯功率和控制升压变换器来改变供给倒相器的母线电压实现该功率控制。在灯点火期间，当HID灯处于低负载时，也控制升压变换器，固定母线电压在预定水平。镇流器在较宽的频率范围上采用适于操纵不同类型、瓦特数和制造商的HID灯的通用技术，尽管这些灯中产生了音频共振/弧光不稳。

Description

点燃和控制高压放电灯的 方法及所用电路

本发明涉及尤其是高频的高压气体放电灯的点燃和控制方法及所用电路。通常称点燃和控制高压放电灯的电路为镇流器。本发明特别涉及检测灯中弧光不稳定性并调整镇流器工作频率，避免在灯工作期间出现可见闪烁的方法。

高压放电(HID)灯，例如汞汽、金属卤化物和高压钠灯，一般用磁性镇流器在稍高于或等于正常电力线频率例如50～100Hz下起动。已期望提供在高于20KHz的高频下起动HID灯的电子镇流器。对于低压汞汽荧光灯，高频镇流器变得愈来愈受欢迎。与常规低频磁性镇流器相比，高频运作可大大减小镇流器磁性部件的尺寸和大大降低其重量。高频运作由于减小了阴极电位降，因而还能相对于荧光灯显著地增加灯的功效10～15％的数量级。同样地，期望减小HID灯的尺寸和减轻其重量，特别是对于用于商店和道路照明的低瓦特数的金属卤化物灯，更是如此，因为从美学欣赏方面来说设计用于此目的的灯具时，它应当具有较大的灵活性。尽管灯的功效没有达到荧光灯的效率，但仍然增加了几个百分点。

由于高频运作时可能产生音频共振，因而弧光不稳是将高频电子镇流器用于HID灯的主要障碍。至少，音频共振引起使人非常不快的弧光闪烁。严重时，音频共振使放电电弧熄灭，更严重的是持续地对着放电室壁放电，损害放电室壁而使放电室爆炸。

引起音频共振的频率取决于许多因素，包括弧包管的尺寸(即长度、直径、端部的容器形状，有无焊管脚)，填充气体浓度，工作温度和灯的取向。对于高频镇流器，灯电流的工作频率f₁一般选择高于音频范围(f₁＞20KHz)，但也可以低些。对于具有(失真的)正弦波的典型镇流器，电源频率f_p为电流频率的两倍，因此，f_p大于40KHz。高压钠灯和一些新出的金属卤化物灯的放电室或弧光管为陶瓷的并为圆柱形状。汞汽和金属卤化物灯的弧光管由石英玻璃制成，一般具有圆柱形壳体并环绕端部容器。对于这些通常圆柱形的弧光管可从下式估算发生轴向音频共振时的电源频率： $f_R=n\left[\frac{{\stackrel{-}{c}}_L}{2L}\right],n=\mathrm{1,2,3},......\left(1\right)$ 其中，L是弧光管的典型长度，n是整数，C_L为沿放电室长度方向的平均噪音速度，约等于450m/s。由下式给出径向方位角模式： $f_{\mathrm{lm}}={\mathrm{\α}}_{\mathrm{lm}}\frac{{\stackrel{-}{C}}_r}{2\mathrm{IIR}}----\left(2\right)$ 其中，C_r是沿径向的平均噪音速度，R是弧光管的典型半径，α_lm是贝塞耳函数一次导数的零次。

由下式计算整个共振频谱f_lmn： $f_{\mathrm{lmn}}=\sqrt{f_{\mathrm{lm}}^2+f_n^2}----\left(3\right)$ 若弧光管的长度大体上大于半径，则产生闪烁时的频率可据用于轴向共振的公式(1)来估算。

例如，对于弧光管长度为15mm的100W金属卤化物灯的实例，期望在电源频率为15KHz时产生最低的轴向共振。因此，在高于30KHz的电源频率f_p下将产生高次共振，它相应于可听见范围之上的电流频率f₁。

因而，由计算和/或通过观察在各种频率下起动灯并内限观测所产生的闪烁的试验可估算共振频率。对于具体工作条件的某一灯类型，能选择不会产生可见闪烁的工作频率，并设计镇流器在该预选频率下控制灯。然而，镇流器受限于具体制造商的特定瓦特数灯。并且，改变工作条件，例如改变环境条件或在寿命期间使灯产生将改变工作温度和/或压力的变黑，都能改变共振频率，在预选镇流器工作频率产生共振。换句话说，尤其在用尺寸难以控制的石英玻璃弧光管的场合，即使来自同一制造商的灯也具有不同的共振点，因而可能有相当大比率的灯在预选镇流器工作频率上有闪烁在所选镇流器工作频率上。制造某一制造商的特殊灯用的镇流器除故障之外，从其有限的市场角度来看也是昂贵的，对于用户来说也是不可改变的。因此，希望提供一种用于更宽范围的灯的镇流器，在工作期间它检测弧光不稳定性并选择工作频率，避免由于音频共振所致的不稳定性。

论文“An Autotracking System For Stable Hf Operation of HIDLamps”(F.Bernite，Symp.Light Sources，Karlsruche 1986)披露了一种控制器，它连续地围绕扫描范围上的中心频率改变灯的工作频率。扫描频率是工作频率。重复通过扫描范围的频率控制器检测灯电压来判断弧光不稳定性。从检测的灯电压中得到控制信号，在100Hz至几KHz间改变扫描频率而实现稳定的工作。但是，这种系统还没有商业化。

JP4-277495(Kamaya)公开了一种可检测放电灯阻抗的镇流器。若灯的阻抗低于限定水平，镇流器就减小灯电流中的高频振荡分量。但是，这种设计的缺点是限光水平是固定的，因为正如以前所述，各个灯的共振频率实际上又是不同的。此外，虽然减小了灯电流的高频分量，但并不能保证其工作不会漂移到另一个产生弧光不稳的共振频率上。

因此，本发明的目的在于提供一种检测气体放电灯中弧光不稳定性的方法，它普遍适用而不考虑灯的功率、型号、尺寸、或物理或化学成份。本发明的另一个目的是提供在镇流器和类似镇流器的广阔的范围内都可实现的方法。

本发明的再一个目的是提供在高频下控制HID灯的方法，检测和防止对大范围的灯产生音频共振的频率，至少灯……

本发明的又一个目的是提供实现该方法所用的灯镇流器或控制器。

在本发明方法中，通过分析灯的电参数的偏差来检测弧光不稳定度。然后根据偏差的分析结果改变灯工作参数，进而，避免弧光不稳定度。本发明是依据这种认识，弧光长度改变引起的变形产生弧光不稳，这本身改变了灯的灯参数，如电压，电流、电导、或反过来，灯的阻抗。通过分析在多个工作频率的每个频率下确定的偏差，确定由音频共振所引起的弧光不稳的工作频率。

本发明的实施例特别适于检测由于音频共振而弧光不稳出现时的频率，它包括下列步骤：在多个频率下起动高压放电灯；在各个频率下检测和进行所选电参数的多次采样；在所述多个频率的每个频率计算在所述各频率所取采样的偏差；分析计算的偏差；和根据偏差的分析选择灯的工作频率。最好，分析偏差，确实具有在采样的灯参数中偏差最小的频率并设置工作频率为该频率。采用不同频率跨度和扫描速率重复上述步骤，使偏差的宽和窄最小值处的频率以及产生弧光偏移时的频率能迅速而准确地确定。

被检测的灯的电参数最好是电导或阻抗，这样通常可比单独检测电压或电流更能准确地检测很小的弧光偏移。通过分析电导偏差已发现，可在不被人眼所觉察的水平上检测由于音频共振的弧光偏移。利用灯电压和电流比值的电导或阻抗可比单独利用电压或电流认为是更简单的采样技术。此外，利用电导或阻抗可克服单独检测电压或电流具有的问题，它们通常不能恰当地工作。例如，单独检测电压对线电压变比例如浪涌、电源下降和其它外部因素敏感。

按照另一实施例，所检测的偏差是标准偏差。其优点在于在采样间隔检测的所有弧光偏移都影响有效偏差，而不仅是例如在采样间隔上检测的最大偏差。

按照另外一个实施例，围绕中心频率进行对称频率扫描来检测产生音频共振时的频率，该扫描包括两部分，一个部分中具有一组频率正在增大的频率，另一部分包括相同的频率组，其中频率正在减小。已发现在响应弧光的偏移中有滞后现象，因此在任一给定频率下的弧光偏移不仅与改变频率时的扫描速度有关并且还与频率是正在增大或减小有关。以对称方式测量各频率下的偏差，即在频率正在增大时和正在减小时，以相同扫描速率在各频率处采样，可消除滞后现象的影响，改进了产生共振时频率检测。

最好在灯点火和稳态工作之间的灯起动工作期间进行无闪烁频率的检测和选择工作频率在起动阶段，由于增加了灯的气体压力和温度而迅速改变产生音频共振的频率。尽管由于音频共振不能立即出现检测无可见闪烁的频率的良好条件，但已发现可选择频率扫描和重复速度，使检测器处于弧光偏移的偏差的窄最小值的频率处并跟踪该最小值至起动结束。其优点在于，当起动阶段刚一结束，且灯已达到充分的光输出时，就已经选择了预定工作频率，灯可在起动阶段结束这样早就能无可见闪烁地进行工作。已发现该方法运作很好，尽管由于低气压和温度，在起动期间形成弧光不稳度的可能性低。在稳态工作期间最好继续检测弧光的偏移，以便调整工作频率，计算出例如由环境影响所致充气压力和/或温度的较小变化。选择稳态控制时的频率扫描间隔和扫描速率，避免可见闪烁产生。

由于如在电极处弧光突变或灯的放电容器中的填充材料的散落突然进入弧光流中引起的骤燃，产生弧光的偶然偏移。若不能考虑到这些偶然事件，他们将在频率扫描期间检测标准偏差时引起误差，并在与标准偏差中的假的最小值相应的新频率下工作。为避免这些，在另一实施例中，每个频率扫描连续进行两次，并仅在两次重复中所测的各个偏差组间的差处在规定水平之内时才开始在新中心频率下的工作。

按照本发明，灯控制器或镇流器包括在所选频率范围内控制HID灯的高频倒相器。倒相器响应于由实施上述方法的所选步骤的弧光不稳控制器提供的控制信号。在实施例中，弧光不稳控制器包括用执行所选方法步骤的软件程序控制的微处理器。

与已知商业化系统相比，镇流器采用适于不同类型、制造商和瓦特数的通用工作原理，尽管在这些灯中音频共振产生于相当宽的频率范围。

在最佳实施例中，镇流器包括一控制装置，该控制装置确保供给灯的功率在检测期间和避免音频期间基本保持恒定，而不管倒相器频率以及随后的灯工作频率的变化。为了保证灯合适地工作，必须保持供给HID灯的功率在由灯的制造商所标称的灯瓦特数附近的相当窄的范围内。灯功率的变化将改变如光的效果、光输出、发射光的色温和彩色再现等色度参数，这是不希望的。因此，利用这种测量，通过镇流器进行音频共振检测和避免这种共振，尤其在稳态，完成的方式对使用者几乎是不可见的，即基本不改变光通量和光强度，又基本上没有可见闪烁。

在镇流器实施例中，通过控制将供给倒相器的升压变换器的母线电压输出，得到功率控制。倒相器电路的增益，即随后的灯电流取决于倒相器频率。检测灯电压和灯电流得到灯的功率信号，将其与参考功率信号比较。控制升压变换器中升压开关的占空比来调整母线电压，补偿倒相器增益的改变。由于功率控制限制功率，它也用于防止寿命终了时灯的突然失败。

在另外的实施例中，镇流器包括当灯仅对升压变换器呈现极低负载时，为保护电路元件和灯而在灯点火和起动期间固定母线电压的一控制电路。

参照附图和下面的详述，本发明这些和其它目的、优点都将更明了，当然这些附图和详述仅为说明而不起限制的作用。

图1展示闪烁的放电弧光的位移；

图2展示测量频率窗口之内电导的标准偏差的优选采样技术方法；

图3是按照一实施例，以预定频率间隔寻找最小闪烁和据电导采样G_jk计算标准偏差σ_k的开环控制(Open Loop Control)流程图；

图4展示为计算电导时电压、电流的同时采样；

图5a展示检测强共振的宽频扫描；

图5b展示出强共振和无强共振的允许工作窗口的位置；

图5c是不同制造商的几种不同的100W金属卤化物灯A、B、C、D、E不产生强共振时允许工作窗口的图。

图6a展示在图5c允许窗口内的频率范围上产生的共振时电导的偏差；

图6b展示于图6a的电导的标准偏差中，代表弱共振的总(global)最小值；

图7a、7b和7c展示在检测弱共振相应的标准偏差中的总最小值的三种控制方案；

图8展示稳态工作中在所选工作频率附近所测的偏差；

图9是控制高压放电灯的开环流程图；

图10a、10b示出用于100W金属卤化物灯的图9程序的输出；

图11a展示在低于边界值σ₊₁的标准偏差σ具有宽和窄的最小值；

图11b展示从标准偏差 σ的平滑数据选择较宽的最小值作为新的总最小值；

图12a、12b分别展示响应于由弧光跳跃和钠闪所引起的弧光偏移的相应电导率；

图13是具有检测共振和频率控制的HID灯镇流器的框/示意图；

图14是图13的功率和母线电压控制(控制D)的示意图；

图15展示为控制母线电压和供给灯的功率而用于升压开关Q1的控制信号V_gs1的脉冲宽度控制；

图16示出体现图13中控制A和D的各种零部件的IC电路连接；

图17是用于弧光不稳性控制的图13控制C的框图；和

图18是图13的半桥式控制器(控制B)的示意图。

图1示出在垂直工作位置上的HID灯的一对放电电极2之间放电弧光1。为清楚的目的未示出弧光管。由于音频共振使弧光闪烁。放电弧光1的中心位置代表在任意时间t具有长度L的弧光位置。在以虚线所示的偏移位置1′处的放电弧光代表在时间t+δt时的弧光偏移位置，从图中可以看出，该弧光具有更长的长度L+δ1。未偏移和偏移弧光的不同长度使在这些位置上灯的电参数值不同，例如电压、电流、电导和阻抗，并且这是引起电参数变化的主要原因。因此，音频共振使弧光长度改变，进而改变这些电参数。所以，对这些参数变化的检测提供了电气检测音频共振的可能，给出了判断产生频率共振和弧光偏移以及控制灯的工作频率使灯工作在不产生可见闪烁的频率处的方案。

应注意，在某些情况下仅检测灯电压V或灯电流I的偏移就可获得令人满意的控制。但是，利用阻抗，尤其是电导G＝I/V有更大的优点。测量电导或阻抗变化总是具有高于或等于仅测量电流或电压变化的信噪比。在电导或阻抗的测量中信噪比要比在只测量电流或电压中的信噪比一般高20dB。通过测量电压同时又测量电流来计算作阻抗或电导之比值，例如来自电力线的噪声分量在这些信号中都基本上略掉了。若单独使用电压或电流，就将保留这些噪声信号。这些优点能够检测人眼不能注意到的极小弧光偏移，实际上这单独利用灯电压或电流通常是不能被检测的。此外，根据电导或阻抗的控制与灯控制器的电路布局无关，而仅根据电压或电流的控制与布局有关。最后，同时检测电压和电流来计算阻抗或电导时，可使用比单独用采样电压或电流的情况简单得多的采样方案。

尽管阻抗或电导检测共有上述优点，但最好进行电导检测，其理由是在点燃时和其后的灯电流为零或非常小，灯的起始电压却很高。这时，阻抗R＝V/I将无穷大或很大。相反，在这期间的电导G＝I/V为零或很小，总是可被计算的。利用电导还使该方法/镇流器对灯几乎不敏感，例如，若用不同类的灯调换或取代灯，V和I将改变但G＝V/I仍保持在相同的相关范围。用电导，可以认为将使这种控制更普遍，即可用于各种不同种类、不同制造和不同瓦特数的灯中。因此，将参照电导的检测描述实施例其余的所有细节，本领域的普通技术人员应理解，只要在灯点燃之后的最初几秒钟没有作出判断，则在下面的实施例中就可用阻抗来代替。本领域的普通技术人员也懂得，在电压或电流信号强度足够高以致可获得令人满意的控制时，单独电压或电流的采样可用于替代电导的采样。

依据本发明的方法和镇流器利用几个控制阶段，它们都取决于在多个频率下的电导采样和各个频率下所选偏移的计算。因此，在讨论控制阶段之前先描述有利的电导采样和偏移计算技术。电导率的计算(采样)

任务是根据快速变化的电压和电流计算电导g(t)。由于HID灯依靠具有失真正弦波的典型高频镇流器工作，所以灯电压为周期性的交变函数V(t)＝V(t+p)，其周期为P＝27π/ω。当电流频率为f₁时，则电压频率高于音频范围，即在20KHz以上，那么P＜50μS。由I(t)＝g(t)V(t)定义电流。电导率或电导g(t)仅是随时间缓慢变化的正时间函数，在适当选择的采样时间T内，几乎恒定不变。在周期P内至少采样两次(以避免只检测到小信号)，在某一时间T＞P(在ms数量级)内，采样总数N次。我们将由定义式来研究G值： $G=\frac{<\left|I\right|>}{<\left|V\right|>}-----\left(4\right)$ 其中，通常<f>是观测值f_i(i＝1，2，…N)的平均值，定义为： $<f>=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{f}_i-----\left(5\right)$ 对电导计算的各和取绝对值，是要避免某一和为零，并要获得最大和值(另可选择G＝[<1²>/<V²>]^1/2)。替代定义和电流引线方程，从而： $G=\frac{{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^N\left|I_i\right|}{{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^N\left|V_i\right|}=\frac{{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^N{g}_i\left|V_i\right|}{{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^N\left|V_i\right|}=\frac{<g>{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^N\left|V_i\right|}{{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^N\left|V_i\right|}=<g>,----\left(6\right)$ 同时，正如假定，在采样时间T内gi值几乎恒定不变。当同时对电流和电压采样时，关于V_i的两个求和约掉。实际上用一同时采样板(board)可非常简便地实现。由于求和总是关于相同的采样V_i，因此不必采取周期P的整数。

检测音频共振的一般方案是，在各个频率点起动气体放电灯，同时进行灯电压和灯电流的多次采样，在每个频率点多次计算电导，并计算各频率点所取电导的标准偏移。由下式从理论上表示该过程： $G_{\mathrm{jk}}=\frac{{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{N_{\mathrm{IV}}}\left|I_{\mathrm{ijk}}\right|}{{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{N_{\mathrm{IV}}}\left|V_{\mathrm{ijk}}\right|},j=\mathrm{1,2},...N_G;k=\mathrm{1,2},...N_F----\left(7\right)$ $G_k=\frac{1}{N_G}\underset{j=1}{\overset{N_G}{\mathrm{\&Sigma;}}}{G}_{\mathrm{jk}},k=1,...N_F,{\mathrm{\&sigma;}}_k^2=\frac{1}{N_G}\underset{j=1}{\overset{N_G}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(G_{\mathrm{jk}}-G_k)}^2=\frac{1}{N}\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{G}_{\mathrm{jk}}^2-G_k^2-----\left(8\right)$ 由在每个频率点f_k进行大量N_TV×N_G的采样(i＝1至i＝N_IV；j＝1至j＝N_G)，确定标准偏移σ_K。在频率点f_k收集所有计算σ_K用的采样。然后选择下一个频率点f_K重复采样和计算。具有最小标准偏移的频率就是有由音频共振所致最小弧光偏移的频率，具有最大标准偏移的频率是有最大弧光偏移的频率。

使用这些公式的采样方案示于图2。在一系列频率(k＝0，1，2，……20)上进行对称频率扫描。在各频率f_K，为各电导率G_i测量同时选择的采样I_i和V_i，从而确定一系列电导率G_j(j＝1，2，…N_G)。对k＝2时的频率，图2示出了该方法，从中心频率f_c开始频率扫描，减小到最小频率f_A(A部分)，增加到最大频率f_b(B部分)，然后又减至中心频率f_c(C部分)。B部分具有与A、C组合部分相同的一组频率。由于相应于弧光偏移的滞后，希望能用增加和减小的频率对电导采样。以这种方式进行频率扫描，滞后作用被消除。频率扫描的跨度是f_a与f_b之差。扫描速率是频率f_K改变的速率。

式7和8中，用于电流和电压中的标记i、j和k原则上代表三维阵列。在灯的镇流器中实施方案中，最好能避免不得不提供的存贮这些值的存贮器。对于一般情况，标准偏差被定义为： ${\mathrm{\&sigma;}}^2=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(x_i-\stackrel{-}{x})}^2----\left(9\right)$ 可是，在式9中求和之后取平方，并代替式(9a)其中： $\mathrm{where}\stackrel{-}{x}=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_i----\left(9a\right)$ 式9变为： ${\mathrm{\&sigma;}}^2=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_i^2-{\left(\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_i\right)}^2-----\left(10\right)$ 用式10(其中X_i＝G_K)，可按程序计算在频率点f_k采样的电导G_k的标准偏移σ_k，而不必要存贮在阵列中各次采样的所有电流和电压。图3示出完成该计算和执行图2所示频率扫描的流程。

由于使用电导，与单独利用电压或电流的标准偏差相比，大大简化了确定标准偏差的采样方案。这一点示于图4中，图4展示具有两采样周期i和i+1的电压V和电流I的波形，图中箭头表示所取采样的位置和幅度。图4中，在周期i中的采样，相应于周期i+1中的相位具有不同位置。从而，周期i中的∑|I|或∑|V|与周期i+1中的∑|I|或∑|V|不同，在单独的电流或电压标准偏差的计算中就将存在误差。若只对电压V或电流I采样，则为了准确计算标准偏差必须在电压或电流波形的相同时刻触发采样。这需要在采用该技术时的镇流器控制器中附加另外的检测和触发装置。这种触发，也会在标准偏差计算中引入误差。而使用电导，仅需要同时检测电压和电流，在定义电导的比值I/V中，将同时检测的电流和电压值归一化，因而所取采样 $G_i=\frac{\mathrm{\&Sigma;}\left|I\right|}{\mathrm{\&Sigma;}\left|V\right|}$ 的时刻与检测波形无关。这简化了采样方案和在镇流器中的实施。

由于(例如)音频共振产生的强制力使电极间弧光产生的偏移可用时间的二阶微分方程描述。典型时间常数ι＝50ms规定了达到某一偏移的时间。这个时间用环绕在100W金属卤化物灯设置的线圈产生的已知大小和已知持续时间的外部电磁力对弧光的偏移未确定的。用F＝F₀sin(2πΔft)可描述由音频共振所致的对弧光的等效力。由于该力，在频率Δf＝3Hz观测到最强的响应。在较高频率的力，频率响应下降40dB/十进位。依据加给弧光的力的强度大小，偏移可能大或小。在采用正弦波电流驱动灯的镇流器中，某些共振会使弧光靠到弧光管壁。这种共振在本文中被定义为强共振。所有其它不能使弧光靠到管壁的共振都称为弱共振。为了提供一种防止靠到管壁放电的强共振的控制方案，控制应比50ms快得多地响应，并在比50ms小得多的时间内施加不会产生强共振的其他工作频率。在测量由于弱共振所致闪烁时，应使用至少在150ms数量级的时间。强共振主要在使弧光偏移到管壁，引起灯爆炸方面起重要作用。弱共振主要在使弧光闪烁，引起人极不快方面起重要作用。灯的性能

对灯制定控制方案时，灯的起动即灯点燃后最初几分钟的了解很重要。这示于下表1中。在点燃前，通常100W金属卤化物灯中的压力P约等于0.3巴。起动期间，一般在点燃之后约120～200秒内，工作压力增加至约15～20巴的稳态工作压力。填充气体中的阻尼，即引起音频共振、从而改变弧光位置的阻力与压力成反比，因而起动期间减小阻尼系数约为50。因此，增加了音频共振的强度和弧光不稳定性。约在点燃后最初的30秒期间，由于管子基本上仍为低压放电灯，因而没有音频共振产生。在该时间周期内不可能实行由测量电导来检测共振和闪烁。在t₀≈30s与t_steady≈120s之间的进一步起动期间，由于灯的温度T_L、灯的填充压力、音频速度C_L和金属卤化物进入弧光蒸汽，使气体含量、进而共振频率迅速改变。直到灯达到t_steady的稳定状态时，共振频率的定位才稳定。

如果希望镇流器能在宽额定瓦特数(如20～400W)范围内控制HID灯，则可以用检测电导偏差来设定任何HID灯无音频共振所致的可见闪烁的工作频率。实际上，由于接在电子器件的电压和流经它的电流决定成本，因而这种镇流器没有商业实用性的；从而用为最大功率而设计的镇流器以最大成本有效地控制各灯。若高频镇流器能控制具有类似形状(例如来自不同制造商)和窄瓦特数范围的灯，那么它就对该领域进行了充分而重大的改进。本发明最佳实施例就是在预定范围灯的预选较窄的工作频率窗口基础上进行的，在该频率范围不产生强共振(使弧光偏向弧光管壁)。灯点燃之后，该方法和实施该方法的镇流器在标称频率的预选窗口上工作，该窗口频率对于被控制的指定灯来说不产生由弱共振所引起的可见闪烁。此外，由于环境条件或其它因素可能改变灯的音频共振点，因而该方法和镇流器继续检测和监视整个灯的工作，防止灯出现音频共振。

下面参照图5-7对上述技术方法概括地说明。这此图展示在起动期间和稳定状态期间对强共振和弱共振的检测。应用这些技术的最佳实施例所采用的特殊控制算法下面也将讨论。强共振的检测：预选窗口

产生音频共振的频率f_imn位于由式3给出的多个中心点上。通过试验，即在多个频率点f_k改变宽范围f_a～f_b上的工作或中心频率f_c(参见图5a)，用在各频率点f_k同时采样得的多个灯电压和灯电流计算电导的标准偏差，然后对应于式7、8、10和图2进行讨论就可确定这些频率。根据该扫描，产生强共振的频率由于具有最大的标准偏差而变得明显，也能被肉眼观察到。这些频率如图5b中的点所示。

为避免损害弧光管，如图5b所示，用重复的过程检测强共振。由于阻尼和弧光的二阶偏移响应，高速扫描时弧光偏移最少，低速扫描时该偏移最大。若刚开始时就用低速扫描，弧光将朝弧光管壁偏移足够多而损害管子，这是很危险的。因此，起始频率扫描应用约1000KHz/S的高扫描速度，并会显露在观测到最强共振但没损伤弧光管时的频率窗口。在进一步的扫描中应避免用这些频率。用逐渐变低的扫描速率，例如100KHz/s和10KHz/s重复频率扫描。这会找到发生最强共振的频率。图5b中用指示有相应扫描速度的线示出扫描中心频率f_e上频率范围的各频率扫描速度。具有几千赫兹间隔、不产生强共振的频率窗口也将观测到，图5b中用标有R的实线表示。这些窗口是灯应工作的频率，以避免强共振。

该过程既可用于灯的镇流器中，也可用于镇流器设计者对预选由镇流器控制的灯，用该过程预选宽频窗口。如果由镇流器设计者完成，应对预定由镇流器控制的各个灯重复该过程。在由相同镇流器控制的各预定灯中选择出不会产生强共振的公共窗口。几个不同制造商的100W金属卤化物灯A～E的允许工作窗口图如图5c中的实线所示。该图中的公共的允许工作窗口在20～25KHz。

预选完全没有强共振的窗口是没必要的。用增加采样或例如，在标题“壁偏移”下讨论的技术来避免涉及强共振的危险出现。但还是应有一些预选范围的稳定区域，即使相当窄。弱共振的检测

一旦选择了无强共振窗口，灯就应仅在该预选窗口内工作。还有一个总体方案是，在所选窗口内改变频率，检测不会产生引起可见闪烁的的弱共振的那些频率。最好用示于图2的频率扫描和采样技术来改变示于图6(a)的f_q和f_r间的中心频率，频率f_q和f_r分别代表图5c中预选窗口的边界，例如，在特定的100W金属卤化物灯中，f_q＝20KHz，f_r＝25KHz。目的是寻找在图6(b)所示窗口f_g～f_r内电导标准偏差的宽最小值。

可有几种控制方案。第一方案示于图7a，图中灯在f_q和f_r之间中途的中心频率下工作，在时间t_i点燃灯，使其预热到稳定状态，从t_stead开始，音频共振频率的位置和强度相对稳定。然后，从t_steady开始实施图2中的频率扫描和采样技术，调整中心频率到最小标准偏差即相应于示于图6b中总最小值M的频率处。由于在起动阶段频率不变，仅有很小的可能使所选中心频率处在共振频率处。因此在起动期间不可能产生可见闪烁。但是，在达到稳定状态之后中心频率的改变，在整个光输出中将产生可见闪烁。若闪烁仅在频率扫描的几次重复中持续片刻，但仍然可能是对灯的使用者的干扰。

另一种方案(示于图7b)在起动期间，例如在点火后约30秒的延迟时间t₀开始频率扫描和采样，并且还在预选窗口f_q～f_r的整个宽度上进行。这种方案的缺点是在起动和进入稳定状态工作之后都将产生可见闪烁。在起动期间，当灯迅速升温时，共振频率、因而宽最小值都迅速改变。用大跨度的频率扫描时，宽最小值的改变快于重复进行各频率扫描和采样所花的时间。结果，由于大跨度，直到在t_steady开始了稳定状态，宽最小值还不能快速地确定。与第一种方案相比，该方案虽然仍有用处，但由于在起动期间和进入稳定状态工作初期都会产生可见闪烁，因而吸引力不大。

第三种也是更好的方案(图7c)在t₀(参见点“A”)开始用具有比窗口宽度f_q～f_r小得多的第一间隔进行频率扫描和采样。与上述方案中f_q～f_r的典型几KHz的间隔相比，该第三方案中从f_q～f_r的第一间隔约为0.1KHz。在头几次选代中，瞬间的宽最小值可能并未发现。但是，每次选代将确定最接近于当前出现总最小值或窄最小值的瞬间频率的中心频率的位置。这可能在窄间隔扫描频率的两端。几次选代之后(参见点“B”)，频率扫描和采样腹点位于瞬间的总最小值处。各次继续选代之后，新的中心频率几乎等于瞬间的总最小值。从而，该方法在几次重复之后，就快速确定了瞬间的总最小值，并跟踪总最小值至稳定状态。这样的优点是，仅在灯只有少量光输出的起动初期的最初几次重复期间产生闪烁。因此，该方法已经找到了瞬间的总最小值，并由于间隔小并接近最小，因而在起动快结束和稳态期间将不产生闪烁。由于这种控制方案在起动期间检测共振频率，人眼几乎不能察觉，因此它是最好的。稳态检测

一旦确定了总最小值和相应的最佳工作频率，就希望继续检测确定在稳态内所预定的工作频率是否要调整。若由于环境温度变化而使灯的温度改变，则音频速度将随着共振频率的相应变化而改变。从而，应检测这种变化并继续调整工作频率。用具有f_u～f_v的第二间隔(参见图8)的频率，如上所述进行动态重复频率扫描和采样循环来实现这种检测和调整。第二间隔最好小于或等于起动期间所用的第一间隔。第二间隔的选择应灯在该稳态检测期间没有可见闪烁，典型选取约0.1KHz。工作程序

按照第三控制方案(图7c)控制HID灯的程序流程图示于图9。该算法在预选电源频率窗口(f_co±间隔0/2)内寻找最小闪烁和相应的工作频率f_min。电源频率间隔是预选的，是依据如上所述的试验调查，或灯控制器的初始步骤，为预定由灯控制器控制的灯寻找无强共振的工作频率窗口。

程度开始时，中心频率f_c预置在镇流器设计频率f_co。然后加高压点燃灯。预定时间t_I之后，采样灯电流I来确定灯是否已实际点燃。若灯电流低于I₀值，则灯尚未被点燃，要重新点火。当电流I大于I₀时，灯已经点燃，时间t和计数器变化，N_f1预置为O。然后，使灯在工作频率f_co下起动，直到t大于起动开始时的预选时间t₀时为止。选择时间t₀足够长，以便灯的压力和温度对于产生音频共振来说已足够充分。从先于达到稳态的时间t_steady例如120S的时间t₀开始，通过开环子程序(示于图3)进行预选第一间隔和扫描速度的多个频率扫描，同时灯仍处于起始阶段。输入开环程序的是中心频率f_c、频率间隔“Span”、采样的不同频率数N_F、在各不同频率N_F作的电导率采样数N_G、在各采样点G_ik作的I和V采样数N_IV和各频率下为获得采样N_G用的时间δt_F。这些变量示于图2中。输出是电导的最低标准偏差σ_min和相应的频率f_min。在起动期间，不会产生音频共振和闪烁的频率随气体压力和温度的变化而变化。在该控制阶段，中心频率连续在无共振频率移动的方向上更新。因此，一旦灯进入稳态和t＞t_steady时，中心频率f_c通常已达到最佳值，没有弱共振和可见闪烁产生。

当时间t小于t_steady时，程序停留在图9中的分支“A”。只要达到t_steady，就如图6b所示，将中心工作频率f_c设置于f_min，处于稳态中的总最小值处。如果f_min处的标准偏差σ_min小于相，应于产生可见闪烁的频率的σ_f1，则执行分支“B”的程序。如果σ_min大于σ_f1，则在f_min处仍然在灯中产生可见闪烁，且没有寻找到总最小值。通过分支“C”再进行频率扫描，但使用等于窗口f_q～f_r(间隔＝Span_o。)的较大间隔和较大频率数(N_F＝100)，以寻找不产生可见闪烁的总最小值。如果找到了不产生可见闪烁的最小值，程序通过分支“B”，以窄间隔进入稳态检测模式。如果在初次选代之后产生可见闪烁，重复总扫描直到找到无闪烁的窗口。如果在分支C中选代次数N_f1超过预设次数，例如10，则灯熄灭。

下面是执行上述程序的100W金属卤化物灯的典型参数：N_F＝20、N_G＝20、N_IV＝20、δt_f＝50ms、f_co＝23.5KHz，Span_o＝3KHz、Span＝0.1KHz、t_J＝10ms、I₀＝0.1A、t₀＝30S、t_steady＝120S，σ_f1＝0.005G。应注意到，值σ_f1是闪烁能被人所观察时的电导标准偏差的守恒阈值。这一点通过调整该值直到不产生可见闪烁，从而来评估(参见：W.F Schreiber的“Fundamentals of Electronic ImagingSystems”，Springer-Verlag，Berlin(1991)P14～16)和确定。使用电导的优点在于信噪比和灵敏感足够高，因而可在人眼能够觉察到的水平之下评价相应弧光偏移。所以，在稳态期间通过扫描f₂频率可连续跟踪f_c，结果使弧光偏移处于能测量但对人眼又不可见的水平。

图10a、10b分别是按照图9的流程图工作(按照图7(C)的控制方案工作)，具有上列参数值记为N_F的100W金属卤化物灯的最小频率f_min和σ_min的曲线图。仅在约6次重复之后，σ_min就低于可见闪烁相应的值0.005之下。此后，σ_min仍然很低约为可见闪烁水平的十分之一。闪烁仅在最初几次选代期间产生，该选代是仍处于低光强输出水平时在起动早期内进行的处理。一旦灯达到稳态，程序B(图9)继续监测和调整f_c，使无可见闪烁。另一个选择标准

在上述实施例中，选择具有最低标准偏差的频率。也可采用在各开环程序选代之后选择新的中心频率的另一个标准。例如，由于在宽最低值工作地在极窄的最低值频带下工作更稳定，因而最好是围绕工作频率的宽频范围。图11a中，标记为“AA”的总最小值具有比标记为“BB”的优选位置更窄的范围。在两个位置，σ都低于σ_f1，都不产生可见闪烁。鉴于在较宽的最小值时偏差很低，所以没有闪烁出现。因而可选择较宽的最小值作中心频率。这可由低于σ_f1的各最小值相应的2n个连续频率f_k(从k-n至k+n)的结果σ_k求和，并获得新的系列 σ，因而使数据平滑来选择较平滑的数据 σ示于图11(b)中。新的中心频率等于具有最低标准偏差 σ的允许频率。从而依据电导的标准偏差和检测的总最小值选择各新的中心频率。管壁的偏移

当放电电弧接触并保持在弧光管壁时希望关闭灯。因而，应对于相应灯类型确定相应于引起弧光接触管壁的足够大的偏移的σ_G。起动期间，若σ＞σ_max，则进行宽扫描。如果宽扫描时，σ_min保持ασ_min＜σ_max，那么不再有在管壁的弧光，并可选择最小值。但是，如果ασ_min＞σ_max，则弧光仍将保持在管壁，则应关灯。选择常数α来提供所希望的统计可靠度，一般选在2和4之间。其它弧光不稳定性

其它不同于音频共振的原因都可产生弧光偏移，例如随机的由于电极处的弧光跃变或钠闪。相应于这样的两个事件的典型电导响应分别示于图12a和12b。图12a和12b中，曲线1表示没有产生偶然事件时的电导值。曲线2表示分别产生弧光跃变(图12a)和产生钠闪(图12b)时的电导值，若这种偶然事件所引起的偏移不可忽略，则会引起中心工作频率的误移。如果在预定统计可靠度水平内获得相同结果，则重复各次测量和测试可使这些偶然事件的偏移区别于音频共振的偏移。如果结果并不在预定可靠度水平之内，则在调整中心频率之前还要重复测量。例如，可进行两次频率扫描，每次都对整个频率间隔上所取的所有电导采样计算标准偏差。若第二次扫描(σ₂)的σ在第一次扫描(σ₁)的σ的预定可靠度水平之内，即σ₂＝βσ₁，则已产生了偶然事件，可以选择新的工作频率。若σ₂＞βσ₁，则发生了偶然事件，但不应改变工作频率。β一般在2和4之间选择。本领域的技术人员将理解还可采用许多其它的测试，例如比较在两次重复之间的各频率测得的电导采样标准偏差的平均值、最小值或最大值等。灯的镇流器

图13是本发明HID灯镇流器或控制器的示意/框图，该HID灯镇流器或控制器用于在高频下控制HID灯，检测和避免引起音频共振/弧光不稳定性的工作频率。

下列实施例展示了某一镇流器的拓朴结构，披露了对具体应用的尤其是100W金属卤化物灯所选的特殊数字参数。该实施例用于说明用上述方法检测弧光不稳定性和按照上述讨论控制母线电压和灯功率所采用的许多可能的镇流器中的一种。因此，本领域的技术人员应该理解下述实施例仅用于说明的目的，本发明并不限于此，但它所披露的工作原理可用于具有不同工作参数的许多不同的镇流器拓朴结构中。

该镇流器包括DC源10；升压变换器20，高频DC-AC方波倒相器30和点火器40。单元10-40使灯点燃并给灯50提供高频的基体正弦的AC电流。灯点燃之后，控制C按照上述方法控制倒相器30的工作频率，避免在HID灯中的弧光不稳/音频共振。控制D控制升压电路20，限制灯点燃阶段(由于在这期间灯仅表现小负荷)的母线电压，以防止过电压加给灯和电路单元。尽管由控制C对倒相器工作频率进行改变来避免音频共振，但控制D也要控制升压电路20以使灯保持恒定功率。控制A在由控制D决定的升压频率下操纵升压变换器20，同时控制B在由控制C所决定的倒相器频率下操纵倒相器30。

DC源10包括一对接收110～120V的标准AC电力线电压的输入端1、2。由二极管D₁～D₄组成的整流器提供跨DC干线RL₁、RL₂约160V的全波整流DC电压。DC源10还可包括使电力线与由灯控制器产生的干扰隔离的EMI滤波器5。

升压变换器20提升和控制跨干线RL₁、RL₂的DC电压在一水平上，使所选功率通过倒相器电路30供给HID灯50。升压变换器典型地将160V电压提升至380V。升压变换器还提供功率因数补偿。变换器20包括一端连在二极管D₁和D₂的阴极、另一端连至二极管D₅阳极的电感器L₁。开关Q1连在DC干线RL2与在电感器L1和二极管D5之间节点的RL1之间。开关Q1是金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，包括体二极管BD1和标记为cds1的寄生电容器。开关Q₁的控制栅连至控制A，它以将更详细描述的方式提供周期电压信号来控制开关频率和开关Q₁的占空因数。占空因数和开关频率控制流过电感器L1的电流，使跨在电容器C₄和C₅的DC干线RL1、RL2上的电压连同倒相器电路30的电容器C₄和C₅保持在预定水平。电容器C₄和C₅用作能量存贮单元，即使在电力线电压降为零时仍供给灯恒定功率。

倒相电路30是具有跨在DC干线RL1、RL2上串联连接的开关Q2、Q3的馈电半桥式DC-AC变换器。开关Q2、Q3是金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfets)。开关Q2的源连至干线RL1，开关Q2的漏连至开关Q3的源，开关Q3的漏连至干线RL2。电容器Cds2和二极管BD2分别是开关Q2的寄生电容器和体二极管。电容器Cds3和二极管BD3类似为mosfet开关Q3的寄生电容器和体二极管。开关Q2和Q3的控制栅连至将更详细描述的控制B。半桥式变换器的输出跨在点M1、M2之间，通常为如本领域的技术人员所熟悉的高频方波信号。

电容器C6、C7和电感L2的LCC网络串联连在开关Q1和Q2间的中点M1与半桥式电容器C4和C5间的中点M2之间。HID灯50与电容器C6并联。LCC网络提供波形和电流限制或镇流作用，从跨在中点M1～M2间的变换器输出，提供给HID灯50基本上为正弦的灯电流。

LCC网络也起点火器作用，根据加给控制器的初始功率点燃灯。LCC网络调谐在起始变换器工作频率的第三谐波，为该具体应用提供所选的大约2500V的高起始电压。在第三谐波上起动灯的好处是，与常规第一谐波起动相比较，可减小从升压变换器抽取的初始点火电流。当变换器开始工作时，由在变换器第三谐波的LCC网络的共振使点火电压在起始工作频率下输出。灯起动后，灯的阻抗就大大低于电容器C7的阻抗，然后主要由C6和L2的LC网络控制波形和电流限。这样，点火器利用灯中阻抗的变化(点火前的约1m达到稳态时的约100)，将包括LCC网络和灯的电路增益从适于提供点火电压的增益移至适于操纵灯的低增益。

代替所示的LCC网络，可使用其它点火器，如熟知的脉冲点火器或其它如利用第一和第三谐波点火的LC或LLCC网络。此外，所示LCC网络中，可使用激活频率偏移，将倒相器工作频率设置在产生点火电压的起始频率(一般高于稳态频率)，然后在点燃之后设于灯工作的第二个不同频率。

控制B以熟知的方式控制开关Q₂和Q₃的开关频率和脉冲宽度，提供频率范围内的频率下跨在中点M1和M2上的大体为方波的AC倒相器电压，它用于操纵欲由镇流器控制的灯。在这种情况下，预选工作窗口范围为约20KHz与25KHz之间，以避免图5C所示100W金属卤化物灯A-E的强音频共振/弧光不稳。特别是控制B响应于来自弧光不稳控制C的频率控制信号，以使半桥工作在由控制C所设计的频率下。

下面参照图14和15更详细地描述控制D和控制A的电路和运作。控制D包括在图13所示V_Lamp和V_Lamp处检测灯电压和灯电流的控制D。在如图14所示包括含电阻R11和R12以及电容C11的电压分配器的电压检测电路60检测灯电压。电容C11的作用是使在检测灯电压的点V_Lamp与地之间的DC元件隔离。二极管D11的阳极连在电阻R11与R12之间，阴极接在电阻R13一端，R13的另一端接地。电容C12和稳压二极管D12与电阻R13并联连接。稳压二极管D12的阴极接在二极管D11的阴极上。二极管D11和D12形成半桥整流器，在代表检测灯电压V_Lamp的电阻R13上提供DC电压V_L。

由包括电流变压器T的电流检测电路70检测灯电流。与变压器T并连的是电阻R14、电容C13和电阻R15。二极管D13的阳极接在电流变压器T的一端，阴极接在电阻R15上。电流检测电路70的输出为与灯电流I_Lamp成线性比例的DC电压V_i。

控制D还包括乘法器61，它将代表灯电压的信号V_L与代表灯电流的信号V_i相乘，获得表示灯功率的信号V_p。二极管D14和电阻R19串接在乘法器61与误差放大器65的反相输入端之间。误差放大器65的非反相输入端接收表示HID灯50的预定工作功率的参考信号V_pref或表示母线电压上限的V_ref。电阻R20接在电阻R19和误差放大器65的反相输入端以及地之间的连接部分上。电阻R21接在误差放大器65的反相输入和输出之间。比较器67在其非反相输入端接收误差放大器的输出，在其反相输入端接收振荡器63的锯齿波形输出。

比较器71对在其反相输入端接收的信号V_i与在其正输入端接收的信号V_ri进行比较。二极管D15的阴极接在比较器71的输出端，阳极接在二极管D6的阳极上。二极管D16的阴极接在电阻R18的一端，R18的另一端接在误差放大器65的反相输入端。包括电阻R16、R17的电压分配器接在二极管D15和D16的阳极之间。电阻R16的一端连在图13所示位置的DC干线或母线RL1上。因此表示母线电压的电压V₃处于电阻R16、R17的中点上。

灯50点火期间，控制电路D在母线电压控制模式下运作。此时，灯并未点燃，仍具有高阻抗。结果，升压变换器20上的负载较低，DC干线RL1、RL2上的电压明显增加，同时不进行其它测量。点燃之后，灯的阻抗减小，流过灯的电流增加，直到灯进入稳态。在点火和稳态期间需对母线电压进行限制，防止出现灾难性的操作条件，包括接近灯寿命终了时。控制D检测母线电压V_bus，将结果供给调整升压开关Q1的脉冲宽度的控制A，使母线电压在点火阶段保持为预定电压。由于灯具有高阻抗，因而流过灯的电流具有被电流互感器T检测的较小值，然后通过半波整流器D13整流。由于点火期间灯电流很小，因此，与灯电流成线性关系的DC电压V_i几乎为0。此外，乘法器61的输出小于参考电压V_ref，导致二极管14阻塞，使该周期内的功率控制环无效。用比较器71比较电压V_i与电压V_ri。当V_i＜V_ri时，正如点火中的情形，比较器71输出高电压V₂。结果，供给二极管D15反向偏压，母线电压控制环运行。因此，二极管D16的开关取决于母线电压值。

当电压控制环电路在灯点燃时起动，灯显示极低负载时，母线电压迅速增加，并用电阻R16和R17构成的电压分配器进行检测。当被检测电压V₃小于起动时的参考电压V_ref时，二极管D16关闭。由下式给出在二极管D16导通之前的起始电路条件下的误差放大器的输出： $V_0=(1+\frac{R_{21}}{R_{20}})V_{\mathrm{ref}}$ 为获得用于控制升压开关Q1的脉冲宽度，将电压V₀与由振荡器63产生的锯齿波形相比，由此控制存贮于电解电容器C4、C5(图13)中的能量。通过设计，使升压级的占空比的最大值设置于0.48左右。只要被检测电压V₃达到参考V_ref，二极管D16立即导通。被检测的母线电压通过电阻R8供给误差放大器65的反相端。误差放大器65的输出电压V₀由下式给出： $V_0=(\frac{R_{21}}{R_{20}}+\frac{R_{21}}{R_{18}})V_{\mathrm{ref}}-\frac{R_{21}}{R_{18}}(V_3-V_D)$ 其中，V_D是二极管D16上的正向电压降，电压V₀和振荡器63的输出电压送入比较器67，以便获得升压开关Q1的脉冲宽度控制。图15示出电压V₀来自振荡器63的锯齿波形和比较器67的输出波形，其中的栅源电压V_gs1控制升压开关Q1。电压V₀越小，控制开关Q1的控制信号V_gs1的脉冲宽度就越小。因此，被检测母线电压V₃增加时，脉冲宽度增加。根据升压变换器的运作，母线电压降低，并保持在例如450V的优选范围内。

HID灯50点燃之后，控制电路D转换到功率控制模式来控制灯的功率。勿需进一步测量，当控制C改变灯的工作频率来控制弧光不稳时，由于共振LCC网络或任何其它点火器拓朴结构的增益，供给灯的功率将改变，因此供给灯的功率随倒相器输出频率而变化。一般来说，在功率控制模式中检测灯电流和灯电压，相乘后得到灯的总功率。将灯的功率与具有改变升压开关Q1占空比的结果的参考功率信号比较，调整跨在RL1、RL2的母线电压，从而调整供给灯的功率。

一旦灯50点燃之后，电压信号V_i就大于参考电压V_ri。比较器71输出使二极管D15导通的低电压V₂。结果，使被检测的母线电压V_bus固定，使电线电压控制环停止运作，功率控制环开始运作。检测的灯电压V_L和灯电流V_i信号供给乘法器61，得到灯的功率信号V_p，将它与参考功率V_pref比较，控制升压开关的脉冲宽度。若半桥式倒相关的开关频率改变，由于对于不同倒相器工作频率，点火器的电压增益值不同，因此供给灯的功率增大或减小。

假定减少供给灯的功率，以此为例来说明功率控制环的运作。通过电阻R19和二极管D14将来自乘法器61的被检测灯功率V_p供给误差放大器65的反相端，然后与参考功率V_pref进行比较。在功率控制模式中，由下式给出误差放大器65的输出电压V₀： $V_0=(1+\frac{R_{21}}{R_{20}}+\frac{R_{21}}{R_{19}})V_{\mathrm{pref}}-(V_1-V_D)$ 因此，被检测功率V_p减小时，V₀将增大。被检测灯功率V_p降低时，V₀增加，V_gs1的脉冲宽度增大。脉冲宽度增大时，升压开关保持在各循环内的较长时间期间上运作，因而增加了跨RL1、RL2的母线电压。该负反馈使灯功率保持与由信号V_pref确定的参考功率一致。另一方面，若由于通过控制C使半桥开关频率改变而增加灯功率，那么被检测的功率V_p变大，使用于升压开关Q1的驱动信号V_gs1的脉冲宽度增大。然后，升压变换器将低于在干线RL1、RL2上的母线电压，直到被检测功率等于参考功率值V_ref。某些HID灯在接近寿命终了时，需要比它们的额定瓦特数更高的功率。如果由镇流器提供该更高的功率，可能使灯突然失效。由于功率控制模式限制了加给灯的功率，因而可防止突然失效。并且，当相应于信号V_pref的功率不能满足寿命终了时灯所要求的高功率时，灯将不能简单地就工作。

从上述分析中可知，控制D有两个控制模式，即电压和功率控制模式。电压控制模式的一个目标是在灯点燃期间和在稳态工作之前固定母线电压。由于随灯寿命变化，阻抗改变，使镇流器企图提供给灯过度的功率时，还可用控制母线电压来防止灯寿命突然终了。功率控制模式的目标是供给灯恒定的功率，即使开关频率和线电压改变时。

图16是控制图13的控制A和D的电路图。与图14中所涉及的部件相同的部分用相同的参考标号表示。图14的乘法器61具体为14脚IC(型号AD534可从Analog Device Corp.购得)。V_L是在管脚1的输入。V_i是在管脚6的输入。振荡器63、误差放大器65和比较器67具体为16脚高速PWM控制器80(型号UC3825可从Unitrode Corp购得)。UC3825最适合于提供高频开关模式功率和直接控制mosfet Q1的开关。开关Q1的源SQ1接在脚9、10和12及地上。开关Q1的栅GQ1通过电阻R22将在脚14上。图16和18中所特别描述的管脚连接仅由于完整性而示出。对理解本发明来说并不是必需的。这种连接由IC制造商说明。

如图17所示，用于弧光不稳控制的控制C包括将被检测灯电压V_L和灯电流V_i转换为相应的数字信号的两个A/D转换器90、95。信号V_L和V_i从图14电路60、70中引出。控制C还包括微处理器100，它实施图9的软件程序，控制半桥交换器30的工作频率。微处理器100接收来自双A/D转换器的被检测灯电压和灯电流，输出将由A/D转换器105转换为模拟信号f_s的数字信号。信号f_s表示在按照前述方法实施所有工作模式时，由软件程序输出的瞬时频率。

据在微处理器100中执行图9中软件程序，控制C包括执行前述关于在发生音频共振/弧光不稳时检测频率的各方法步骤和将倒相器频率变为新的中心工作频率的装置。例如，相应于图2的频率扫描，控制C包括在许多不同工作频率下改变工作频率和在多个不同工作频率下采样测量多个灯的电参数的装置，在各个所说的多个工作频率下计算在各频率采样的标准偏差的装置，以及判断，例如确定最小标准偏差以选择新的中心频率的装置。

选择控制C的各部分是依据，为有效地实施图9中程序所必需的预定精确度和采样速度，依据灯的种类、化学性能、灯的功率和大小。在一个实施例中，为获得在一个频率点测量的一个标准偏差，选择采样灯电压和灯电流的最低采样数为20。在每一频率扫描的100个单独频率点进行采样，因此，在每次频率扫描时采样100个20的总和即2000次。采样速度应很慢，使弧光反应，但又要足够快以防止较大弧光移动。对100W金属卤化物灯来说，恰当的采样速度范围为50msec～100msec之间。A/D和D/A转换器90、95、105和微处理器100的最小精度选为0.005，8位的器件(8位＝1/256＝0.004)就足够了。在图13、14所示的实施例中，A/D转换器是从Linear Techno Logies购得的8位、高速的ADC0820。D/A转换器是从Signetics购得的8位的NE5018。微处理器为16MHz、8位处理器，型号87C550具有4K的EPROM，可从Philips Semiconductors购得。图9的软件程序用Assembler语言编制。这些器件用50msec～100msec之间的采样速度对灯电流和电压的采样提供10KHz～20KHz的采样速率。这足以对100W金属卤化物灯进行有效地检测和避免音频共振。

控制B用公知技术驱动半桥式倒相器，只是在由控制器C指示的频率下，而不是在恒定频率下按照常规驱动半桥式倒相器。实现控制B的电路示于图18中。电路包括IC110和IC120。IC110是6脚、高速控制器，型号UC3825可从Unitrode购得，用作接收来自控制C的频率设计输出信号f_s，提供输入给IC120的控制信号。IC120是14脚、高压、高速MOS栅驱动器(型号IR2110可从International Rectifier购得)。IR2110有高、低侧参考输出信道，由于它具有内部设置的死区时间控制，因此特别适合于半桥应用，IC120提供栅/源驱动信号给mosfet开关Q2、Q3。控制C的输出信号在管脚5、6输入，用于控制占空比的变化。

IC110的输出从管脚11和14取出，输入给IR2110(IC120)的管脚12和10。开关Q2的栅GQ2(图3B)通过电阻R31接在管脚1上。二极管D31与电阻R31并联连接，其阴极接在管脚1上，并用于防止在该管脚上的负偏压。类似地，开关Q3的栅通过电阻R32和二极管D32的并联排列接在管脚7上，与连在管脚1上的电阻二极管的作用相同。开关Q2的源SQ2和开关Q3的源SQ3分别接在管脚2和5上。

可使微处理器程序包括本文所述步骤的不同组合和/或使用一个所述的方案代替另一个。例如，控制器可选择工作频率，它处于宽的而不是较窄的最小值区域，或在起动和稳态期间在不同点实现开环程序，例如正如参照图5(a)～5(c)所述的。并且，控制器/镇流器可以采用模块化系统形式，具有包括一个或多个部分，各部分完成所选功能并输出信号给其它组合部件的控制器。例如，在这里，模块化系统可包括带控制器的镇流器，设计控制器以与一系列控制器件协作，各个控制器件完成本文所述功能的预定组合。

从上述可知，申请人已经披露了一些普遍适用于检测和避免弧光不稳的气体放电灯、尤其适用于检测/避免由于音频共振所致的弧光不稳的方法。这些方法可以用许多不同镇流器拓朴图形来实现，包括单级(如US美国专利，08/197530，申请日：1994，2.10)和两级镇流器，以及正如已讨论的，可使用不同的点火器。该控制适于所有(或较大)频率范围，基本上从0Hz～几MHz，没有可感上限。限制与采样和处理(可用较快的处理器来克服)速度相关。特别与镇流器(硬件)结构有关。

由于倒相器在宽频范围上高而恒定的增益，因而允许实现较大频率扫描范围，一般还不需要由设计者给出所述预选宽频窗口。它也允许控制更具普遍性；例如，将通过控制器的组合部件装入对不同瓦特数范围最佳化的镇流器中。

该方法使镇流器对灯的尺寸变化(在生产线上)、灯寿命期间的化学变化、和寿命过程中灯的性能变化极不敏感。该方法允许使用高频电子镇流器来控制HID灯和避免灯毁坏以及寿命的突然终了。这种控制使镇流器极能抗灯的影响，因为这种控制富有创造性，是通用的、普遍的和能变形的。

Claims (21)

1.一种点燃和控制高压放电灯的方法，包括下列步骤：

a.在多个工作频率下运行高压放电灯；

b.在所述多个工作频率的每个频率下检测和进行灯电参数的多次采样；

c.在所述多个工作频率的每个频率下，计算在所述各频率下所取采样的偏差；和

d.分析计算的偏差，根据分析选择灯的工作频率。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，所述被检测的灯的电参数至少是从包括灯电压、灯电流、灯电导和灯阻抗的系列中所选的一项。

3.根据权利要求1或2的方法，其特征在于，所计算的偏差是标准偏差。

4.根据权利要求1或2的方法，其特征在于，评价(分析)偏差是为了确定最低偏差，并选择工作频率为相应于最低偏差的频率。

5.根据权利要求1～4中任一项的方法，其特征在于，通过围绕中心频率进行频率扫描，使高压放电灯在所述多个频率下工作，所述扫描包括频率增大的一组频率部分和频率减小的相同频率组部分。

6.根据权利要求1～5中任一项的方法，其特征在于，所述步骤(a)～(d)在高压放电灯的点火和稳态工作之间的灯工作的起动阶段进行。

7.根据权利要求1～6中任一项的方法，其特征在于，所述步骤(a)～(d)在高压放电灯的起动阶段和稳态工作期间进行，在起动阶段灯工作的频率具有第一间隔，在达到稳态之后灯工作的频率具有低于或等于第一间隔的第二间隔。

8.根据权利要求7的方法，其特征在于，选择在稳态工作期间所述频率的第二间隔，使高压放电灯没有人眼可见闪烁。

9.根据权利要求1～8中任一项的方法，其特征在于，在步骤(a)～(d)的预定选代次数之后，被检测的最低偏差在规定水平之上，则关闭灯的点火和工作。

10.根据权利要求1～9中任一项的方法，其特征在于，连续进行步骤(a)～(b)两次，只有当在所述两次重复中所测量的各采样组之间的差在规定可靠水平之内时进行步骤(c)～(d)。

11.根据权利要求10的方法，其特征在于，计算第一次和第二次选代采样的各标准偏差σ₁和σ₂，所述规定水平为σ₂≤βσ₁，β为选作预定统计可靠程度水平的常数。

12.一种按照权利要求1所述方法点燃和操纵高压放电灯的灯镇流器，其特征在于该镇流器包括：

在第一工作频率范围上气体放电灯的镇流装置；和

控制所述镇流装置工作频率的控制装置，所述控制装置包括：

在所述第一工作频率范围内的多个不同工作频率上改变工作频率的装置；

在所述多个工作频率的每个频率下测量灯的电参数的多个采样的装置；

在所述多个工作频率的每个频率下计算在所述每个频率所取的多个采样的偏差的装置；和

分析所计算的偏差并根据所述分析调整镇流装置工作频率的装置。

13.根据权利要求12的灯镇流器，其特征在于，分析偏差的所述装置计算在所述多个频率的每个频率所取采样的标准偏差。

14.根据权利要求12或13的灯镇流器，其特征在于，由所述测量装置所测的灯的所述电参数至少是从包括灯电压、灯电流、灯电导和灯阻抗的系列中所选的一项。

15.根据权利要求12、13或14的灯镇流器，其特征在于，由所述测量装置所测的所述电参数是灯电导。

16.根据权利要求12、13、14或15的灯镇流器，其特征在于，改变频率的所述装置包括围绕中心频率进行频率扫描的装置，所述扫描包括频率增大的一组频率部分和频率减小的相同频率组部分。

17.根据权利要求12、13、14、15或16的灯镇流器，其特征在于所述分析装置确定在采样电参数中偏差最小时的频率，并调整所述镇流装置的工作频率为具有最小偏差的频率。

18.根据权利要求12、13、14、15、16或17的灯镇流器，其特征在于，所述控制装置在灯点火和稳态工作之间的灯起动工作阶段运作。

19.根据权利要求12～18中任一项的灯镇流器，其特征在于，所述控制装置在灯起动阶段和灯稳态工作期间运作，在起动阶段灯工作的频率具有第一间隔，在达到稳态之后灯工作的频率具有低于或等于第一间隔的第二间隔。

20.根据权利要求12～19中任一项的灯镇流器，其特征在于，选择在稳态工作期间所述的第二间隔，使高压放电灯没有人眼可见的闪烁。

21.根据权利要求12～20中任一项的灯镇流器，其特征在于，所述灯控制器包括若被检测的最低偏差在规定水平之上时就熄灭灯的装置。

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