CN1152817A - 用于数字无线通信系统上变频器/下变频器的压控振荡器 - Google Patents

用于数字无线通信系统上变频器/下变频器的压控振荡器 Download PDF

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Abstract

用于上变频器/下变频器的压控振荡器，它能改善压控振荡器的相位噪声特性。在数字无线通信系统中用于上变频器/下变频器的压控振荡器包括：可变电容分量与串联谐振电路并联的谐振单元，其中可变电容分量容值在预定范围内与控制电平成反比，串联谐振电路的串联谐振点对应随预定时间单元变化的模式电平；振荡单元，它产生的频率对应由谐振单元确定的并联谐振点。

Description

用于数字无线通信系统 上变频器/下变频器的压控振荡器
发明背景
1.发明领域
本发明涉及一个压控振荡器，更确切地说是用于上变频器/下变频器的压控振荡器，它在一个发射/接收模式交替出现的数字无线通信系统中，分别产生发射模式时候的本地发射振荡频率和接收模式时候的本地接收振荡频率。
本申请的压控振荡器用于上变频器/下变频器，在一个发射/接收模式交替出现的数字无线通信系统中分别产生发射模式时候的本地发射振荡频率和接收模式时候的本地接收振荡频率，该申请完全建立在此处作为参考收入的韩国专利申请第31932/1995号的基础上。
2.相关技术描述
在早期无线通信系统中采用模拟方式的频分多址。但最近越来越趋向于在无线通信系统中采用数字方式的码分多址(下文称作FDMA)或时分多址(下文称作TDMA)。例如在作为数字方式数字通信系统代表的一个全球移动通信系统(下文称作GSM)中，FDMA和TDMA一起使用。也就是说GSM有彼此独立、随工作模式不同的发射和接收频率。换句话说，在GSM移动站，发射频率范围是890～915MHz，接收频率范围是935～960MHz，比发射频率要高45MHz。而且上述发射频率通带一般为25MHz，此时用户使用按200MHz间隔分割的频率进行识别。另外，GSM在一帧，也就是一个时间单元内交替工作在发射模式和接收模式上。
典型的GSM包括两个独立的压控振荡器，一个用于上变频器，作为产生发射模式时候的发射频率的本地振荡器，另一个用于下变频器作为产生接收模式时候的接收频率的本地振荡器。GSM中这两个用作上变频器本地振荡器和下变频器本地振荡器的独立压控振荡器(下文称作VCO)，输出振荡频率范围直接随输入控制电压变化。因此，VCO要求有振荡频率是输入控制电压线性变换的特性。而且VCO必须完全覆盖一给定的频率范围。所以VCO可以用一个变容二级管一个多谐振荡器或一个CMOS来实现。
图1是一个描述原有技术的压控振荡器结构的方框图。在图1中，CRAP振荡电路使用变容二极管作为压控可变电抗元件。在下述资料中介绍了这种VCD，它们是由与本发明相同的受让人，三星电子有限公司在1992年3月27日注册的韩国专利申请第92-9028号、题为“压控振荡器”中的图1、由与本发明相同的受让人，三星电子有限公司在1994年6月28号注册的韩国专利申请第94-15043号、题为“压控振荡器”中的图1，以及由韩国SEWUN出版社1988年5月8日出版发行的论文“PLL自适应电路”中的第59页。
参考由频率谐振器2和负阻发生器4组成的图1，电容随输入控制电压VCTR变化的veractor二极管VD与电容C1串联，作为单个可变电容分量工作，作为电感分量的电感L与可变电容分量并联，从而形成频率谐振器2。这里，频率谐振器2构成LC并联谐振电路。另外，负阻发生器4由三极管TR以及分别连接在三极管发射极和基极之间、发射极和接地端之间的反馈电容C3和C4组成。这里，负阻发生器4产生频率谐振器2的电阻，也就是为了去除功率损耗因素的负阻。另外，负阻发生器4还作为一种振荡装置工作，输出其谐振频率在频率谐振器2中确定的振荡频率fout。
在图1结构中，R1表示耦合控制电压VCTR到可变电容分量的电阻，其中，veractor二极管VD与电容C1串联，C2表示耦合LC并联谐振电路和三极管TR的电容。另外，R2和R3分别表示将电源电压Vcc分割成指定电平并提供分割后的电压作为三极管TR偏置的偏置电阻。还有，R4表示三极管TR的发射极电阻，C5表示连接在三极管TR集电极和接地端之间，以去除电源噪声的电容，C6表示连接在三极管TR发射极和输出端之间，以隔除直流DC的电容，fout表示VCO输出，也就是控制电压VCTR通过频率谐振器2和负阻发生器4之后的输出振荡频率。
从图1中可以看出，当控制电压VCTR加到由频率谐振器2和负阻发生器4构成的VCO上时，veractor二极管VD的电容Cd随加到veractor二极管VD阳极的反向电压Vd的变化而改变，由veractor二极管VD、电容C1和电感L构成的LC并联谐振电路的谐振频率也可能变化。结果，振荡频率fout也相应地改变。具体地说，veractor二极管VD的电容Cd会随着加到veractor二极管VD阳极上反向电压Vd的增加而成比例地反向降低。如上所述，图2表示了说明变容二极管电容随加到图1频率谐振器的控制电压VCTR变化的特性曲线。
在GSM中，按上述方式工作的VCO分别用作上变频器的本地振荡器和下变频器的本地振荡器。但是近来趋向于把两个VCO，也就是用于上变频器的VCO和用于下变频器的VCO用单个VCO来实现，以减小系统的总体积，使系统实现更经济。由与本发明相同的受让人，三星电子有限公司1992年5月27日注册、题为“采用单个锁相环的发射和接收装置及方法”的韩国专利申请第95-8687号提出了如上所述、用于上变频器和下变频器的单个VCO。在上述申请中，信号发射时单个VCO用作上变频器的本地振荡器和信号接收时下变频率器的本地振荡器。
但是，为了使用图1所示原有技术的VCO作为上变频器/下变频器的本地振荡器，必须提高振荡频率的变化范围使之足以覆盖发射频率通带和接收频率通带。例如，当作为上变频器本地振荡器的VCO中输出频率随控制电压VCTR变化的特性如图3A曲线A1所示时，作为上变频器/下变频器本地振荡器的VCO中振荡频率fout的变化范围必须扩大为如图3A的曲线A2所示。同时，当作为下变频器本地振荡器的VCO中输出频率随控制电压VCTR变化的特性如图3B曲线B1所示时，作为上变频器/下变频器本地振荡器的VCO中振荡频率fout的变化范围必须扩大为如图3B的曲线B2所示。
为了扩大图1所示VCO中振荡频率fout的变化范围，一种方法是提高电容C1的电容值。同时，与本发明相同的受让人，三星电子有限公司在1992年9月1日注册，题为“带有开环增益补偿的宽带压控振荡器”的美国专利申请第5,144,264号提出了另一种扩大VCO振荡频率fout变化范围的方法。由于上述美国专利申请中给出的VCO频率谐振器有两个并联变容二极管，当把控制电压VCTR加到VCO的频率谐振器上时，就可以扩大其振荡频率的变化范围。
在通过提高频率谐振器电容C1的电容值或通过并联两个变容二极管提高振荡频率变化范围的同时，由外部环境变化导致的噪声会引入控制电压VCTR，因此振荡频率很容易抖动。最终它会导致VCO相位噪声特性恶化。而且，在上述美国专利申请中的VCO结构可以改善随着振荡频率变化范围的增加使其相位噪声特性恶化的情况。也就是说，振荡频率的变化范围一旦改变，频率谐振器的阻抗便不再与负阻发生器阻抗相匹配。这时，为了使频率谐振器和负阻发生器阻抗匹配，上述美国专利申请提出在负阻发生器反馈单元中放入一个LC串联谐振电路。对于具有上述结构的该发明，可以提高振荡频率的变化范围，而VCO的相位噪声特性也得到改善。但是没有从根本上减小导致相位噪声特性恶化的因素的影响。
发明概述
因此本发明的一个目的是提供一种用于上变频器/下变频器的压控振荡器，它能改善压控振荡器的相位噪声特性。
本发明的另一目的是提供一种用于上变频器/下变频器的压控振荡器，它能根据决定振荡频率变化范围的控制电压以及表示每个模式的发射模式电压和接收模式电压确定谐振点，从而产生与所确定的谐振点相对应的振荡频率。
本发明还有一个目的是提供一种用于上变频器/下变频器的压控振荡器，它能够不扩大振荡频率的变化范围，而通过利用与工作模式相对应，指示系统的发射模式和接收模式的每个模式电压来得到所要振荡频率。
根据本发明用于上变频器/下变频器的压控振荡器原理可以实现以上及其它目的，其中，确定振荡频率变化范围的控制电压以及代表系统工作模式的电压被加到频率谐振器上，因此确定了一个并联谐振点表示扩大后的频率通带，从而产生与所确定的并联谐振点相对应的振荡频率。
另外，根据本发明的第一个实施例，在一个通过分割时间实现发射模式和接收模式的数字无线通信系统中，用于上变频器/下变频器的压控振荡器包括：可变电容分量与串联谐振电路并联的谐振单元，其中可变电容分量的电容在预定范围内与控制电平成反比，串联谐振电路的一些谐振点对应变化一个预定时间单位的模式电压电平；以及产生与谐振单元确定的并联谐振点对应的频率的振荡单元。
而且，根据本发明的第二个实施例，在一个通过分割时间实现发射模式和接收模式的数字无线通信系统中，用于上变频器/下变频器的压控振荡器包括：第一可变电容分量、第二可变电容分量和电感分量相互并联的谐振单元，其中第一可变电容分量的电容在预定范围内与控制电压电平成反比，第二可变电容分量的电容与随预定时间单元变化的模式电压电平成反比；以及产生与谐振单元确定的谐振点对应的频率的振荡单元。
再者，根据本发明的第三个实施例，在一个通过分割时间实现发射模式和接收模式的数字无线通信系统中，用于上变频器/下变频器的压控振荡器包括：第一可变电容分量与第二可变电容分量串联的串联电路，其中第一可变电容分量的电容在预定范围内与控制电压电平成反比，第二可变电容分量的电容与随预定时间单元变化的模式电压电平成反比，与串联电路并联的电感分量；以及产生与并联谐振点对应的振荡频率的振荡单元，该谐振点由彼此串联的串联电路和电感分量确定。
附图简述
根据以下参照附图所进行的详细描述，将能获得对本发明更完全的解释，并逐步更好地理解它所具有的优越性，附图中相同的参考符号表示同一或类似元件，这些附图包括：
图1是说明原有技术的压控振荡器结构的方框图；
图2表示说明变容二极管电容随加在图1频率谐振器上的控制电压变化的特性曲线；
图3A和图3B表示说明振荡频率随加在图1频率谐振器上的控制电压变化的特性曲线；
图4是说明与本发明第一个实施例对应的压控振荡器结构的方框图；
图5说明了加在图4加法器上的模式电压随工作模式的变化；
图6表示说明振荡频率随加到图4频率谐振器上的控制电压变化的特性曲线；
图7是说明与本发明第二个实施例对应的压控振荡器结构的方框图；
图8是说明与本发明第三个实施例对应的压控振荡器结构的方框图；
图9是说明与本发明第四个实施例对应的压控振荡器结构的方框图。
最佳实施例的详细描述
首先应当注意在所有附图中将使用同一参考代号表示具有同一功能的类似或等效元件。而且，在下面的描述中给出了具体数字细节，以便于更全面地了解本发明。但是显然，对于本领域的专业人员来说，不采用这些具体细节也可以实现本发明。本发明中省去了混淆发明主题的、对已知功能和结构的不必要详细描述。
图4是说明对应本发明第一个实施例的VCO的方框图，其中包括：频率谐振器100和负阻发生器200。和图1所示原有技术的VCO相比，本发明中VCO的频率谐振器100等效于原有技术的频率谐振器2，而负阻发生器200的结构不同于原有技术的负阻发生器4。
参考图4，频率谐振器100中的电容C1和veractor二极管VD1构成可变电容分量，其容值与控制电压VCTR成反比，电感L和veractor二极管VD2构成串联谐振电路，其串联谐振点随着来自加法器20的输出电压变化。最后，频率谐振器100组成了串联谐振电路。
图5说明了加到图4加法器的模式电压随工作模式的变化，其中发射模式电压VTX和接收模式电压RRX交替出现。
图6表示说明振荡频率fout随加到图4频率谐振器的控制电压VCTR变化的特性曲线。
现在，控制电压VCTR一旦通过电阻R1加到veractor二极管VD1上，veractor二极管VD1的电容就会如图2特性曲线所示随所加控制电压VCTR成反比变化。同时，另一veractor二极管VD2也随所加控制电压VCTR成反比变化。观察图4的频率谐振器100，电感L和veractor二极管VD2构成串联谐振电路，串联谐振电路、电容C1和veractor二极管VD1彼此并联，从而构成并联谐振电路。同样，在低频时串联谐振电路的电感L使用诸如线圈之类构成的集总元件，而在高频时采用微带线或带状传输线构成。通常在数字无线通信系统中采用微带线或带状传输线来作为电感L。在如上所述的并联谐振电路中，一旦veractor二极管VD1的电容随控制电压VCTR变化，频率谐振器100的并联谐振点也会改变，因此作为振荡装置的负阻发生器200的振荡频率fout能够相应地变化。
随着频率谐振器100中电容C1容值的增加，由所加控制电压VCTR导致的振荡频率fout的变化范围随之扩大。相反，随着频率谐振器100中电容C1容值的减小，由所加控制电压VCTR导致的veractor二极管VD1容值变化相应地减小，从而缩小了振荡频率fout的变化范围。也就是说，VCO振荡频率fout的变化范围主要取决于电容C1的容值。另外，由电感L和veractor二极管VD2构成的串联谐振电路使得VCO振荡频率fout随着由veractor二极管VD2容值变化决定的串联谐振点的变动而改变。加到veractor二极管VD2的电压是来自加法器10的输出(VTX或VRX)。在这里，Xf0表示用于对由所有部分的变化产生的振荡频率fout进行微调的电压，VTX或VRX表示根据发射模式和接收模式切换VCO中心频率的电压。
如图5所示，发射模式电压VTX＋Vf0通过加法器10加到veractor二极管VD2上，接收模式电压VRX＋Vf0通过加法器10加到veractor二极管VD2上。于是就产生了与每种模式所加电压对应的电容值。因此，在发射模式时由电感L和veractor二极管VD2组成的串联谐振电路有一个谐振点对应发射模式，而接收模式时，串联谐振电路有一个谐振点对应接收模式。换句话说，根据发射模式和接收模式确定不同的串联谐振频率。由于这个原因，又因为veractor二极管VD1容值随控制电压VCTR变化，振荡频率fout随反向电压变化的特性曲线如图6曲线D1和D2所示。
参考图4，负阻发生器200通过耦合电容C2与频率谐振器100相连，电容C3和C4表示反馈电容，电阻R2、R3和R4表示三极管TR的偏置电阻，电容C6用于去除输出振荡频率fout的DC直流分量。电容C5用于去除电源电压Vcc中的噪声。实际上，振荡频率fout是由于频率谐振器100和负阻发生器200组成的交互作用产生的。因此，尽管有对与已知功能和结构对应的上述操作的详细描述，但本领域的专业人员显然应该知道没有这些附加的具体细节也可以实现本发明。
如上所述，在一个采用TDMA，使用独立的发射频率和接收频率，诸如GSM的数字无线通信系统中，使用VCO作为上变频器/下变频器的本地振荡器时，依加到VCO上、如图5所示的模式电压而定，振荡频率随加到VCO上的控制电压变化的特性曲线如图6曲线D1和D2所示。因而发射模式和接收模式时的频率范围是独立的。也就是说，图6的曲线D1对应发射模式时振荡频率随控制电压变化的特性曲线，而图6的曲线D2对应接收模式时振荡频率随控制电压变化的特性曲线。在GSM中，用于发射的中频为264MHz，发射频率范围是980～915MHz时，发射模式时用于上变频器的本地振荡频率要求在对应264MHz＋(980～915MHz)＝1154～1179MHz的频率范围内变化。同样，用于接收的中频为244MHz，接收频率范围是935～960MHz时，接收模式时用于上变频器的本地振荡频率要求在对应244MHz＋(935～960)MHz＝1179～1204MHz的频率范围内变化。因此为了使用VCO作为上变频器/下变频器的本地振荡器，要求对应1154～1204MHz的频率变化范围。
在使用图1所示原有技术的VCO作为上变频器/下变频器的本地振荡器时，必须要求频率变化扩大到如图6曲线E所示的范围。但是如图4所示，使用本发明的VCO作为上变频器/下变频器的本地振荡器时，所需要的频率变化范围如图6曲线D1和D2所示，它比图6曲线E的频率范围小。由于频率变化范围宽意味着频率变化容易受到外部噪声的影响，外部噪声导致了VCO相位噪声特性的恶化。但是因为实现本发明所用的频率变化范围窄，因此所实现的VCO噪声性能得到改善。
图7是说明本发明第二个实施例的VCO结构的方框图。在这里，电容C1和veractor二极管VD1组成可变电容分量，电容C7和veractor二极管VD2组成另一可变电容分量，电感L与可变电容分量并联。最后，频率谐振器100构成了并联谐振电路。
参考图7，控制电压VCTR加到veractor二极管VD1上，其中二极管电容值由所加控制电压VCTR决定。即veractor二极管VD1的容值与控制电压VCTR成反比。另外，加法器10在发射模式电压VTX或接收模式电压RRX上加上一个振荡频率fout的微调电压Vf0，其和加到veractor二极管VD2上。在这种情况下，veractor二极管VD2的容值与加法器10的输出电压成反比。如上所述，由于变容二极管的容值由控制电压VCTR和加法器10的输出电压决定，并联谐振电路谐振点由电感L的电感值决定，负阻发生器200产生与所确定的谐振点对应的振荡频率fout。
图8是说明本发明第三个实施例的VCO结构的方框图。如图7电路所示，电容C1和veractor二极管VD1组成可变电容分量，电容C7和veractor二极管VD2组成另一可变电容分量。但是作为电感元件的介质谐振器20与可变电容分量并联，从而构成并联谐振电路。和以前一样，在本发明实现VCO的范围内，使用介质谐振器20取代电感L是很熟悉的技术。在本例中，VCO的工作特性与图7的类似。
图9是说明本发明第四个实施例的VCO结构的方框图。其中电容C1、veractor二极管VD1、电容C7和veractor二极管VD2彼此串联。从而构成串联电路。另外，电感L与串联电路并联，电阻R5和veractor二极管VD2及电容C7并联。最后，频率谐振器100构成了并联谐振电路。
如图9所示，加法器10在发射模式电压VTX或接收模式电压RRX上加上一个振荡频率fout的微调电压Vf0，其和加到veractor二极管VD2上。在这种情况中，veractor二极管VD2的容值由加法器10的输出电压决定。即veractor二极管VD2的容值与加法器10的输出电压成反比。如上所述，在确定了veractor二极管VD2容值的情况下，控制电压VCTR加在veractor二极管VD1上。veractor二极管VD1的容值就由所加控制电压VCTR所决定。也就是说，veractor二极管VD1的容值与控制电压VCTR成反比，因此也相应地确定了电容C1、veractor二极管VD1、电容C7和veractor二极管VD2。再者，由于并联谐振电路的并联谐振点由电感L的电感值和电容决定，负阻发生器200产生与所确定的并联谐振点对应的振荡频率fout。
在如图9所示的第四个实施例中，可以用图8的介质谐振器取代电感L实现本发明。
显然可以从前面看出，本发明的优点在于不需要扩大振荡频率的变化范围，通过使用表示发射模式或接收模式的电压就可以得到每种模式中要求用于发射/接收的本地振荡频率。
尽管以上描述和说明的被认为是本发明的最佳实施例，本领域的专业人员应该理解只要不脱离本发明的实际范围，可以进行各种变化和改动，以及对其中的元件作等效替代。另外，只要不脱离本发明的中心范围，可以进行一些改动以使本发明适应某种特定情况。因此，本发明并不局限于所给出的这些为实现本发明按最佳模式设计的特定实施例，而是包括附加权利要求范围之内的所有实施例。

Claims (14)

1.在数字无线通信系统中，用于上变频器/下变频器的压控振荡器包括：
可变电容分量与串联谐振电路并联的谐振单元，该可变电容分量的容值在预定范围内与控制电压电平成反比，且该串联谐振电路的串联谐振点对应与预置时间相差一个单位的模式电平；
振荡单元，它产生的频率对应由上述谐振单元确定的并联谐振点。
2.如权利要求1所述的压控振荡器，其中上述串联谐振电路包括：
在发射模式时容值与所加发射模式电平成反比、在接收模式时容值与所加接收模式电平成反比的变容二极管；以及
与上述可变电容分量串联并与上述串联谐振电路并联的电感分量。
3.如权利要求2所述的压控振荡器，其中还有一个调整该振荡单元内振荡频率的调整电压被加到该变容二极管上。
4.如权利要求3所述的压控振荡器，还包括一个在上述发射模式电压电平或上述接收模式电压电平上加上该调整电压并把相加后的电压加到该可变电容分量上的加法单元。
5.在数字无线通信系统中用于上变频器/下变频器的压控振荡器包括：
第一可变电容分量、第二可变电容分量和电感分量相互并联的谐振单元，该第一可变电容分量容值在预定范围内与控制电压电平成反比，该第二可变电容分量容值与随预定时间单元变化的模式电平成反比；
振荡单元，它产生的频率对应由上述谐振单元确定的并联谐振点。
6.如权利要求5所述的压控振荡器，其中还有一个调整所述振荡单元内振荡频率的调整电压被加到上述第二可变电容分量上。
7.如权利要求6所述的压控振荡器，还包括一个在上述发射模式电压电平或所述接收模式电压电平上加上该调整电压并把所述相加后的电压加到该可变电容分量上的加法单元。
8.如权利要求5到7中任意一个所述的压控振荡器，其中上述电感分量是一电感。
9.如权利要求5到7中任意一个所述的压控振荡器，其中上述电感分量是一介质谐振器。
10.在数字无线通信系统中用于上变频器/下变频器的压控振荡器包括：
第一可变电容分量与第二可变电容分量串联的串联电路，该第一可变电容分量容值在预定范围内与控制电压电平成反比，该第二可变电容分量容值与随预定时间单元变化的模式电平成反比；
与上述串联电路并联的电感分量；
振荡单元，它产生的频率对应上述串联电路和电感分量并联时所确定的并联谐振点。
11.如权利要求10所述的压控振荡器，其中还有一个调整上述振荡单元内振荡频率的调整电压被加到该变容二极管上。
12.如权利要求11所述的压控振荡器，还包括一个在上述发射模式电压电平或接收模式电压电平上加上该调整电压并把相加后的电压加到该可变电容分量上的加法单元。
13.如权利要求10到12中任意一个所述的压控振荡器，其中上述电感分量是一电感。
14.如权利要求10到12中任意一个所述的压控振荡器，其中上述电感分量是一介质谐振器。
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