CN1160872C - 在无线通信系统中使用的提供接收信号干扰的正确估计值的系统和方法 - Google Patents

Abstract

一种系统，用于提供在信道上接收的，并由外部收发机发送的信号的正确干扰值。系统包括接收信号的第一接收机部分，所述信号具有所需要的信号分量和干扰分量。信号或取电路从所接收的信号中获取所需要的信号分量的估计值。噪声估计电路(12)根据所需要的信号分量的估计值和所接收的信号，提供正确的干扰值。查找表把正确的噪声和/或干扰值变换成归一化因子。载波信扰比电路使用归一化因子和所接收的信号来计算正确的载波信扰比估计值。路径组合电路根据所接收的信号和归一化因子来产生最佳路径组合权重。

Description

在无线通信系统中使用的提供接收 信号干扰的正确估计值的系统和方法

发明背景

I. 发明领域

本发明涉及通信系统。本发明尤其涉及一些系统，用于在无线码分多址(CDMA)通信系统中对接收信号的干扰谱密度进行估计，以辅助速率和功率控制以及信号解码。

II. 现有技术的描述

在多种要求应用中广泛使用无线通信系统，包括搜救以及商业应用。这些应用要求可以在噪声环境中有效工作的有效并且可靠的进行通信。

无线通信系统的特征是有多个移动站与一个或多个基站进行通信。信号是在信道上在基站和一个或多个移动站之间发送的。移动站和基站中的接收机必须估计通过信道引入所发送信号内的噪声，以对所发送信号进行有效解码。

在码分多址(CDMA)通信系统中，通过使用伪噪声(PN)扩展序列使信号在宽频带上扩展。当在信道上发送扩展信号时，信号从基站到移动站有多条路径。在移动站处从各条路径接收信号，进行解码，并通过诸如瑞克接收机之类的路径组合电路积极地再组合。路径组合电路把称之为权重的增益因子施加到每条经解码的路径上，使通过量最大，并补偿路径延迟和衰减。

通常，通信系统发送包括导频时间间隔(interval)、功率控制时间间隔、以及数据时间间隔。在导频时间间隔期间，基站把预建基准(参考)信号发送到移动站。移动站组合来自所接收基准信号(即，导频信号)以及所发送的导频信号的信息，以获取诸如信道干扰和信噪比(SNR)之类有关信道的信息。移动站分析信道的特征，接着，在以后的功率控制时间间隔期间根据分析把功率控制信号发送到基站。例如，如果基站当前正在以过度的功率发射而给出当前信道特征，则移动站把控制信号发送到基站以请求降低发射功率。

通常，数字通信系统要求正确的对数似然比(LLR)，以对所接收信号正确地解码。一般需要正确的信噪比(SNR)测量值或估计值来正确地计算所接收信号的LLR。正确的SNR估计值要求精确了解信道噪声特征，可以使用导频信号来估计。

基站或移动站传送信号的速率或功率与信道的噪声特征有关。对于最大容量，在基站和移动站中的收发机根据由信道引入的噪声估计值来控制所发送信号的功率。如果噪声的估计值即所发送信号的不同路径分量的干扰谱密度不正确，则收发机可能以过高或过低的功率传送。以过高功率传送可能造成网络资源的使用效率不高，结果使网络容量降低，并且可能降低移动站电池的寿命。以过低功率传送可能造成通过量减少、呼叫丢失、服务质量降低以及使用户不满意。

还需要由信道引入的噪声的正确估计来确定最佳路径组合权重。当前，许多CDMA电信系统计算SNR比值作为载波信号能量对所接收信号的总谱密度的函数。这种计算对于小SNR是合适的，但是对于较大SNR就变得不正确，结果使通信系统的性能降低。

此外，许多无线CDMA通信系统由于这样的实际情况而不能正确地进行计算，即在导频时间间隔期间进行传送的基站在数据时间间隔期间不进行传送。结果，根据导频信号的噪声测量值可能在数据时间间隔期间变得不正确，从而降低系统的性能。

因此，在本技术领域中，需要一种能够正确确定所接收信号的干扰谱密度、计算正确的SNR或载波信扰比以及确定最佳的路径组合权重的系统和方法。还需要有一种系统能够在导频时间间隔期间传送导频信号但是在数据时间间隔期间不进行传送的基站进行计算。

发明概要

本发明提供了一种系统，用来提供在信道上接收并由本发明的外部收发机发送的信号的正确干扰值。在示例实施例中，本发明的系统适用于无线码分多址(CDMA)通信系统的使用，并包括用于接收信号的第一接收机部分，它具有所需要的信号分量以及干扰和/或噪声分量。信号获取电路从所接收信号获取所需要信号分量的估计值。噪声估计电路根据所需要信号分量的估计值和接收信号提供正确的干扰值。查找表把正确的噪声和/或干扰值变换成归一化因子。载波信扰比电路使用归一化因子和所接收信号来计算正确的载波信扰比估计值。路径组合电路根据所接收信号和归一化因子产生最佳路径组合权重。

在示例实施例中，系统进一步包括一个电路，使用正确的干扰值来计算载波信扰比(C/I)。系统进一步包括一个电路，用于计算包括使用正确干扰值的信号的多个信号路径的最佳路径组合权重，并根据计算提供最佳组合信号路径。系统还包括一个电路，用于根据载波信扰比和最佳的组合信号路径来计算对数似然值。系统还包括一个采用对数似然值对接收信号进行译码的电路。另一个电路产生速率和/或功率控制消息，并把速率和/或功率控制消息发送到外部收发机。

在一个特定实施例中，第一接收机部分包括下变频和混合电路，用于从所接收信号提供同相信号和正交信号取样。信号获取电路包括伪噪声去扩展器，它从同相和正交信号取样中提供去扩展同相和正交信号取样。信号获取电路进一步包括去覆盖电路，它把数据信号和导频信号从去扩展同相和正交信号取样分离开来，并根据其提供数据信道输出和导频信道输出。信号获取电路进一步包括平均电路，用于降低在导频信道输出中的噪声，并根据其提供所需要信号分量的估计值作为输出。噪声估计电路包括一个电路，用于计算与估计值相关联的所需要信号能量值，把所需要信号能量值乘以预定的常数，以产生所需要的比例信号能量值，并从与所接收信号相关联的总能量的估计值中减去所需要的比例信号能量值，以产生正确的干扰值。

噪声估计电路的另一种实施包括一个减法器，它从导频信道输出中减去所需要的信号分量，并根据结果提供干扰信号。噪声估计电路包括一个能量计算电路，用于从干扰信号提供正确的干扰值。

把正确的干扰值用于查找表(LUT)，查找表计算相应于正确干扰值的干扰功率谱密度的倒数。然后把倒数乘以所需要的比例信号能量值，以产生载波信扰比(C/I)估计值，，接着通过平均电路对该值取平均，并输入对数似然比(LLR)电路。还把倒数乘以从导频信道输出得到的路径组合权重，以产生归一化的最佳路径组合权重估计值，接着，通过常数因子对该值取比例，取平均，并输入到LLR电路内，由该电路计算接收信号的LLR。

用于对包括所接收信号的每个多信号路径计算最佳路径组合权重的电路包括：一个电路，用于提供来自导频滤波器的输出的所需要信号分量的复数幅度的比例估计值；以及常数提供电路。用正确干扰值使比例估计值归一化。共轭电路提供比例估计值的共轭值，它表示最佳路径组合权重。

本发明提供了一种新颖的噪声估计电路。所述电路能对所接收信号的干扰分量进行正确的估计。干扰分量的正确估计值产生载波信扰比的精确估计，从而能对接收信号进行最佳解码。

附图简述

图1是具有正确干扰能量计算电路的本发明的电信系统的图；

图2是正确干扰能量计算电路、对数似然比值(LLR)电路以及适于前向链路发送使用的、图1所示路径组合电路的更详细的图；

图3是为反向链路发送最佳正确干扰能量计算电路，并包括路径加权和组合电路以及图2的LLR电路；

图4是示出正确干扰能量估计电路和图2的最大比值路径组合电路的另一个实施例的图；

图5是帧工作(activity)控制电路的方框图，用于改进干扰能量的估计，并适用于图2的正确干扰能量计算电路。

图6是示例时序图，示出有效时隙以及空闲时隙；

图7是示例时序图，示出话务信道信号、导频信道信号、帧工作信号(FAC)(也称为反向功率控制信道)以及图6的时隙的空闲信道过渡带。

本发明的描述

尽管本文中是参照特定实施例来描述本发明的，但应该理解，本发明并不限于这些实施例。熟悉本技术领域和本发明原理的人员会理解，另外的修改、应用以及实施例都在本发明的范围内以及本发明明显有用的另外的领域内。

图1是本发明具有正确载波信扰比(C/I)和干扰能量(N_t)计算电路12的电信收发机系统10的图。系统10适于供CDMA移动站使用。在本特定实施例中，在基站(未示出)和系统10之间前向通信链路上由收发机系统10接收信号。收发机系统10在从收发机10到相关基站的反向通信链路上发送信号。

为了清楚起见，已经省略收发机系统10的许多细节，诸如时钟电路、话筒、扬声器等。熟悉本技术领域的人员可以容易地实施另外的电路而无需过度的试验。

收发机系统10是双转换电信收发机，并包括连接到双工器16的天线14。把双工器16连接到从左到右包括接收放大器18、射频(RF)到中频(IF)混频器20、接收带通滤波器22、接收自动增益控制电路(AGC)24以及IF(中频)到基带电路26的接收路径。把IF到基带电路26连接到在C/I和N_t估计电路12处的基带计算机28。

还把双工器16连接到发送路径66，所述发送路径包括发送放大器30、IF到RF混频器32、发送带通滤波器34、发送AGC 36以及基带到IF电路38。把发送基带到IF电路38连接到在编码器40处的基带计算机28。

把在基带计算机28中的C/I和N_t估计电路12连接到路径加权和组合电路42、速率/功率请求产生电路44以及对数似然比值(LLR)电路46。还把LLR电路46连接到路径加权和组合电路42以及解码器48。把解码器48连接到也连接到控制器50，而后者还连接到速率/功率请求产生电路44和编码器40。

天线14接收和发送RF信号。连接到天线14的双工器16促使接收RF信号52和发送RF信号54分离。

把天线14接收的RF信号52引导到接收路径64，通过接收放大器18把这些信号放大，通过RF-IF混频器20混频成中频，通过接收带通滤波器22滤波，通过接收AGC 24调节增益，然后通过IF-基带电路26转换成数字基带信号56。然后把数字基带信号56输入到数字基带计算机28。

在本实施例中，接收机系统10适用于正交相移键控(QPSK)调制和解调技术，而数字基带信号56是正交调幅(QAM)信号，它包括同相(I)以及正交(Q)信号分量。I和Q基带信号56表示导频信号和数据信号两者是从诸如在基站中使用的收发机之类的CDMA电信收发机发送的。

在发送路径66中，通过基带-IF电路38把数字基带计算机输出信号58转换成模拟信号，混频成IF信号，通过发送带通滤波器34滤波，通过IF-RF混频器32混频成RF，通过发送放大器30放大，然后通过双工器16和天线14发送。

把接收和发送路径64和66两者分别连接到数字基带计算机28。数字基带计算机28处理所接收的基带数字信号56，并输出数字基带计算机输出信号58。基带计算机28可以包括诸如信号到话音(或反之)的转换功能。

基带-IF电路38包括各种元件(未示出)，诸如数模转换器(DAC)、混频器、加法器、滤波器、移相器以及本地振荡器。基带计算机输出信号58包括相位相差90°的同相(I)和正交(Q)信号分量两者。把输出信号58输入到模拟基带-IF电路38中的数模转换器(DAC)，在那里把信号转换成模拟信号，然后通过低通滤波器滤波以准备进行混频。对输出信号58的相位进行调节、混频以及分别通过包括在基带-IF电路38中的90°移相器(未示出)、基带-IF混频器(未示出)以及加法器(未示出)总加。

加法器把IF信号输出到发送AGC电路36，在那里调节经混频的IF信号的增益，以准备通过发送带通滤波器34滤波，通过IF-发送混频器32混频成RF，通过发送放大器30放大，并最后通过双工器16和天线14进行无线电发送。

相似地，在接收路径64中的IF-基带电路26包括诸如模数转换器(ADC)。振荡器以及混频器之类的电路(未示出)。把从接收AGC电路24输出的所接收经增益调节的信号传递到IF-基带电路26，在那里通过混频电路把它们混频到基带，然后通过模数转换器(ADC)转换成数字信号。

基带-IF电路38和IF-基带电路26两者都使用通过第一振荡器60提供的振荡器信号来促进混频功能。接收RF-IF混频器20和发送IF-RF混频器32使用从第二振荡器62输入的振荡器信号。可以分别构成第一和第二振荡器60和62，用于从主基准振荡器信号得到输出信号的锁相环。

熟悉本技术领域的人员会理解，可以使用其它类型的接收和发送路径64和66作为替代而不偏离本发明的范围。诸如放大器18和30、混频器20和32、滤波器22和34、AGC电路24和26以及频率转换电路26和38等各种元件都是标准元件，熟悉本技术领域和本发明原理的人员可以容易地构造这些元件。

在基带计算机28中，把所接收的I和Q信号56输入到C/I和N_t估计电路12。C/I和N_t估计电路12根据导频信号正确地确定I和Q信号56的干扰能量，并再根据其确定载波信扰比(C/I)。载波信扰比(C/I)相似于信噪比(SNR)，而且是较少干扰和噪声分量的接收I和Q信号56的能量对接收I和Q信号56的干扰能量的比值。传统的C/I估计电路经常不能正确地估计多径干扰能量。

C/I和N_t估计电路12把C/I信号输出到速率/功率请求产生电路44和LLR电路46。C/I和N_t估计电路12还把干扰能量的倒数1/N_t、去扩展和去覆盖数据信道信号、以及去扩展和去覆盖导频信道信号输出到路径加权和组合电路42。还把去扩展和去覆盖数据信道信号提供给解码器48，在那里进行解码，并传递到控制器50。在控制50处，处理经解码的信号以输出话音或数据，或产生传递到相关基站(未示出)的反向链路信号。

路径加权和组合电路42对相应于数据信道信号的所接收数据信号的多径分量计算最佳比值路径组合权重，对合适的路径加权，组合多路径，并提供经总加和加权的路径作为到LLR电路46的一个量度。

LLR电路46使用从带有C/I和N_t估计电路12提供的C/I估计值的路径加权和组合电路42来的量度，以产生最佳LLR和软解码器判定值。把最佳LLR和软解码器判定值提供给解码器48，以促进所接收数据信道信号的解码。然后控制器50处理经解码的数据信道信号，以通过扬声器或其它装置(未示出)输出话音或数据。控制器50还控制从输入装置(未示出)到编码器40的语音信号和数据信号的发送，以准备进行发送。

速率/功率请求产生电路44根据从C/I和N_t估计电路12输入的C/I信号产生速率控制或功率部分请求消息。速率/功率请求发生电路44把C/I与一组预定门限值进行比较。速率/功率请求发生电路44根据C/I信号相对于各个门限值的相对量值产生速率请求或功率控制消息。速率/功率请求发生电路44的确切细节是专门的，熟悉本技术领域的人员可以容易地确定和实施以适合给定应用的需要。

然后把所产生的速率控制或功率部分请求消息传递到控制器50。控制器50准备功率部分请求消息，用于通过编码器40进行编码，最后通过发送路径66、双工器16和天线14在数据速率请求信道(DRC)发送到相关的基站(未示出)。当基站接收到速率控制或功率部分请求消息时，基站相应地调节发送信号的速率和/或功率。

来自C/I和N_t估计电路12的正确的C/I和N_t估计值改善速率/功率请求发生电路44的性能，并改善解码器48的性能，从而改善收发机系统10和相关的电信系统的通过量和效率。

图2是正确的C/I和N_t估计电路12、LLR电路46、以及适用于前向链路发送的图1所示路径组合电路42的更详细的图。

从左到右和从上到下，C/I和N_t估计电路12包括伪噪声(PN)去扩展器70、M-阵列沃尔什去覆盖电路72、总接收信号能量(I_o)计算电路74、第一常数电路84、导频滤波器76、减法器80、第一乘法器82、导频能量计算电路86、查找表(LUT)88、第二乘法器90、以及C/I累加电路92。在C/I和N_t估计电路12中，伪噪声(PN)去扩展器70接收来自图1所示IF-基带电路26的I信号和Q信号56。PN去扩展器70把输入并行提供给M-阵列沃尔什去覆盖电路72和I_o计算电路74。M-阵列沃尔什去覆盖电路72把输入提供给导频滤波器76和提供给在路径加权和组合电路42中的常数除法器(divider)电路78。

把能量计算电路74的输出连接到减法器电路80的正端。把减法器电路80的负端连接到第一乘法器82的输出端。把第一乘法器82的第一输入连接到第一常数电路84的输出。把第一乘法器82的第二输入连接到导频能量计算电路86的输出。导频滤波器76把输入提供到导频能量计算电路86。

把减法器80的输出连接到查找表(LUT)88。把LUT 88的输出并行连接到第二乘法器90的第一输入和路径加权和组合电路42中的第三乘法器94的第一输入。把第二乘法器90的第二输入连接到第一乘法器82的输出。把第二乘法器90的输出连接到C/I累加器电路92，它的输出提供到LLR电路46的输入。

路径加权和组合电路42包括第二常数发生电路98、第四乘法器96、第三乘法器94、常数除法器电路78、复数共轭电路100、第五乘法器102、以及路径累加器电路104。在路径加权和组合电路42中，把第四乘法器96的第一端连接到导频滤波器76的输出，它还连接到C/I和N_t估计电路12中的导频能量计算电路86的输入。把第四乘法器96的第二端连接到第二常数发生电路98。把第四乘法器96的输出连接到第三乘法器94的第二输入。第三乘法器94的输出提供到复数共轭电路100的输入。把复数共轭电路100的输出连接到第五乘法器102的第一输入。把常数除法器电路78的输出连接到第五乘法器102的第二输入。把第五乘法器102的输出连接到路径累加器电路104的输入。把路径累加器电路104的输出连接到LLR电路46的第二输入。把LLR电路的输出连接到解码器(见图1的48)的输入。

工作时，PN去扩展器70接收I和Q信号，并对L个指(即，路径(l))进行去扩展。PN去扩展器70使用与在信道上发送之前用于扩展I信号和Q信号所使用的伪噪声序列相反的序列对I信号和Q信号进行去扩展。PN去扩展器70的构成和操作在本技术领域中是众所周知的。

从PN去扩展器70输出去扩展信号，并输入到M-阵列沃尔什去覆盖器72以及I_o计算电路74。I_o计算电路74计算每一码片的总接收能量(I_o)，它包括所需要的信号分量以及干扰和噪声分量。I_o计算电路根据下列公式提供I_o的估计值(_o)：

${\hat{I}}_o=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{|\·|}^2----\left(1\right)$

其中，N是每一导频脉冲串的码片数，在本特定实施例中是64，而·表示从PN去扩展器70输出的所接收的去扩展信号。

熟悉本技术领域的人员会理解，可以在通过PN去扩展器70去扩展之前计算I_o而不偏离本发明的范围。例如，I_o计算电路74可以从I信号和Q信号56直接接收输入，而不是通过PN去扩展器70提供的输入，在这种情况下，在I_o计算电路74的输出处将提供I_o的等效估计值。

M-阵列沃尔什去覆盖电路72根据本技术领域中已知的方法对正交数据信号(称为数据信道)以及导频信号(称为导频信道)进行去覆盖。在本特定实施例中，正交数据信号相应于用下列公式表示的一个数据信道：

$s=\sqrt{M{\hat{E}}_{s,l}}\·e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_l}{X}_t------\left(2\right)$

其中，M是每一沃尔什码元的码片数，

是第l个多径分量的调制码元能量，

是数据信道s的相位，而X₁是数据信道s的信息-去除覆盖(information-baring)分量。把由公式(2)表示的去覆盖数据信道提供给解码器(见图1中的48)和路径加权和组合电路42的常数除法器电路78。

尽管本发明适于使用包括各种沃尔什代码的信号，但熟悉本技术领域的人员可以使本发明可以容易地使用其它类型的代码。

把导频信道输入到导频滤波器76。导频滤波器76是作用如同低通滤波器的平均滤波器，它把更高频率的噪声和干扰分量从导频信道除去。下列公式表示导频滤波器76的输出(p)：

$p=M\sqrt{{\hat{E}}_{p,l}}\·e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_l}-----\left(3\right)$

其中，M是每一沃尔什码元的码片数， 是第l个多径分量的导频码片能量，θ_l

是经滤波导频信道p的相位。

通过导频能量计算电路86计算经滤波导频信道p的能量估计值，它是由公式(3)表示的经滤波的导频信道p的复数幅度的平方。把经滤波的导频信道p的复数幅度的平方乘以由下列公式表示的预定比例因子c：

$c=\frac{1}{M^2}\frac{I_{\mathrm{or}}}{E_p}----\left(4\right)$

其中，I_or是所需要信号的接收能量，即等效于较少噪声和干扰分量的I_o。E_p是导频码片能量。比例因子c是在许多无线通信系统中已知的前向链路常数。

通过第一乘法器82把比例因子c乘以经滤波的导频信道p的能量，以产生与所接收的信号56的第l个多径分量相关的所接收的需要信号的能量(较少噪声和干扰分量的I_o)的正确估计值_or，l。

通过减法器80把正确估计值_or，l从I_o的估计值减去，以产生与第l个多径分量相关的干扰能量(N_t，l)的正确测量值。然后把N_t，1提供给LUT 88，它把N_t，l的倒数输出到路径加权和组合电路42中的第三乘法器94和第二乘法器90的第一输入。把第二乘法器90的第二输入连接到第一乘法器82的输出，它在第二乘法器90的第二输入端处提供_or，l。第二乘法器90根据下列公式输出与第l个多径分量相关的载波信扰比(C/I)的正确估计值：

${\left(\frac{C}{I}\right)}_l=\frac{{\hat{I}}_{\mathrm{or},l}}{N_{t,l}}---\left(5\right)$

然后通过C/I累加器电路92在接收信号中的L路径上对正确C/I值进行累加。然后把经累加的C/I值提供给LLR电路46以及速率/功率请求发生电路(见图1中的44)。

在路径加权和组合电路42中，第四乘法器96把经滤波的导频信号p乘以第二常数发生电路98提供的常数k。根据下列公式计算常数k：

$k=\frac{1}{M}\sqrt{\frac{E_s}{E_p}}-----\left(6\right)$

其中，E_s是调制码元能量，E_p是导频码元能量，而M是如上所述每一码片的沃尔什码元数。通常E_s对E_p的比值是反向链路和前向链路发送的已知常数。第四乘法器96的输出提供下列公式描述的信道系数

的估计值：

$\widehat{\mathrm{\α}}=\sqrt{{\hat{E}}_{s,l}}\·e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_l}-------\left(7\right)$

其中， 是第l个多径分量的调制码元能量的估计值， 是导频信号相位的估计值。信道 是导频滤波器76的输出的复数幅度的比例估计值。

然后通过第三乘法器94把信道估计值乘以与第l个多径分量相关的干扰能量N_t，l的倒数。干扰能量N_t，l包括干扰和噪声分量两者。然后复数共轭电路100计算第三乘法器94的输出的共轭值，它表示最大比值路径组合权重。然后通过第五乘法器102把最大比值路径组合权重乘以从除法器电路78输出的相应数据码元。由下列公式表示数据码元(d)：

$d=\sqrt{{\hat{E}}_{s,l}}\·e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_l}{X}_l----\left(8\right)$

其中，变量如公式(2)和(7)所给出。

第五乘法器102的输出表示最佳加权数据信号，然后在包括通过路径组合器电路104的信号的L路径上进行累加。把所产生的最佳组合数据信号提供给LLR电路46，便于输入到解码器(见图1中的48)的最佳软解码器的计算。

熟悉本技术领域的人员会理解，分别通过第一常数发生电路84和第二常数发生电路98提供的常数c和k可以是不同于公式(3)和(6)表示的常数或变量，这并不偏离本发明的范围。

图3是用于反向链路发送的最佳正确干扰能量计算电路110的图，并包括图2所示的路径加权和组合电路42和LLR电路46。

除了计算N_t之外，干扰能量计算电路110的操作与图2所示的C/I和N_t估计电路12的操作相似。干扰能量计算电路100包括PN去扩展器70、M-阵列沃尔什去覆盖电路72以及导频滤波器76。M-阵列沃尔什去覆盖电路72对来自PN去扩展器70的去扩展的I信号和Q信号取样输出的导频信道和数据信道进行去覆盖，即，获取。

在干扰能量计算电路110中，把导频信道提供给导频减法器电路112的正输入和导频滤波器76。导频滤波器76抑制导频信道中的噪声和干扰分量，并把经滤波的导频信号提供给导频减法电路112的负输入。导频减法电路112从经滤波的导频信道中减去导频信道，并输出一个表示通过在发送基站(未示出)和使用干扰能量计算电路110的收发机系统(见图1的10)之间的信道引入的每一码元的干扰和噪声的信号。根据下列公式，通过干扰能量计算电路114计算每一码元的干扰和噪声信号的能量(N_t，l)：

$N_{t,l}=\frac{M}{N}\underset{i=1}{\overset{N/M}{\mathrm{\Σ}}}{|\·|}^2----\left(9\right)$

其中，M是每一沃尔什码元的码片数，N是导频脉冲串中的码片数(64个码片)，而·是导频减法器电路112的输出。

当图2所示第一常数发生电路84所提供的常数值是未知的时候，使用干扰能量计算电路110。这是许多采用反向链路时的情况。

图4是分别示出图2所示的正确干扰能量估计电路和最大比值路径组合电路的另外的实施例120和122的图，并适于供前向链路使用。另外的C/I和N_t估计电路120包括并联连接到导频能量计算电路86以及导频信号乘法器126的输入的导频指(finger)滤波器124。把导频能量计算电路86的输出并联连接到LUT 88以及导频能量信号乘法器128的输入。

把LUT 88的输出并联地连接到导频能量信号乘法器128的另一个输入以及导频信号乘法器126的另一个输入。把导频能量信号乘法器128的输出输入到C/I路径累加电路130。把C/I路径累加电路130的输出并联连接到图1的速率/功率发生电路44的输入以及统一化的(generalized)双最大值电路132的输入。

把导频信号乘法器126的输出连接到点积电路134的输入。把点积电路134的另一个输入连接到图3的M-阵列沃尔什去覆盖电路72的输出。把点积电路134的输出连接到I信号和Q信号分用器(DEMUX)136的输入。I和Q DEMUX 136提供I和Q信号的正交输出(Y_Q)和同相输出(Y_I)。把DEMUX 136连接到统一化双最大值电路138的输入。把统一化双最大值电路132的同相量度(m_I)和正交相量度(m_Q)连接到LLR电路(见图1、2和3中的46)。I和Q DEMUX136提供I和Q信号的正交输出(Y_Q)和同相输出(Y_I)。把DEMUX136连接到统一化双最大值电路132的输入。

工作时，导频指滤波器124从图3所示的M-阵列沃尔什去覆盖电路72接收去扩展导频信号，并根据下列公式输出经滤波的信号(p)：

$p=\frac{P_l}{\sqrt{I_0}}-----\left(10\right)$

其中，P_l是与所接收的导频信号的第l个多径分量相关的导频信号，而I_o是由下列公式定义的每一码片的总接收能量：

I_o＝I_or，l+N_t，l                              (11)

其中，如上所述，N_t，l表示与所接收的信号的第l个多径分量相关的干扰和噪声分量，而I_or表示与第l个多径分量相关的接收信号的所需要的分量的能量。

把经滤波的信号p输入到导频能量计算电路86，在那里对信号p的量值取平方，并输出到LUT 88。调节LUT 88使之从1减去经平方的信号p²，然后对结果取倒数，而得到下列公式：

$\frac{1}{1-\frac{{\left|P_l\right|}^2}{I_0}}=\frac{I_0}{I_0-{\left|P_l\right|}^2}=\frac{I_0}{N_{t,l}}------\left(12\right)$

其中，P_l和I_o如公式(10)和(11)所给出。如上所述，N_t，l表示与第l个多径分量相关的接收信号的干扰和噪声分量相关的能量。|P_l|²提供I_or的正确估计值。

通过导频能量信号乘法器128把LUT 88所产生的输出乘以导频能量计算电路86的输出，以产生图1中系统10接收到的信号的第l个多径分量的正确的C/I值。通过C/I路径累加电路130在包括所接收的信号的L个多径上使C/I值相加。C/I路径累加电路130把总C/I的正确估计值提供给图1中的速率/功率请求发生电路44以及双最大值计算电路132。

导频信号乘法器126使导频指滤波器124的输出与LUT 88的输出相乘，以产生下列输出(y)：

$y=\frac{P_l\sqrt{I_0}}{N_{t,l}}------\left(13\right)$

其中，变量如公式(12)所给出。

把如公式13中给出的导频信号乘法器126的输出提供给点积电路134。点积电路134还接收来自图2中的M-阵列沃尔什去覆盖电路72的数据信号(d)作为输入。在本实施例中，由下列公式表示数据信号(d)：

$d=\frac{X_l}{\sqrt{I_0}}----\left(14\right)$

其中，X_l是与图1中的系统20接收到的信号的第l个多径分量相关的正交调幅(QAM)信号，而I_o如在公式(11)中所给出。

除了图4的系统清楚地示出由于自动增益控制电路(见图1)导致的取比例之外，图4中的系统与图2中的系统执行相似的算法。图4中的系统还示出LUT 88，所述LUT 88用于把(I_or，l)/(I_o)转换成(I_or，l)/(N_t，l)以及转换成(N_t，l)/(I_o)的倒数而无需如在图2中那样清楚地计算I_o。(I_or，l)/(I_o)近似地等于从图4的导频能量计算电路86输出的(|P₁|²)/(I_o)，并等于E_p/I_o，如果E_p/I_or＝1，其中，E_p是如上所述的导频码元能量。

点积电路134用信号y取得信号d(分别在公式(14)和(13)中的定义)的点积，并根据下列公式提供输出信号(Y)：

$Y=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{X_l{P}_l^{*}}{N_{t,l}}=Y_l+{\mathrm{iY}}_Q----\left(15\right)$

其中，L是多径的总数；l是计数器，并表示L多径的特定l路径；Y_I表示所接收的数据信号的同相分量，而Y_Q表示所接收的数据信号的虚数正交分量。其它变量，即，X_l、P_l和N_t，l如公式(13)和(14)所给出。

DEMUX 136把公式(15)定义的输出Y的I(Y_I)和Q(Y_Q)分量选择切换到提供给统一化双最大值电路132的分立路径上，所述统一化双最大值电路132根据其把量度

和

输出到图1所示的LLR电路46。

熟悉本技术领域的人员可以容易地构成用于构成本发明的所有电路元件和模块，诸如在图4所示的系统中所使用的那些元件和模块。

图5是帧活动控制(FAC)电路140的方框图，用于改善干扰能量(N_t)的估计值，并适用于图2所示的正确C/I和N_t估计电路12。

参考图2和5，可以在图2所示的C/I和N_t估计电路12中把FAC电路140插入LUT 88的输入处。FAC电路140接收从减法器电路80输出的N_t，l以及从M-阵列沃尔什去覆盖器72输出的数据信道，以及第一乘法器82的输出，并输出N_t，l，即，N_t ^Data的新估计值，它是在与某些基站在导频时间间隔期间传送而不是在数据时间间隔期间传送的情况相反的情况下修正的干扰(包括噪声)估计值。在导频时间间隔期间传送的基站对与信道相关的和通过导频信号测量的噪声和干扰产生影响。如果某些基站在数据时间间隔期间不传送但是在导频时间间隔期间传送，则根据导频时间间隔期间估计的信道噪声和干扰将变得太大，即，N_t，data＜N_t，pilot以及(C/I)_data＜(C/I)_pilot。

根据本发明的原理，基站传送的波形包括帧活动(activity)位(FAC位)。FAC位向诸如图1所示系统10之类的移动站指示，是否在接着下一个半帧的半帧期间将发送相关导频信号的话务信道。例如，如果把FAC位设置成逻辑1，则前向话务信道可以是无效的。如果清除FAC位，即，相应于逻辑0，则相应的前向信道是无效的。在对于第i个基站的半帧n期间发送的FAC位(即，FAC_i(n))指定下一个帧(即，半帧(n+2))的前向数据信道有效(activity)。

FAC位的使用改善了通信系统(其中，某些基站在导频时间间隔期间发送信号而在数据时间间隔期间不发送信号)中的C/I估计值。结果，FAC位的使用使通过图1的速率/功率请求发生电路44的实施产生优越的数据速率控制。FAC位的使用还有助于保证前向数据信道发送多达8个时隙是有效的，所述时隙是用半帧n+1开始的，并且是根据通过FAC位考虑基站无效的数据速率控制消息的。

FAC电路140根据下列公式从在数据时间间隔期间不发送信号的基站减去干扰的影响。

${N_{t,i}}^{\mathrm{Data}}={N_{t,i}}^{\mathrm{Pilot}}-\underset{j:j\≠i,\mathrm{FAC}\left[j\right]=0}{\mathrm{\Σ}}{\hat{I}}_{\mathrm{or},j}---\left(16\right)$

其中，i是基站的指数，即，正在估计N_t，i ^Data的扇区。j是计数器，它对于所计数的每个基站递增。N_t，i ^Data表示第l个多径分量的干扰能量，并与第j个基站的数据发送相关联。与此类似，N_t，i ^Data代表第l个多径分量的干扰能量，并且与第j个基站的导频发送相关。_or，j是从第j个基站接收到的所需要的信号分量的能量。

按照本发明的原理，熟悉本技术领域的人员可以容易地构造FAC电路140而无需过度的试验。

在导频时间间隔期间和进行干扰能量N_t的估计期间，与图1所示收发机系统10进行通信的所有基站是在满功率的情况下发送的。如果某个基站在导频时间间隔之前和之后的数据时间间隔期间是空闲的，则在存在大多径扩展时，则在从其它基站来的导频信号的整个持续期期间里，可能不会接收到来自基站的干扰。为了避免造成N_t估计值的不正确，在导频脉冲串之前和之后以及在空闲数据时间间隔期间，基站发送空闲过渡带信号。空闲过渡带信号的宽度大于与信道相关联的预期的多径扩展。在一个较佳实施例中，可以把空闲过渡带信号的宽度配置成从码片最小宽度0到128个最大宽度。

图6是示例时序，示出有效时隙150以及空闲时隙152。在第一导频脉冲串156以及空闲时隙152期间示出导频过渡带154。第一导频脉冲串156相应于有效时隙150期间的第二导频脉冲串158。

在空闲时隙152中的第三导频脉冲串160之前和之后以及在有效时隙150中相应于第四导频脉冲串162的之前和之后还示出FAC信号164，即，反向功率控制信道(RPC)信号。

图7是示例定时图，示出话务信道信号170、导频信道信号172、帧活动信号174(FAC)以及图6的时隙的空闲信道过渡带信号176。

至此，已经参照特定实施例描述了本发明。熟悉本技术领域和本发明原理的人员会理解，在本发明的范围内，还可以有另外的修改、应用和实施例形式。

因此，本发明的范围应当由所附的权利要求书来限定。

Claims (24)

1.一种系统，用于对在无线信道上接收和通过外部收发机发送的信号提供正确噪声和/或干扰值，其特征在于，所述系统包括：

第一码分多址接收机部分，用于接收所述信号，所述接收信号具有所需要的信号分量和干扰和/或噪声分量；

信号获取电路，用于从所述接收信号中获取所述所需要的信号分量的估计值；

噪声估计电路，用于根据所述所需要的信号分量和所述接收信号的所述估计值提供所述正确的噪声和/或干扰值；

查找表，用于把所述正确的噪声和/或干扰值变换成归一化因子；

载波信-扰比电路，用于使用所述归一化因子和所述接收信号来产生正确的载波信-扰比估计值；以及

路径组合电路，用于根据所述接收信号和所述归一化因子来产生最佳路径组合权。

2.如权利要求1所述的系统，其特征在于，它还包括一种装置，用于使用所述正确的干扰值来计算载波信-扰比。

3.如权利要求2所述的系统，其特征在于，它还包括一种装置，用于使用所述正确的噪声和/或干扰值对包括所述信号的多个信号路径计算最佳路径组合权，以及根据计算最佳地提供经组合的信号路径。

4.如权利要求3所述的系统，其特征在于，它还包括一种装置，用于根据所述载波信扰比和所述经最佳组合的信号路径计算对数似然值(log-likelihood value)。

5.如权利要求4所述的系统，其特征在于，它还包括一种装置，用于使用所述对数似然值对所述接收信号进行解码。

6.如权利要求2所述的系统，其特征在于，它还包括一种装置，用于产生速率和/或功率控制消息，并把所述速率和/或功率控制消息发送到所述外部收发机。

7.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述第一接收机部分包括下变频和混频电路，用于从所述接收信号中提供同相和正交信号取样。

8.如权利要求7所述的系统，其特征在于，所述信号获取电路包括伪噪声去扩展器，用于从所述同相和正交信号取样中提供去扩展的同相和正交信号取样。

9.如权利要求8所述的系统，其特征在于，所述信号获取电路还包括去覆盖电路，用于从所述去扩展的同相和正交信号取样中使导频信号和数据信号分离，并根据其提供数据信道输出和导频信道输出。

10.如权利要求9所述的系统，其特征在于，通过下列公式描述所述数据信道输出：

$s=\sqrt{M{\hat{E}}_{s,l}}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_l}{X}_t$

其中，s表示数据信道，M是每一沃尔什码元的码片数； 是所述数据信道的第l个多径分量的调制码元能量；

是数据信道s的相位；而X_t是所述数据信道s的信息去除了覆盖的分量。

11.如权利要求9所述的系统，其特征在于，所述信号获取电路还包括平均电路，用于降低所述导频信道输出中的噪声，并根据其提供所述所需要的信号分量的所述估计值作为输出。

12.如权利要求11所述的系统，其特征在于，所述所需要的信号分量的所述估计值是通过下列公式描述的：

$s=M\sqrt{{\hat{E}}_{P,l}}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_l}$

其中，p表示所述估计值；M是每一沃尔什码元的码片数； 是所述估计值p的第l个多径分量的导频码片能量；而θ_l是所述估计值p的相位。

13.如权利要求11所述的系统，其特征在于，所述噪声估计电路包括一个电路，用于计算与所述估计值相关联的能量值，把所述能量值乘以预定的常数以产生一定比例的能量值，并把所述确定比例的能量值从与所述接收信号相关联的总能量的估计值中减去，以产生所述正确的噪声和/或干扰值。

14.如权利要求13所述的系统，其特征在于，所述预定常数是通过下列公式描述的：

$c=\frac{1}{M^2}\frac{I_{\mathrm{or}}}{E_p}$

其中，c表示所述预定常数；I_or是所述所需要的信号分量的接收能量；而E_p是导频码片能量。

15.如权利要求13所述的系统，其特征在于，把所述正确的噪声和/或干扰值用于所述查找表，所述查找表计算所述正确的噪声和/或干扰值的倒数，以提供所述归一化因子。

16.如权利要求15所述的系统，其特征在于，所述噪声估计电路还包括一个乘法器，用于使所述取了比例的所需要的信号能量与所述归一化因子相乘，以产生所述正确的载波信扰比估计值。

17.如权利要求16所述的系统，其特征在于，所述噪声估计电路还包括一个平均电路，用于对所述载波信扰比估计值进行平均，并根据其提供平均载波信扰比估计值。

18.如权利要求17所述的系统，其特征在于，它还包括对数似然比电路，用于从所述平均载波信扰比估计值和通过所述归一化因子确定比例的路径组合加权来计算对数似然比，并取平均。

19.如权利要求11所述的系统，其特征在于，所述噪声估计电路包括一个减法器，用于把所述所需要的信号分量从所述导频信道输出中减去，并根据其提供干扰信号。

20.如权利要求19所述的系统，其特征在于，所述噪声估计电路包括一个能量计算电路，用于从所述干扰信号中提供所述正确的噪声和/或干扰值。

21.如权利要求1所述的系统，其特征在于，它还包括一种装置，用于对包括所述接收信号的每个多信号路径计算最佳路径组合权重。

22.如权利要求21所述的系统，其特征在于，计算最佳路径组合权重的所述装置包括一种装置，用于从导频滤波器和常数提供电路的输出中提供所述所需要的信号分量的幅度的比例估计值，通过所述正确的噪声和/或干扰值使所述比例估计值归一化。

23.如权利要求22所述的系统，其特征在于，所述比例估计值是通过下列公式描述的：

$\widehat{\mathrm{\α}}=\sqrt{{\hat{E}}_{s,l}}\·e^{j{\widehat{\mathrm{\θ}}}_l}/N_{s,l}$

其中， 是所述比例估计值；

是所述接收信号的第l个多径分量的调制码元能量估计值；

是所述导频滤波器的所述输出的相位估计值；而N_s，l是所述正确的噪声和/或干扰值。

24.如权利要求23所述的系统，其特征在于，它还包括共轭电路，用于提供所述比例估计值的共轭数，所述共轭数表示所述最佳路径组合权重。

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